JPS63228804A - 過渡応答制御回路 - Google Patents
過渡応答制御回路Info
- Publication number
- JPS63228804A JPS63228804A JP63044080A JP4408088A JPS63228804A JP S63228804 A JPS63228804 A JP S63228804A JP 63044080 A JP63044080 A JP 63044080A JP 4408088 A JP4408088 A JP 4408088A JP S63228804 A JPS63228804 A JP S63228804A
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- JP
- Japan
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- circuit
- transient response
- control circuit
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- 230000001052 transient effect Effects 0.000 title description 15
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 6
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/02—Manually-operated control
- H03G3/14—Manually-operated control in frequency-selective amplifiers
- H03G3/18—Manually-operated control in frequency-selective amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0052—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using diodes
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野コ
本発明は、線形集積回路の高周波増幅器等の高周波信号
伝送路用の過渡応答制御回路に関する。
伝送路用の過渡応答制御回路に関する。
［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］高周波
増幅器において、回路を最適な性能に調整するために、
過渡応答を可変する何らかの手段を設けることは一般的
である。典型的には、信号路内のコンデンサ又はインダ
クタの如きリアクタンスをもつ受動素子を変化させて、
過渡応答調整（高周波補償又は信号ピーキングとしても
知られているンを行っている。
増幅器において、回路を最適な性能に調整するために、
過渡応答を可変する何らかの手段を設けることは一般的
である。典型的には、信号路内のコンデンサ又はインダ
クタの如きリアクタンスをもつ受動素子を変化させて、
過渡応答調整（高周波補償又は信号ピーキングとしても
知られているンを行っている。
他の場合、ダンピング係数（ｋ）は、共振回路のクォリ
ティ係数（Ｑ）に関連しているので、過渡応答に相関し
ていると認められ、抵抗と共に容量及びインダクタンス
を可変することにより、ダンピング係数を調整して、精
密にダンピングすることもできる。ここで、オーパージ
コート（ダンピングが不足の場合）又はトリブリアップ
（ダンピングが過多の場合）することなく、ステップ電
圧がその最終定常状態値に上昇する。
ティ係数（Ｑ）に関連しているので、過渡応答に相関し
ていると認められ、抵抗と共に容量及びインダクタンス
を可変することにより、ダンピング係数を調整して、精
密にダンピングすることもできる。ここで、オーパージ
コート（ダンピングが不足の場合）又はトリブリアップ
（ダンピングが過多の場合）することなく、ステップ電
圧がその最終定常状態値に上昇する。
集積回路において、リアクタンスを有する要素（又は、
過渡応答を調整するのに用いるツール）は、しばしば寄
生りアクタンスを回路に発生させ、性能を妥協させるの
で、過渡応答調整を実現するのは難しい。また、調整を
必要とする敏感な回路は、しばしばアクセスが不可能で
あり、余分な別のチップの補償回路を必要とする。
過渡応答を調整するのに用いるツール）は、しばしば寄
生りアクタンスを回路に発生させ、性能を妥協させるの
で、過渡応答調整を実現するのは難しい。また、調整を
必要とする敏感な回路は、しばしばアクセスが不可能で
あり、余分な別のチップの補償回路を必要とする。
したがって、本発明の目的の１つは、負荷が最小で、信
号経路に直接挿入することができ、また寄生リアクタン
スを生じることなく外部から制御できる線形集積回路高
周波増幅器用の過渡応答制御回路の提供にある。
号経路に直接挿入することができ、また寄生リアクタン
スを生じることなく外部から制御できる線形集積回路高
周波増幅器用の過渡応答制御回路の提供にある。
本発明の他の目的は、高周波増幅器のダンピング係数を
電気的に調整して、適切なステップ応答が得られる過渡
応答制御回路の提供にある。
電気的に調整して、適切なステップ応答が得られる過渡
応答制御回路の提供にある。
［課題を解決するための手段］
本発明の過渡応答制御回路は、信号伝送路の所定位置の
第１及び第２回路ノード間に接続され、第１単方向性導
電素子、並びにこの第１単方向性導電素子に並列接続さ
れた第２単方向性導電素子及び抵抗器の直列回路を有す
る可変抵抗回路網と、第２回路ノードに接続され所定電
流を供給する電流源と、所定電流を第１及び第２単方向
性導電素子に制御可能に分配して、可変抵抗回路網の等
価抵抗を可変する制御手段とを具えている。
第１及び第２回路ノード間に接続され、第１単方向性導
電素子、並びにこの第１単方向性導電素子に並列接続さ
れた第２単方向性導電素子及び抵抗器の直列回路を有す
る可変抵抗回路網と、第２回路ノードに接続され所定電
流を供給する電流源と、所定電流を第１及び第２単方向
性導電素子に制御可能に分配して、可変抵抗回路網の等
価抵抗を可変する制御手段とを具えている。
［作用コ
本発明の過渡応答制御回路は、線形集積回路高周波増幅
器に最適であり、可変抵抗ダンピング回路網、及びそれ
用の電子制御回路を具えている。
器に最適であり、可変抵抗ダンピング回路網、及びそれ
用の電子制御回路を具えている。
余分な負荷を最小として、この可変抵抗ダンピング回路
網を、増幅器がダンピングに最も敏感な信号経路の位置
に挿入している。
網を、増幅器がダンピングに最も敏感な信号経路の位置
に挿入している。
本発明の他の目的、特徴、及び利点は、添付図を参照し
た以下の詳細な説明より当業者には明かになろう。
た以下の詳細な説明より当業者には明かになろう。
［実施例］
第１図は、本発明による過渡応答制御回路を有する高周
波信号路の回路図である。この第１図において、高周波
信号伝送路内の第１回路ノード（１２）及び第２回路ノ
ード（１４）の間に可変抵抗回路網（１０）を挿入して
いる。この実施例において、この高周波信号伝送路は、
入力信号路（１６）及び出力信号路（１８）間に接続さ
れた１対のエミッタ・フォロア・トランジスタＱｌ及び
Ｑ２を有している。電流源（２０）は、エミッタ・フォ
ロア・トランジスタＱ２用の動作電流を供給し、一方、
トランジスタ’Ｑ ｌ用の動作電流は、後述する如く、
電流ステイアリング・トランジスタＱ３を介して供給さ
れる。トランジスタＱ１及びＱ２は、線形集積回路高周
波増幅器の一部を示し、この場合、可変抵抗回路ｗｊ（
１０）を用いて、インダクタンス性出力インピーダンス
Ｚ１をダンピングする。この出力インピーダンスＺ１は
、トランジスタＱ２の容量性入力インピーダンスＺ２を
駆動する。
波信号路の回路図である。この第１図において、高周波
信号伝送路内の第１回路ノード（１２）及び第２回路ノ
ード（１４）の間に可変抵抗回路網（１０）を挿入して
いる。この実施例において、この高周波信号伝送路は、
入力信号路（１６）及び出力信号路（１８）間に接続さ
れた１対のエミッタ・フォロア・トランジスタＱｌ及び
Ｑ２を有している。電流源（２０）は、エミッタ・フォ
ロア・トランジスタＱ２用の動作電流を供給し、一方、
トランジスタ’Ｑ ｌ用の動作電流は、後述する如く、
電流ステイアリング・トランジスタＱ３を介して供給さ
れる。トランジスタＱ１及びＱ２は、線形集積回路高周
波増幅器の一部を示し、この場合、可変抵抗回路ｗｊ（
１０）を用いて、インダクタンス性出力インピーダンス
Ｚ１をダンピングする。この出力インピーダンスＺ１は
、トランジスタＱ２の容量性入力インピーダンスＺ２を
駆動する。
可変抵抗回路網（１０）は、（第１単方向性導電素子と
しての）第１シヨツトキ・ダイオード（２４）と、この
ショットキ・ダイオード（２４）に並列接続された（第
２単方向性導電素子としての）第２シヨツトキ・ダイオ
ード（２６）及び抵抗器（２８）の直列組合わせとで構
成されている。
しての）第１シヨツトキ・ダイオード（２４）と、この
ショットキ・ダイオード（２４）に並列接続された（第
２単方向性導電素子としての）第２シヨツトキ・ダイオ
ード（２６）及び抵抗器（２８）の直列組合わせとで構
成されている。
ショットキ・ダイオード（２４）及び（２６）が順バイ
アスされて導通していると、これらショットキ・ダイオ
ードのインピーダンスは非常に低くなり、無視できる要
素としてみなされる。よって、これらショットキ・ダイ
オードの各々は、第２図に示すように、ｒｅ＋ｒｂの等
価抵抗になる。ある状況では、バイポーラ・ダイオード
を利用できるが、これらに固有の高いインダクタンスを
考慮しなければならない。電流源（３０）が、これらダ
イオードの導通電流を与える。
アスされて導通していると、これらショットキ・ダイオ
ードのインピーダンスは非常に低くなり、無視できる要
素としてみなされる。よって、これらショットキ・ダイ
オードの各々は、第２図に示すように、ｒｅ＋ｒｂの等
価抵抗になる。ある状況では、バイポーラ・ダイオード
を利用できるが、これらに固有の高いインダクタンスを
考慮しなければならない。電流源（３０）が、これらダ
イオードの導通電流を与える。
電流源（３０）からの電流の配分を非制御回路内のダイ
オード間でシフトする際に、ダイオード（２４）及び（
２６）の単方向導通特性を利用することにより、可変抵
抗回路網（１０）を制御する。よって、回路網（１０）
の等価抵抗ＲＥＱが変化する。トランジスタＱ３のコレ
クタをノード（１２）に接続し、トランジスタＱ４のコ
レクタを抵抗器（２８）及びダイオード（２６）の共通
接続点に接続する。トランジスタＱ３及びＱ４のエミッ
タは、夫々のエミッタ抵抗器（４０）及び（４２）を介
して互いに結合され、更に、電流源（４４）を介して、
適当な電圧源−ＶＥＥに接続される。トランジスタＱ３
のベースを可変直流制御電圧発生器（５０）に接続し、
トランジスタＱ４のベースは固定基準電圧ＶＲＥＦに接
続する。
オード間でシフトする際に、ダイオード（２４）及び（
２６）の単方向導通特性を利用することにより、可変抵
抗回路網（１０）を制御する。よって、回路網（１０）
の等価抵抗ＲＥＱが変化する。トランジスタＱ３のコレ
クタをノード（１２）に接続し、トランジスタＱ４のコ
レクタを抵抗器（２８）及びダイオード（２６）の共通
接続点に接続する。トランジスタＱ３及びＱ４のエミッ
タは、夫々のエミッタ抵抗器（４０）及び（４２）を介
して互いに結合され、更に、電流源（４４）を介して、
適当な電圧源−ＶＥＥに接続される。トランジスタＱ３
のベースを可変直流制御電圧発生器（５０）に接続し、
トランジスタＱ４のベースは固定基準電圧ＶＲＥＦに接
続する。
電圧発生器（５０）は、集積回路の外部に物理的に配置
できるし、多くの既知の可変電圧源又はプログラマブル
電圧源の任意のもので構成できる。
できるし、多くの既知の可変電圧源又はプログラマブル
電圧源の任意のもので構成できる。
単一の制御電圧により、トランジスタＱ３及びＱ４が電
流ステアリング（配分）機能を実行し、可変抵抗回路１
１１ （１０）の等価抵抗ＲＥＱを可変して、信号伝送
路のダンピング係数（ｋ）を変更するのが適切である。
流ステアリング（配分）機能を実行し、可変抵抗回路１
１１ （１０）の等価抵抗ＲＥＱを可変して、信号伝送
路のダンピング係数（ｋ）を変更するのが適切である。
よって、電流源（４４）、電圧発生器（５０）、）ラン
ジスタＱ３及びＱ４が、電流源（３０）からの電流をシ
ョットキ・ダイオード（２４）及び（２６）に配分する
制御手段となる。ダンピング係数（ｋ）は、等価抵抗Ｒ
ＥＱ。
ジスタＱ３及びＱ４が、電流源（３０）からの電流をシ
ョットキ・ダイオード（２４）及び（２６）に配分する
制御手段となる。ダンピング係数（ｋ）は、等価抵抗Ｒ
ＥＱ。
トランジスタＱ１の出力インピーダンスＺ１、及びトラ
ンジスタＱ２の入力インピーダンスＺ２の関数である。
ンジスタＱ２の入力インピーダンスＺ２の関数である。
第３図は、ＲＥＱの値を増加の影響により、ダンピング
係数が、ダンピング不足の場合（ｋ＜１）から、精密に
ダンピングされた場合（ｋ＝１）、更にダンピングが過
多の場合（ｋ＞１）に変化する状態を示している。精密
にダンピングを行うと、増幅器のステップ応答が最適に
なる。
係数が、ダンピング不足の場合（ｋ＜１）から、精密に
ダンピングされた場合（ｋ＝１）、更にダンピングが過
多の場合（ｋ＞１）に変化する状態を示している。精密
にダンピングを行うと、増幅器のステップ応答が最適に
なる。
いくつかの数値を与えることにより、回路動作が理解で
きるので、電流源（３０）はｉ５ミ！Ｊアンペア、（ｍ
Ａ）を与え、電流源（４４）は５６０ｍＡを引き込み
、抵抗器（２８〉の値を１００オームとする。
きるので、電流源（３０）はｉ５ミ！Ｊアンペア、（ｍ
Ａ）を与え、電流源（４４）は５６０ｍＡを引き込み
、抵抗器（２８〉の値を１００オームとする。
電圧発生器（５０）がトランジスタＱ３を導通させ、ト
ランジスタＱ４をオフにして、Ｉｃ３＝５．０ｍＡ及び
ｒｃ４＝ｏｍＡとする状態を第１状態とする。この第１
状態において、電流源（３０）からの総ての電流は、ダ
イオード（２４）を流れる（よって、ダイオード（２６
）には流れない）。
ランジスタＱ４をオフにして、Ｉｃ３＝５．０ｍＡ及び
ｒｃ４＝ｏｍＡとする状態を第１状態とする。この第１
状態において、電流源（３０）からの総ての電流は、ダ
イオード（２４）を流れる（よって、ダイオード（２６
）には流れない）。
したがって、ＲＥＱの値は、完全にダイオード（２４〉
の等価抵抗になり、約３２オームと計算される。
の等価抵抗になり、約３２オームと計算される。
電圧発生器（５０）がトランジスタＱ４を導通させ、ト
ランジスタＱ３をオフにして、ＴＣ３＝ＯｍＡ及びＩｃ
４＝５．０ｍＡとする状態を第２状唄とする。この第２
状態において、電流源（３０）からの総ての電流は、ダ
イオード（２６）を流れる（よって、ダイオード（２４
）には流れない）。
ランジスタＱ３をオフにして、ＴＣ３＝ＯｍＡ及びＩｃ
４＝５．０ｍＡとする状態を第２状唄とする。この第２
状態において、電流源（３０）からの総ての電流は、ダ
イオード（２６）を流れる（よって、ダイオード（２４
）には流れない）。
したがって、ＲＥＱの値は、ダイオード（２６）の等価
抵抗及び抵抗器（２８）の抵抗の和になり、約１３２オ
ームと計算される。
抵抗及び抵抗器（２８）の抵抗の和になり、約１３２オ
ームと計算される。
電圧発生器（５０）からの制御電圧を、上述の第１状態
から第２状態に直線的に変化させると、電流源（３０）
からの電流がダイオード（２４）及び（２６）間で配分
されるので、等価抵抗ＲＥＱはＩｃ４の非直線関数とな
る。よって、この影響による伝達曲線は、第４図のよう
になる。
から第２状態に直線的に変化させると、電流源（３０）
からの電流がダイオード（２４）及び（２６）間で配分
されるので、等価抵抗ＲＥＱはＩｃ４の非直線関数とな
る。よって、この影響による伝達曲線は、第４図のよう
になる。
どのような場合でも、エミッタ・フォロア・トランジス
タＱ３に流れる電流は、５．０ｍＡ−１，５ｍＡ＝３．
５ｍＡである。よって、余分な負荷は最小で、増幅器が
ダンピングに対して最も敏感な位置で、高周波経路に直
接、上述の可変抵抗ダンピング回路網を挿入しているこ
とが判る。
タＱ３に流れる電流は、５．０ｍＡ−１，５ｍＡ＝３．
５ｍＡである。よって、余分な負荷は最小で、増幅器が
ダンピングに対して最も敏感な位置で、高周波経路に直
接、上述の可変抵抗ダンピング回路網を挿入しているこ
とが判る。
また、説明のため、本発明の可変過渡応答制御回路を１
対のエミッタ・フォロア間に挿入したが、同様な方法で
補正できる多くの増幅器構成があることも理解できよう
。
対のエミッタ・フォロア間に挿入したが、同様な方法で
補正できる多くの増幅器構成があることも理解できよう
。
本発明の好適な実施例について説明したが、本発明の要
旨を逸脱することなく種々の変形が可能である。
旨を逸脱することなく種々の変形が可能である。
［発明の効果コ
上述の如く本発明によれば、線形集積回路高周波増幅器
用の過渡応答制御回路を、最小の負荷で、信号経路に直
接挿入することができ、また寄生リアクタンスを生じる
ことなく外部から制御できる。
用の過渡応答制御回路を、最小の負荷で、信号経路に直
接挿入することができ、また寄生リアクタンスを生じる
ことなく外部から制御できる。
よって、線形集積回路高周波増幅器のダンピング係数を
電気的に調整して、適切なステップ応答が得られる。
電気的に調整して、適切なステップ応答が得られる。
第１図は本発明による過渡応答制御回路を具えた高周波
信号路の回路図、第２図は順方向に導通したショットキ
・ダイオードの等価抵抗をしめす図、第３図はダンピン
グ抵抗を増加するにつれたステップ信号のダンピングの
状態を示す波形図、第４図は第１図の伝送曲線を示す図
である。 （２４）は第１単方向性導電素子、（２６）は第２単方
向性導電素子、（２８）は抵抗器、（３０）は電流源、
（４４）、（５０）Ｑ３、Ｑ４は制御手段である。
信号路の回路図、第２図は順方向に導通したショットキ
・ダイオードの等価抵抗をしめす図、第３図はダンピン
グ抵抗を増加するにつれたステップ信号のダンピングの
状態を示す波形図、第４図は第１図の伝送曲線を示す図
である。 （２４）は第１単方向性導電素子、（２６）は第２単方
向性導電素子、（２８）は抵抗器、（３０）は電流源、
（４４）、（５０）Ｑ３、Ｑ４は制御手段である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 信号伝送路の所定位置の第１及び第２回路ノード間に接
続され、第１単方向性導電素子、並びに該第１単方向性
導電素子に並列接続された第２単方向性導電素子及び抵
抗器の直列回路を有する可変抵抗回路網と、 上記第２回路ノードに接続され所定電流を供給する電流
源と、 上記所定電流を上記第１及び第２単方向性導電素子に制
御可能に分配して、上記可変抵抗回路網の等価抵抗を可
変する制御手段と を具えた過渡応答制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/020,270 US4739283A (en) | 1987-03-02 | 1987-03-02 | Variable transient response control for linear integrated-circuit high-frequency amplifiers |
| US20270 | 1987-03-02 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63228804A true JPS63228804A (ja) | 1988-09-22 |
Family
ID=21797678
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63044080A Pending JPS63228804A (ja) | 1987-03-02 | 1988-02-26 | 過渡応答制御回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4739283A (ja) |
| JP (1) | JPS63228804A (ja) |
| NL (1) | NL8800338A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6670297B1 (en) * | 1995-01-24 | 2003-12-30 | E. I. Du Pont De Nemours And Company | Late transition metal diimine catalyst |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4937466A (en) * | 1988-09-29 | 1990-06-26 | Ball Corporation | Remote as signal attenuator |
| US5012140A (en) * | 1990-03-19 | 1991-04-30 | Tektronix, Inc. | Logarithmic amplifier with gain control |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4833543A (ja) * | 1971-09-01 | 1973-05-11 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57147310A (en) * | 1981-03-07 | 1982-09-11 | Nec Corp | Variable attenuating circuit |
| JPS57203306A (en) * | 1981-06-09 | 1982-12-13 | Nec Corp | Amplitude compensating circuit |
-
1987
- 1987-03-02 US US07/020,270 patent/US4739283A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-02-11 NL NL8800338A patent/NL8800338A/nl not_active Application Discontinuation
- 1988-02-26 JP JP63044080A patent/JPS63228804A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4833543A (ja) * | 1971-09-01 | 1973-05-11 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6670297B1 (en) * | 1995-01-24 | 2003-12-30 | E. I. Du Pont De Nemours And Company | Late transition metal diimine catalyst |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NL8800338A (nl) | 1988-10-03 |
| US4739283A (en) | 1988-04-19 |
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