JPS63234892A - 三相誘導機のトルク制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は三相誘導機のトルク制御装置に関し、特に、ベ
クトル制御による三相誘導機のトルク制御に関する。

（従来の技術） 従来から、三相誘導機のトルク制御方式として所謂ベク
トル制御方式が知られている。

第４図を参照して、固定子（ステータ）３に対して回転
子（ロータ）４が角速度ω、で回転する。

ここで、直交２軸（固定座標系、α軸、β軸）回転直交
２軸（回転座標系、ｐ軸、ｑ軸）を考える。

このｐ軸及びｑ軸は電源角周波数ωｏと同期して回転す
る。即ち、回転座標系は角周波数ωｏで回転する。

上記の回転座標系において、三相誘導機の電圧−電流の
関係は第（１）式で示すようになる。

以下余日 、ｆ′″ １　　　　　　　　　　　　　　　ゴ ただし、 ｅｌｄ及び８１＋はそれぞれ１次側のｄ軸及びｑ軸の電
圧、ｅｚａ及びｅｔｑはそれぞれ２次側のｄ軸及びｑ軸
の電圧、ｒｌ及びｒ２はそれぞれ１次側及び２次側巻線
抵抗、ｉＩｄ及びＩＩ４はそれぞれ１次側のｄ軸及びｑ
軸の電流、ｉｚｄ及び１２ｑはそれぞれ２次側のｄ軸及
びｑ軸の電流、Ｌ、及びＬｔはそれぞれ１次側及び２次
側自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、ωｏ
は電源角周波数、ω、は回転三相誘導機を定電圧源で駆
動するベクトル制御では、第（１）式に示す関係を用い
て第５図に示す三相誘導機の制御モデルが得られる。即
ち、三相誘導機のトルクＴは第（２）式で示され、一方
、ベクトル制御を行うための条件は第（３）弐〜第（５
）式で示される。

Ｔ＝工ｚａｉｚａ　　Ｉｚａｆｚｑ＝Ｍ（Ｌｑｉｚａ　
　ｉ１ｄｉｚＪ　　・”・”（２）ｅｌｄ＝ｒｌｉｌｄ
−ω０（ＬＩＬＺ　　Ｍ２）Ｌ１ｄ／Ｌｚ（ただしｉＩ
ｄ　は一定）　　・・・・・・（３）ｅｌＱ”ｒｌｌＩ
Ｑ＋ＬＩωｏＬｄ　　　　　　　　　　−−（４１ωｏ
　　＝１”ｚＭｉ＋ｑ／　Ｌｚ＋（ｊＪｒ　　　　　　
　　　　　　−−（５まただし、Ｉ　ｚａ及びＩ　２Ｑ
はそれぞれ２次側のｄ軸及びｑ軸の磁束を示す。

第（３）弐〜第（５）式を用いて、ベクトル制御の際の
トルクＴを求めると、第（６）式のようになる。

Ｔ＝歪２ｄｉ２Ｑ＝　−Ｍ歪ｚａｉ＋ｑ／Ｌｚ　　　　
　・・・・・・（６）即ち、トルクＴは２次磁束（Ｌ、
）と１次側型ｉ　Ｉ、ｑとの積となり、２次磁束（１，
、）が一定なつば、１次側電流ｉＩｑに比例する。従っ
て、第（５）式が満たされるように電源角周波数ωｏを
与え、トルク指令電流値にしたがって、第（３）式及び
第（４）式で定まる電圧ｅｌｄ及び８１ｑを与えること
によって出力トルクを制御する。

（１発明が解決しようとする問題点） ところで、上述のベクトル制御では、第（１）式のよう
に予め誘導機を定型化して、パラメータを求めている。

従って、パラメータが正確でないと、良好なベクトル制
御を行うことができず、従って、出力トルクＴを正確に
制御できない。例えば、誘導機では、温度上昇によって
数１０％以上２次抵抗ｒ２が変動し、大幅にパラメータ
が変動することになるから、正確なベクトル制御を行う
ことができない。この温度上昇を補償するため、温度セ
ンサーを誘導機に配置して、上述のパラメータの温度補
正を行う方式、あるいは、誘導機の状態を適応制御等で
把握して温度補正をかける方式がある。

ところが、温度センサーを配置する場合、温度センサー
の取付が可能な誘導機を新たに製作しなければならず、
コスト高となるばかりでなく、既存の誘導機には取付け
が不可能なことが多い。また、適応制御を用いる場合、
適応制御機構が極めて複雑であり、コスト高となるとい
う問題点がある。

本発明の目的は２次抵抗等のパラメータが変動しても正
確な出力トルク制御のできる三相誘導機のトルク制御装
置を提供することにある。

本発明の他の目的は高速の応答が可能な三相誘導機のト
ルク制御装置を提供することにある。

（問題点を解決するための手段） 本発明によれば、三相誘導機の一次側電力から一次側抵
抗損を差し引いて電源角周波数で割った同期ワットトル
クを算出する演算部と、該算出同期ワットトルクとトル
ク指令値との偏差に基づいてトルク制御を行う制御部と
を有する三相誘導機のトルク制御装置が得られる。

そして、同期ワンドトルクを求める際、演算部は、例え
ば、電源角周波数ωｏと同期して回転する二軸表現成分
電圧ｅ１１１＋　ｅ１ｑ、二軸表現成分電流ｉ＋＋、ｉ
＋ｑ及び電源角周波数ωｏより、電圧ｅ１ｄ、電流＋１
４の積と電圧’３１＋１、電流ｉ１ｑの積とを加え合わ
せた１次側有効電力からｒ　Ｉ（！　＋４”　Ｉ　ＩＱ
”）で示される１次側抵抗損を差し引いて、電源角周波
数ωｏで割って、前記同期ワットトルクを算出し、制御
部はトルク制御の際、演算部で算出した同期ワットトル
クとトルク指令値との偏差に基づいて比例積分制御して
いる。

（実施例） 以下本発明について実施例によって説明する。

まず、第１図を参照して、本発明によるトルク制御装置
は演算部１及び制御部２を備えている。

第２図に示すように、演算部Ｉは第１〜第４の乗算器１
３〜１ｄ、第１の加算器１ｆ、第２の加算器１ｇ、及び
第１の増幅器１ｈ、第２の増幅器１ｋを備えている。ま
た、制御部２は加算器２ａ及び比例積分器２ｂを備えて
いる。

三相誘導機の１次側ｄ軸電圧ｅ１ｄ、１次側ｄ軸電流ｉ
Ｉ４．１次側ｑ軸電流１１ｑ、及び１次側ｑ軸電圧ｅＩ
ｑが乗算器１ａ、ｌｂ、Ｉｃ、Ｉｄに入力される。第１
の乗算器１ａで電圧ｅｌｄと電流ｉ１ｄとが乗算され、
第２の乗算器１ｂで電流ｉ＋ｄ同士が乗算される。同様
にして、第３の乗算器ＩＣで電流ｉ１ｑ同士が乗算され
、第４の乗算器１ｄでは電圧ｅｌｑと電流ｉＩＱとが乗
算される。第２及び第３の乗算器１ｂ、ｌｃの出力が第
１の加算器１ｑで加算され、第１の増幅器１ｈで１１倍
される（ｒ＋は１次巻線抵抗値）。即ち、第１の増幅器
１ｈからはｒ　＋（Ｌｄ”＋　ｆ　Ｉ４”）が出力され
る。第１の増幅器１ｈからの出力と第１の乗算器１ａの
出力と第４の乗算器１ｄの出力とが第２の加算器１ｇで
加算され、 ６１ｄｌｌｄ十ｅｌＱＮＩ４　　’＋（＋＋ｄ”＋Ｉ１
ｄ”）が出力される。この第２の加算器１ｇからの出力
は第２の増幅器１にで１／ωｏ倍される（ωｏは電源角
周波数）。即ち、第２の増幅器１ｋからは（ｅ＋ｄｔ＋
ｄ＋ｅ＋ｑｉ＋ｑ−ｒ＋（ｉ＋ｄｚ＋　ｉ＋ｑ”））　
／（ｒ）。

が出力される。

ところで、一般に、同期ワットトルクは第（７）式％式
％ ここで、−次側電力＝ｅｌｄｉｌｄ＋ｅｌＱｉｌＱ、−
次側抵抗損＝ｒ　ｌ　（ｉｌｄ”　＋ｊ　ＩＱ”）であ
るから、第２の増幅器１にの出力＝同期ワットトルク（
下）となる。即ち、演算部１で同期ワットトルク（下）
が算出され、出力される。この算出同期ワットト（下）
との偏差（ｅ＝Ｔ、、、−〒）が求められ、比例積分器
２ｂで比例積分されて、制御量Ｔｅが出力され、この制
御ＩＴｃで三相誘導機のトルクが制御される。

ここで、演算部ｌからの出力を第（１）代用いて変形す
ると、第（８）式が得られる。

Ｔ　＝Ｍ（Ｌｑｉｚｄ−Ｌｄｉｚｑ） ・・・・・・（８） 第（８）式において、第１項が瞬時トルクＴであり、真
のトルク以外に第２項及び第３項が加わっている。即ち
、第２及び第３項が零であれば、演算部１の算出トルク
（下）と第（２）式のトルク（Ｔ）は一致する。第２及
び第３項を零とするには、次の第（９）式が成り立てば
よい。

ベトクル制御の場合、電流ｔ＋ｑは一定であるから−ｉ
ｌ、＝０となり、また電流ｉｚａは零となるようｔ に制御されるから、　　ｉｚｄ”Ｏとなる。従ってへｔ クトル制御では第（９）式が満たされることになり、ト
ルクＴ＝演算部１の算出トルク（下）となる。

ここで、第３図（ａｌ及び（ｂ）を参照して、本発明に
よるトルク制御と従来のトルク制御とを比較してみる。

まず、第３図（ａ）に示すように、トルク指令値（実線
で示す）をステップ状に変化させるとく減少させると）
、本発明によるトルク制御では、破線ごで示すようにト
ルク指令値に極めてよく追従することがわかる。即ち、
高速にしかも安定してトルク制御を行うことができる。

一方、従来のトルク制御では、一点鎖線で示すようにト
ルク指令値の変化に高速に追従できず、しかもトルク制
御が不安定となってしまう。

次に第３図（ｂ）では二次抵抗値ｒ２を２５％増加させ
、トルク指令値（実線で示す）をステップ状に変化させ
た場合（減少させた場合）の三相誘導機のトルクが示さ
れている。

第３図（ｂ）に示すように、二次抵抗値ｒ２を２５％増
加させた場合、本発明によるトルク制御では、三相誘導
機トルクをトルク指令値とほぼ等しく制御できることが
わかる。ところが、従来のトルク制御では、二次抵抗値
が増加した分だけ、三相誘導機トルクが上昇してしまう
（一点鎖線で示す）。

つまり、従来のトルク制御では、三相誘導機トルクをト
ルク指令値に制御することができない。さらに、トルク
指令値をステップ状に変化させると、本発明によるトル
ク制御では、破線で示すようにトルク指令値に極めてよ
く追従することがわかる。

即ち、高速にしかも安定してトルク制御を行うことがで
きる。一方、従来のトルク制御では、一点鎖線で示すよ
うにトルク指令値の変化に高速に追従できず、しかもト
ルク制御が不安定となってしまう。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明では同期ワットトルクを用
いて、三相誘導機のトルク制御を行っているから、即ち
、制御機内部のパラメータとしては一次側抵抗値のみで
あるから、制御機構が容易に構成できるばかりでなく、
電動機そのもののパラメータ（二次側抵抗、−次及び二
次側自己インダクタンス）変動に対して強く、正確なト
ルク制御を行うことができる。また、トルク指令値の変
化に対して高速な応答が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるトルク制御装置の一実施例を示す
ブロック図、第２図はトルク制御装置の演算部を示すブ
ロック図、第３（ａ）及び（ｂｌはそれぞれ本発明によ
るトルク制御と従来のトルク制御とを比較して示す図、
第４図は三相誘導機のモデルを示す図、第５図は従来の
三相誘導機の制御モデルを示す図である。 １・・・演算部、２・・・制御部。 第１図 、２ 第２図 第３図 第４図 Ｊ　　　　　　　　４ 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、三相誘導機の一次側電力から一次側抵抗損を差し引
   いて電源角周波数で割った同期ワットトルクを算出する
   演算部と、該算出同期ワットトルクとトルク指令値との
   偏差に基づいてトルク制御を行う制御部とを有する三相
   誘導機のトルク制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記演算部は電源
   角周波数ω＿ｏと同期して回転する二軸表現成分電圧ｅ
   ＿１＿ｄ、ｅ＿１＿ｑ、二軸表現成分電流ｉ＿１＿ｄ、
   ｉ＿１＿ｑ及び電源角周波数ω＿ｏより、前記電圧ｅ＿
   １＿ｄ、電流ｉ＿１＿ｄの積と前記電圧ｅ＿１＿ｑ、電
   流ｉ＿１＿ｑの積とを加え合わせた１次側有効電力から
   ｒ＿１（ｉ＿１＿ｄ＾２＋ｉ＿１＿ｑ＾２）〔ｒ＿１は
   １次側抵抗値〕で示される１次側抵抗損を差し引いて、
   前記電源角周波数ω＿ｏで割って、前記同期ワットトル
   クを算出し、前記制御部は前記算出同期ワットトルクと
   前記トルク指令値との偏差に基づいて比例積分制御する
   ようにしたことを特徴とする三相誘導機のトルク制御装
   置。