JPS6323751B2 - - Google Patents
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- JPS6323751B2 JPS6323751B2 JP55050096A JP5009680A JPS6323751B2 JP S6323751 B2 JPS6323751 B2 JP S6323751B2 JP 55050096 A JP55050096 A JP 55050096A JP 5009680 A JP5009680 A JP 5009680A JP S6323751 B2 JPS6323751 B2 JP S6323751B2
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- voltage
- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は複写機のフラツシユ定着器用電源装置
などとして用いられる電源装置に関する。
などとして用いられる電源装置に関する。
交流電源からの入力を整流してコンデンサに加
えこのコンデンサの電圧を負荷に印加する電源装
置にあつては負荷が誘導性または容量性であれば
無効電流が流れて効率が下がるので、効率改善用
のリアクタンス素子を設ける。また交流電源の投
入時にコンデンサに流れ込む過電流を制限するた
めに抵抗が用いられる。しかしこの抵抗は電力損
失を発生させて効率を下げる。
えこのコンデンサの電圧を負荷に印加する電源装
置にあつては負荷が誘導性または容量性であれば
無効電流が流れて効率が下がるので、効率改善用
のリアクタンス素子を設ける。また交流電源の投
入時にコンデンサに流れ込む過電流を制限するた
めに抵抗が用いられる。しかしこの抵抗は電力損
失を発生させて効率を下げる。
そこで交流電源からの入力を過電流制限用コン
デンサを介して第１の整流回路で整流して主コン
デンサに加えると共に過電流制限用リアクトルを
介して第２の整流回路で整流して上記主コンデン
サに加えこの主コンデンサの電圧を負荷に印加す
る電源装置であつて、過電流制限用コンデンサと
過電流制限用リアクトルの電源周波数におけるリ
アクタンス比を１に設定して効率の改善を計るよ
うにしたものが提案されている。しかしこの電源
装置では過電流制限用コンデンサと過電流制限用
リアクトルの電源周波数におけるリアクタンス比
を１に設定しているため主コンデンサの電圧が０
のときに主コンデンサが最大効率で充電され主コ
ンデンサの電圧が上昇するにつれて電流の導通角
が狭くなつて交流成分の周波数がどんどん高くな
るので、過電流制限用コンデンサと過電流制限用
リアクトルを流れる電流が非常に不均衡となり、
効率が思つたほど良くならず入力電流が大きくて
電流変化が大きかつた。
デンサを介して第１の整流回路で整流して主コン
デンサに加えると共に過電流制限用リアクトルを
介して第２の整流回路で整流して上記主コンデン
サに加えこの主コンデンサの電圧を負荷に印加す
る電源装置であつて、過電流制限用コンデンサと
過電流制限用リアクトルの電源周波数におけるリ
アクタンス比を１に設定して効率の改善を計るよ
うにしたものが提案されている。しかしこの電源
装置では過電流制限用コンデンサと過電流制限用
リアクトルの電源周波数におけるリアクタンス比
を１に設定しているため主コンデンサの電圧が０
のときに主コンデンサが最大効率で充電され主コ
ンデンサの電圧が上昇するにつれて電流の導通角
が狭くなつて交流成分の周波数がどんどん高くな
るので、過電流制限用コンデンサと過電流制限用
リアクトルを流れる電流が非常に不均衡となり、
効率が思つたほど良くならず入力電流が大きくて
電流変化が大きかつた。
本発明は上記欠点を改善し、略一定の電流にて
コンデンサの充電を効率良く行う電源装置を提供
することを目的とする。
コンデンサの充電を効率良く行う電源装置を提供
することを目的とする。
以下図面を参照しながら本発明について実施例
をあげて説明する。
をあげて説明する。
第１図は複写機におけるフラツシユ定着器の電
源装置に本発明を実施した例を示す。
源装置に本発明を実施した例を示す。
交流電源からの入力はサーキツトブレーカ１−
１，１−２、電源開閉器２の接点２−２，２−３
およびソリツドステートリレー３を介してトラン
ス４に印加される。トランス４の１次側にはスパ
ークキラー用CR素子５が並列に接続してある。
電磁開閉器２の動作は通常は接点２−２，２−３
を閉じるように励磁されており、過電圧検知回路
３０の動作によりコイル２−１の励磁を停止する
ことにより接点２−２，２−３をしや断する。ソ
リツドステートリレー３は端子３−３が接地端子
GNDに接続されていて端子３−４が低電位にな
つたときに交流側端子３−１，３−２間が導通す
る。トランス４は入力を昇圧するものであり、２
次側が過電流制限用コンデンサ６および過電流制
限用リアクトル７を並列的に介して整流回路８の
各入力端子に接続される。整流回路８はダイオー
ド８−１〜８−６よりなり、トランス４の出力が
過電流制限用コンデンサ６を介してダイオード８
−１，８−２，８−５，８−６よりなる第１の整
流部で全波整流されると同時に過電流制限用リア
クトル７を介してダイオード８−１〜８−４より
なる第２の整流部で全波整流される。放電用主コ
ンデンサ１２は整流回路８の出力端子間に接続さ
れ、整流回路８の出力が印加されて充電される。
１，１−２、電源開閉器２の接点２−２，２−３
およびソリツドステートリレー３を介してトラン
ス４に印加される。トランス４の１次側にはスパ
ークキラー用CR素子５が並列に接続してある。
電磁開閉器２の動作は通常は接点２−２，２−３
を閉じるように励磁されており、過電圧検知回路
３０の動作によりコイル２−１の励磁を停止する
ことにより接点２−２，２−３をしや断する。ソ
リツドステートリレー３は端子３−３が接地端子
GNDに接続されていて端子３−４が低電位にな
つたときに交流側端子３−１，３−２間が導通す
る。トランス４は入力を昇圧するものであり、２
次側が過電流制限用コンデンサ６および過電流制
限用リアクトル７を並列的に介して整流回路８の
各入力端子に接続される。整流回路８はダイオー
ド８−１〜８−６よりなり、トランス４の出力が
過電流制限用コンデンサ６を介してダイオード８
−１，８−２，８−５，８−６よりなる第１の整
流部で全波整流されると同時に過電流制限用リア
クトル７を介してダイオード８−１〜８−４より
なる第２の整流部で全波整流される。放電用主コ
ンデンサ１２は整流回路８の出力端子間に接続さ
れ、整流回路８の出力が印加されて充電される。
電圧分圧抵抗２３，２４の直列回路、抵抗１０
及び定電圧素子１１の直列回路よりなる電圧安定
化回路、異常時に主コンデンサ１２の電荷を放電
させるための接点１３−２及び電流制限用抵抗１
４の直列回路が主コンデンサ１２と並列に接続さ
れており、電圧分圧用抵抗２３，２４は主コンデ
ンサ１２の電圧を分圧して充電電圧制御回路２０
の端子２０−３に印加する。電圧安定化回路１
０，１１は主コンデンサ１２の電圧から一定電圧
を得てトリガ電源１７へ供給し、リードリレー１
３のコイル１３−１は異常時に励磁を停止されて
接点１３−２を閉じさせる。さらにXeランプ１
６は放電時間遅延用空心リアクトル１５を介して
主コンデンサ１２と並列に接続され、トリガ回路
１７でトリガされて主コンデンサ１２に蓄積され
ている電荷を短時間に放出させる際にせん光を発
して未定着の画像を定着させる。
及び定電圧素子１１の直列回路よりなる電圧安定
化回路、異常時に主コンデンサ１２の電荷を放電
させるための接点１３−２及び電流制限用抵抗１
４の直列回路が主コンデンサ１２と並列に接続さ
れており、電圧分圧用抵抗２３，２４は主コンデ
ンサ１２の電圧を分圧して充電電圧制御回路２０
の端子２０−３に印加する。電圧安定化回路１
０，１１は主コンデンサ１２の電圧から一定電圧
を得てトリガ電源１７へ供給し、リードリレー１
３のコイル１３−１は異常時に励磁を停止されて
接点１３−２を閉じさせる。さらにXeランプ１
６は放電時間遅延用空心リアクトル１５を介して
主コンデンサ１２と並列に接続され、トリガ回路
１７でトリガされて主コンデンサ１２に蓄積され
ている電荷を短時間に放出させる際にせん光を発
して未定着の画像を定着させる。
Xeランプ１６はガラス管に長手方向に沿つて
トリガワイヤが巻付けられており、このトリガワ
イヤにトリガ回路１７から高圧のトリガパルスが
与えられることによつてトリガされる。トリガ回
路１７は電圧安定化回路１０，１１を通して主コ
ンデンサ１２より電源電圧が供給される。主コン
デンサ１２の電圧はXeランプ１６の発光エネル
ギーの変化に伴なつて変化する（この例では１〜
2KV）が、トリガ回路１７への電圧は定電圧素
子１１によつて決まりこの例では200Vに選ばれ
ている。定電圧素子１１にはトリガ回路１７の他
にネオンランプ１９および電流制限用抵抗１８が
並列に接続されている。ネオンランプ１９は直流
の70V程度で点灯を開始し、60V以下に電圧が下
がると点灯を停止する。このためネオンランプ１
９は主コンデンサ１２が70V以上に充電されてい
る間はずつと点灯しサービスマン等に危険を表示
する。充電電圧制御回路２０はシーケンス信号
CHGによりソリツドステートリレー３を導通さ
せ、主コンデンサ１２が所定の電圧に達するとソ
リツドステートリレー３をしや断させるものであ
る。過電圧検知回路３０は主コンデンサ１２が異
常に高い電圧に充電されたことを検知して電磁開
閉器２をしや断するものである。
トリガワイヤが巻付けられており、このトリガワ
イヤにトリガ回路１７から高圧のトリガパルスが
与えられることによつてトリガされる。トリガ回
路１７は電圧安定化回路１０，１１を通して主コ
ンデンサ１２より電源電圧が供給される。主コン
デンサ１２の電圧はXeランプ１６の発光エネル
ギーの変化に伴なつて変化する（この例では１〜
2KV）が、トリガ回路１７への電圧は定電圧素
子１１によつて決まりこの例では200Vに選ばれ
ている。定電圧素子１１にはトリガ回路１７の他
にネオンランプ１９および電流制限用抵抗１８が
並列に接続されている。ネオンランプ１９は直流
の70V程度で点灯を開始し、60V以下に電圧が下
がると点灯を停止する。このためネオンランプ１
９は主コンデンサ１２が70V以上に充電されてい
る間はずつと点灯しサービスマン等に危険を表示
する。充電電圧制御回路２０はシーケンス信号
CHGによりソリツドステートリレー３を導通さ
せ、主コンデンサ１２が所定の電圧に達するとソ
リツドステートリレー３をしや断させるものであ
る。過電圧検知回路３０は主コンデンサ１２が異
常に高い電圧に充電されたことを検知して電磁開
閉器２をしや断するものである。
第２図は充電電圧制御回路２０の内部回路を詳
細に示す。
細に示す。
主コンデンサ１２の充電電圧は分圧用抵抗２
３，２４により分圧され充電電圧制御回路２０の
端子２０−３と接地端子GNDとの間に印加され
る。この端子２０−３の電圧は抵抗２０４，２０
６〜２０９、可変抵抗２０５、演算増幅器からな
るコンパレータに入力されて抵抗２０４，２０６
及び可変抵抗２０５によつて得られる基準電圧
Vrと比較され、コンパレータの出力は端子２０
−３の電圧が基準電圧Vrより低くければ低電位、
高ければ高電位となる。２０１〜２０３は誤動作
防止用のダイオードおよびコンデンサである。コ
ンパレータにはトランジスタ２１１および抵抗２
１２，２１３からなるストローブ回路が接続され
ており、ストローブ信号がない時にはストローブ
回路によりコンパレータが動作しなくなる。端子
２０−２より入るシーケンス信号はこのストロー
ブ信号に利用される。コンパレータの出力端子は
発光ダイオード２１５、抵抗２２０を直列に介し
て端子２０−１に接続され、コンパレータの出力
によりソリツドステートリレー３が動作する。コ
ンデンサ２１６、定電圧素子２１７、抵抗２１９
は電圧安定化回路を構成する。２１８，２１４は
抵抗であり、２２１は手動の充電スイツチでシー
ケンス信号がない場合でもこれを押すことにより
ストローブ信号が得られる。
３，２４により分圧され充電電圧制御回路２０の
端子２０−３と接地端子GNDとの間に印加され
る。この端子２０−３の電圧は抵抗２０４，２０
６〜２０９、可変抵抗２０５、演算増幅器からな
るコンパレータに入力されて抵抗２０４，２０６
及び可変抵抗２０５によつて得られる基準電圧
Vrと比較され、コンパレータの出力は端子２０
−３の電圧が基準電圧Vrより低くければ低電位、
高ければ高電位となる。２０１〜２０３は誤動作
防止用のダイオードおよびコンデンサである。コ
ンパレータにはトランジスタ２１１および抵抗２
１２，２１３からなるストローブ回路が接続され
ており、ストローブ信号がない時にはストローブ
回路によりコンパレータが動作しなくなる。端子
２０−２より入るシーケンス信号はこのストロー
ブ信号に利用される。コンパレータの出力端子は
発光ダイオード２１５、抵抗２２０を直列に介し
て端子２０−１に接続され、コンパレータの出力
によりソリツドステートリレー３が動作する。コ
ンデンサ２１６、定電圧素子２１７、抵抗２１９
は電圧安定化回路を構成する。２１８，２１４は
抵抗であり、２２１は手動の充電スイツチでシー
ケンス信号がない場合でもこれを押すことにより
ストローブ信号が得られる。
この充電電圧制御回路の動作を説明するに、端
子２０−２よりシーケンス信号CHGが低電位状
態で与えられると、トランジスタ２１１がオフ状
態となりコンパレータが動作する。主コンデンサ
１２は最初充電されていないため入力端子２０−
３の電圧が基準電圧Vrより低くてコンパレータ
の出力が低電位状態となり発光ダイオード２１５
が点灯するとともに出力端子２０−１が低電位と
なつてソリツドステートリレー３を導通させる。
主コンデンサ１２が充電されて入力端子２０−３
の電圧が基準電圧Vrにより高くなると、コンパ
レータが反転して出力端子２０−１が高電位状態
となりソリツドステートリレー３がしや断する。
もし何らかの異常によりストローブ信号が切れた
場合にはただちにコンパレータの出力が高電位状
態となりソリツドステートリレー３がしや断して
主コンデンサ１２の充電が停止する。
子２０−２よりシーケンス信号CHGが低電位状
態で与えられると、トランジスタ２１１がオフ状
態となりコンパレータが動作する。主コンデンサ
１２は最初充電されていないため入力端子２０−
３の電圧が基準電圧Vrより低くてコンパレータ
の出力が低電位状態となり発光ダイオード２１５
が点灯するとともに出力端子２０−１が低電位と
なつてソリツドステートリレー３を導通させる。
主コンデンサ１２が充電されて入力端子２０−３
の電圧が基準電圧Vrにより高くなると、コンパ
レータが反転して出力端子２０−１が高電位状態
となりソリツドステートリレー３がしや断する。
もし何らかの異常によりストローブ信号が切れた
場合にはただちにコンパレータの出力が高電位状
態となりソリツドステートリレー３がしや断して
主コンデンサ１２の充電が停止する。
第３図は過電圧検知回路３０の内部回路を詳細
に示す。
に示す。
この過電圧検知回路３０は充電電圧制御回路２
０とだいたい同じであつてダイオード３０２，３
０３、コンデンサ３０８、抵抗３０５，３０７，
３０９〜３１１，３１４，３１５，３４６、可変
抵抗３０６、演算増幅器３１２、トランジスタ３
１３、定電圧素子３４４、コンデンサ３４５が充
電電圧制御回路２０におけるダイオード２０１，
２０２、コンデンサ２０３、抵抗２０４，２０
６，２０７〜２０９，２１２，２１３，２１９、
可変抵抗２０５、演算増幅器２１０、トランジス
タ２１１、定電圧素子２１７、コンデンサ２１６
に相当する。過電圧検知回路３０が充電電圧制御
回路２０と相違する点について説明すると、主コ
ンデンサ１２の電圧を分圧するのに抵抗を用いる
ことは同じであるが、この分圧用抵抗３０１，３
０４を外部回路２３，２４ではなく過電圧検知回
路基板内にとりつけ、この基板全体を主コンデン
サ１２の端子部に設置してコネクタの接触不良等
による動作ミスがないようにしている。次に分圧
用抵抗３０１，３０４による分圧電圧が基準電圧
より高い時にコンパレータの出力が低電位になる
ようにしているため、コンパレータの動作が反対
になる。またストローブ信号を内部のトランジス
タ３１６、抵抗３１７，３１８，３４０、コンデ
ンサ３４１よりなる回路でつくり、電源をオンし
てから抵抗３４０、コンデンサ３４１で得られる
時定数による時間が経過した後はコンパレータを
常に動作させるようになつている。この過電圧検
知回路３０の電源は24Vの電源であり、充電電圧
制御回路２０の12Vの電源とは別である。この過
電圧制御回路３０の動作を説明すると、電源がオ
ンした直後以外は主コンデンサ１２の電圧が所定
の基準電圧以上になればコンパレータの出力が低
電位になつてリレー３４３のコイル３４３−１が
励磁され接点３４３−２が開いて電磁開閉器２を
しや断し交流入力電源をしや断する。なお３４２
はダイオードである。
０とだいたい同じであつてダイオード３０２，３
０３、コンデンサ３０８、抵抗３０５，３０７，
３０９〜３１１，３１４，３１５，３４６、可変
抵抗３０６、演算増幅器３１２、トランジスタ３
１３、定電圧素子３４４、コンデンサ３４５が充
電電圧制御回路２０におけるダイオード２０１，
２０２、コンデンサ２０３、抵抗２０４，２０
６，２０７〜２０９，２１２，２１３，２１９、
可変抵抗２０５、演算増幅器２１０、トランジス
タ２１１、定電圧素子２１７、コンデンサ２１６
に相当する。過電圧検知回路３０が充電電圧制御
回路２０と相違する点について説明すると、主コ
ンデンサ１２の電圧を分圧するのに抵抗を用いる
ことは同じであるが、この分圧用抵抗３０１，３
０４を外部回路２３，２４ではなく過電圧検知回
路基板内にとりつけ、この基板全体を主コンデン
サ１２の端子部に設置してコネクタの接触不良等
による動作ミスがないようにしている。次に分圧
用抵抗３０１，３０４による分圧電圧が基準電圧
より高い時にコンパレータの出力が低電位になる
ようにしているため、コンパレータの動作が反対
になる。またストローブ信号を内部のトランジス
タ３１６、抵抗３１７，３１８，３４０、コンデ
ンサ３４１よりなる回路でつくり、電源をオンし
てから抵抗３４０、コンデンサ３４１で得られる
時定数による時間が経過した後はコンパレータを
常に動作させるようになつている。この過電圧検
知回路３０の電源は24Vの電源であり、充電電圧
制御回路２０の12Vの電源とは別である。この過
電圧制御回路３０の動作を説明すると、電源がオ
ンした直後以外は主コンデンサ１２の電圧が所定
の基準電圧以上になればコンパレータの出力が低
電位になつてリレー３４３のコイル３４３−１が
励磁され接点３４３−２が開いて電磁開閉器２を
しや断し交流入力電源をしや断する。なお３４２
はダイオードである。
第４図はトリガ回路１７の内部回路を詳細に示
す。端子１７−１，１７−３間に定電圧素子１１
より直流電圧が加えられると、コンデンサ４０９
は抵抗４０２、高圧トランス４１０の１次コイル
を通じて充電される。コンデンサ４０９が充電さ
れている時に端子１７−２に正のパルスが入力さ
れると、サイリスタ４０８が導通しコンデンサ４
０９の電荷はトランス４１０の１次コイルを通じ
て短時間にて放電する。このときトランス４１０
の２次側の端子１７−４，１７−５間には10〜
20KVの高圧のパルス電圧が発生してXeランプ１
６をトリガーする。なお、４０１は過電圧防止用
の定電圧素子、４０６，４０７は保護用ダイオー
ド、４０３，４０５は抵抗、４０４はコンデンサ
である。
す。端子１７−１，１７−３間に定電圧素子１１
より直流電圧が加えられると、コンデンサ４０９
は抵抗４０２、高圧トランス４１０の１次コイル
を通じて充電される。コンデンサ４０９が充電さ
れている時に端子１７−２に正のパルスが入力さ
れると、サイリスタ４０８が導通しコンデンサ４
０９の電荷はトランス４１０の１次コイルを通じ
て短時間にて放電する。このときトランス４１０
の２次側の端子１７−４，１７−５間には10〜
20KVの高圧のパルス電圧が発生してXeランプ１
６をトリガーする。なお、４０１は過電圧防止用
の定電圧素子、４０６，４０７は保護用ダイオー
ド、４０３，４０５は抵抗、４０４はコンデンサ
である。
この実施例は過電流制御用コンデンサ６のリア
クタンスXcと過電流制御用リアクトル７のリア
クタンスXLを電源周波数においてXc／XL＝1.2〜
2.0に設定することにより主コンデンサ１２の充
電時の電流変化を少なくしたものである。リアク
タンス比Xc／XLを１に設定すれば主コンデンサ
１２の電圧が０のときに主コンデンサ１２が最大
効率で充電されるが、主コンデンサ１２の電圧が
上昇するにつれて充電電流の導通角が狭くなり交
流成分の周波数がどんどん高くなり過電流制限用
コンデンサ６、過電流制限用リアクトル７を流れ
る電流が非常に不均衡になつて必らずしも効率は
良くならない。特に主コンデンサ１２の負荷が放
電管１６であり、この放電管１６が発光しても主
コンデンサ１２の端子電圧は０にならず、ある程
度の電圧が主コンデンサ１２に残つてしまう。実
際には主コンデンサ１２の電圧が０というのは第
１回目の充電時のみである。主コンデンサ１２の
充電中のトランス４の１次側の入力電流はXc／
XLが１より小さいときには第５図のようになり
Xc／XLが１より十分に小さいときには第６図の
ようになり、Xc／XL＝1.5付近で第７図のように
なる。Xc／XL＝1.2〜2.0に設定すれば略一定の
電流にて主コンデンサの充電を効率良く行うこと
ができる。電源周波数でXcをXLより大きく設定
することは過電流制限用コンデンサ６及び過電流
制限用リアクトル７の共振周波数を電源周波数よ
り高く設定することになる。
クタンスXcと過電流制御用リアクトル７のリア
クタンスXLを電源周波数においてXc／XL＝1.2〜
2.0に設定することにより主コンデンサ１２の充
電時の電流変化を少なくしたものである。リアク
タンス比Xc／XLを１に設定すれば主コンデンサ
１２の電圧が０のときに主コンデンサ１２が最大
効率で充電されるが、主コンデンサ１２の電圧が
上昇するにつれて充電電流の導通角が狭くなり交
流成分の周波数がどんどん高くなり過電流制限用
コンデンサ６、過電流制限用リアクトル７を流れ
る電流が非常に不均衡になつて必らずしも効率は
良くならない。特に主コンデンサ１２の負荷が放
電管１６であり、この放電管１６が発光しても主
コンデンサ１２の端子電圧は０にならず、ある程
度の電圧が主コンデンサ１２に残つてしまう。実
際には主コンデンサ１２の電圧が０というのは第
１回目の充電時のみである。主コンデンサ１２の
充電中のトランス４の１次側の入力電流はXc／
XLが１より小さいときには第５図のようになり
Xc／XLが１より十分に小さいときには第６図の
ようになり、Xc／XL＝1.5付近で第７図のように
なる。Xc／XL＝1.2〜2.0に設定すれば略一定の
電流にて主コンデンサの充電を効率良く行うこと
ができる。電源周波数でXcをXLより大きく設定
することは過電流制限用コンデンサ６及び過電流
制限用リアクトル７の共振周波数を電源周波数よ
り高く設定することになる。
以上のように本発明による電源装置にあつては
交流電源からの入力を過電流制限用コンデンサを
介して第１の整流回路で整流すると共に、上記交
流電源からの入力を過電流制限用リアクトルを介
して第２の整流回路で整流し、この第２の整流回
路及び上記第１の整流回路の出力をコンデンサに
加えてこのコンデンサの充電電圧を負過に印加す
る電源装置であつて、前記過電流制限用コンデン
サのリアクタンスXcと前記過電流制限用リアク
トルのリアクタンスXLを前記交流電源の周波数
においてXc／XL＝1.2〜2.0となるように設定し
たので、コンデンサの充電期間中にほぼ一定の充
電電流をコンデンサに供給することができてコン
デンサの充電を効率良く行うことができ入力電流
も小さくできる。
交流電源からの入力を過電流制限用コンデンサを
介して第１の整流回路で整流すると共に、上記交
流電源からの入力を過電流制限用リアクトルを介
して第２の整流回路で整流し、この第２の整流回
路及び上記第１の整流回路の出力をコンデンサに
加えてこのコンデンサの充電電圧を負過に印加す
る電源装置であつて、前記過電流制限用コンデン
サのリアクタンスXcと前記過電流制限用リアク
トルのリアクタンスXLを前記交流電源の周波数
においてXc／XL＝1.2〜2.0となるように設定し
たので、コンデンサの充電期間中にほぼ一定の充
電電流をコンデンサに供給することができてコン
デンサの充電を効率良く行うことができ入力電流
も小さくできる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は同実施例の充電電圧制御回路を示す回路図、
第３図は同実施例の過電圧検知回路を示す回路
図、第４図は同実施例のトリガ回路を示す回路
図、第５図〜第７図は同実施例を説明するための
電流波形図である。 ６……過電流制限用コンデンサ、７……過電流
制限用リアクトル、８……整流回路、１２……主
コンデンサ。
図は同実施例の充電電圧制御回路を示す回路図、
第３図は同実施例の過電圧検知回路を示す回路
図、第４図は同実施例のトリガ回路を示す回路
図、第５図〜第７図は同実施例を説明するための
電流波形図である。 ６……過電流制限用コンデンサ、７……過電流
制限用リアクトル、８……整流回路、１２……主
コンデンサ。
Claims (1)
- １ 交流電源からの入力を過電流制限用コンデン
サを介して第１の整流回路で整流すると共に、上
記交流電源からの入力を過電流制限用リアクトル
を介して第２の整流回路で整流し、この第２の整
流回路及び上記第１の整流回路の出力をコンデン
サに加えてこのコンデンサの充電電圧を負過に印
加する電源装置であつて、前記過電流制限用コン
デンサのリアクタンスXcと前記過電流制限用リ
アクトルのリアクタンスXLを前記交流電源の周
波数においてXc／XL＝1.2〜2.0となるように設
定したことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5009680A JPS56148177A (en) | 1980-04-15 | 1980-04-15 | Power supply device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5009680A JPS56148177A (en) | 1980-04-15 | 1980-04-15 | Power supply device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56148177A JPS56148177A (en) | 1981-11-17 |
| JPS6323751B2 true JPS6323751B2 (ja) | 1988-05-18 |
Family
ID=12849524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5009680A Granted JPS56148177A (en) | 1980-04-15 | 1980-04-15 | Power supply device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56148177A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4430837Y1 (ja) * | 1966-03-31 | 1969-12-19 |
-
1980
- 1980-04-15 JP JP5009680A patent/JPS56148177A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56148177A (en) | 1981-11-17 |
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