JPS6323757B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6323757B2 JPS6323757B2 JP58202382A JP20238283A JPS6323757B2 JP S6323757 B2 JPS6323757 B2 JP S6323757B2 JP 58202382 A JP58202382 A JP 58202382A JP 20238283 A JP20238283 A JP 20238283A JP S6323757 B2 JPS6323757 B2 JP S6323757B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- switching transistor
- pulse motor
- transistor
- phase excitation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/32—Reducing overshoot or oscillation, e.g. damping
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、プリンタ制御用などに適するパルス
モータの駆動方式に関し、特に、パルスモータの
１動作を連続した複数個のパルスで行う方式であ
つて、電源電圧変動の影響が少なく、安定な停止
制御が可能な相励磁電流の駆動方式に関する。
モータの駆動方式に関し、特に、パルスモータの
１動作を連続した複数個のパルスで行う方式であ
つて、電源電圧変動の影響が少なく、安定な停止
制御が可能な相励磁電流の駆動方式に関する。
パルスモータの１動作を数ステツプで行う場
合、振動を起すことなく滑らかに停止させるため
に、従来、逆相制御回路やDLSED回路などの
種々のダンパー回路が使用されている。また、１
動作で高速かつ高精度に位置決めを行うために、
第１図に示すような加速期間と減速期間とを継続
させた直線的加減速制御方法が広く用いられてい
る。
合、振動を起すことなく滑らかに停止させるため
に、従来、逆相制御回路やDLSED回路などの
種々のダンパー回路が使用されている。また、１
動作で高速かつ高精度に位置決めを行うために、
第１図に示すような加速期間と減速期間とを継続
させた直線的加減速制御方法が広く用いられてい
る。
一般のシリアルプリンタでは、活字ホイールの
回転位置を選択制御するパルスモータの駆動回路
に、上記のような技術を利用して高速、高安定な
動作を行わせているが、動作時に電源電圧変動や
負荷変動の影響を受け易く、第２図に示すよう
に、直線的加減速特性に振動成分が現われ、安定
停止が困難になることがあつた。
回転位置を選択制御するパルスモータの駆動回路
に、上記のような技術を利用して高速、高安定な
動作を行わせているが、動作時に電源電圧変動や
負荷変動の影響を受け易く、第２図に示すよう
に、直線的加減速特性に振動成分が現われ、安定
停止が困難になることがあつた。
従来のパルスモータ駆動回路では、起動特性
や、連続運転特性の高周波領域を改善するため
に、各相励磁電流についてスイツチング型の定電
流駆動制御を行つている。
や、連続運転特性の高周波領域を改善するため
に、各相励磁電流についてスイツチング型の定電
流駆動制御を行つている。
すなわち、パルスモータは、各相のコイルの時
定数の影響、およびロータがマグネツト、ステー
タがコイルで構成されているためにモータが回転
したとき発電機として機能することによつて、各
相のコイルに逆起電力が発生する。この逆起電力
の向きは、印加電圧に対して逆方向に働くため、
この逆起電力に打勝つように電圧を供給しないと
高周波特性が向上しない。その１つの解法手段と
して、パルスモータに高電圧をかけ、この逆起電
力に打勝つようにして、高周波領域まで動作特性
を伸ばすようにした定電流駆動回路が使用されて
いる。
定数の影響、およびロータがマグネツト、ステー
タがコイルで構成されているためにモータが回転
したとき発電機として機能することによつて、各
相のコイルに逆起電力が発生する。この逆起電力
の向きは、印加電圧に対して逆方向に働くため、
この逆起電力に打勝つように電圧を供給しないと
高周波特性が向上しない。その１つの解法手段と
して、パルスモータに高電圧をかけ、この逆起電
力に打勝つようにして、高周波領域まで動作特性
を伸ばすようにした定電流駆動回路が使用されて
いる。
第３図は、このような定電流駆動回路の従来例
を示したものである。図中、１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，
１Ｄは、４相パルスモータの各Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ相
のステータ励磁コイルである。また２は電源、３
および４は主スイツチングトランジスタであり、
それぞれコイル１Ａ，１Ｃと１Ｂ，１Ｄとに電流
を供給する。５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄはコイル駆
動トランジスタ、６および７は電流検出抵抗、８
および９はヒステリシスをもつコンパレータ、１
０および１１は制御用トランジスタ、１２および
１３は転流ダイオードである。
を示したものである。図中、１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，
１Ｄは、４相パルスモータの各Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ相
のステータ励磁コイルである。また２は電源、３
および４は主スイツチングトランジスタであり、
それぞれコイル１Ａ，１Ｃと１Ｂ，１Ｄとに電流
を供給する。５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄはコイル駆
動トランジスタ、６および７は電流検出抵抗、８
および９はヒステリシスをもつコンパレータ、１
０および１１は制御用トランジスタ、１２および
１３は転流ダイオードである。
簡単に動作を説明すると、たとえばコイル１Ａ
は、コイル駆動トランジスタ５Ａがベースに印加
されたＡ相のクロツクパルスによりONに駆動さ
れたとき、主スイツチング用トランジスタ３を介
して自励スイツチング方式で励磁電流を供給され
る。励磁電流の大きさは、電流検出抵抗に生じる
電圧によつて検出され、コンパレータ８によつて
基準電圧Vrと比較される。
は、コイル駆動トランジスタ５Ａがベースに印加
されたＡ相のクロツクパルスによりONに駆動さ
れたとき、主スイツチング用トランジスタ３を介
して自励スイツチング方式で励磁電流を供給され
る。励磁電流の大きさは、電流検出抵抗に生じる
電圧によつて検出され、コンパレータ８によつて
基準電圧Vrと比較される。
検出電圧がVrよりも大きいとき、コンパレー
タ８は、制御トランジスタ１０を介して主スイツ
チングトランジスタ３をOFFに制御する。トラ
ンジスタ３がOFFになると、コイル１Ａに蓄積
されていたエネルギーのフライホイール作用によ
り、転流ダイオード１２を介して電流が減衰しな
がら流れ続ける。
タ８は、制御トランジスタ１０を介して主スイツ
チングトランジスタ３をOFFに制御する。トラ
ンジスタ３がOFFになると、コイル１Ａに蓄積
されていたエネルギーのフライホイール作用によ
り、転流ダイオード１２を介して電流が減衰しな
がら流れ続ける。
ここでコンパレータ８は、そのヒステリシス特
性により比較動作レベルが変位しており、このた
め、コイル１Ａを流れる電流が一定レベルまで下
つたとき、抵抗６からの検出電圧に再び応答し
て、主スイツチングトランジスタ３をONに制御
し、コイル１Ａに電流を流す。以下、同様な動作
が自励的に繰り返される。
性により比較動作レベルが変位しており、このた
め、コイル１Ａを流れる電流が一定レベルまで下
つたとき、抵抗６からの検出電圧に再び応答し
て、主スイツチングトランジスタ３をONに制御
し、コイル１Ａに電流を流す。以下、同様な動作
が自励的に繰り返される。
第４図は、このようにしてコイル１Ａに流れる
励磁電流の状態を示したものである。図中、Vr1
およびVr2は、コンパレータ８がヒステリシス動
作する２つの基準レベルを表わし、I0は定電流化
された平均電流を表わす。
励磁電流の状態を示したものである。図中、Vr1
およびVr2は、コンパレータ８がヒステリシス動
作する２つの基準レベルを表わし、I0は定電流化
された平均電流を表わす。
第３図の回路は、パルスモータの各相のコイル
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄについて上述した定電流
駆動を行うが、この回路はその高周波特性が電源
電圧や負荷の変動の影響を受け易い欠点があり、
ある電源電圧に対して直線的加減速により安定停
止するように設計しても、たとえば電源電圧の変
動によつて高周波特性が変化し、また定電流特性
がパルスモータの速度に応じて発生する逆起電力
の影響を打消すように作用するため速度に対する
帰還がかからず、第２図に示したように、安定停
止ができなくなるという問題であつた。
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄについて上述した定電流
駆動を行うが、この回路はその高周波特性が電源
電圧や負荷の変動の影響を受け易い欠点があり、
ある電源電圧に対して直線的加減速により安定停
止するように設計しても、たとえば電源電圧の変
動によつて高周波特性が変化し、また定電流特性
がパルスモータの速度に応じて発生する逆起電力
の影響を打消すように作用するため速度に対する
帰還がかからず、第２図に示したように、安定停
止ができなくなるという問題であつた。
本発明の目的は、上述した従来方式の問題点を
解決することにあり、定電流駆動を基本にしなが
らパルスモータの速度変化量が帰還できる手段を
設け、それとともに電源電圧変動あるいは負荷変
動の影響を吸収させて安定停止を可能にするもの
である。
解決することにあり、定電流駆動を基本にしなが
らパルスモータの速度変化量が帰還できる手段を
設け、それとともに電源電圧変動あるいは負荷変
動の影響を吸収させて安定停止を可能にするもの
である。
そのための本発明の構成は、パルスモータの相
励磁コイルに直列に接続されたスイツチング型定
電流制御回路と、上記相励磁コイルに並列に接続
された転流回路とをそなえ、上記スイツチング型
定電流制御回路は、相励磁コイルに流す励磁電流
をスイツチング制御するスイツチングトランジス
タと、上記スイツチングトランジスタを相励磁の
タイミングにしたがつて周期的にスイツチング駆
動し、導通期間と非導通期間とを交互に設定する
クロツク信号手段と、上記スイツチングトランジ
スタの導通期間内において、スイツチングトラン
ジスタを流れる励磁電流のレベルを検出して所定
の基準レベルと比較し、一致したときに、上記ク
ロツク信号手段によるスイツチングトランジスタ
のスイツチング制御を阻止して、スイツチングト
ランジスタを、上記クロツク信号手段に基づく導
通期間内にくらべて極く短い所定期間の間だけ非
導通に制御する回路手段とを有し、スイツチング
トランジスタが上記所定期間非導通に制御された
とき、相励磁コイルを流れる励磁電流が上記転流
回路に転流されるようにし、その際パルスモータ
の回転速度が励磁電流の変化となつて現われるこ
とを利用して励磁電流に帰還をかけることを特徴
とするものである。
励磁コイルに直列に接続されたスイツチング型定
電流制御回路と、上記相励磁コイルに並列に接続
された転流回路とをそなえ、上記スイツチング型
定電流制御回路は、相励磁コイルに流す励磁電流
をスイツチング制御するスイツチングトランジス
タと、上記スイツチングトランジスタを相励磁の
タイミングにしたがつて周期的にスイツチング駆
動し、導通期間と非導通期間とを交互に設定する
クロツク信号手段と、上記スイツチングトランジ
スタの導通期間内において、スイツチングトラン
ジスタを流れる励磁電流のレベルを検出して所定
の基準レベルと比較し、一致したときに、上記ク
ロツク信号手段によるスイツチングトランジスタ
のスイツチング制御を阻止して、スイツチングト
ランジスタを、上記クロツク信号手段に基づく導
通期間内にくらべて極く短い所定期間の間だけ非
導通に制御する回路手段とを有し、スイツチング
トランジスタが上記所定期間非導通に制御された
とき、相励磁コイルを流れる励磁電流が上記転流
回路に転流されるようにし、その際パルスモータ
の回転速度が励磁電流の変化となつて現われるこ
とを利用して励磁電流に帰還をかけることを特徴
とするものである。
以下に、本発明の詳細を実施例にしたがつて説
明する。
明する。
第５図は本発明の１実施例の回路図である。図
中、１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄはそれぞれパルスモ
ータのＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ相のステータ励磁コイルで
ある。また１４Ａ乃至１４Ｄは定電流駆動用スイ
ツチングトランジスタ、１５および１６は電流検
出抵抗、１７および１８はヒステリシスをもたな
いコンパレータ、１９および２０は単安定マルチ
バイブレータ、２１Ａ乃至２１ＤはANDゲート、
２２Ａ乃至２２Ｄは制御トランジスタ、２３Ａ乃
至２３Ｄは転流トランジスタ、２４は電源入力線
を表わす。
中、１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄはそれぞれパルスモ
ータのＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ相のステータ励磁コイルで
ある。また１４Ａ乃至１４Ｄは定電流駆動用スイ
ツチングトランジスタ、１５および１６は電流検
出抵抗、１７および１８はヒステリシスをもたな
いコンパレータ、１９および２０は単安定マルチ
バイブレータ、２１Ａ乃至２１ＤはANDゲート、
２２Ａ乃至２２Ｄは制御トランジスタ、２３Ａ乃
至２３Ｄは転流トランジスタ、２４は電源入力線
を表わす。
説明の便宜上、回路中のＡ相駆動部分を例にと
り説明する。他の部分も全く同じ回路動作を行
う。なお、第６図は回路波形図であり、，，
，は第５図中の同一表示部分の信号波形を表
わしている。
り説明する。他の部分も全く同じ回路動作を行
う。なお、第６図は回路波形図であり、，，
，は第５図中の同一表示部分の信号波形を表
わしている。
コイル１Ａは、定電流駆動用スイツチングトラ
ンジスタ１４ＡのONにより、スイツチング方式
で定電流駆動される。トランジスタ１４Ａが
OFFのときには、コイル１Ａ内のエネルギーの
フライホイール作用により、電流は減衰しながら
転流トランジスタ２３Ａを含む回路へ帰還され
る。転流トランジスタ２３Ａは、Ａ相クロツクが
制御トランジスタ２２Ａに印加されている間ON
状態にあり、トランジスタ１４ＡがOFFになれ
ばいつでも転流を可能にする。
ンジスタ１４ＡのONにより、スイツチング方式
で定電流駆動される。トランジスタ１４Ａが
OFFのときには、コイル１Ａ内のエネルギーの
フライホイール作用により、電流は減衰しながら
転流トランジスタ２３Ａを含む回路へ帰還され
る。転流トランジスタ２３Ａは、Ａ相クロツクが
制御トランジスタ２２Ａに印加されている間ON
状態にあり、トランジスタ１４ＡがOFFになれ
ばいつでも転流を可能にする。
まず、第６図の時点t0においてＡ相クロツクが
印加され、トランジスタ１４ＡがONになつたと
き、コイル１Ａ中を、同図に示すように、電流
が流れ、電圧検出抵抗１５から取り出された検出
電圧が基準電圧Vrに等しくなる時点t1でコンパ
レータ１７は第６図に示す一致信号を出力し、
単安定マルチバイブレータ１９を起動する。
印加され、トランジスタ１４ＡがONになつたと
き、コイル１Ａ中を、同図に示すように、電流
が流れ、電圧検出抵抗１５から取り出された検出
電圧が基準電圧Vrに等しくなる時点t1でコンパ
レータ１７は第６図に示す一致信号を出力し、
単安定マルチバイブレータ１９を起動する。
単安定マルチバイブレータ１９は、第６図に
示す一定期間ｒの間OFFとなる信号を出力し、
ANDゲート２１Ａを介してトランジスタ１４Ａ
をOFFにする。その結果コイル１Ａから前述し
たトランジスタ２３Ａを通る転流が生じ、結局コ
イル１Ａには第６図に示すような励磁電流が流
れる。一定時間ｒがすぎる時点t2で再びトランジ
スタ１４ＡはONになり、最初に戻る。これらの
動作は、Ａ相クロツクが印加されている間繰り返
される。
示す一定期間ｒの間OFFとなる信号を出力し、
ANDゲート２１Ａを介してトランジスタ１４Ａ
をOFFにする。その結果コイル１Ａから前述し
たトランジスタ２３Ａを通る転流が生じ、結局コ
イル１Ａには第６図に示すような励磁電流が流
れる。一定時間ｒがすぎる時点t2で再びトランジ
スタ１４ＡはONになり、最初に戻る。これらの
動作は、Ａ相クロツクが印加されている間繰り返
される。
励磁電流の各波形のピーク値は、基準電圧
Vrにもとづき一定値に保持される。しかし、そ
のボトム値は、コイル１Ａに蓄積されていたエネ
ルギー量あるいは逆起電力により異なり、一般に
はパルスモータの回転速度に関係している。
Vrにもとづき一定値に保持される。しかし、そ
のボトム値は、コイル１Ａに蓄積されていたエネ
ルギー量あるいは逆起電力により異なり、一般に
はパルスモータの回転速度に関係している。
第７図はその説明図であり、同図ａに示すよう
に、速度が速ければボトム値は低くなり、遅けれ
ば高くなる。またパルスモータ内のロータとステ
ータとの位置の遠近により、近い場合にはｂに示
すように速度の影響が大きく現われ、遠い場合に
はｃに示すように小さく現われる。
に、速度が速ければボトム値は低くなり、遅けれ
ば高くなる。またパルスモータ内のロータとステ
ータとの位置の遠近により、近い場合にはｂに示
すように速度の影響が大きく現われ、遠い場合に
はｃに示すように小さく現われる。
第８図は、このようなパルスモータの速度変化
が励磁電流の平均電流I0に変動を与えた例を示し
ている。
が励磁電流の平均電流I0に変動を与えた例を示し
ている。
したがつて本実施例によれば、速度が上れば励
磁電流は少なくなり、速度が下れば励磁電流は多
くなる。この結果、電源電圧や負荷の変動は速度
変化を押えるように励磁電流の大きさに帰還させ
ることができるため、第９図に示すように、直線
的加速減速特性は安定化される。又、一定期間の
OFF期間での電圧降下レベル、即ち転流回路に
流れるフライバツク電流が減衰することにより生
じる電圧の降下を検知し、そのレベルに応じて、
OFF期間の長さを変化させることにより（この
帰還量を増幅する）、さらに直線的加速減速特性
は安定化される。
磁電流は少なくなり、速度が下れば励磁電流は多
くなる。この結果、電源電圧や負荷の変動は速度
変化を押えるように励磁電流の大きさに帰還させ
ることができるため、第９図に示すように、直線
的加速減速特性は安定化される。又、一定期間の
OFF期間での電圧降下レベル、即ち転流回路に
流れるフライバツク電流が減衰することにより生
じる電圧の降下を検知し、そのレベルに応じて、
OFF期間の長さを変化させることにより（この
帰還量を増幅する）、さらに直線的加速減速特性
は安定化される。
以下のように、本発明によれば、定電流駆動を
基本としながらパルスモータの速度量を相励磁電
流に帰還させることができるため、電源電圧ある
いは負荷の変動による振動発生を抑制することが
でき、安定停止を可能にすることができる。
基本としながらパルスモータの速度量を相励磁電
流に帰還させることができるため、電源電圧ある
いは負荷の変動による振動発生を抑制することが
でき、安定停止を可能にすることができる。
第１図は直線的加減速の制御特性説明図、第２
図は電源電圧変動による特性変化の説明図、第３
図は従来の定電流駆動回路の１例の回路図、第４
図はその動作特性図、第５図は本発明の１実施例
の回路図、第６図はその動作波形図、第７図ａ，
ｂ，ｃはそれぞれパルスモータの速度変化と励磁
電流の関係を示す波形図、第８図は励磁電流変化
の１例を示す図、第９図は本実施例による直線的
加減速の制御特性説明図である。 図中、１Ａ乃至１Ｄはステータ励磁コイル、１
４Ａ乃至１４Ｄは定電流駆動用スイツチングトラ
ンジスタ、１５および１６は電流検出抵抗、１７
および１８はコンパレータ、１９および２０は単
安定マルチバイブレータ、２１Ａ乃至２１Ｄは
ANDゲート、２３Ａ乃至２３Ｄは転流トランジ
スタ、Vrは基準電圧を表わす。
図は電源電圧変動による特性変化の説明図、第３
図は従来の定電流駆動回路の１例の回路図、第４
図はその動作特性図、第５図は本発明の１実施例
の回路図、第６図はその動作波形図、第７図ａ，
ｂ，ｃはそれぞれパルスモータの速度変化と励磁
電流の関係を示す波形図、第８図は励磁電流変化
の１例を示す図、第９図は本実施例による直線的
加減速の制御特性説明図である。 図中、１Ａ乃至１Ｄはステータ励磁コイル、１
４Ａ乃至１４Ｄは定電流駆動用スイツチングトラ
ンジスタ、１５および１６は電流検出抵抗、１７
および１８はコンパレータ、１９および２０は単
安定マルチバイブレータ、２１Ａ乃至２１Ｄは
ANDゲート、２３Ａ乃至２３Ｄは転流トランジ
スタ、Vrは基準電圧を表わす。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ パルスモータの相励磁コイルに直列に接続さ
れたスイツチング型定電流制御回路と、 上記相励磁コイルに並例に接続された転流回路
とをそなえ、 上記スイツチング型定電流制御回路は、 相励磁コイルに流す励磁電流をスイツチング制
御するスイツチングトランジスタと、 上記スイツチングトランジスタを相励磁のタイ
ミングにしたがつて周期的にスイツチング駆動
し、導通期間と非導通期間とを交互に設定するク
ロツク信号手段と、 上記スイツチングトランジスタの導通期間内に
おいて、スイツチングトランジスタを流れる励磁
電流のレベルを検出して所定の基準レベルと比較
し、一致したときに、上記クロツク信号手段によ
るスイツチングトランジスタのスイツチング制御
を阻止して、スイツチングトランジスタを、上記
クロツク信号手段に基づく導通期間内にくらべて
極く短い所定期間の間だけ非導通に制御する回路
手段とを有し、スイツチングトランジスタが上記
所定期間非導通に制御されたとき、相励磁コイル
を流れる励磁電流が上記転流回路に転流されるよ
うにし、その際パルスモータの回転速度が励磁電
流の変化となつて現われることを利用して励磁電
流に帰還をかけることを特徴とするパルスモータ
駆動方式。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載のパルスモータ
駆動方式において、 上記スイツチング型定電流制御回路は、上記ス
イツチングトランジスタを非導通にする所定期間
に、上記転流回路を流れるフライバツク電流が減
衰することにより生じる電圧降下レベルを検知
し、そのレベルに応じて上記スイツチングトラン
ジスタの所定期間の長さを制御することを特徴と
するパルスモータ駆動方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20238283A JPS60102894A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルスモ−タ駆動方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20238283A JPS60102894A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルスモ−タ駆動方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60102894A JPS60102894A (ja) | 1985-06-07 |
| JPS6323757B2 true JPS6323757B2 (ja) | 1988-05-18 |
Family
ID=16456567
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20238283A Granted JPS60102894A (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルスモ−タ駆動方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60102894A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5440417U (ja) * | 1977-08-25 | 1979-03-17 | ||
| JPS55109196A (en) * | 1979-02-15 | 1980-08-22 | Oki Electric Ind Co Ltd | Step motor driving circuit |
-
1983
- 1983-10-28 JP JP20238283A patent/JPS60102894A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60102894A (ja) | 1985-06-07 |
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