JPS6324341B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は持続期間がＴ秒の同期した連続するシ
ンボル時間間隔に２進データ・シンボルを伝送す
るため送信機及び受信機を具える２進データ・シ
ンボル伝送システムに関する。

本発明は特に加入者と電話交換機との間に公共
電話システムのケーブルを使用し、２進情報信号
のスペクトルが０Hzからある最大周波数にまで広
がつているデータ伝送の分野に適用出来る。０Hz
での成分すなわちd.c.成分は電磁結合がケーブル
中で行なわれている場合には伝送された信号には
無い。

d.c.成分を有しておらずかつクロツク信号を容
易に発生せしめ得るに十分なクロツク情報を有す
る２進情報信号を伝送するための一般に知られた
方法はバイフエーズ（bi−fhase）変調を用いる
方法である。この方法によれば、２進情報信号で
ビツト速度（１／ＴHz）に等しい周波数の搬送波
を位相変調するものであり、この搬送波は情報信
号と同相にある。米国特許第3846583号明細書に
はこの方法を変形した方法が開示されている。こ
の変形方法によれば搬送波の位相を２進情報信号
に関して90゜シフトさせている。この変形方法で
は、その場合生ずる特殊のパルス形状に鑑み、こ
の方法に対し「トツプ・ハツト（top hat）」変調
またはコード方法という名前を付けることが提案
されている。これら変調方法による変調信号の振
幅スペクトルを第３図に示してあるが、その場合
バイフエーズ変調方法に対する振幅スペクトルを
曲線BRで示し、「トツプ・ハツト」変調方法に
対する振幅スペクトルを曲線THで示してある。
これら２つのスペクトルはビツト速度（fT＝１）
に等しい周波数に関して非対称である。

前述の方法において、符号間干渉なしにシンボ
ルの最適検出を行うためには、即ち判定瞬時に２
つのレベルを有する受信フイルタの出力端子にお
ける信号に対してはフイルタ特性が非対称である
受信フイルタが必要となるが、その結果判定瞬時
における信号対雑音比につき検出が最適とはなら
なくなり、その理由は周知の如く（例えば、ウイ
リアム・Ｒ・ベネツト他著「データ伝送」（ラテ
イス社刊）の第７章、第７−４節参照）、かかる
最適検出には送信機及び受信機間における周波数
全体の分布形状が平坦であることが必要であり、
従つて受信フイルタの周波数応答曲線が受信機へ
の入力信号の周波数スペクトルと同一形状を有す
るからである。

特開昭53−5513号公報にはこの種の伝送システ
ムが記載されており、この伝送システムの送信機
には、２進データ・シンボルを各々の対応する２
点がＴ／２秒の期間だけ離間している互に反対極
性の２つの矩形パルスに変換する手段を設け、前
記各矩形パルスはＴ／４秒の持続時間を有しかつ
前記シンボル時間間隔の開始時又は該開始時から
あるそれぞれの期間後に発生し、かつこの伝送シ
ステムの受信機は、検出器への入力信号が３レベ
ルを有しかつＴ／４秒の期間だけ離間された判定
瞬時において符号間干渉を受けないような構成と
なつている。しかし、その結果得られる検出は判
定瞬時において信号対雑音比につき最適検出とは
かけ離れたものとなる。２レベル検出に比べ３レ
ベル検出では信号対雑音比の6dBの低域が導入さ
れ、かつ受信信号の振幅が変動する場合信号検出
器の閾レベルを適正値に維持する自動閾レベル制
御回路も必要となる。更に、これらの判定瞬時に
符号間干渉を受けないようにするために必要な受
信フイルタの周波数応答曲線が受信機に到来する
信号の周波数スペクトルの形状とはかなり異なる
形状を有しているので、判定瞬時における最適の
信号対雑音比のための上述した要件は到底満足さ
れない。

本発明の目的は、判定瞬時における符号間干渉
及び信号対雑音比につき最適検出に極めて近似し
た２レベル検出を達成し、この２レベル検出が、
例えば、０ないし４Kmの如き大きな範囲のケーブ
ル長に対しケーブル特性には実際上無関係となる
冒頭に述べた形式の２進データ・シンボル伝送シ
ステムを提供するにある。

かかる目的を達成するため本発明は、持続時間
がＴ秒の同期した連続するシンボル時間間隔に２
進データ・シンボルを伝送するため送信機及び受
信機を具える伝送システムであつて、送信機に、
各データ・シンボルを各々の対応する２点がＴ／
２秒の期間だけ離間している互いに反対極性の２
つの矩形パルスに変換する変換手段を設け、この
場合前記矩形パルスの各々はＴ／４秒の持続期間
を有しかつ前記シンボル時間間隔の開始時にまた
は該開始時からあるそれぞれの期間後に発生し；
受信機に、変換された２進データ・シンボルから
成る受信信号を、０Hzおよび２／ＴHzにおいては
零値を有しかつ両零値間では正弦波状応答曲線を
有する低域通過フイルタ特性に従つて濾波する濾
波手段を設けたことを特徴とする。

以下図面により本発明の実施例につき説明す
る。尚、以下説明する図中第３，４ａ，５，６
ａ，７ａ，８ａ，８ｄおよび１２図において縦軸
Ａ（fT）／Ａ(l)は任意のfTにおける振幅値とfT
＝１における振幅値との比すなわち相対振幅値を
示し、第４ｂ，６ｂ，７ｂおよび８ｂ図において
縦軸Ｓ（ｔ）／Ｓ(l)は任意のｔにおける振幅値と
ｔ＝１における振幅値の比すなわち相対振幅値を
示している。第１図に示す型の伝送システムは以
下ビツトと称する２進データ・シンボルを送信機
１から受信機２へ伝送媒体３を経て送信する目的
を有している。この媒体３は１個またはそれ以上
のケーブル・セクシヨンから成るを可としかつ電
磁結合を含むことを可とする。その場合にはd.c.
成分を含む信号をケーブルを経て伝送させること
が出来ない。

送信機１はデータ・ソース４を具え、このデー
タ・ソースはＴ秒のビツト間隔を有するビツト流
を供給する。この場合これらビツト間隔の同期を
クロツク信号装置５で行なう。これらビツトをコ
ード発生器６へ供給し、このコード発生器は各ビ
ツトに対しＴ秒の持続時間を有する所定の時間関
数または波形を発生する。

受信機２は受信フイルタ７を具えていてこの受
信機にはサンプリング・スイツチ８を接続させて
あり、このサンプリング・スイツチをクロツク信
号装置９によつて、受信されたデータ信号と同期
するように制御する。各受信されたビツトの値を
検出するための極性検出器１０をサンプリング・
スイツチ８に接続する。

クロツク信号装置５からクロツク信号装置９へ
伝送媒体３を経て伝送される個別の同期信号によ
つて、クロツク信号装置９をクロツク信号装置５
と同期させることが出来る。この状態をこれら装
置間における破線で記号的に示す。実際にはクロ
ツク信号装置９の場合にはこれが伝送されたデー
タ信号から同期信号を得ることが出来るようにす
ることが望ましい場合も度々存在する。伝送され
たデータ信号はＴ／２秒の間隔での信号遷移を含
み、これが送信機のクロツクに関する情報を与え
る。データ信号からクロツク信号を導出すること
は本発明の主題ではない。

コード発生器６は第２図に示す波形を発生す
る。第２ａ図は時間軸の副分割をＴ秒のシンボル
時間間隔で示した図である。第２ｂ図は第１シン
ボル時間間隔での値「１」を有するビツトと、第
２シンボル時間間隔での値「０」を有するビツト
とを示している。第２ｃ図はこれらと関連した波
形を示しこの場合図中ａは電圧単位での振幅値を
示しており、これら波形のそれぞれ異なる部分の
持続期間を第２ｄ図に示す。

ビツト値「１」に対する波形は負のパルスとこ
れに続く正のパルスとから成つており、これら両
パルスの持続期間はＴ／４秒である。これらパル
スの対応する点間のスペーシングすなわち間隔は
Ｔ／２秒である。ビツト値「０」に対する波形は
ビツト値「１」に対する波形を反対極性とした波
形と等しい。シンボル時間間隔の開始からこれら
パルスまでの距離は重要な事ではなく、従つて第
２ｅ図および第２ｆ図に示すような波形を使毛す
ることも出来る。以下の説明では、送信機１は第
２ｃ図に示す波形を発生するものとする。第２ｅ
図または第２ｆ図の波形へと波形がシフトすると
送信機１の遅延特性に影響を与えるが送信された
信号の振幅スペクトルには影響を与えない。

波形の形状から「クランクシヤフト
（crankshaft）」・コードと名付けられたコードを
選択したので、送出信号は第３図に曲線CS（ｃ
rankｓhaft）で示すような振幅スペクトルを得
る。同図には比較のためにバイフエーズ変調に対
する振幅スペクトルを曲線BPでかつ「トツプ・
ハツト」コードに対する振幅スペクトルを曲線
THで夫々示してある。ビツト速度の２倍よりも
すなわちfT＝２の点よりも上の振幅スペクトル
の部分については考慮しないがその理由はその部
分は受信機２でカツト・オフされるからである。
所望ならばスペクトルのこの部分を送信機１内で
簡単なフイルタによつて除去することが出来る。
第３図からも明らかなように、クランクシヤフ
ト・コードによる振幅スペクトラムはfT＝１の
点を通る軸に対し対称性が良い。この対称性は、
振幅対周波数特性がほぼ直線的に変化するケーブ
ルを送信機と受信機との間に含ませる場合に、有
益である。ビツト速度に関し対称である周波数を
有する信号成分は、両側波帯変調信号のように、
同じ情報を送信する。これら信号成分の減衰を直
線的ケーブル特性によつてこれら信号成分の総和
が一様に減衰されるように相補的に行なう。情報
の伝送の場合にはこれは一様な特性を有するケー
ブルによつて行なう減衰に対応する。

実の定係数を省略すると、以下クランクシヤフ
ト・コードのスペクトル関数を意味する第２ｃ図
に示す時間関数のフーリエ変換は １／ｊsin（wT／４）×sin（wT／８）／wT／８ (1) で規定される。

式(1)の最終項はＴ／４秒のパルス幅から生じた
フオーム・フアクタ（form factor）である。デ
イラツクのインパルスの場合にはこのフオーム・
フアクタは：１である。式(1)の最終項は０Hzから
ビツト速度の２倍（fT＝２）までの間隔にはほ
とんど影響がない。従つてクランクシヤフト・コ
ードの振振スペクトルはほぼ正弦波的に変化す
る。

式(1)の第１部分によつて規定されるような送信
機に対するスペクトルの考案から始めると、受信
フイルタの伝達関数を ｊ sin（wT／４） (2) と規定する時、受信機はホワイトノイズに対して
最適な信号対雑音比を有する。

原理的には、この受信フイルタ７はビツト速度
の２倍のカツト・オフ周波数を有する低域フイル
タである。最適な受信フイルタはカツト・オフ周
波数より下では式(2)を満足する伝達関数を有す
る。送信機のスペクトル関数を式(1)の第１部分に
よつて完全に表わせる場合が最適であると考えら
れていた。式(1)には最終項が存在するために、最
適状態を完全には達成し得ない。しかしながら、
クランクシヤフト・コードを使用すると、単に
1dBの信号対雑音比のペナルテイを受けると思わ
れる。

適切な信号検出を行なうためには、受信フイル
タ７の出力端子における符号間干渉は出来るだけ
小さいことが望ましい。これは送信機および受信
機の組み合わせによつて形成されるシステムは （sin（wT／４））² (3) の式を満足する伝達関数を有する場合である。第
４ａ図にこの特性を曲線Ａ１で示す。これと関連
したインパルス応答を第４ｂ図に曲線Ｂ１で示
す。受信フイルタの出力端子で生ずるアイ・パタ
ーンを第４ｃ図に示す。尚、同図にはシンボル時
間間隔Ｔを示してある。サンプリング瞬時t0、
t′0では符号間干渉を生じないことは明らかであ
ろう。

クランクシヤフト・コードの場合に式(3)を満足
する伝達関数を有するシステムを実現するため
に、受信フイルタ７はその伝達関数が０Hzとカツ
ト・オフ周波数との間で ｊ wT×cos（wT／８） (4) を満足するようになす。

式(1)および(4)を掛け合わせることにより式(3)と
なることは明らかである。

式(2)による受信フイルタと比べると、式(4)に従
がう受信フイルタを使用する時は0.1dBという微
小の信号対雑音比のペナルテイを受けるにすぎな
い。式(2)および(4)に従がうフイルタ特性を第１２
図に曲線Ｆ２およびＦ４によつて示す。

以下、受信フイルタ７は式(4)を満足すると仮定
するが、これはサンプリング瞬時t0、t′0におい
ては符号間干渉が発生しないことを意味する。こ
の場合このシステムは第１のナイキスト基準を満
足する。

第５図は異なるケーブル長に対するいくつかの
振幅対周波数特性を示す特性曲線図である。この
場合および以下の説明においてビツト速度を64k
Hzとする。

送信機と受信機との間に１本のケーブルが存在
するシステムの動作を説明するために、異なるケ
ーブル特性に対し、第６図、第７図および第８図
の夫々において、振幅スペクトル、インパルス応
答および受信機の出力端子におけるアイ・パター
ンを夫々示している。

第６ａ図、第７ａ図および第８ａ図において振
幅スペクトルを曲線Ａ２，Ａ３およびＡ４で示
し、さらに第４ａ図の曲線Ａ１を破線Ａ１で参照
用として示してある。さらに第６ｂ図、第７ｂ図
および第８ｂ図においてはインパルス応答を曲線
Ｂ２，Ｂ３およびＢ４で示し、さらに参照用とし
て第４ｂ図の曲線Ｂ１を破線で示してある。第６
ｃ図、第７ｃ図および第８ｃ図にはアイ・パター
ンを示す。

第６図は第６ｄ図に示したような直線的な振幅
対周波数特性を有するあるケーブルに関係する図
である。第７図は長さ４Kmであり、その振幅対周
波数特性が第５図に示すような特性のあるケーブ
ルに関係した図である。さらに第８図はビツト速
度の２倍に等しいカツト・オフ周波数を有する第
８ｄ図に示すような直線的な振幅対周波数特性に
関係した図である。全ての場合において、アイ・
パターンはサンプリング瞬時t0、t′0で実質的に
その最大の高さを有すると共に、これらサンプリ
ング瞬時t0、t′0のいずれかの側のアイの幅が実
質的に最大値を有することが明らかである。従つ
て、ケーブル特性は信号の検出に実質的に影響を
及ぼすものではない。唯一のケーブルの影響はサ
ンプリング瞬時に受信された信号のピーク値を減
衰させることにある。

第９ａ図は送信機１の実施例を示すブロツク線
図である。クロツク信号装置５はビツト速度の４
倍である速度４／ＴHzを有するパルス源１１を具
える。この速度を２つの分周段１２および１３で
分周して順次にビツト速度の２倍２／ＴHzおよび
ビツト速度の１倍１／ＴHzにする。速度４／Ｔ、
２／Ｔおよび１／ＴHzを有する信号をコード発生
器６の排他的オア・ゲート１４，１５および１６
に供給する。データ・ソース４の出力信号をこれ
らゲートの第２入力端子へ供給する。このように
２進信号ａ０，ａ１およびａ２をこれらゲートの
出力端子に生じさせ、この場合これらビツトは相
俟つてロムROM１７に対する３ビツト・アドレ
スを形成している。このメモリ１７は８個のメモ
リ位置に具え、これらメモリ位置はこれらアドレ
スに対応しており、第９ｂ図に示す関係に従つて
ＸビツトおよびＹビツトを各位置に記憶する。

メモリから読み取られたＸビツトおよびＹビツ
トに対応する信号を同等の抵抗Ｒを経て差動増幅
器１８の入力端子へ供給する。この差動増幅器は
第９ｂ図の最終列に従がう出力信号Vuを供給す
る。Ｔ秒のシンボル時間間隔に、第２ｃ図に示す
波形を差動増幅器１８の出力端子に発生すること
を容易に確認することが出来る。

第１２図に曲線Ｆ２で示す式(2)によつて規定さ
れる伝達関数を有する受信フイルタ７の一実施例
を第１０図に示し、第１２図に曲線Ｆ４で示す式
(4)によつて規定される伝達関数を有する受信機７
の他の実施例を第１１図に示す。このフイルタは
伝達関数jwを有する微分器（同図の右側）と伝
達関数cos（wT／８）を有する低域フイルタ（同
図の左側）との縦続接続された回路配置を具えて
いる。カツト・オフ周波数に対し実際に使用され
る値は128kHzである。所定のカツト・オフ周波
数に対するフイルタの成分値の決定は当業者の知
識の範囲内である。

第１３図はクランクシヤフト・コードに対する
代わりの受信機を示すブロツク線図である。この
受信機は２０で示すような一様な低域通過特性を
有する受信フイルタ１９を具えている。フイルタ
１９の出力端子には２個のサンプリング・スイツ
チ２１および２２を接続する。これらスイツチを
クロツク信号装置２３によつてビツト速度１／Ｔ
Hzで制御するがその制御の位相差を180゜とする。
スイツチ２１および２２のサンプリング瞬時を第
１４ａ図に示すクランクシヤフト・コードの波形
に関して第１４ｂ図および第１４ｃ図に示す。

サンプリング・スイツチ２１の信号サンプルを
遅延セクシヨン２４によつてサンプリング期間の
半分の期間だけ遅延させる。差発生器２５は遅延
された信号サンプルとサンプリング・スイツチ２
２の信号サンプルとの間の差を生じる。

サンプリング・スイツチ２６を差発生器２５の
出力端子へ接続する。この場合極性検出器２７を
このサンプリング・スイツチに接続する。これら
２つの装置は第１図のサンプリング・スイツチ８
および極性検出器１０に対応する。この極性検出
器２７の出力端子には再生された２進データ・シ
ンボルが現われる。

フイルタ１９の出力端子とサンプリング・スイ
ツチ２６の入力端子との間に設けた回路配置は２
８で示すような伝達特性を有する回路網として機
能する。この伝達特性は、式(2)に従つて、０Hzと
ビツト速度の２倍との間で正弦波的な変化を有す
る周期的特性である。この受信機においては、特
性２０および２８の組み合わせにより、第１図に
示す受信機における受信フイルタ７の特性と同じ
機能を達成する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による伝送システムの説明に供
するブロツク線図、第２図ａないしｆは本発明の
説明に供する線図、第３図は異なる変調（コーデ
イング）方法によつて得られるいくつかの振幅ス
ペクトルを示す線図、第４ａ図ないし第４ｅ図は
ケーブル減衰のない本発明による伝送システムの
振幅スペクトル、インパルス応答およびアイ・パ
ターンを夫々示す線図、第５図はいくつかのケー
ブル特性を示す特性曲線図、第６ａ図ないし第６
ｄ図はケーブル減衰のある本発明による伝送シス
テムの振幅スペクトル、インパルス応答およびア
イ・パターンの夫々と、直線的ケーブル特性とを
夫々示した線図、第７ａ図ないし第７ｃ図はケー
ブルの長さを４Kmとした本発明による伝送システ
ムの振幅スペクトル、インパルス応答およびア
イ・パターンを夫々示す線図、第８ａ図ないし第
８ｄ図はケーブル減衰のある本発明による伝送シ
ステムの振幅スペクトル、インパルス応答および
アイ・パターンの夫々と、直線的ケーブル特性と
を夫夫示す線図、第９ａ図は第１図に示す伝送シ
ステムに使用するためのコード発生器の一実施例
を示すブロツク線図、第９ｂ図はこれに関連した
ストレージ・テーブルを示す線図、第１０図は第
１図に示す伝送システムに使用するための受信フ
イルタの一実施例を示す回路図、第１１図は第１
図に示す伝送システムに使用するための受信フイ
ルタの他の実施例を示す回路図、第１２図は受信
フイルタのいくつかのフイルタ特性を示す特性曲
線図、第１３図は他の受信機を示すブロツク線
図、第１４図ａないしｃは本発明の説明に供する
時間図である。 １……送信機、２……受信機、３……伝送媒
体、４……データ・ソース、５，９，２３……ク
ロツク信号装置、６……コード発生器、７，１９
……受信フイルタ、８……サンプリング・スイツ
チ、１０……極性検出器、１１……パルス源、１
２，１３……分周段、１４，１５，１６……排他
的オア・ゲート、１７……ロム、１８……差動増
幅器、２１，２２，２６……サンプリング・スイ
ツチ、２４……遅延セクシヨン、２５……差発生
器、２７……極性検出器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 持続時間がＴ秒の同期した連続するシンボル
   時間間隔に２進データ・シンボルを伝送するため
   送信機及び受信機を具える伝送システムであつ
   て、送信機に、各データ・シンボルを各々の対応
   する２点がＴ／２秒の期間だけ離間している互い
   に反対極性の２つの矩形パルスに変換する変換手
   段を設け、この場合前記矩形パルスの各々はＴ／
   ４秒の持続期間を有しかつ前記シンボル時間間隔
   の開始時にまたは該開始時からあるそれぞれの期
   間後に発生し；受信機に、変換された２進デー
   タ・シンボルから成る受信信号を、０Hzおよび
   ２／ＴHzにおいては零値を有しかつ両零値間では
   正弦波状応答曲線を有する低域通過フイルタ特性
   に従つて濾波する濾波手段を設けたことを特徴と
   する２進データ・シンボル伝送システム。 ２ 前記受信機の濾波手段が、前記送信機からの
   信号に対する信号入力端子と信号再生装置との間
   において、０Hzと２／ＴHzとの間で一様なフイル
   タ特性を有する低域フイルタと、１／ＴHzのサン
   プリング速度を有し、Ｔ／２秒の相互の時間差で
   動作しかつ前記低域フイルタの出力端子に接続す
   る２個のサンプリング回路と、前記サンプリング
   回路によつて生ぜしめられた信号サンプル間の差
   を各シンボル時間間隔に前記信号再生装置へ供給
   する手段とを具える特許請求の範囲１記載の伝送
   システム。 ３ 持続時間がＴ秒の同期した連続するシンボル
   時間間隔に２進データ・シンボルを伝送するため
   送信機及び受信機を具える伝送システムであつ
   て、送信機に、各データ・シンボルを各々の対応
   する２点がＴ／２秒の期間だけ離間している互い
   に反対極性の２つの矩形パルスに変換する変換手
   段を設け、この場合前記矩形パルスの各々はＴ／
   ４秒の持続期間を有しかつ前記シンボル時間間隔
   の開始時にまたは該開始時からあるそれぞれの期
   間後に発生し；受信機に、変換された２進デー
   タ・シンボルから成る受信信号を、０Hzおよび
   ２／ＴHzにおいては零値を有しかつ両零値間では
   正弦波状応答曲線を有する低域通過フイルタ特性
   に従つて濾波する濾波手段を設け、前記受信機の
   濾波手段が、前記送信機からの信号に対する信号
   入力端子と信号再生装置との間において、０Hzに
   おいては最大値をかつ２／ＴHzにおいて零値を有
   しおよび該最大値と該零値との間で余弦波状応答
   曲線を有するフイルタ特性の低域フイルタと、該
   フイルタに縦続的に配置した微分回路網とを具え
   たことを特徴とする２進データ・シンボル伝送シ
   ステム。