JPS6324347B2 - - Google Patents
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- JPS6324347B2 JPS6324347B2 JP55016119A JP1611980A JPS6324347B2 JP S6324347 B2 JPS6324347 B2 JP S6324347B2 JP 55016119 A JP55016119 A JP 55016119A JP 1611980 A JP1611980 A JP 1611980A JP S6324347 B2 JPS6324347 B2 JP S6324347B2
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
本発明は搬送波をｎ相位相変調することにより
データを伝送するシステムの受信機に含まれ、変
調周波数を有する受信信号を局部搬送波と同相の
信号および局部搬送波に対して位相を90゜ずらし
た信号とにより復調することにより形成された復
調信号をサンプリングすることに使用されるクロ
ツクを再生するために、信号の零交差に基づき局
部クロツクを制御する回路を具えるクロツク再生
装置に関するものである。 このような再生装置の目的は受信機内で受信さ
れた位相変調されている信号から送信機で搬送波
を変調するのに用いたクロツクと同期のとれてい
る局部クロツクを再生し、受信された信号を局部
的に発生させた搬送波で復調することにより得ら
れた２個の直交信号を適当な位相でサンプリング
できるようにするにある。このように送信機のク
ロツクと同期のとれた局部クロツクでサンプリン
グすることは位相、従つて送られてきたデータを
正しく復元する上で不可欠である。 零交差を局部クロツクの制御に使用する信号と
して局部発生搬送波で復調して得られた２個の直
交信号の一方又は他方を使用することは既知であ
る。しかしこの既知の方法は局部搬送波を発生す
る発生器の位相が送信機で搬送波を発生する発生
器の位相に正確にロツクされる場合にしか使えな
い。何等かの理由で送信機の搬送波と受信機の搬
送波との間に位相制御が設けられていなかつたり
或はそれが不可能である場合は送信機の搬送波と
受信機の搬送波との間の位相のずれが変動し、そ
の結果復調信号が零交差する瞬時を定めるのが困
難になり、受信機のクロツクを送信機のクロツク
に同期させるのに使用するには不適当となる。ま
た或る種の受信機ではクロツクの同期がとれ終る
迄は送信機の搬送波と受信機の搬送波の間に位相
制御を得ることができないが、これはデータ伝送
の開始時点で問題となる。 本発明の目的は位相が送信機の位相にロツクさ
れていない局部搬送波と共に働らくのに適したク
ロツクパルス再生装置を提供することによりこれ
らの欠点を緩和するにある。 本発明によれば搬送波をｎ相位相変調すること
により伝送されてきたデータの受信機用のクロツ
クパルス再生装置において、前記復調信号のサン
プルから受信信号の位相がサンプリング瞬時にお
いて被伝送信号がとる可能性のあるｎ個の位相セ
クシヨンの内どの位相セクシヨンに属するかを検
出する論理装置と、受信信号をΔθだけ位相偏移
させることにより位相がサンプリング瞬時におい
て前記検出された位相セクシヨンの中心位相に等
しい信号を導出してこの信号の局部搬送波と同相
の成分又は局部搬送波に対して位相が90゜ずれた
成分を形成する論理装置とを設け、この局部搬送
波と同相の成分又は局部搬送波に対して90゜位相
がずれている成分を、零交差を局部クロツクの制
御に利用する信号とすることを特徴とする。 実施例を挙げて図面につき本発明を詳細に説明
する。 第１図は本発明に係るクロツク再生装置を具
え、搬送波を位相変調することにより伝送されて
きたデータを受信する受信機の回路図である。受
信機の入力端子１から入る受信された位相変調さ
れている信号は２個の検波器２と３に送られる。
これらの検波器２と３の後段には夫々低域フイル
タ４および５を接続する。検波器２には局部（ロ
ーカル）搬送波発生器６で作られた局部搬送波と
同相の信号が印加される。検波器３には局部搬送
波発生器６で作られ、移相回路７により局部搬送
波に対して90゜位相が偏移した信号が印加される。 このようにすると低域フイルタ４および５の出
力側に夫々局部搬送波と同相の復調された信号Ｘ
（ｔ）および局部搬送波に対して90゜位相がずれた
復調された信号Ｙ（ｔ）が得られる。これらの信
号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）はサンプリング回路８お
よび９によりサンプリングされるが、これらのサ
ンプリング回路８および９はサンプリング速度が
送信機の変調周波数１／Ｔに等しく且つ送信機と
同期がとれていなければならない。このサンプリ
ング周波数はクロツク再生回路１０から与えられ
るが、このクロツク再生回路１０は受信信号から
送信機で搬送波を変調するのに使用したクロツク
周波数を位相も適当に合わせて復元する必要があ
る。 ここで考察している受信機では、上述したよう
にしてサンプリング回路８および９でサンプリン
グすることにより得られた信号ＸおよびＹをアナ
ログ−デイジタル変換器１１および１２でデイジ
タル信号に変換し、デイジタル信号の形で等化器
１３に送る。等化器１３はデイジタル形のもので
あつて、伝送路上で受けたひずみ、殊に位相ひず
みを補償することを目的とする。このようにして
等化されたデイジタル信号XeとYeとが組み合わ
さつて動作状態でサンプリング瞬時に伝送されて
きた信号の位相に位相が非常に近い等化された信
号を与える。これらの信号XeおよびYeは識別回
路１４に送られ、ここで上記等化された信号の位
相が伝送された可能性のある被伝送位相と比較さ
れる。この比較の結果に基づいて識別回路１４の
出力端子１５では各サンプリング瞬時において被
伝送位相が再生される。また識別回路１４の出力
端子１６では等化された信号の位相と被伝送位相
との間の位相のずれＥが現われる。この位相のず
れＥは等化器１３に送られそこで所要の補正に使
われると共に局部搬送波発生器６にも送られ、そ
こで局部搬送波を制御するのに使われる。上述し
た構成の受信機はフランス国特許明細書第
2319251号および米国特許願第598252号に開示さ
れているが、このままでは受信機の局部搬送波の
位相があまり正確に送信機の搬送波の位相にロツ
クされていない時クロツクパルスの再生に当つて
若干の問題が生ずる惧れがある。 この問題を理解させ、本発明が如何にしてそれ
を解決したかを説明するために、送信機でデータ
を送信するのに使用する位相変調が４相位相変調
方式であり、それ故送信機から送られてくる搬送
波がとり得る可能性のある４個の位相が45゜、
135゜、225゜および315゜である場合を先ず説明する。 第２図の位相図で、２本の直交座標軸x′0xお
よびy′0yにより夫々Z1，Z2，Z3およびZ4で示す４
個の象限ができる。座標軸0x上の点は位相零の
受信機基準搬送波を表わす。送信機の搬送波と受
信機の搬送波が正確に同相であれば、受信信号は
送信に際して搬送波を変調するのに用いた位相を
有し、４個の象限の夫々の二等分線上にある４個
の点A1，A2，A3およびA4の一つで表わすことが
できる。検波器２および３で復調した時得られる
復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）はこれらの点A1，
A2，A3およびA4の一つの座標で表わされ、これ
が低域フイルタ４および５の出力側に現われる。 クロツク再生回路１０の目的は受信機から送ら
れてくる信号から局部（ローカル）クロツクを抽
出し、これによりサンプリング回路８および９を
用いて被伝送位相を正しく再生できる瞬時に復調
信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）をサンプリングできる
ようにするにある。 上述した送信機の搬送波と受信機の搬信波とが
正確に同期である場合は、これらの正しいサンプ
リング瞬時は以下に第３図につき詳述するように
復調信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）が零交差する瞬時に
対して完全に定め得る。 第３ａ図および第３ｂ図は受信信号が順次に点
A1，A2，A3およびA4で表わされる４個の連続す
る時間間隔Ｔ（１／Ｔが変調周波数である）にお
ける復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）の波形を夫々
示すものである。矩形波CxおよびCyは伝送され
てきた信号の帯域幅が限られていなかつた理想的
な場合（実際ではない）の復調信号Ｘ（ｔ）およ
びＹ（ｔ）を表わす。かどが丸くなつた波形Dxお
よびDyは伝送されてきた信号の帯域幅が限られ
ている実際の場合の同じ復調信号Ｘ（ｔ）および
Ｙ（ｔ）を表わす。波形DxおよびDyで表わされ
る実際の復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）が零交差
する瞬時は理想的波形CxおよびCyの零交差する
瞬時（transition instant）と一致している。矢
印で示す正しいサンプリング瞬時は時間間隔Ｔの
中心にあり、従つて復調信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）
の零交差瞬時から得ることができる。 それ故送信機の搬送波と受信機の搬送波が正確
に同相である場合はクロツク再生回路１０内で零
交差検出器１８に復調信号Ｘ（ｔ）又は復調信号
Ｙ（ｔ）を直接印加してその零交差を検出するよ
うにし、この検出器１８で復調信号Ｘ（ｔ）又は
Ｙ（ｔ）が零交差する瞬時に発生したパルスを用
いてクロツクパルス発生器１９の位相を制御し、、
クロツクパルス発生器１９の出力端子２０に適当
な位相の復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）をサンプ
リングするサンプリングパルスが現われるように
すればよい。 しかし以下に詳述するように、送信機の搬送波
と受信機の搬送波が同相でない場合は上述したよ
うに復調信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）の零交差に基づ
いて復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）を正しくサン
プリングできるようにするための局部クロツクを
得ることができない。例えば送信機の搬送波の位
相が受信機の搬送波の位相よりもΔφだけ進んで
おり、第２図の位相関係図で座標軸0x1上の点が
基準位相を有し、それ故受信機の基準位相を表わ
す座標軸0x上の点に対して位相の進みΔφを有す
るとする。このような状態では受信信号は前述し
た点A1，A2，A3またはA4の位相よりも位相が
Δφだけ進んでいる点B1，B2，B3又はB4の一つで
表わされる。受信機の低域フイルタ４および５の
出力側に現われる復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）
は直交座標系（x′0x、y′0y）の点B1，B2，B3又
はB4の座標で表わされる。 第４図の第４ａおよび４ｂ図は第３図の第３ａ
および３ｂ図と同様にして、受信信号が点B1，
B2，B3およびB4で順次に表わされる場合の復調
信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）の波形を示す波形図で
ある。矩形波の波C′xおよびC′yは被伝送信号の
帯域幅が限られていない理想的な場合の復調信号
Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）を表わす。かどが丸い波形
D′xおよびD′yは被伝送信号の帯域幅が限られて
いる実際の場合の復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）
を表わす。波形D′xおよびD′yで表わされる実際
の復調信号が零交差する瞬時は波形C′xおよび
C′yで表わされる復調信号が零交差する瞬時と一
致していない。容易に理解できるように送信機の
搬送波と受信機の搬送波との間の位相のずれΔφ
が変動すると、波形D′xおよびD′yで表わされる
実際の復調信号が零交差する瞬時の位置も波形
C′xおよびC′yで表わされる信号が零交差する瞬
時の位置に対して変わつてしまうことになる。
（矢印で示された）正しいサンプリング瞬時は波
形C′xおよびC′yの零交差により定められた時間
間隔Ｔの中心に位置するから、明らかに（波形
D′xおよびD′yで表わされる）復調信号Ｘ（ｔ）お
よびＹ（ｔ）が零交差する瞬時に基づいて受信機
の局部クロツクを制御したのでは正しいサンプリ
ング瞬時を与えることはできない。位相のずれ
Δφが90゜の倍数となり、点B1，B2，B3又はB4が
座標軸x′0x又はy′0y上にくると復調信号Ｘ（ｔ）
又はＹ（ｔ）の一方が時間間隔Ｔ全体に亘つて相
殺されることに注意されたい。これまた復調信号
Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）の零交差を基に局部クロツク
を制御する方法が抱えている欠点を大きくするも
のである。 受信機の局部搬送波発生器が送信機の搬送波発
生器と独立に動作する場合上述したような送信機
の搬送波と受信機の搬送波の位相の間のずれが変
動する現象が起こることは勿論であるが、（送信
側と受信側の）２個の搬送波発生器の間に制御手
段を設けた場合でも同じ問題にぶつかるのであ
る。例えば、第１図に示す受信機の起動時にあつ
ては受信機の局部搬送波発生器６の制御は局部ク
ロツクの同期がとれる迄得られない。蓋し、局部
搬送波発生器６の制御には等化器１３で等化され
た信号から取り出される位相のずれＥを有する信
号を使う必要があり、この等化器１３自身が局部
クロツクにより復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）が
正しい位相でサンプリングされる迄は正しく動作
できないからである。また送信機と受信機の間の
データ伝送が無線チヤネルを使つて行なわれ、搬
送波の通路が多重になる場合は受信側で搬送波の
位相を弁別することが困難であり、局部搬送波発
生器６では受信機の搬送波の周波数を制御し得る
のみで位相を制御することは不可能である。それ
故、送信機の搬送波と受信機の搬送波の間の位相
差が変動しても復調信号を正しくサンプリングで
きる受信機の局部クロツクを入手する問題はなお
解決を要するのである。 この問題は本発明によれば既知の回路では復調
信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）を直接零交差検出器１８
に印加していたのに代えて計算装置３０に印加
し、この計算装置３０で処理して得られる別の信
号X′（ｔ）又はY′（ｔ）を零交差検出器１８に印
加することにより解決される。 この計算装置３０で行なわれる信号処理を説明
すると、先ず各サンプリング瞬時において点B1，
B2，B3又はB4で表わされる受信信号の位相θど
の位相セクシヨンZ1，Z2，Z3又はZ4に属するかを
調べ、次に受信信号に位相偏移Δθを与えてこの
受信信号の位相をサンプリング瞬時において、前
に求めた位相セクシヨンの中心位相45゜、135゜、
225゜又は315゜に等しくして新しい信号を形成す
る。この新しい信号の局部搬送波と同相の成分と
90゜位相がずれた成分とが所望のX′（ｔ）および
Y′（ｔ）である。 以下第５図および第６図の位相図で示す２個の
例につき上述した信号処理を詳細に説明する。第
５図および第６図は第２図と同様のものであつて
第２図と同一符号を付してある。第５図で点B1
は送信機の基準搬送波の位相が受信機の位相より
もΔφ（但しΔφ＜45゜）だけ進んでいる状態で搬送
波を45゜位相変調した信号が送られてくる場合の
サンプリング瞬時での受信信号を表わす。この受
信信号はΔφが０であつたならば点A1で表わされ
るものである。点B1の座標で表わされる復調信
号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）のサンプルＸおよびＹに
基づいて後述するように点B1で表わされる信号
の位相が第１象限Z1に属することを検出すること
ができる。第１象限Z1の中心位相即ち45゜と、サ
ンプリング瞬時の受信信号の位相即ち45゜＋Δφと
の間の差Δθ＝−Δφだけ位相をずらすことによ
り、位相が45゜でサンプリング瞬時において第１
象限Z1の二等分線上の点B′1で表わされる新しい
信号が得られる。この点B′1は点A1と一致し、そ
の座標ＸおよびＹは所望の信号X′（ｔ）および
Y′（ｔ）のサンプルを表わす。 第６図で点B1は同じく搬送波を45゜位相変調し
て送信したのであるが、送信機の基準搬送波の位
相が受信機の位相よりもΔφ＞45゜だけ進んでお
り、従つて点B1が第２象限にある場合のサンプ
リング瞬時における受信信号を表わす。本例では
この受信信号に対して第２象限Z2の中心位相と上
記サンプリング瞬時での受信信号の位相との間の
差に等しい量Δθだけ位相偏移を与える。Δθ＝
135゜−（45゜＋Δφ）＝90゜−Δφである。こうして
得
られた新しい信号は位相が135゜でサンプリング瞬
時における位置は第２象限Z2の二等分線上にあ
る。点B′1の座標X′およびY′は所望の信号X′（ｔ）
およびY′（ｔ）のサンプルを表わす。 受信信号に与える位相偏移Δθの絶対値は45゜よ
り小さい。この位相偏移はΔθ＝ｋ×90゜−Δφの形
をとり得るが、ここでｋはΔθの絶対値が45゜より
小さくなるような数とする。この位相偏移Δθを
与えることにより得られる新しい信号の成分
X′（ｔ）およびY′（ｔ）は受信信号を送信機の搬
送波とｋ×90゜だけ位相が異なる局部搬送波で復
調したならば得られるであろう復調信号の性質を
呈する。これらの成分X′（ｔ）およびY′（ｔ）は
kTの差を除けば第３図の波形DxおよびDyで表
わされる信号ように零交差瞬時を完全に決めてお
り、従つて受信機の局部クロツクを制御するのに
完全に適合している。なおこれらの成分X′（ｔ）
およびY′（ｔ）に比例する信号Ｋ×X′（ｔ）およ
びＫ×Y′（ｔ）をとつても同じ零交差特性を呈す
るであろう。 上述した信号処理に対応し計算装置３０で計算
される数式を以下に説明する。 所望の成分X′（ｔ）およびY′（ｔ）は下のよう
に書ける。 X′（ｔ）＝ρcos（θ＋Δθ） Y′（ｔ）＝ρsin（θ＋Δθ） 但し ρ：受信信号の振幅 θ：受信信号の位相 Δθ：上述したようにして受信信号に与える必要
がある位相偏移 ρcosθ＝Ｘ（ｔ）、ρsinθ＝Ｙ（ｔ）であるから下
式が得られる X′（ｔ）＝Ｘ（ｔ）・cosΔθ−Ｙ（ｔ）・sinΔθ(1) Y′（ｔ）＝Ｙ（ｔ）・cosΔθ＋Ｘ（ｔ）・sinΔθ(2) 上式(1)および(2)中にある位相偏移Δθを求める
には受信信号の位相θが各サンプリング瞬時にお
いてどの位相セクシヨンZ1，Z2，Z3又はZ4に属す
るかを知る必要がある。そしてこれが知れたら下
の表に従つて復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）の
サンプルＸおよびＹの符号を決める。但し下の表
で“Sgn”は「〜の符号」を表わす記号であ
る。 表 Sgn（Ｘ） Sgn（Ｙ） 象限 ＋ ＋ Z1 − ＋ Z2 − − Z3 ＋ − Z4 （こうしてＸおよびＹの符号Sgn（Ｘ）および
Sgn（Ｙ）を知つたら）第５図および第６図によ
り与えられる下式を使つてcosΔθおよびsinΔθの
サンプリング瞬時での値を求めることができる。 √２cosΔθ＝Ｘ・Sgn（Ｘ）＋Ｙ・Sgn（Ｙ）(3) √２sinΔθ＝Ｘ・Sgn（Ｘ）−Ｙ・Sgn（Ｙ）(4) 式(1)および(2)のcosΔθおよびsinΔθを式(3)およ
び(4)により与えられる比例値√２cosΔθおよび√
２sinΔθで置き換えると信号√２・X′（ｔ）およ
び√２・Y′（ｔ）が得られるが、これらの信号√
２・X′（ｔ）および√２・Y′（ｔ）は信号X′（ｔ）
およびY′（ｔ）に比比例するものであつて、明ら
かに零交差特性は同じである。 それ故第１図の計算装置３０の目的は式(1)又は
(2)を用いて信号√２・X′（ｔ）又は信号√２・
Y′（ｔ）のいずれかを作るにあり、そこで必要な
√２cosΔθおよび√２sinΔθの値はこの図に示す
４相位相変調の場合は式(3)および(4)に従つて計算
する。より一般的に云えば計算装置３０の目的は
X′（ｔ）およびY′（ｔ）に比例する信号Ｋ・
X′（ｔ）又はＫ・Y′（ｔ）を作るにある。本例で
はＫ＝√２であつて計算は簡単である。 計算装置３０は√２cosΔθの値と√２sinΔθの
値を計算する入力回路３１を具える。上述した例
ではこの入力回路３１はデイジタル形であつて、
アナログ−デイジタル変換器１１および１２によ
り既にデイジタル形態に変換されているサンプル
ＸおよびＹに働らきかける。入力回路３１の入力
側ではサンプルＸおよびＹが夫々符号検出回路３
２および３３に印加される。これらの符号検出回
路３２および３３の論理出力信号Sgn〔Ｘ〕およ
びSgn〔Ｙ〕が各サンプリング瞬時において受信
信号がどの象限に属するかついての情報を与え
る。乗算回路３４および３５が各サンプリング瞬
時において夫々積Ｘ・Sgn〔Ｘ〕およびＹ・Sgn
〔Ｙ〕を作り、これらの積Ｘ・Sgn〔Ｘ〕および
Ｙ・Sgn〔Ｙ〕が加算回路３６で加算されてこれ
らの積の和Ｘ・Sgn〔Ｘ〕＋Ｙ・Sgn〔Ｙ〕が作られ
る。従つて式(3)により加算回路３６の出力側には
各サンプリング瞬時において値√２cosΔθに対応
するデイジタルサンプルが得られる。同様にして
乗算回路３７および３８により夫々積Ｘ・Sgn
〔Ｙ〕およびＹ・Sgn〔Ｘ〕が作られ、減算回路３
９でこれらの積の間の差Ｘ・Sgn〔Ｙ〕−Ｙ・Sgn
〔Ｘ〕が作られる。従つて式(4)による減算回路３
９の出力側には各サンプリング瞬時において値√
２sinΔθに対応するデイジタルサンプルが得られ
る。 第１図に示す実施例ではこれらのデイジタルサ
ンプル√２cosΔθおよび√２sinΔθはデイジタル
−アナログ変換器４０および４１によりアナログ
形態に変換される。このようにして得られたアナ
ログサンプルはアナログ低域フイルタ４２および
４３に送られ、アナログ低域フイルタ４２および
４３から夫々√２cosΔθおよび√２sinΔθを表わ
すアナログ信号が取り出される。後述するように
アナログサンプル√２sinΔθを液することには
特別な問題があるのであるが、この問題を解決し
たアナログ低域フイルタ回路４３の好適な実施例
については後述する。 アナログ低域フイルタ４２および４３から供給
されるアナログ信号√２cosΔθと√２sinΔθとを
夫々アナログ乗算回路４４および４５の入力端子
に印加する。これらのアナログ乗算回路４４およ
び４５の他方の入力端子には夫々復調信号Ｘ（ｔ）
およびＹ（ｔ）を印加する。このようにして得ら
れた積Ｘ（ｔ）・√２cosΔθとＹ（ｔ）・√２sinΔθ
とを減算回路４６に印加し、式(1)に従つてアナロ
グ信号√２X′（ｔ）を作る。前述したようにこの
信号√２X′（ｔ）はその零交差特性の点で受信機
の局部クロツクを制御するのに好適であり、それ
故これを零交差検出器１８に印加する。零交差検
出器１８の出力端子はクロツクパルス制御回路１
９に接続する。 計算装置３０で信号√２・X′（ｔ）を作る代り
にアナログ信号√２・Y′（ｔ）を作ることも可能
である。このアナログ信号√２・Ｙ（ｔ）も局部
クロツクを制御するのに好適である。このアナロ
グ信号√２・Ｙ（ｔ）はアナログ信号√２cosΔθ
および√２sinΔθ並びに復調信号Ｘ（ｔ）および
Ｙ（ｔ）により式(2)に従つて類似の方法で作るこ
とができる。 第１図に示す実施例では計算装置３０はデイジ
タルモードで動作してデイジタルサンプル√２
cosΔθおよび√２sinΔθを作る入力回路３１と、
２個のデイジタル−アナログ変換器４０，４１お
よびアナログ抵域フイルタ４２，４３並びにアナ
ログ信号に対して働く計算回路４４，４５，４６
を具えている。しかし当業者には代りにアナログ
計算回路だけからできている計算装置３０を使用
し得ることが自明であろう。この場合は入力回路
３１はサンプリング回路８および９で作られたア
ナログサンプルＸおよびＹから直接アナログサン
プル√２cosΔθおよび√２sinΔθを作る。代りに
デイジタル形のフイルタ４２，４３および計算回
路４４，４５，４６を用いてデイジタル形態の信
号X′（ｔ）又はY′（ｔ）を作り、その後で計算装
置３０の出力側でこれらのデイジタル形態の信号
X′（ｔ）およびY′（ｔ）をアナログ信号Ｘ（ｔ）又
はＹ（ｔ）に変換することもできる。 以下にフイルタ４２および４３でサンプル√２
cosΔθおよび√２sinΔθを液する際生ずる問題
を説明する。殊に無線伝送路を使つてデータ伝送
する場合は受信機で受信された受信信号は振幅に
歪みを受けるだけでなく、殊に位相がふらつくも
のであるが、これはサンプル√２cosΔθおよび√
２sinΔθに可成りの雑音が重畳されていることを
意味する。これらのサンプル√２cosΔθおよび√
２sinΔθで構成される信号をフイルタ４２および
４３で液するに当つては抽出されるアナログ信
号√２cosΔθおよび√２sinΔθを歪ませることな
くこの雑音を減衰させ、最終的には信号Ｘ（ｔ）
又はＹ（ｔ）の零交差が雑音により悪影響を受け
ることなく、正しい位置で零交差するに足るエネ
ルギーを持たねばならない。 第７ａ図では曲線√２cosΔθ（点線）および曲
線√２sinΔθ（実線）を送信機の搬送波と受信機
の搬送波との間の位相のずれΔφの関数として描
いてある。これらの曲線は前述したようにΔθの
絶対値がπ／４ラジアンより小さく（又は等し
い）且つΔθ＝ｋ・π／２−Δφであることを考慮し つつ描けば簡単に描くことができる。位相のずれ
Δφが時間と共に線形に増加すると仮定しよう。
信号√２cosΔθは振幅が突然変動することなく僅
かに脈動するだけであるから、この信号のサンプ
ルが雑音の影響を受けてもフイルタ４２で著しく
波することによりこの雑音を抑圧することがで
きる。フイルタ４２に通しても液された信号内
の√２cosΔθの値に無視できる程度の変化しか生
じない。これに対し信号√２sinΔθは位相のずれ
Δφがπ／４ラジアンの奇数倍になる度に振幅が
（−１から＋１へ）急に変わる。従つてサンプル
を著しく波することにより雑音を抑圧しようと
するとπ／４の奇数倍の近傍の位相のずれΔφに
対し、波された信号内で√２sinΔθの値が相当
に変化する。これを示したのが第７ｂ図の曲線で
あつて、この第７ｂ図は著しく波された後の信
号√２sinΔθの形を表わす。明らかにこのように
液された信号√２sinΔθから零交差が局部クロ
ツクを制御するのに適した信号X′（ｔ）又は
Y′（ｔ）を得ることはできない。 この欠点を緩和するためフイルタ回路４３を次
のように構成する。サンプル√２sinΔθを低域フ
イルタ４７に印加し、これにより第７ｂ図に示す
曲線に対応する著しい波作用を与える。この
波された信号は第７ａ図の信号√２sinΔθと同一
符号を有し、符号検出回路４８に印加される。こ
の符号検出回路４８の働らきについては後述す
る。サンプル√２sinΔθを整流回路４９にも印加
する。第７ａ図の信号√２sinΔθが整流回路４９
に印加されるとこの整流回路４９からは第７ｃ図
に示す形態の整流された信号が得られる。整流回
路４９により供給される整流されたサンプルは低
域フイルタ５０で波される。低域フイルタ５０
は第７ｃ図の整流された信号に応答して第７ｄ図
に示す整流され平滑化された信号を出力する。明
らかに整流された信号内の√２sinΔθの値は整流
されない値√２sinΔθを有する信号よりも殊に位
相のずれΔφがπ／４の奇数倍である点のまわり
で波作用の影響を受ける程度がずつと小さい。
低域フイルタ５０から供給される整流され平滑化
された信号は夫々利得が＋１と−１の増幅器５１
および５２に印加する。切替回路５３は符号検出
回路４８の出力により制御されて増幅器５１の出
力又は増幅器５２の出力を乗算回路４５に印加す
る。それ故低域フイルタ５０の出力信号は第７ａ
図に示す信号√２sinΔθの符号の影響を受け、コ
イルタ４３の出力信号は第７ｅ図に示す形をと
る。この信号の形は第７ａ図に示す理想信号√２
sinΔθに非常に近い。殊に位相のずれΔφがπ／
４の奇数倍である近傍でそうである。この信号か
らは波作用により雑音が除去されていて乗算回
路４５で信号Ｘ（ｔ）を形成する目的に使用する
のに適している。 以上本発明クロツク再生回路を搬送波を４相位
相変調することにより送られてきた信号を受信す
る受信機の場合につき説明したが、本発明はもつ
と広く一般のｎ相位相変調の場合に適用できるも
のであつて以下に受信機に到達する信号が搬送波
を８相位相変調した結果である場合につき説明す
る。 このような８相位相変調の場合８個の相22.5゜
の奇数倍に従つて搬送波をデータにより変調す
る。第８図には45゜の８個の順次の位相セクシヨ
ンZ1乃至Z8が示されている。受信機の搬送波が送
信機の搬送波と正確に同相である時は受信機で受
信される信号は８個の位相セクシヨンの中心位相
を有する点A1乃至A8の一つで表わされる。送信
機の搬送波と受信機の搬送波との間に位相のずれ
Δφがあると、受信信号はΔφが零の時のA1では
なく例えば位相セクシヨンZ3内の点B1で表わさ
れる。４相位相変調の場合と同様にB1で表わさ
れた成分がＸ（ｔ）およびＹ（ｔ）である受信信号
に位相偏移Δθを与えて受信信号の位相をサンプ
リング瞬時において点B1が位置する位相セクシ
ヨンの中心位相に等しくすることにより点B′1で
表わされる信号を得る。この点B′1は今述べる例
では点A3と一致し、その成分X′（ｔ）又はY′（ｔ）
は受信機の局部クロツク制御するのに適してい
る。 前述した復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）並びに
位相偏移Δθから所望の成分X′（ｔ）およびY′（ｔ）
を与える式(1)および(2)は８相位相変調の場合にも
有効である。明らかにこの８相位相変調の場合は
位相偏移の絶対値が22.5゜より小さく、送信機の
搬送波と受信機の搬送波との間の位相のずれΔφ
と関係Δθ＝ｋ・90゜−Δφにより結ばれている。但
しｋはΔθ＜22.5゜とする整数である。 cosΔθおよびsinΔθに等しいか又は比例する値
の計算は受信信号の位相がサンプリング瞬時にど
の位相セクシヨンに属するかを決めることにも基
づいている。この情報は下の表に従つて復調信
号のサンプルＸおよびＹの符号を求め且つこれら
のサンプルＸとＹの絶対値を比較することにより
与えられる。
データを伝送するシステムの受信機に含まれ、変
調周波数を有する受信信号を局部搬送波と同相の
信号および局部搬送波に対して位相を90゜ずらし
た信号とにより復調することにより形成された復
調信号をサンプリングすることに使用されるクロ
ツクを再生するために、信号の零交差に基づき局
部クロツクを制御する回路を具えるクロツク再生
装置に関するものである。 このような再生装置の目的は受信機内で受信さ
れた位相変調されている信号から送信機で搬送波
を変調するのに用いたクロツクと同期のとれてい
る局部クロツクを再生し、受信された信号を局部
的に発生させた搬送波で復調することにより得ら
れた２個の直交信号を適当な位相でサンプリング
できるようにするにある。このように送信機のク
ロツクと同期のとれた局部クロツクでサンプリン
グすることは位相、従つて送られてきたデータを
正しく復元する上で不可欠である。 零交差を局部クロツクの制御に使用する信号と
して局部発生搬送波で復調して得られた２個の直
交信号の一方又は他方を使用することは既知であ
る。しかしこの既知の方法は局部搬送波を発生す
る発生器の位相が送信機で搬送波を発生する発生
器の位相に正確にロツクされる場合にしか使えな
い。何等かの理由で送信機の搬送波と受信機の搬
送波との間に位相制御が設けられていなかつたり
或はそれが不可能である場合は送信機の搬送波と
受信機の搬送波との間の位相のずれが変動し、そ
の結果復調信号が零交差する瞬時を定めるのが困
難になり、受信機のクロツクを送信機のクロツク
に同期させるのに使用するには不適当となる。ま
た或る種の受信機ではクロツクの同期がとれ終る
迄は送信機の搬送波と受信機の搬送波の間に位相
制御を得ることができないが、これはデータ伝送
の開始時点で問題となる。 本発明の目的は位相が送信機の位相にロツクさ
れていない局部搬送波と共に働らくのに適したク
ロツクパルス再生装置を提供することによりこれ
らの欠点を緩和するにある。 本発明によれば搬送波をｎ相位相変調すること
により伝送されてきたデータの受信機用のクロツ
クパルス再生装置において、前記復調信号のサン
プルから受信信号の位相がサンプリング瞬時にお
いて被伝送信号がとる可能性のあるｎ個の位相セ
クシヨンの内どの位相セクシヨンに属するかを検
出する論理装置と、受信信号をΔθだけ位相偏移
させることにより位相がサンプリング瞬時におい
て前記検出された位相セクシヨンの中心位相に等
しい信号を導出してこの信号の局部搬送波と同相
の成分又は局部搬送波に対して位相が90゜ずれた
成分を形成する論理装置とを設け、この局部搬送
波と同相の成分又は局部搬送波に対して90゜位相
がずれている成分を、零交差を局部クロツクの制
御に利用する信号とすることを特徴とする。 実施例を挙げて図面につき本発明を詳細に説明
する。 第１図は本発明に係るクロツク再生装置を具
え、搬送波を位相変調することにより伝送されて
きたデータを受信する受信機の回路図である。受
信機の入力端子１から入る受信された位相変調さ
れている信号は２個の検波器２と３に送られる。
これらの検波器２と３の後段には夫々低域フイル
タ４および５を接続する。検波器２には局部（ロ
ーカル）搬送波発生器６で作られた局部搬送波と
同相の信号が印加される。検波器３には局部搬送
波発生器６で作られ、移相回路７により局部搬送
波に対して90゜位相が偏移した信号が印加される。 このようにすると低域フイルタ４および５の出
力側に夫々局部搬送波と同相の復調された信号Ｘ
（ｔ）および局部搬送波に対して90゜位相がずれた
復調された信号Ｙ（ｔ）が得られる。これらの信
号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）はサンプリング回路８お
よび９によりサンプリングされるが、これらのサ
ンプリング回路８および９はサンプリング速度が
送信機の変調周波数１／Ｔに等しく且つ送信機と
同期がとれていなければならない。このサンプリ
ング周波数はクロツク再生回路１０から与えられ
るが、このクロツク再生回路１０は受信信号から
送信機で搬送波を変調するのに使用したクロツク
周波数を位相も適当に合わせて復元する必要があ
る。 ここで考察している受信機では、上述したよう
にしてサンプリング回路８および９でサンプリン
グすることにより得られた信号ＸおよびＹをアナ
ログ−デイジタル変換器１１および１２でデイジ
タル信号に変換し、デイジタル信号の形で等化器
１３に送る。等化器１３はデイジタル形のもので
あつて、伝送路上で受けたひずみ、殊に位相ひず
みを補償することを目的とする。このようにして
等化されたデイジタル信号XeとYeとが組み合わ
さつて動作状態でサンプリング瞬時に伝送されて
きた信号の位相に位相が非常に近い等化された信
号を与える。これらの信号XeおよびYeは識別回
路１４に送られ、ここで上記等化された信号の位
相が伝送された可能性のある被伝送位相と比較さ
れる。この比較の結果に基づいて識別回路１４の
出力端子１５では各サンプリング瞬時において被
伝送位相が再生される。また識別回路１４の出力
端子１６では等化された信号の位相と被伝送位相
との間の位相のずれＥが現われる。この位相のず
れＥは等化器１３に送られそこで所要の補正に使
われると共に局部搬送波発生器６にも送られ、そ
こで局部搬送波を制御するのに使われる。上述し
た構成の受信機はフランス国特許明細書第
2319251号および米国特許願第598252号に開示さ
れているが、このままでは受信機の局部搬送波の
位相があまり正確に送信機の搬送波の位相にロツ
クされていない時クロツクパルスの再生に当つて
若干の問題が生ずる惧れがある。 この問題を理解させ、本発明が如何にしてそれ
を解決したかを説明するために、送信機でデータ
を送信するのに使用する位相変調が４相位相変調
方式であり、それ故送信機から送られてくる搬送
波がとり得る可能性のある４個の位相が45゜、
135゜、225゜および315゜である場合を先ず説明する。 第２図の位相図で、２本の直交座標軸x′0xお
よびy′0yにより夫々Z1，Z2，Z3およびZ4で示す４
個の象限ができる。座標軸0x上の点は位相零の
受信機基準搬送波を表わす。送信機の搬送波と受
信機の搬送波が正確に同相であれば、受信信号は
送信に際して搬送波を変調するのに用いた位相を
有し、４個の象限の夫々の二等分線上にある４個
の点A1，A2，A3およびA4の一つで表わすことが
できる。検波器２および３で復調した時得られる
復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）はこれらの点A1，
A2，A3およびA4の一つの座標で表わされ、これ
が低域フイルタ４および５の出力側に現われる。 クロツク再生回路１０の目的は受信機から送ら
れてくる信号から局部（ローカル）クロツクを抽
出し、これによりサンプリング回路８および９を
用いて被伝送位相を正しく再生できる瞬時に復調
信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）をサンプリングできる
ようにするにある。 上述した送信機の搬送波と受信機の搬信波とが
正確に同期である場合は、これらの正しいサンプ
リング瞬時は以下に第３図につき詳述するように
復調信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）が零交差する瞬時に
対して完全に定め得る。 第３ａ図および第３ｂ図は受信信号が順次に点
A1，A2，A3およびA4で表わされる４個の連続す
る時間間隔Ｔ（１／Ｔが変調周波数である）にお
ける復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）の波形を夫々
示すものである。矩形波CxおよびCyは伝送され
てきた信号の帯域幅が限られていなかつた理想的
な場合（実際ではない）の復調信号Ｘ（ｔ）およ
びＹ（ｔ）を表わす。かどが丸くなつた波形Dxお
よびDyは伝送されてきた信号の帯域幅が限られ
ている実際の場合の同じ復調信号Ｘ（ｔ）および
Ｙ（ｔ）を表わす。波形DxおよびDyで表わされ
る実際の復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）が零交差
する瞬時は理想的波形CxおよびCyの零交差する
瞬時（transition instant）と一致している。矢
印で示す正しいサンプリング瞬時は時間間隔Ｔの
中心にあり、従つて復調信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）
の零交差瞬時から得ることができる。 それ故送信機の搬送波と受信機の搬送波が正確
に同相である場合はクロツク再生回路１０内で零
交差検出器１８に復調信号Ｘ（ｔ）又は復調信号
Ｙ（ｔ）を直接印加してその零交差を検出するよ
うにし、この検出器１８で復調信号Ｘ（ｔ）又は
Ｙ（ｔ）が零交差する瞬時に発生したパルスを用
いてクロツクパルス発生器１９の位相を制御し、、
クロツクパルス発生器１９の出力端子２０に適当
な位相の復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）をサンプ
リングするサンプリングパルスが現われるように
すればよい。 しかし以下に詳述するように、送信機の搬送波
と受信機の搬送波が同相でない場合は上述したよ
うに復調信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）の零交差に基づ
いて復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）を正しくサン
プリングできるようにするための局部クロツクを
得ることができない。例えば送信機の搬送波の位
相が受信機の搬送波の位相よりもΔφだけ進んで
おり、第２図の位相関係図で座標軸0x1上の点が
基準位相を有し、それ故受信機の基準位相を表わ
す座標軸0x上の点に対して位相の進みΔφを有す
るとする。このような状態では受信信号は前述し
た点A1，A2，A3またはA4の位相よりも位相が
Δφだけ進んでいる点B1，B2，B3又はB4の一つで
表わされる。受信機の低域フイルタ４および５の
出力側に現われる復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）
は直交座標系（x′0x、y′0y）の点B1，B2，B3又
はB4の座標で表わされる。 第４図の第４ａおよび４ｂ図は第３図の第３ａ
および３ｂ図と同様にして、受信信号が点B1，
B2，B3およびB4で順次に表わされる場合の復調
信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）の波形を示す波形図で
ある。矩形波の波C′xおよびC′yは被伝送信号の
帯域幅が限られていない理想的な場合の復調信号
Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）を表わす。かどが丸い波形
D′xおよびD′yは被伝送信号の帯域幅が限られて
いる実際の場合の復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）
を表わす。波形D′xおよびD′yで表わされる実際
の復調信号が零交差する瞬時は波形C′xおよび
C′yで表わされる復調信号が零交差する瞬時と一
致していない。容易に理解できるように送信機の
搬送波と受信機の搬送波との間の位相のずれΔφ
が変動すると、波形D′xおよびD′yで表わされる
実際の復調信号が零交差する瞬時の位置も波形
C′xおよびC′yで表わされる信号が零交差する瞬
時の位置に対して変わつてしまうことになる。
（矢印で示された）正しいサンプリング瞬時は波
形C′xおよびC′yの零交差により定められた時間
間隔Ｔの中心に位置するから、明らかに（波形
D′xおよびD′yで表わされる）復調信号Ｘ（ｔ）お
よびＹ（ｔ）が零交差する瞬時に基づいて受信機
の局部クロツクを制御したのでは正しいサンプリ
ング瞬時を与えることはできない。位相のずれ
Δφが90゜の倍数となり、点B1，B2，B3又はB4が
座標軸x′0x又はy′0y上にくると復調信号Ｘ（ｔ）
又はＹ（ｔ）の一方が時間間隔Ｔ全体に亘つて相
殺されることに注意されたい。これまた復調信号
Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）の零交差を基に局部クロツク
を制御する方法が抱えている欠点を大きくするも
のである。 受信機の局部搬送波発生器が送信機の搬送波発
生器と独立に動作する場合上述したような送信機
の搬送波と受信機の搬送波の位相の間のずれが変
動する現象が起こることは勿論であるが、（送信
側と受信側の）２個の搬送波発生器の間に制御手
段を設けた場合でも同じ問題にぶつかるのであ
る。例えば、第１図に示す受信機の起動時にあつ
ては受信機の局部搬送波発生器６の制御は局部ク
ロツクの同期がとれる迄得られない。蓋し、局部
搬送波発生器６の制御には等化器１３で等化され
た信号から取り出される位相のずれＥを有する信
号を使う必要があり、この等化器１３自身が局部
クロツクにより復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）が
正しい位相でサンプリングされる迄は正しく動作
できないからである。また送信機と受信機の間の
データ伝送が無線チヤネルを使つて行なわれ、搬
送波の通路が多重になる場合は受信側で搬送波の
位相を弁別することが困難であり、局部搬送波発
生器６では受信機の搬送波の周波数を制御し得る
のみで位相を制御することは不可能である。それ
故、送信機の搬送波と受信機の搬送波の間の位相
差が変動しても復調信号を正しくサンプリングで
きる受信機の局部クロツクを入手する問題はなお
解決を要するのである。 この問題は本発明によれば既知の回路では復調
信号Ｘ（ｔ）又はＹ（ｔ）を直接零交差検出器１８
に印加していたのに代えて計算装置３０に印加
し、この計算装置３０で処理して得られる別の信
号X′（ｔ）又はY′（ｔ）を零交差検出器１８に印
加することにより解決される。 この計算装置３０で行なわれる信号処理を説明
すると、先ず各サンプリング瞬時において点B1，
B2，B3又はB4で表わされる受信信号の位相θど
の位相セクシヨンZ1，Z2，Z3又はZ4に属するかを
調べ、次に受信信号に位相偏移Δθを与えてこの
受信信号の位相をサンプリング瞬時において、前
に求めた位相セクシヨンの中心位相45゜、135゜、
225゜又は315゜に等しくして新しい信号を形成す
る。この新しい信号の局部搬送波と同相の成分と
90゜位相がずれた成分とが所望のX′（ｔ）および
Y′（ｔ）である。 以下第５図および第６図の位相図で示す２個の
例につき上述した信号処理を詳細に説明する。第
５図および第６図は第２図と同様のものであつて
第２図と同一符号を付してある。第５図で点B1
は送信機の基準搬送波の位相が受信機の位相より
もΔφ（但しΔφ＜45゜）だけ進んでいる状態で搬送
波を45゜位相変調した信号が送られてくる場合の
サンプリング瞬時での受信信号を表わす。この受
信信号はΔφが０であつたならば点A1で表わされ
るものである。点B1の座標で表わされる復調信
号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）のサンプルＸおよびＹに
基づいて後述するように点B1で表わされる信号
の位相が第１象限Z1に属することを検出すること
ができる。第１象限Z1の中心位相即ち45゜と、サ
ンプリング瞬時の受信信号の位相即ち45゜＋Δφと
の間の差Δθ＝−Δφだけ位相をずらすことによ
り、位相が45゜でサンプリング瞬時において第１
象限Z1の二等分線上の点B′1で表わされる新しい
信号が得られる。この点B′1は点A1と一致し、そ
の座標ＸおよびＹは所望の信号X′（ｔ）および
Y′（ｔ）のサンプルを表わす。 第６図で点B1は同じく搬送波を45゜位相変調し
て送信したのであるが、送信機の基準搬送波の位
相が受信機の位相よりもΔφ＞45゜だけ進んでお
り、従つて点B1が第２象限にある場合のサンプ
リング瞬時における受信信号を表わす。本例では
この受信信号に対して第２象限Z2の中心位相と上
記サンプリング瞬時での受信信号の位相との間の
差に等しい量Δθだけ位相偏移を与える。Δθ＝
135゜−（45゜＋Δφ）＝90゜−Δφである。こうして
得
られた新しい信号は位相が135゜でサンプリング瞬
時における位置は第２象限Z2の二等分線上にあ
る。点B′1の座標X′およびY′は所望の信号X′（ｔ）
およびY′（ｔ）のサンプルを表わす。 受信信号に与える位相偏移Δθの絶対値は45゜よ
り小さい。この位相偏移はΔθ＝ｋ×90゜−Δφの形
をとり得るが、ここでｋはΔθの絶対値が45゜より
小さくなるような数とする。この位相偏移Δθを
与えることにより得られる新しい信号の成分
X′（ｔ）およびY′（ｔ）は受信信号を送信機の搬
送波とｋ×90゜だけ位相が異なる局部搬送波で復
調したならば得られるであろう復調信号の性質を
呈する。これらの成分X′（ｔ）およびY′（ｔ）は
kTの差を除けば第３図の波形DxおよびDyで表
わされる信号ように零交差瞬時を完全に決めてお
り、従つて受信機の局部クロツクを制御するのに
完全に適合している。なおこれらの成分X′（ｔ）
およびY′（ｔ）に比例する信号Ｋ×X′（ｔ）およ
びＫ×Y′（ｔ）をとつても同じ零交差特性を呈す
るであろう。 上述した信号処理に対応し計算装置３０で計算
される数式を以下に説明する。 所望の成分X′（ｔ）およびY′（ｔ）は下のよう
に書ける。 X′（ｔ）＝ρcos（θ＋Δθ） Y′（ｔ）＝ρsin（θ＋Δθ） 但し ρ：受信信号の振幅 θ：受信信号の位相 Δθ：上述したようにして受信信号に与える必要
がある位相偏移 ρcosθ＝Ｘ（ｔ）、ρsinθ＝Ｙ（ｔ）であるから下
式が得られる X′（ｔ）＝Ｘ（ｔ）・cosΔθ−Ｙ（ｔ）・sinΔθ(1) Y′（ｔ）＝Ｙ（ｔ）・cosΔθ＋Ｘ（ｔ）・sinΔθ(2) 上式(1)および(2)中にある位相偏移Δθを求める
には受信信号の位相θが各サンプリング瞬時にお
いてどの位相セクシヨンZ1，Z2，Z3又はZ4に属す
るかを知る必要がある。そしてこれが知れたら下
の表に従つて復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）の
サンプルＸおよびＹの符号を決める。但し下の表
で“Sgn”は「〜の符号」を表わす記号であ
る。 表 Sgn（Ｘ） Sgn（Ｙ） 象限 ＋ ＋ Z1 − ＋ Z2 − − Z3 ＋ − Z4 （こうしてＸおよびＹの符号Sgn（Ｘ）および
Sgn（Ｙ）を知つたら）第５図および第６図によ
り与えられる下式を使つてcosΔθおよびsinΔθの
サンプリング瞬時での値を求めることができる。 √２cosΔθ＝Ｘ・Sgn（Ｘ）＋Ｙ・Sgn（Ｙ）(3) √２sinΔθ＝Ｘ・Sgn（Ｘ）−Ｙ・Sgn（Ｙ）(4) 式(1)および(2)のcosΔθおよびsinΔθを式(3)およ
び(4)により与えられる比例値√２cosΔθおよび√
２sinΔθで置き換えると信号√２・X′（ｔ）およ
び√２・Y′（ｔ）が得られるが、これらの信号√
２・X′（ｔ）および√２・Y′（ｔ）は信号X′（ｔ）
およびY′（ｔ）に比比例するものであつて、明ら
かに零交差特性は同じである。 それ故第１図の計算装置３０の目的は式(1)又は
(2)を用いて信号√２・X′（ｔ）又は信号√２・
Y′（ｔ）のいずれかを作るにあり、そこで必要な
√２cosΔθおよび√２sinΔθの値はこの図に示す
４相位相変調の場合は式(3)および(4)に従つて計算
する。より一般的に云えば計算装置３０の目的は
X′（ｔ）およびY′（ｔ）に比例する信号Ｋ・
X′（ｔ）又はＫ・Y′（ｔ）を作るにある。本例で
はＫ＝√２であつて計算は簡単である。 計算装置３０は√２cosΔθの値と√２sinΔθの
値を計算する入力回路３１を具える。上述した例
ではこの入力回路３１はデイジタル形であつて、
アナログ−デイジタル変換器１１および１２によ
り既にデイジタル形態に変換されているサンプル
ＸおよびＹに働らきかける。入力回路３１の入力
側ではサンプルＸおよびＹが夫々符号検出回路３
２および３３に印加される。これらの符号検出回
路３２および３３の論理出力信号Sgn〔Ｘ〕およ
びSgn〔Ｙ〕が各サンプリング瞬時において受信
信号がどの象限に属するかついての情報を与え
る。乗算回路３４および３５が各サンプリング瞬
時において夫々積Ｘ・Sgn〔Ｘ〕およびＹ・Sgn
〔Ｙ〕を作り、これらの積Ｘ・Sgn〔Ｘ〕および
Ｙ・Sgn〔Ｙ〕が加算回路３６で加算されてこれ
らの積の和Ｘ・Sgn〔Ｘ〕＋Ｙ・Sgn〔Ｙ〕が作られ
る。従つて式(3)により加算回路３６の出力側には
各サンプリング瞬時において値√２cosΔθに対応
するデイジタルサンプルが得られる。同様にして
乗算回路３７および３８により夫々積Ｘ・Sgn
〔Ｙ〕およびＹ・Sgn〔Ｘ〕が作られ、減算回路３
９でこれらの積の間の差Ｘ・Sgn〔Ｙ〕−Ｙ・Sgn
〔Ｘ〕が作られる。従つて式(4)による減算回路３
９の出力側には各サンプリング瞬時において値√
２sinΔθに対応するデイジタルサンプルが得られ
る。 第１図に示す実施例ではこれらのデイジタルサ
ンプル√２cosΔθおよび√２sinΔθはデイジタル
−アナログ変換器４０および４１によりアナログ
形態に変換される。このようにして得られたアナ
ログサンプルはアナログ低域フイルタ４２および
４３に送られ、アナログ低域フイルタ４２および
４３から夫々√２cosΔθおよび√２sinΔθを表わ
すアナログ信号が取り出される。後述するように
アナログサンプル√２sinΔθを液することには
特別な問題があるのであるが、この問題を解決し
たアナログ低域フイルタ回路４３の好適な実施例
については後述する。 アナログ低域フイルタ４２および４３から供給
されるアナログ信号√２cosΔθと√２sinΔθとを
夫々アナログ乗算回路４４および４５の入力端子
に印加する。これらのアナログ乗算回路４４およ
び４５の他方の入力端子には夫々復調信号Ｘ（ｔ）
およびＹ（ｔ）を印加する。このようにして得ら
れた積Ｘ（ｔ）・√２cosΔθとＹ（ｔ）・√２sinΔθ
とを減算回路４６に印加し、式(1)に従つてアナロ
グ信号√２X′（ｔ）を作る。前述したようにこの
信号√２X′（ｔ）はその零交差特性の点で受信機
の局部クロツクを制御するのに好適であり、それ
故これを零交差検出器１８に印加する。零交差検
出器１８の出力端子はクロツクパルス制御回路１
９に接続する。 計算装置３０で信号√２・X′（ｔ）を作る代り
にアナログ信号√２・Y′（ｔ）を作ることも可能
である。このアナログ信号√２・Ｙ（ｔ）も局部
クロツクを制御するのに好適である。このアナロ
グ信号√２・Ｙ（ｔ）はアナログ信号√２cosΔθ
および√２sinΔθ並びに復調信号Ｘ（ｔ）および
Ｙ（ｔ）により式(2)に従つて類似の方法で作るこ
とができる。 第１図に示す実施例では計算装置３０はデイジ
タルモードで動作してデイジタルサンプル√２
cosΔθおよび√２sinΔθを作る入力回路３１と、
２個のデイジタル−アナログ変換器４０，４１お
よびアナログ抵域フイルタ４２，４３並びにアナ
ログ信号に対して働く計算回路４４，４５，４６
を具えている。しかし当業者には代りにアナログ
計算回路だけからできている計算装置３０を使用
し得ることが自明であろう。この場合は入力回路
３１はサンプリング回路８および９で作られたア
ナログサンプルＸおよびＹから直接アナログサン
プル√２cosΔθおよび√２sinΔθを作る。代りに
デイジタル形のフイルタ４２，４３および計算回
路４４，４５，４６を用いてデイジタル形態の信
号X′（ｔ）又はY′（ｔ）を作り、その後で計算装
置３０の出力側でこれらのデイジタル形態の信号
X′（ｔ）およびY′（ｔ）をアナログ信号Ｘ（ｔ）又
はＹ（ｔ）に変換することもできる。 以下にフイルタ４２および４３でサンプル√２
cosΔθおよび√２sinΔθを液する際生ずる問題
を説明する。殊に無線伝送路を使つてデータ伝送
する場合は受信機で受信された受信信号は振幅に
歪みを受けるだけでなく、殊に位相がふらつくも
のであるが、これはサンプル√２cosΔθおよび√
２sinΔθに可成りの雑音が重畳されていることを
意味する。これらのサンプル√２cosΔθおよび√
２sinΔθで構成される信号をフイルタ４２および
４３で液するに当つては抽出されるアナログ信
号√２cosΔθおよび√２sinΔθを歪ませることな
くこの雑音を減衰させ、最終的には信号Ｘ（ｔ）
又はＹ（ｔ）の零交差が雑音により悪影響を受け
ることなく、正しい位置で零交差するに足るエネ
ルギーを持たねばならない。 第７ａ図では曲線√２cosΔθ（点線）および曲
線√２sinΔθ（実線）を送信機の搬送波と受信機
の搬送波との間の位相のずれΔφの関数として描
いてある。これらの曲線は前述したようにΔθの
絶対値がπ／４ラジアンより小さく（又は等し
い）且つΔθ＝ｋ・π／２−Δφであることを考慮し つつ描けば簡単に描くことができる。位相のずれ
Δφが時間と共に線形に増加すると仮定しよう。
信号√２cosΔθは振幅が突然変動することなく僅
かに脈動するだけであるから、この信号のサンプ
ルが雑音の影響を受けてもフイルタ４２で著しく
波することによりこの雑音を抑圧することがで
きる。フイルタ４２に通しても液された信号内
の√２cosΔθの値に無視できる程度の変化しか生
じない。これに対し信号√２sinΔθは位相のずれ
Δφがπ／４ラジアンの奇数倍になる度に振幅が
（−１から＋１へ）急に変わる。従つてサンプル
を著しく波することにより雑音を抑圧しようと
するとπ／４の奇数倍の近傍の位相のずれΔφに
対し、波された信号内で√２sinΔθの値が相当
に変化する。これを示したのが第７ｂ図の曲線で
あつて、この第７ｂ図は著しく波された後の信
号√２sinΔθの形を表わす。明らかにこのように
液された信号√２sinΔθから零交差が局部クロ
ツクを制御するのに適した信号X′（ｔ）又は
Y′（ｔ）を得ることはできない。 この欠点を緩和するためフイルタ回路４３を次
のように構成する。サンプル√２sinΔθを低域フ
イルタ４７に印加し、これにより第７ｂ図に示す
曲線に対応する著しい波作用を与える。この
波された信号は第７ａ図の信号√２sinΔθと同一
符号を有し、符号検出回路４８に印加される。こ
の符号検出回路４８の働らきについては後述す
る。サンプル√２sinΔθを整流回路４９にも印加
する。第７ａ図の信号√２sinΔθが整流回路４９
に印加されるとこの整流回路４９からは第７ｃ図
に示す形態の整流された信号が得られる。整流回
路４９により供給される整流されたサンプルは低
域フイルタ５０で波される。低域フイルタ５０
は第７ｃ図の整流された信号に応答して第７ｄ図
に示す整流され平滑化された信号を出力する。明
らかに整流された信号内の√２sinΔθの値は整流
されない値√２sinΔθを有する信号よりも殊に位
相のずれΔφがπ／４の奇数倍である点のまわり
で波作用の影響を受ける程度がずつと小さい。
低域フイルタ５０から供給される整流され平滑化
された信号は夫々利得が＋１と−１の増幅器５１
および５２に印加する。切替回路５３は符号検出
回路４８の出力により制御されて増幅器５１の出
力又は増幅器５２の出力を乗算回路４５に印加す
る。それ故低域フイルタ５０の出力信号は第７ａ
図に示す信号√２sinΔθの符号の影響を受け、コ
イルタ４３の出力信号は第７ｅ図に示す形をと
る。この信号の形は第７ａ図に示す理想信号√２
sinΔθに非常に近い。殊に位相のずれΔφがπ／
４の奇数倍である近傍でそうである。この信号か
らは波作用により雑音が除去されていて乗算回
路４５で信号Ｘ（ｔ）を形成する目的に使用する
のに適している。 以上本発明クロツク再生回路を搬送波を４相位
相変調することにより送られてきた信号を受信す
る受信機の場合につき説明したが、本発明はもつ
と広く一般のｎ相位相変調の場合に適用できるも
のであつて以下に受信機に到達する信号が搬送波
を８相位相変調した結果である場合につき説明す
る。 このような８相位相変調の場合８個の相22.5゜
の奇数倍に従つて搬送波をデータにより変調す
る。第８図には45゜の８個の順次の位相セクシヨ
ンZ1乃至Z8が示されている。受信機の搬送波が送
信機の搬送波と正確に同相である時は受信機で受
信される信号は８個の位相セクシヨンの中心位相
を有する点A1乃至A8の一つで表わされる。送信
機の搬送波と受信機の搬送波との間に位相のずれ
Δφがあると、受信信号はΔφが零の時のA1では
なく例えば位相セクシヨンZ3内の点B1で表わさ
れる。４相位相変調の場合と同様にB1で表わさ
れた成分がＸ（ｔ）およびＹ（ｔ）である受信信号
に位相偏移Δθを与えて受信信号の位相をサンプ
リング瞬時において点B1が位置する位相セクシ
ヨンの中心位相に等しくすることにより点B′1で
表わされる信号を得る。この点B′1は今述べる例
では点A3と一致し、その成分X′（ｔ）又はY′（ｔ）
は受信機の局部クロツク制御するのに適してい
る。 前述した復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）並びに
位相偏移Δθから所望の成分X′（ｔ）およびY′（ｔ）
を与える式(1)および(2)は８相位相変調の場合にも
有効である。明らかにこの８相位相変調の場合は
位相偏移の絶対値が22.5゜より小さく、送信機の
搬送波と受信機の搬送波との間の位相のずれΔφ
と関係Δθ＝ｋ・90゜−Δφにより結ばれている。但
しｋはΔθ＜22.5゜とする整数である。 cosΔθおよびsinΔθに等しいか又は比例する値
の計算は受信信号の位相がサンプリング瞬時にど
の位相セクシヨンに属するかを決めることにも基
づいている。この情報は下の表に従つて復調信
号のサンプルＸおよびＹの符号を求め且つこれら
のサンプルＸとＹの絶対値を比較することにより
与えられる。
【表】
こうすればcosΔθおよびsinΔθの値が下記の通
りであることを簡単に示すことができる。 ｜ｘ｜−｜ｙ｜＞０の場合 cosΔθ＝Sgn〔Ｘ〕．0.924.X ＋Sgn〔Ｙ〕．0.383.Y (5) sinΔθ＝Sgn〔Ｙ〕．0.383.X −Sgn〔Ｘ〕．0.924.Y (6) ｜ｘ｜−｜ｙ｜＜０の場合 cosΔθ＝Sgn〔Ｘ〕．0.383.X ＋Sgn〔Ｙ〕．0.924.Y (7) sinΔθ＝Sgn〔Ｙ〕．0.924.X −Sgn〔Ｘ〕．0.383.Y (8) これらの式で項0.924および0.383は夫々
cos22.5゜およびsin22.5゜である。 前述した説明から結論できることは本発明クロ
ツクパルス再生装置を８相位相変調に使用する場
合計算装置３０は第１図に示す構造を有するが、
違うのは入力回路３１であつてこの場合サンプル
cosΔθおよびsinΔθは｜ｘ｜−｜ｙ｜の符号如何
により式(5)、(6)又は(7)、(8)に従つて計算される。 ８相位相変調の場合この入力回路３１は第９図
に示す構造とすることができる。この入力回路は
夫々サンプルＸの符号およびサンプルＹの符号を
検出する回路６０および６１並びに夫々Ｘおよび
Ｙの絶対値を形成する整流回路６２および６３を
具える。これらの整流回路６２および６３の出力
端子に比較回路６４を接続し、値が差｜ｘ｜−｜
ｙ｜に依存する論理信号を出力する。回路６０，
６１および６４の出力信号が一緒になつて受信信
号の位相が各サンプリング瞬時にどの位相セクシ
ヨンに属するかを検出できる情報を与える。この
情報から次のようにしてサンプルcosΔθおよび
sinΔθが形成される。比較回路６４の出力で２個
の切替回路６５および６６を同時に制御して式(5)
乃至(8)内にある数0.924又は0.383を乗算回路６７
および６８の一方の入力端子に印加する。これら
の乗算回路６７および６８の他方の入力端子は前
記符号検出回路６０および６１の出力端子に接続
する。第９図では切替回路６５および６６が｜ｘ
｜−｜ｙ｜＞０に対応する位置にあり、数0.924
および0.383を夫々乗算回路６７および６８で形
成された積Sgn（Ｘ）・0.924およびSgn（Ｙ）・0.383
は夫々乗算回路６９および７０の一方の入力端子
に印加される。乗算回路６９および７０の他方の
入力端子には夫々サンプルＸおよびＹが印加され
る。こうして乗算回路６９および７０が形成され
た積は加算回路６１に送られ、ここで式(5)の右辺
で示される和、即ちサンプルcosΔθが作られる。
乗算回路６７および６８で作られた積はまた乗算
回路７２および７３の一方の入力端子に印加され
る。乗算回路７２および７３の他方の入力端子に
は夫々サンプルＹおよびＸが印加される。こうし
て乗算回路７２および７３で作られた積は減算回
路７４に印加され、ここで式(6)の右辺で示される
差、即ちサンプルsinΔθが作られる。 比較回路６４が｜ｘ｜−｜ｙ｜＜０であること
を検出すると、切替回路６５および６６が図示し
た位置と反対の位置をとり、式(7)および(8)に従つ
てサンプルcosΔθおよびsinΔθが計算されること
はすぐ判る。 このようにして入力回路３１で計算されたデイ
ジタルサンプルcosΔθおよびsinΔθは第１図の回
路でデイジタル−アナログ変換器４０および４１
でアナログ形態に変換され、次にフイルタ回路４
２および４３で液する。この場合も第７ａ図に
一般的形を示す信号sinΔθの液で前述したのと
同じ問題にぶつかる。但し、今の場合は位相偏移
Δφがπ／８ラジアンの奇数倍に等しいところで
何時も不連続が起こる。この欠点は前に詳述した
のと同じフイルタ回路４３で除去できる。 アナログ形態に変換された信号cosΔθおよび
sinΔθ並びに復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）から
回路４４，４５および４６で式(1)に従い信号
X′（ｔ）を作り、この信号X′（ｔ）の零交差を利
用して受信機のクロツクパルスを制御する。 上述した本発明クロツクパルス再生装置は振幅
−位相変調で伝送されるデータの受信機にも使用
できる。この場合成分Ｋ・X′（ｔ）又はＫ・
Y′（ｔ）を作る動作は実際には受信信号の位相偏
移に対応し、受信信号の振幅は比例定数Ｋに作用
するだけで、これらの成分の零交差には影響しな
い。
りであることを簡単に示すことができる。 ｜ｘ｜−｜ｙ｜＞０の場合 cosΔθ＝Sgn〔Ｘ〕．0.924.X ＋Sgn〔Ｙ〕．0.383.Y (5) sinΔθ＝Sgn〔Ｙ〕．0.383.X −Sgn〔Ｘ〕．0.924.Y (6) ｜ｘ｜−｜ｙ｜＜０の場合 cosΔθ＝Sgn〔Ｘ〕．0.383.X ＋Sgn〔Ｙ〕．0.924.Y (7) sinΔθ＝Sgn〔Ｙ〕．0.924.X −Sgn〔Ｘ〕．0.383.Y (8) これらの式で項0.924および0.383は夫々
cos22.5゜およびsin22.5゜である。 前述した説明から結論できることは本発明クロ
ツクパルス再生装置を８相位相変調に使用する場
合計算装置３０は第１図に示す構造を有するが、
違うのは入力回路３１であつてこの場合サンプル
cosΔθおよびsinΔθは｜ｘ｜−｜ｙ｜の符号如何
により式(5)、(6)又は(7)、(8)に従つて計算される。 ８相位相変調の場合この入力回路３１は第９図
に示す構造とすることができる。この入力回路は
夫々サンプルＸの符号およびサンプルＹの符号を
検出する回路６０および６１並びに夫々Ｘおよび
Ｙの絶対値を形成する整流回路６２および６３を
具える。これらの整流回路６２および６３の出力
端子に比較回路６４を接続し、値が差｜ｘ｜−｜
ｙ｜に依存する論理信号を出力する。回路６０，
６１および６４の出力信号が一緒になつて受信信
号の位相が各サンプリング瞬時にどの位相セクシ
ヨンに属するかを検出できる情報を与える。この
情報から次のようにしてサンプルcosΔθおよび
sinΔθが形成される。比較回路６４の出力で２個
の切替回路６５および６６を同時に制御して式(5)
乃至(8)内にある数0.924又は0.383を乗算回路６７
および６８の一方の入力端子に印加する。これら
の乗算回路６７および６８の他方の入力端子は前
記符号検出回路６０および６１の出力端子に接続
する。第９図では切替回路６５および６６が｜ｘ
｜−｜ｙ｜＞０に対応する位置にあり、数0.924
および0.383を夫々乗算回路６７および６８で形
成された積Sgn（Ｘ）・0.924およびSgn（Ｙ）・0.383
は夫々乗算回路６９および７０の一方の入力端子
に印加される。乗算回路６９および７０の他方の
入力端子には夫々サンプルＸおよびＹが印加され
る。こうして乗算回路６９および７０が形成され
た積は加算回路６１に送られ、ここで式(5)の右辺
で示される和、即ちサンプルcosΔθが作られる。
乗算回路６７および６８で作られた積はまた乗算
回路７２および７３の一方の入力端子に印加され
る。乗算回路７２および７３の他方の入力端子に
は夫々サンプルＹおよびＸが印加される。こうし
て乗算回路７２および７３で作られた積は減算回
路７４に印加され、ここで式(6)の右辺で示される
差、即ちサンプルsinΔθが作られる。 比較回路６４が｜ｘ｜−｜ｙ｜＜０であること
を検出すると、切替回路６５および６６が図示し
た位置と反対の位置をとり、式(7)および(8)に従つ
てサンプルcosΔθおよびsinΔθが計算されること
はすぐ判る。 このようにして入力回路３１で計算されたデイ
ジタルサンプルcosΔθおよびsinΔθは第１図の回
路でデイジタル−アナログ変換器４０および４１
でアナログ形態に変換され、次にフイルタ回路４
２および４３で液する。この場合も第７ａ図に
一般的形を示す信号sinΔθの液で前述したのと
同じ問題にぶつかる。但し、今の場合は位相偏移
Δφがπ／８ラジアンの奇数倍に等しいところで
何時も不連続が起こる。この欠点は前に詳述した
のと同じフイルタ回路４３で除去できる。 アナログ形態に変換された信号cosΔθおよび
sinΔθ並びに復調信号Ｘ（ｔ）およびＹ（ｔ）から
回路４４，４５および４６で式(1)に従い信号
X′（ｔ）を作り、この信号X′（ｔ）の零交差を利
用して受信機のクロツクパルスを制御する。 上述した本発明クロツクパルス再生装置は振幅
−位相変調で伝送されるデータの受信機にも使用
できる。この場合成分Ｋ・X′（ｔ）又はＫ・
Y′（ｔ）を作る動作は実際には受信信号の位相偏
移に対応し、受信信号の振幅は比例定数Ｋに作用
するだけで、これらの成分の零交差には影響しな
い。
第１図は４相位相変調に適した本発明クロツク
パルス再生装置を具える受信機の回路図、第２図
は４相位相変調の場合の送信信号と受信信号とを
表わす位相関係図、第３図は送信機の搬送波と受
信機の搬送波とが正確に同相である場合の復調信
号の波形図、第４図は送信機の搬送波と受信機の
搬送波の間に位相のずれがある場合の復調信号の
波形図、第５図および第６図は本発明クロツク再
生装置の動作を説明するための位相関係図、第７
図は本発明クロツク再生装置内で値cosΔθおよび
sinΔθに対応するサンプルに対して施されるフイ
ルタ処理を説明するための信号線図、第８図は８
相位相変調の場合の送信信号と受信信号を表わす
位相関係図、第９図は８相位相変調の場合のサン
プルcosΔθおよびsinΔθを計算する回路の回路図
である。 １……入力端子、２，３……検波器、４，５…
…低域フイルタ、６……局部搬送波発生器、７…
…移相回路、８，９……サンプリング回路、１０
……クロツク再生回路、１１，１２……Ａ／Ｄ変
換器、１３……等化器、１４……識別回路、１
５，１６……出力端子、１８……零交差検出器、
１９……クロツクパルス発生器、２０……出力端
子、３０……計算装置、３１……入力回路、３
２，３３……符号検出回路、３４，３５，３７，
３８……乗算器、３６……加算回路、３９……減
算回路、４０，４１……Ｄ／Ａ変換器、４２，４
３……低域フイルタ、４４，４５……乗算器、４
６……減算回路、４７……第１のフイルタ、４８
……符号検出回路、４９……整流回路、５０……
第２のフイルタ、５１，５２……利得±１の増幅
器、５３……切替回路、６０，６１，６４……論
理装置、６２，６３……整流回路、６５，６６…
…切替回路、６７，６８，６９，７０，７２，７
３……乗算器、７１……加算回路、７４……減算
回路。
パルス再生装置を具える受信機の回路図、第２図
は４相位相変調の場合の送信信号と受信信号とを
表わす位相関係図、第３図は送信機の搬送波と受
信機の搬送波とが正確に同相である場合の復調信
号の波形図、第４図は送信機の搬送波と受信機の
搬送波の間に位相のずれがある場合の復調信号の
波形図、第５図および第６図は本発明クロツク再
生装置の動作を説明するための位相関係図、第７
図は本発明クロツク再生装置内で値cosΔθおよび
sinΔθに対応するサンプルに対して施されるフイ
ルタ処理を説明するための信号線図、第８図は８
相位相変調の場合の送信信号と受信信号を表わす
位相関係図、第９図は８相位相変調の場合のサン
プルcosΔθおよびsinΔθを計算する回路の回路図
である。 １……入力端子、２，３……検波器、４，５…
…低域フイルタ、６……局部搬送波発生器、７…
…移相回路、８，９……サンプリング回路、１０
……クロツク再生回路、１１，１２……Ａ／Ｄ変
換器、１３……等化器、１４……識別回路、１
５，１６……出力端子、１８……零交差検出器、
１９……クロツクパルス発生器、２０……出力端
子、３０……計算装置、３１……入力回路、３
２，３３……符号検出回路、３４，３５，３７，
３８……乗算器、３６……加算回路、３９……減
算回路、４０，４１……Ｄ／Ａ変換器、４２，４
３……低域フイルタ、４４，４５……乗算器、４
６……減算回路、４７……第１のフイルタ、４８
……符号検出回路、４９……整流回路、５０……
第２のフイルタ、５１，５２……利得±１の増幅
器、５３……切替回路、６０，６１，６４……論
理装置、６２，６３……整流回路、６５，６６…
…切替回路、６７，６８，６９，７０，７２，７
３……乗算器、７１……加算回路、７４……減算
回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 搬送波をｎ相位相変調することによりデータ
を伝送するシステムの受信機に含まれ、変調周波
数を有する受信信号を局部搬送波と同相の信号お
よび局部搬送波に対して位相を90゜ずらした信号
とにより復調することにより形成された復調信号
をサンプリングすることに使用されるクロツクを
再生するために、信号の零交差に基づき局部クロ
ツクを制御する回路を具えるクロツク再生装置に
おいて、前記復調信号のサンプルから受信信号の
位相がサンプリング瞬時において被伝送信号がと
る可能性のあるｎ個の位相セクシヨンの内どの位
相セクシヨンに属するかを検出する論理装置と、
受信信号をΔθだけ位相偏移させることにより位
相がサンプリング瞬時において前記検出された位
相セクシヨンの中心位相に等しい信号を導出して
この信号の局部搬送波と同相の成分又は局部搬送
波に対して位相が90゜ずれた成分を形成する論理
装置とを設け、この局部搬送波と同相の成分又は
局部搬送波に対して90゜位相がずれている成分を、
零交差を局部クロツクの制御に利用する信号とす
ることを特徴とするクロツク再生装置。 ２ Ｋを比例定数として各サンプリング瞬時にお
いてサンプル〔Ｋ・cosΔθ〕および〔Ｋ・sinΔθ〕
を形成する論理装置および計算装置と、Ｘ（ｔ）
およびＹ（ｔ）を夫々同相又は90゜位相が偏移して
いる復調信号として２個の積Ｘ（ｔ）・〔Ｋ・
cosΔθ〕およびＹ（ｔ）・〔Ｋ・sinΔθ〕又は２個の
積Ｙ（ｔ）・〔Ｋ・cosΔθ〕およびＸ（ｔ）・〔Ｋ・
sinΔθ〕のいずれかを形成する２個の乗算回路
と、最後にこれらの２個の積を組み合わせて局部
クロツクを制御するのに使用される信号を供給す
る組合わせ回路とを具えることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のクロツク再生装置。 ３ サンプル〔Ｋ・cosΔθ〕および〔Ｋ・sinΔθ〕
をフイルタ回路に印加して殊に雑音を抑圧する
が、サンプル〔Ｋ・sinΔθ〕を波するフイルタ
回路がこのサンプルを受け取つて信号を符号検出
回路に供給する第１のフイルタと、整流回路を介
して上記サンプルを受け取る第２のフイルタと、
最後にこの第２のフイルタの出力信号に前記符号
検出回路により供給される符号を与える手段とを
具えることを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載のクロツク再生装置。 ４ 搬送波を４相位相変調することにより送られ
てくるデータの受信機に適している特許請求の範
囲第１項乃至第３項のいずれかに記載のクロツク
再生装置において、信号Sgn〔Ｘ〕およびSgn〔Ｙ〕
の形をした、復調信号のサンプルＸおよびＹの符
号を検出する論理装置と、第１の積Ｘ・Sgn〔Ｘ〕
およびＹ・Sgn〔Ｙ〕並びに第２の積Ｘ・Sgn〔Ｙ〕
およびＹ・Sgn〔Ｘ〕を形成する装置と、最後に
第１の積を組み合わせてサンプル√２・cosΔθを
形成する回路および第２の積を組み合わせてサン
プル√２・sinΔθを形成する回路とを具えること
を特徴とするクロツク再生装置。 ５ 搬送波を８相位相変調することにより送られ
てきたデータの受信機に適している特許請求の範
囲第１項乃至第３項のいずれかに記載のクロツク
再生装置において、信号Sgn〔Ｘ〕およびSgn〔Ｙ〕
の形をした、復調信号のサンプルＸおよびＹの符
号を検出すると共に｜Ｘ｜および｜Ｙ｜をサンプ
ルＸおよびＹの整流により形成されるものとして
｜Ｘ｜−｜Ｙ｜の符号を検出する論理装置と、乗
算回路に関連すると共に｜Ｘ｜−｜Ｙ｜の符号に
従つて制御されて第１の積Sgn〔Ｘ〕・Ｘ・K1（又
はK2）およびSgn〔Ｙ〕・Ｙ・K2（又はK1）並びに
第２の積Sgn〔Ｙ〕・Ｘ・K2（又はK1）およびSgn
〔Ｘ〕・Ｙ・K1（又はK2）を形成する切替手段と、
第１の積を組み合わせてサンプルcosΔθを形成す
る回路と、第２の積を組み合わせてサンプル
sinΔθを形成する回路とを具えることを特徴とす
るクロツク再生装置。 ６ 搬送波を振幅−位相変調することにより送ら
れてきたデータの受信機で使用される特許請求の
範囲第１項乃至第５項のいずれかに記載のクロツ
ク再生装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7903833A FR2449376A1 (fr) | 1979-02-15 | 1979-02-15 | Dispositif de restitution d'horloge pour recepteur de donnees transmises par modulation de phase d'une porteuse |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55110460A JPS55110460A (en) | 1980-08-25 |
| JPS6324347B2 true JPS6324347B2 (ja) | 1988-05-20 |
Family
ID=9222005
Family Applications (1)
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|---|---|
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| JP (1) | JPS55110460A (ja) |
| DE (1) | DE3005218A1 (ja) |
| FR (1) | FR2449376A1 (ja) |
| GB (1) | GB2044046B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0454360U (ja) * | 1990-09-18 | 1992-05-11 | ||
| WO2020174768A1 (ja) * | 2019-02-26 | 2020-09-03 | 日立建機株式会社 | 作業機械 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4455663A (en) * | 1981-11-19 | 1984-06-19 | Novation, Inc. | Full duplex modems and synchronizing methods and apparatus therefor |
| US4472817A (en) * | 1982-08-09 | 1984-09-18 | Communications Satellite Corporation | Non-PLL concurrent carrier clock synchronization |
| JPH0681167B2 (ja) * | 1984-07-28 | 1994-10-12 | 富士通株式会社 | ディジタル無線通信用の受信装置 |
| US4707841A (en) * | 1984-08-21 | 1987-11-17 | University Of Toronto, Innovations Foundation | Digital data receiver for preamble free data transmission |
| JPS626548A (ja) * | 1985-07-03 | 1987-01-13 | Hitachi Ltd | タイミング信号抽出回路 |
| NL8600889A (nl) * | 1986-04-09 | 1987-11-02 | Philips Nv | Inrichting voor het terugwinnen van kanaalklokinformatie bij synchrone informatietransmissie en een inrichting voor het terugwinnen van de informatie voorzien van een dergelijke inrichting. |
| DE3700457C1 (de) * | 1987-01-09 | 1988-06-23 | Ant Nachrichtentech | Verfahren und Anordnung zur Synchronisation eines Empfaengers bei digitalen UEbertragungssystemen |
| DE3707760C1 (de) * | 1987-03-11 | 1988-06-23 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur Taktsynchronisation |
| GB2213684A (en) * | 1987-12-11 | 1989-08-16 | Philips Electronic Associated | Data demodulator baud clock phase locking |
| FR2670970B1 (fr) * | 1990-12-21 | 1994-09-30 | Alcatel Telspace | Un systeme recepteur pour le traitement de signaux recus sur des voies de diversite. |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3491305A (en) * | 1966-12-21 | 1970-01-20 | Xerox Corp | Fm demodulator zero-crossing detector |
| BE758413A (fr) * | 1969-11-04 | 1971-05-03 | Philips Nv | Recepteur pour impulsions modulant une porteuse et situees dansune bande de frequence determinee |
| DE2101804C3 (de) * | 1971-01-15 | 1978-09-14 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Verfahren und Schaltungen zum Rückgewinnen der Trägerfrequenz für einen Vierphasen-Demodulator |
| US3818347A (en) * | 1972-10-10 | 1974-06-18 | Intertel Inc | Receiver for amplitude modulated quadrature carrier signals |
| US3806815A (en) * | 1973-03-06 | 1974-04-23 | Nasa | Decision feedback loop for tracking a polyphase modulated carrier |
| US3962637A (en) * | 1974-11-11 | 1976-06-08 | Hycom Incorporated | Ultrafast adaptive digital modem |
| FR2301978A1 (fr) * | 1975-02-21 | 1976-09-17 | Ibm France | Egaliseur recursif a decision dirigee par la valeur de la phase du signal recu |
| US4004226A (en) * | 1975-07-23 | 1977-01-18 | Codex Corporation | QAM receiver having automatic adaptive equalizer |
| FR2368184A1 (fr) * | 1976-10-18 | 1978-05-12 | Ibm France | Systeme de synchronisation de porteuse pour demodulateur de phase coherent |
| US4182932A (en) * | 1978-10-26 | 1980-01-08 | Fisher Charles B | A-m stereo system |
-
1979
- 1979-02-15 FR FR7903833A patent/FR2449376A1/fr active Granted
-
1980
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- 1980-02-12 GB GB8004689A patent/GB2044046B/en not_active Expired
- 1980-02-14 JP JP1611980A patent/JPS55110460A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0454360U (ja) * | 1990-09-18 | 1992-05-11 | ||
| WO2020174768A1 (ja) * | 2019-02-26 | 2020-09-03 | 日立建機株式会社 | 作業機械 |
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| FR2449376A1 (fr) | 1980-09-12 |
| JPS55110460A (en) | 1980-08-25 |
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| DE3005218C2 (ja) | 1988-12-15 |
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| GB2044046B (en) | 1983-01-26 |
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