JPS63273900A - パタ−ンマツチング方式 - Google Patents
パタ−ンマツチング方式Info
- Publication number
- JPS63273900A JPS63273900A JP10642087A JP10642087A JPS63273900A JP S63273900 A JPS63273900 A JP S63273900A JP 10642087 A JP10642087 A JP 10642087A JP 10642087 A JP10642087 A JP 10642087A JP S63273900 A JPS63273900 A JP S63273900A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pattern matching
- frequency
- pattern
- section
- residual
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 25
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 16
- 125000002015 acyclic group Chemical group 0.000 claims description 5
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 claims description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 244000228957 Ferula foetida Species 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000008602 contraction Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は音声認識装置におけるパターンマツチング方式
に関し、特に線形予測（ＬＰＧ）分析による特徴量を用
いた周波数、時間の２軸上のパターンマツチングに関す
るものである。
に関し、特に線形予測（ＬＰＧ）分析による特徴量を用
いた周波数、時間の２軸上のパターンマツチングに関す
るものである。
不特定話者用の音声認識装置では個人差の正規化を行っ
て、パターンマツチングをしなければならないが、この
個人差は、周波数軸上のものど時間軸上のものとがある
。従来、この２軸上でのパターンマツチング方式として
は、例えば、中周、他［音声スペクトルの時間軸・周波
数軸・強度軸の同時非線形伸縮に基づく不特定話者の単
語音声の認識」電子通信学会論文誌、 ’８１／２
Ｖｏｌ、Ｊ６４−Ｄ陽、２に開示されるものがある。こ
の方式では、バンドパスフィルタ列（ＢＰＦバンク）に
よる出力の離散値を周波数軸上と時間軸上で動的計画法
（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ Ｍａｔｃ
ｈｉｎｇ；ＤＰＭ）を行うものである。
て、パターンマツチングをしなければならないが、この
個人差は、周波数軸上のものど時間軸上のものとがある
。従来、この２軸上でのパターンマツチング方式として
は、例えば、中周、他［音声スペクトルの時間軸・周波
数軸・強度軸の同時非線形伸縮に基づく不特定話者の単
語音声の認識」電子通信学会論文誌、 ’８１／２
Ｖｏｌ、Ｊ６４−Ｄ陽、２に開示されるものがある。こ
の方式では、バンドパスフィルタ列（ＢＰＦバンク）に
よる出力の離散値を周波数軸上と時間軸上で動的計画法
（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ Ｍａｔｃ
ｈｉｎｇ；ＤＰＭ）を行うものである。
しかしながら、上記パターンマツチング方式では、ＢＰ
Ｆバンクの出力から得られる特徴量を用いているので、
周波数パターンの精細さを正確に取り扱うことが困難で
あるという問題点がある。また、時間軸と周波数軸のＤ
Ｐマツチングによる同時パターンマツチングでは、処理
が複雑になってしまうという問題点がある。
Ｆバンクの出力から得られる特徴量を用いているので、
周波数パターンの精細さを正確に取り扱うことが困難で
あるという問題点がある。また、時間軸と周波数軸のＤ
Ｐマツチングによる同時パターンマツチングでは、処理
が複雑になってしまうという問題点がある。
本発明は以上述べた問題点を解決し、２軸上のパターン
マツチングを簡単な処理で正確に行うことが可能な音声
認識装置のパターンマツチング方式を提供することを目
的とする。
マツチングを簡単な処理で正確に行うことが可能な音声
認識装置のパターンマツチング方式を提供することを目
的とする。
本発明は前記問題点を解決するために、線形予測分析に
よる特徴量を用いてパターンマツチングを行う音声認識
装置のパターンマツチング方式において、（ａ）入力パ
ターン及び標準パターンの線形予測係数あるいは線形予
測より得られる諸係数のデータを記憶すると共に、指定
信号が示す時刻のデータを出力する記憶手段、（ｂ）遅
延素子部をオールバスフィルタで置き換えた適応非巡回
型フィルタから成り前記記憶手段からの入力パターンの
データを周波数変換する第１の変換手段と、遅延素子部
をオールバスフィルタで置き換えた適応非巡回型フィル
タから成り前記記憶手段から標準パターンのデータを周
波数変換する第２の変換手段と、第１の変換手段及び第
２の変換手段の出力データの距離を計算すると共に、該
距離が最小となるように第１の変換手段及び第２の変換
手段のうち少なくとも一方の遅延量を制御して最小の距
離に基づく周波数軸上のパターンマツチングの残差を出
力する制御手段とから構成される第１のパターンマツチ
ング部、及び（ｃ）前記制御手段からの残差に基づいて
、動的計画法による時間軸上でのパターンマツチングを
行って残差を出力すると共に前記記憶手段に指定信号を
与える第２のパターンマツチング部から構成されるもの
である。
よる特徴量を用いてパターンマツチングを行う音声認識
装置のパターンマツチング方式において、（ａ）入力パ
ターン及び標準パターンの線形予測係数あるいは線形予
測より得られる諸係数のデータを記憶すると共に、指定
信号が示す時刻のデータを出力する記憶手段、（ｂ）遅
延素子部をオールバスフィルタで置き換えた適応非巡回
型フィルタから成り前記記憶手段からの入力パターンの
データを周波数変換する第１の変換手段と、遅延素子部
をオールバスフィルタで置き換えた適応非巡回型フィル
タから成り前記記憶手段から標準パターンのデータを周
波数変換する第２の変換手段と、第１の変換手段及び第
２の変換手段の出力データの距離を計算すると共に、該
距離が最小となるように第１の変換手段及び第２の変換
手段のうち少なくとも一方の遅延量を制御して最小の距
離に基づく周波数軸上のパターンマツチングの残差を出
力する制御手段とから構成される第１のパターンマツチ
ング部、及び（ｃ）前記制御手段からの残差に基づいて
、動的計画法による時間軸上でのパターンマツチングを
行って残差を出力すると共に前記記憶手段に指定信号を
与える第２のパターンマツチング部から構成されるもの
である。
本発明によれば、以上のようにパターンマツチング方式
を構成したので、技術的手段は次のように作用する。記
憶手段（例えばレジスタ）は第２のパターンマツチング
部からの指定信号が示す時刻の入力パターン及び標準パ
ターンの線形予測（ＬＰＧ）係数（又は線形予測より得
られる諸係数）をそれぞれ第１のパターンマツチング部
の第１の変換手段及び第２変換手段へ転送する。ここで
、制御手段（例えば、後述する距離演算部とパラメータ
決定部）は第１の変換手段及び第１の変換手段のうち少
なくとも一方の遅延量（遅延素子部）を適応的に制御す
ることにより周波数変換を行う。例えば、第１の変換手
段の遅延量のみを制御するものとすると、制御手段は第
１の変換手段及び第２の変換手段の出力データの距離を
計算すると共にその距離が最小となるように第１の変換
手段の遅延量を制御し、最小の距離に基づいて得られる
周波数軸上のパターンマツチングの残差を第２のパター
ンマツチング部へ転送する。第２のパターンマツチング
部では周波数軸上での残差に基づいて、動的計画法（Ｄ
Ｐマツチング）による時間軸のパターンマツチングを行
って、最終的に周波数軸と時間軸の２軸上でのパターン
マツチングの残差を出力する。このように、ＬＰＧ係数
等を特徴量として用いて、周波数軸上のパターンマツチ
ングとＤＰマツチングによる時間軸上のパターンマツチ
ングとを同時に行うことができるので、前記従来技術の
問題点を解決できるのである。
を構成したので、技術的手段は次のように作用する。記
憶手段（例えばレジスタ）は第２のパターンマツチング
部からの指定信号が示す時刻の入力パターン及び標準パ
ターンの線形予測（ＬＰＧ）係数（又は線形予測より得
られる諸係数）をそれぞれ第１のパターンマツチング部
の第１の変換手段及び第２変換手段へ転送する。ここで
、制御手段（例えば、後述する距離演算部とパラメータ
決定部）は第１の変換手段及び第１の変換手段のうち少
なくとも一方の遅延量（遅延素子部）を適応的に制御す
ることにより周波数変換を行う。例えば、第１の変換手
段の遅延量のみを制御するものとすると、制御手段は第
１の変換手段及び第２の変換手段の出力データの距離を
計算すると共にその距離が最小となるように第１の変換
手段の遅延量を制御し、最小の距離に基づいて得られる
周波数軸上のパターンマツチングの残差を第２のパター
ンマツチング部へ転送する。第２のパターンマツチング
部では周波数軸上での残差に基づいて、動的計画法（Ｄ
Ｐマツチング）による時間軸のパターンマツチングを行
って、最終的に周波数軸と時間軸の２軸上でのパターン
マツチングの残差を出力する。このように、ＬＰＧ係数
等を特徴量として用いて、周波数軸上のパターンマツチ
ングとＤＰマツチングによる時間軸上のパターンマツチ
ングとを同時に行うことができるので、前記従来技術の
問題点を解決できるのである。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、１は人力音声信号（入カバターン）から得
られた特徴量としてのＬＰＧ係数を記憶するレジスタ、
２は参照音声信号（標準パターン）のＬＰＧ係数を一時
記憶するレジスタ、３はレジスタ１，２の出力信号に基
づいて周波数軸上でのパターンマツチングを行う周波数
パターンマツチング（以下ＳＰＭ部と称する）、４はＳ
ＰＭ部３の出力信号に基づいて時間軸上でのパターンマ
ツチングをＤＰマツチングにより行うと共にレジスタ１
．２に対し人力データを指定する時間パターンマツチン
グ部（以下ＤＰＭ部と称する）である。
図において、１は人力音声信号（入カバターン）から得
られた特徴量としてのＬＰＧ係数を記憶するレジスタ、
２は参照音声信号（標準パターン）のＬＰＧ係数を一時
記憶するレジスタ、３はレジスタ１，２の出力信号に基
づいて周波数軸上でのパターンマツチングを行う周波数
パターンマツチング（以下ＳＰＭ部と称する）、４はＳ
ＰＭ部３の出力信号に基づいて時間軸上でのパターンマ
ツチングをＤＰマツチングにより行うと共にレジスタ１
．２に対し人力データを指定する時間パターンマツチン
グ部（以下ＤＰＭ部と称する）である。
次に動作を説明する。
レジスタ１は、パターンマツチングされる人力音声信号
側のＬＰＧ係数の組込い）−（ａｏＣ″′）。
側のＬＰＧ係数の組込い）−（ａｏＣ″′）。
ａ 、””、 −ａｐ’ｍ’） ； （ｍ＝ １ 、２
． …、 Ｍ ；時刻）が人力し、 ＤＰＭ部４よりの
信号ｍで指定される時刻のｔ、ｐｃ係数の組ＩＮ（ｍｌ
をＳＰＭ部３へ送る。同様にして、レジスタ２は参照音
声信号のＬＰＧ係数及（１１１−（ａ ｏ （ｋ’ 、
五、（−・−・：ｉ、ＴＫ））（ｋ＝０゜１、・・・ｋ
；時刻）が人力し、ＤＰＭ部４よりの信号にで指定され
た時刻のＬＰＧ係数の組ｉｎｎをＳＰＭ部部へ送る。こ
のＳＰＭ部３は、人力音声信号側のＬＰＧ係数ｋ（、）
と参照音声信号のＬＰＧ係数反（ｋｌとについて、周波
数軸上てのパターンマツチングを行う。このときの残差
ｄｅは、ＤＰＭ部４へ送られる。ＤＰＭ部４ではＳＰＭ
部３での残差ｄｅを基に時間軸上でのパターンマツチン
グをＤＰマツチングにより行い、最終的に周波数軸と時
間軸の２軸上でのパターンマツチングの残差りが出力さ
れる。
． …、 Ｍ ；時刻）が人力し、 ＤＰＭ部４よりの
信号ｍで指定される時刻のｔ、ｐｃ係数の組ＩＮ（ｍｌ
をＳＰＭ部３へ送る。同様にして、レジスタ２は参照音
声信号のＬＰＧ係数及（１１１−（ａ ｏ （ｋ’ 、
五、（−・−・：ｉ、ＴＫ））（ｋ＝０゜１、・・・ｋ
；時刻）が人力し、ＤＰＭ部４よりの信号にで指定され
た時刻のＬＰＧ係数の組ｉｎｎをＳＰＭ部部へ送る。こ
のＳＰＭ部３は、人力音声信号側のＬＰＧ係数ｋ（、）
と参照音声信号のＬＰＧ係数反（ｋｌとについて、周波
数軸上てのパターンマツチングを行う。このときの残差
ｄｅは、ＤＰＭ部４へ送られる。ＤＰＭ部４ではＳＰＭ
部３での残差ｄｅを基に時間軸上でのパターンマツチン
グをＤＰマツチングにより行い、最終的に周波数軸と時
間軸の２軸上でのパターンマツチングの残差りが出力さ
れる。
ＳＰＭ部３の内部構成を第２図に示す。ＳＰＭ部３は２
つの周波数変換部３１．３２と距離演算部３４とパラメ
ータ決定部３３より成る。人力音声信号側の周波数変換
部３１はＬＰＧ係数Ａ （ｍ ）が人力し、パラメータ
決定部３３より人力する可変のパラメータαに対応した
周波数変換を行ったＬＰＧ係数五（。）を出力する。参
照音声信号側の周波数変換部３２は固定のパラメータα
。で、基準となる周波数変換を行い、この実施例では心
理尺度の周波数（メル周波数）への変換とした。入力音
声信号側の周波数変換部３１の構造を第３図（ａ）に示
す。周波数変換部３１はＬＰＧ係数をタップとした非巡
回型フィルタ（ＦＩＲフィルタ）で、遅延素子３１２、
乗算器３１ｃ、加算器３１．から構成される。本実施例
では、遅延素子３１□をオールバスフィルタで置きかえ
たもので、このフィルタのインパルス応答が周波数変換
にあたる。参照音声信号側の周波数変換部３２について
も同様である。オールバスフィルタの伝達関数は、一般
に、 である。第３図（ｂ）に、オールバスフィルタの構成例
を示す。同図はＮ次のものを示し、それぞれ加算器３０
１，３０３ 、パラメータαの乗算器３０４゜３０２、
及び遅延器３０５より構成される。本実施例では各段と
も同一次数のオールバスフィルタとする。１次のオール
バスフィルタを用いたとき、久輸） と久（。）との関
係は、 ＾ １ｍｌ ｉ ・・・（２） であり、住、。において、θであった周波数は、久にお
いて、 （１３＝ｊａｎ−１（１−ｃｔ２）ｓｉｎ θ／２ａ
＋（１−ａ ２）ｃｏｓ θ）・−（３） に変換される。
つの周波数変換部３１．３２と距離演算部３４とパラメ
ータ決定部３３より成る。人力音声信号側の周波数変換
部３１はＬＰＧ係数Ａ （ｍ ）が人力し、パラメータ
決定部３３より人力する可変のパラメータαに対応した
周波数変換を行ったＬＰＧ係数五（。）を出力する。参
照音声信号側の周波数変換部３２は固定のパラメータα
。で、基準となる周波数変換を行い、この実施例では心
理尺度の周波数（メル周波数）への変換とした。入力音
声信号側の周波数変換部３１の構造を第３図（ａ）に示
す。周波数変換部３１はＬＰＧ係数をタップとした非巡
回型フィルタ（ＦＩＲフィルタ）で、遅延素子３１２、
乗算器３１ｃ、加算器３１．から構成される。本実施例
では、遅延素子３１□をオールバスフィルタで置きかえ
たもので、このフィルタのインパルス応答が周波数変換
にあたる。参照音声信号側の周波数変換部３２について
も同様である。オールバスフィルタの伝達関数は、一般
に、 である。第３図（ｂ）に、オールバスフィルタの構成例
を示す。同図はＮ次のものを示し、それぞれ加算器３０
１，３０３ 、パラメータαの乗算器３０４゜３０２、
及び遅延器３０５より構成される。本実施例では各段と
も同一次数のオールバスフィルタとする。１次のオール
バスフィルタを用いたとき、久輸） と久（。）との関
係は、 ＾ １ｍｌ ｉ ・・・（２） であり、住、。において、θであった周波数は、久にお
いて、 （１３＝ｊａｎ−１（１−ｃｔ２）ｓｉｎ θ／２ａ
＋（１−ａ ２）ｃｏｓ θ）・−（３） に変換される。
第２図の距離演算部３４は周波数変換後のＬＰＧ係数灰
（。）、λ（ｋ）の距離（異差）ｄを次式で計算する。
（。）、λ（ｋ）の距離（異差）ｄを次式で計算する。
ｄ＝汝Ｔｍ） −久＋ｋ）
ス （ｍ） ”； ９Ｔｋｌ ）
＝（ｃｉｏ、ｃｔ、、・−、ｄｑ） ・・・（
４）この結果、得られた距離ｄはパラメータ決定部３３
へ出力される。
４）この結果、得られた距離ｄはパラメータ決定部３３
へ出力される。
パラメータ決定部３３は距離ｄが最小となるように非線
形パラメータ最小２乗法を用いてパラメータαを逐次更
新する。オールバスフィルタとして第３図（ｂ）のもの
を採用した場合には、ｎ回更新したときのオールバスフ
ィルタのパラメータαと距離ｄを各々α（ｎｌ −ｄｆ
ｎ＋ ＝ （ｄｏｆｎ）＋ ｄＩｆｎ）＋・・・ｄｑｆ
。、）とすると、更新後のパラメータαｆｎ＋＋１は・ ｇｌい）はα（。、に対するａ １ ””の変化量であ
り、これを求めるフィルタの構成例を第４図に示す。こ
のフィルタは、オースパスフィルタ（Ａ （Ｚ） ）で
置き換えられた遅延素子３３Ｚ９乗算器３３Ｃ９加算器
３３ａ及びＡ（ｚ）の微分型のフィルタ（Ａ’（ｚ））
３３ｄから構成される同図では出力側に微分型のフィル
タ３３ｄが設けられているが、単位インパルスの入力端
に設けてもよい。この変化量ｇｅ（。）は、第４図のフ
ィルタのインパルス応答により時系列で与・（（Ｚ−’
−α（ｎ））／（１−α（ｎｌＺ−ｔ） ） ｊ−１・
（ｚ−２−１） ／（１−ｄ［ｎ１Ｚ−’）２ｄＺ
−（［ｉ）である。
形パラメータ最小２乗法を用いてパラメータαを逐次更
新する。オールバスフィルタとして第３図（ｂ）のもの
を採用した場合には、ｎ回更新したときのオールバスフ
ィルタのパラメータαと距離ｄを各々α（ｎｌ −ｄｆ
ｎ＋ ＝ （ｄｏｆｎ）＋ ｄＩｆｎ）＋・・・ｄｑｆ
。、）とすると、更新後のパラメータαｆｎ＋＋１は・ ｇｌい）はα（。、に対するａ １ ””の変化量であ
り、これを求めるフィルタの構成例を第４図に示す。こ
のフィルタは、オースパスフィルタ（Ａ （Ｚ） ）で
置き換えられた遅延素子３３Ｚ９乗算器３３Ｃ９加算器
３３ａ及びＡ（ｚ）の微分型のフィルタ（Ａ’（ｚ））
３３ｄから構成される同図では出力側に微分型のフィル
タ３３ｄが設けられているが、単位インパルスの入力端
に設けてもよい。この変化量ｇｅ（。）は、第４図のフ
ィルタのインパルス応答により時系列で与・（（Ｚ−’
−α（ｎ））／（１−α（ｎｌＺ−ｔ） ） ｊ−１・
（ｚ−２−１） ／（１−ｄ［ｎ１Ｚ−’）２ｄＺ
−（［ｉ）である。
αの初期値は参照音声信号側の周波数変換部３２の固定
のパラメータα。と等しくおく。
のパラメータα。と等しくおく。
距離演算部３４は、１α（。＋１）／α（ｎ）Ｉ〈ε；
（εは閾値）となったとき、次式のｄｅ、を出力する。
（εは閾値）となったとき、次式のｄｅ、を出力する。
このｄｅは周波数軸上のパターンマツチングの残差であ
る。
る。
ＳＰＭＰ２Ｏ３いて、入力音声信号側のＬＰＧ係数ａ＜
ｍ＋ と参照音声信号側のＬＰＧ係数Ａｎり＋の周波数
軸上でパターンマツチングを行ったときの残差をｄｅ（
ｍ、Ｋ）とする。第５図は、この残差ｄｅ（ｍ、ｋ）を
もとにＤＰＭ部４が時間軸上でのパターンマツチングを
行う様子を示している。ｄｅ（ｍ、ｋ）は第５図の各格
子点上に存在し、ＤＰＭ部４は点（１，４）から点が最
小であるような径路を決定する。これは再帰式で求めら
れ、部分和Ｄ（ｍ、ｋ）は、１り で与えられる。但し、Ｄ（０，０）＝０．Ｄ（ｍ、０）
＝００（ＩＩＩ≠Ｏ） 、Ｄ（０，ｋ）＝ｏｏ （ｋ≠
Ｏ）、ｄｅ（Ｍ＋１．に＋１）＝０とする。最終的に求
めるパターンマツチング残差Ｄｅは、Ｄｅ＝Ｄ （Ｍ＋
Ｉ Ｊ＋１）／（Ｍ十Ｋ） −（９）
である。ＤＰＭ部４はこの残差Ｄｅを出力する。
ｍ＋ と参照音声信号側のＬＰＧ係数Ａｎり＋の周波数
軸上でパターンマツチングを行ったときの残差をｄｅ（
ｍ、Ｋ）とする。第５図は、この残差ｄｅ（ｍ、ｋ）を
もとにＤＰＭ部４が時間軸上でのパターンマツチングを
行う様子を示している。ｄｅ（ｍ、ｋ）は第５図の各格
子点上に存在し、ＤＰＭ部４は点（１，４）から点が最
小であるような径路を決定する。これは再帰式で求めら
れ、部分和Ｄ（ｍ、ｋ）は、１り で与えられる。但し、Ｄ（０，０）＝０．Ｄ（ｍ、０）
＝００（ＩＩＩ≠Ｏ） 、Ｄ（０，ｋ）＝ｏｏ （ｋ≠
Ｏ）、ｄｅ（Ｍ＋１．に＋１）＝０とする。最終的に求
めるパターンマツチング残差Ｄｅは、Ｄｅ＝Ｄ （Ｍ＋
Ｉ Ｊ＋１）／（Ｍ十Ｋ） −（９）
である。ＤＰＭ部４はこの残差Ｄｅを出力する。
以上に述べたＤＰＭ部４のパターンマツチング法は、径
路に制限を加えてないが、Ｄ（ｍ、ｋ）の求め方を、 とし、Ｄ（０，０）＝Ｏ，ｍ≦０かつに≠０のとき、Ｄ
（ｍ、ｋ）＝ＯＯ，［１≠０かつに≦０のとき、Ｄ（ｍ
、ｋ）＝ ｏｏ。
路に制限を加えてないが、Ｄ（ｍ、ｋ）の求め方を、 とし、Ｄ（０，０）＝Ｏ，ｍ≦０かつに≠０のとき、Ｄ
（ｍ、ｋ）＝ＯＯ，［１≠０かつに≦０のとき、Ｄ（ｍ
、ｋ）＝ ｏｏ。
ｄｅ（Ｍ＋Ｉ、に＋１）＝Ｏとして、パターンマツチン
グ残差Ｄｅ＝Ｄ（Ｍ＋１．に＋１）／（Ｍ＋Ｋ）を求め
るという方法も可能である。
グ残差Ｄｅ＝Ｄ（Ｍ＋１．に＋１）／（Ｍ＋Ｋ）を求め
るという方法も可能である。
以上の実施例ではＳＰＭＰ２Ｏ３ラメータαの制御方法
として初期値をすべてα＝α。（一定）として制御する
場合について述べたが初期値自身を前段階の収束値を用
いる場合、αの収束を速くする効果がある。
として初期値をすべてα＝α。（一定）として制御する
場合について述べたが初期値自身を前段階の収束値を用
いる場合、αの収束を速くする効果がある。
また、簡単のためにＳＰＭの周波数変換部３１．３２に
おいて、すべての段のオールパスフィルタＡ（ｚ）（３
１，）が、同じパラメータαを持つ場合について述べた
が、各段異なる構成（パラメータの値または次数）のオ
ールパスフィルタ（３１°２）を用いてもよい。この場
合の構成列を第６図に示す。
おいて、すべての段のオールパスフィルタＡ（ｚ）（３
１，）が、同じパラメータαを持つ場合について述べた
が、各段異なる構成（パラメータの値または次数）のオ
ールパスフィルタ（３１°２）を用いてもよい。この場
合の構成列を第６図に示す。
更に、同様にＤＰＭの径路制限条件についても異なる条
件を用いてもよいことは明らかである。
件を用いてもよいことは明らかである。
更に、特徴量としてＬＰＧ係数を用いて説明したが、Ｌ
ＰＧケプストラム係数、あるいはＬＰＧメルケプストラ
ム係数等、線形予測法より求められる諸種の係数を用い
てもよい。
ＰＧケプストラム係数、あるいはＬＰＧメルケプストラ
ム係数等、線形予測法より求められる諸種の係数を用い
てもよい。
更に、以上の実施例では入力音声信号（入力パターン）
側の周波数変換部３１のパラメータα、即ち遅延量（周
波数変換量）を適応的に制御していたが、標準パターン
側の周波数変換部３２の遅延量を適応的に制御してもよ
いし、計算量は増加するが、双方の周波数変換部の遅延
量を適応的に制御してもよいことは明らかである。
側の周波数変換部３１のパラメータα、即ち遅延量（周
波数変換量）を適応的に制御していたが、標準パターン
側の周波数変換部３２の遅延量を適応的に制御してもよ
いし、計算量は増加するが、双方の周波数変換部の遅延
量を適応的に制御してもよいことは明らかである。
以上、詳細に説明したように本発明によれば、周波数軸
上のパターンマツチングの機能と時間軸上のパターンマ
ツチングの機能を持ち、この２軸のパターンマツチング
を線形予測係数を用いて、同時に行うので、正確かつ簡
単なマツチング処理となり、不特定話者用の音声認識装
置におけるパターンマツチング方式として、認識率の向
上が期待出来る。
上のパターンマツチングの機能と時間軸上のパターンマ
ツチングの機能を持ち、この２軸のパターンマツチング
を線形予測係数を用いて、同時に行うので、正確かつ簡
単なマツチング処理となり、不特定話者用の音声認識装
置におけるパターンマツチング方式として、認識率の向
上が期待出来る。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の実施例のＳＰＭ部の内部構成図、第３図（ａ） 、
（ｂ）は第２図の周波数変換部の内部構成図、第４図
は変化量ｇ １ｆｎ）を求めるフィルタの回路図、第５
図はＤＰＭ部のパターンマツチングの説明図、第６図は
周波数変換部の別の構成例を示す回路図である。 １．２−・・レジスタ、 ３・・・パターンマツチング部（ＳＰＭ部）、４・・・
パターンマツチング部（ＤＰＭ部）３１．３２−・・周
波数変換部、 ３１□、３１°２，３３．−・・遅延素子（オールバス
フィルタ）、３１ｃ、３３ｃ、３０２，３０４−−−乗
算器、３１ａ、３３ａ、３０１，３０３−−−加算器、
３３ｄ −・・フィルタ、 ３０５−・・遅延器。
図の実施例のＳＰＭ部の内部構成図、第３図（ａ） 、
（ｂ）は第２図の周波数変換部の内部構成図、第４図
は変化量ｇ １ｆｎ）を求めるフィルタの回路図、第５
図はＤＰＭ部のパターンマツチングの説明図、第６図は
周波数変換部の別の構成例を示す回路図である。 １．２−・・レジスタ、 ３・・・パターンマツチング部（ＳＰＭ部）、４・・・
パターンマツチング部（ＤＰＭ部）３１．３２−・・周
波数変換部、 ３１□、３１°２，３３．−・・遅延素子（オールバス
フィルタ）、３１ｃ、３３ｃ、３０２，３０４−−−乗
算器、３１ａ、３３ａ、３０１，３０３−−−加算器、
３３ｄ −・・フィルタ、 ３０５−・・遅延器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 線形予測分析による特徴量を用いてパターンマッチング
を行う音声認識装置のパターンマッチング方式において
、 （ａ）入力パターン及び標準パターンの線形予測係数あ
るいは線形予測より得られる諸係数のデータを記憶する
と共に、指定信号が示す時刻のデータを出力する記憶手
段、 （ｂ）遅延素子部をオールパスフィルタで置き換えた適
応非巡回型フィルタから成り前記記憶手段からの入力パ
ターンのデータを周波数変換する第１の変換手段と、遅
延素子部をオールパスフィルタで置き換えた適応非巡回
型フィルタから成り前記記憶手段からの標準パターンの
データを周波数変換する第２の変換手段と、第１の変換
手段及び第２の変換手段の出力データの距離を計算する
と共に、該距離が最小となるように第１の変換手段及び
第２の変換手段のうち少なくとも一方の遅延量を制御し
て最小の距離に基づく周波数軸上のパターンマッチング
の残差を出力する制御手段とから構成される第１のパタ
ーンマッチング部、（ｃ）前記制御手段からの残差に基
づいて、動的計画法による時間軸上でのパターンマッチ
ングを行って残差を出力すると共に前記記憶手段に指定
信号を与える第２のパターンマッチング部、とを具備す
ることを特徴とするパターンマッチング方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10642087A JPS63273900A (ja) | 1987-05-01 | 1987-05-01 | パタ−ンマツチング方式 |
| US07/186,577 US4916743A (en) | 1987-04-30 | 1988-04-27 | Pattern matching system |
| EP88303794A EP0290190B1 (en) | 1987-04-30 | 1988-04-27 | Pattern matching system |
| CA000565459A CA1334689C (en) | 1987-04-30 | 1988-04-29 | Pattern matching system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10642087A JPS63273900A (ja) | 1987-05-01 | 1987-05-01 | パタ−ンマツチング方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63273900A true JPS63273900A (ja) | 1988-11-10 |
Family
ID=14433174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10642087A Pending JPS63273900A (ja) | 1987-04-30 | 1987-05-01 | パタ−ンマツチング方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63273900A (ja) |
-
1987
- 1987-05-01 JP JP10642087A patent/JPS63273900A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Smith et al. | Bark and ERB bilinear transforms | |
| CA1157564A (en) | Sound synthesizer | |
| US4544919A (en) | Method and means of determining coefficients for linear predictive coding | |
| US5978759A (en) | Apparatus for expanding narrowband speech to wideband speech by codebook correspondence of linear mapping functions | |
| EP0814639B1 (en) | Spectral transposition of a digital audio signal | |
| Gardner et al. | Theoretical analysis of the high-rate vector quantization of LPC parameters | |
| Barnwell | Recursive windowing for generating autocorrelation coefficients for LPC analysis | |
| EP0970462B1 (en) | Recognition system | |
| CA1061906A (en) | Speech signal fundamental period extractor | |
| US5687104A (en) | Method and apparatus for generating decoupled filter parameters and implementing a band decoupled filter | |
| Yegnanarayana | Design of recursive group-delay filters by autoregressive modeling | |
| JPS58207100A (ja) | 次数を減らした波形形成多項式を用いるｌｐｃ符号化方法 | |
| US4809331A (en) | Apparatus and methods for speech analysis | |
| US20030088417A1 (en) | Speech analysis method and speech synthesis system | |
| US5577160A (en) | Speech analysis apparatus for extracting glottal source parameters and formant parameters | |
| JPS6152479B2 (ja) | ||
| JPS63273900A (ja) | パタ−ンマツチング方式 | |
| Zhao et al. | Sliding window order-recursive least-squares algorithms | |
| US6049814A (en) | Spectrum feature parameter extracting system based on frequency weight estimation function | |
| DE69624207T2 (de) | Sprachkodierer mit Vorrichtung zur Abschätzung der Abweichung des Leistungsverlaufs eines synthetischen Signals von einem Eingangssignal | |
| Smith et al. | The one-filter Keefe clarinet tonehole | |
| Nein et al. | Incorporating error shaping technique into LSF vector quantization | |
| US4899386A (en) | Device for deciding pole-zero parameters approximating spectrum of an input signal | |
| JPS63274999A (ja) | 音声認識装置のパタ−ン・マッチング装置 | |
| JPS58105294A (ja) | 信号波形認識方式 |