JPS63290170A - Ｐｗｍインバ−タ装置 - Google Patents

Ｐｗｍインバ−タ装置

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JPS63290170A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流入力から、例えば、トランジスタ等のス
イッチング素子をオン・オフを制御することにより、所
望の多相交流出力を得るＰＷＭインバータ装置に関する
ものであり、特に、オン・オフ動作をさせるためのスイ
ッチング信号即ちＰＷＭ信号の作成方法に関する 〔従来の技術〕 上記ＰＷＭ信号を得る方法としては、従来、各相電圧指
令となる正弦波信号を変調波である三角波信号と比較し
、各スイッチング素子のオン・オフ信号を得る方法が一
般的であり、例えば、昭和６０年９月７日発刊「インバ
ータ応用マニュアル」　（以下、従来技術１という）の
頁２８〜３４にフルブリッジの単相インバータを例に原
理説明されている。また、最近では、多相インバータの
ＰＷＭ信号を空間電圧ベクトルの合成として取扱う方式
があり、単位時間当りの時間平均ベクトルが所望の瞬時
電圧ベクトルの指令値と一致するように各スイッチング
素子のオン・オフ時間を制御する方法が開発されている
（特願昭５９−２５１００１号、以下、従来技術２とい
う）。
第２図は上記従来技術１の単相インバータの回路構成を
示したもので、Ｓ　Ｉ””　Ｓ　ａはトランジスタ等の
スイッチング素子を示しており、第３図にこれらスイッ
チング素子に対するスイッチング信号（オン・オフ信号
）の作成方法を示している。
第３図において、（ａ）は正弦波信号と変調波である三
角波の関係を示し、正弦波信号の振幅が大、即ち、高電
圧出力時の正弦波信号は実線で、低電圧時の正弦波信号
は鎖線で表されている。同図（′ｂ）は上記高電圧出力
時の各スイッチング素子のオン・オフ信号を示し、同図
（ｅ）は低電圧時のオン・オフ信号を示している。
次に、上記従来技術２について、第４図〜第６図を参照
して説明する。
第４図において、ｌはＰＷＭ制御方式の３相インバータ
の主回路（以下、インバータという）であって、トラン
ジスタの如きスイッチング素子５ＢｐＳＳｂＰ、Ｓ　ｃ
ｐｓ　Ｓａｓ、Ｓ　＞Ｈｓ　ＳＣＮ、をブリッジ接続し
てなる。２はインバータ負荷である３相誘導電動機の一
次巻線、３は上記スイッチング素子をオン・オフするた
めの点弧信号を作成する点弧信号発生回路である。
第４図に示す３相負荷に印加される電圧がインバータ１
から給電される場合の電圧ベクトルＶは、上記従来技術
２で開示されているように、第５図に示す如きインバー
タ１の上記スイッチング素子のオン・オフの状態に対応
した離散的な電圧ベクｌ−／しＶｏ〜Ｖフし乃”ＥＴる
こと力ｊでさｔい。
ＰＷＭインバータはこの離散的な電圧ベクトルを高速で
切換えることにより等価的に連続的な電圧ベクトルを発
生させると考えることができる。第５図における（０１
０、Ｏ）、（１１０，０）・・・の記号は、上記スイッ
チング素子のスイッチング素子対Ｓｓ　　Ｃ３ａｐ−３
−ｓ＋）　、Ｓｂ　　Ｃ５ｂｐ−。
Ｓ　ｂｓ）　、Ｓ　ｃ（Ｓ　ｃＰ、　Ｓ　ｃＮ）のオン
・オフ状態を示す記号であって、記号１は添字Ｐがある
スイッチング素子がオン、添字Ｎがあるスイチング素子
がオフであることを示し、記号０は上記の反転を示す。
但し、（１、ｌ、１）及び（０，０，０）はともに負荷
端がスイッチング素子により短絡された状態であり、電
圧ベクトルとしては大きさ０の零ベクトル０となる。
上記従来技術２では、離散的な電圧ベクトルの単位時間
Ｔ、における平均電圧ベクトルが所望の任意な瞬時電圧
ベクトルに一致するような上記電圧ベクトル７ａ−？？
の組合わせ及び各発生時間について説明しており、例え
ば、第５図における■１　とｖｔにはさまれた領域に大
きさ　ＩＶ“１の電圧ベクトルＶ“を発生させる場合は
、電圧ベクトルｖ３、■２．０を発生させ、各々の発生
時間をＴ−、Ｔｂ　ＳＴｃとすると、 但し、Ｔ、＋７’、＋’ｉ”ｃ＝Ｔ。
該（１）式において、θ”はＶ′″のｖｌからの角度、
Ｋは入力直流電圧Ｅｄを含む係数である。
上記離散的な電圧ベクトルＶ、　、Ｖ、　、Ｏの発生順
序については時間的平均という原理上から何ら制約され
るものではない。即ち、時間Ｔ１において（１）式で与
えられる各時間により、Ｖ、−Ｖ２−〇の順に切換えを
行った場合も、０−■、−ｖｌの順でも平均の電圧ベク
トルは同一となり、任意の切換え順序において平均ベク
トルは同一のものが得られる。しかし、この時、各スイ
ッチング素子のオン・オフの状態の遷移（スイッチング
遷移）は異なる。第６図は、２つの連続した単位時間２
・Ｔ１において、下記の（ａ）、（ｂ）２通りの切換え
順序とした時の各スイッチン素子対Ｓ−１Ｓｂ、Ｓｃの
スイッチング遷移例を示したものである。（ａ）了−Ｗ
、−ｖ、−ＴｍＹｔ　−Ｖ　＋ｃｂ＋Ｖ＋　−ｖｚ　−
ｏ　−Ｔ−Ｖｔ　−ｖ＋ここで、Ｏベクトルは前述のよ
うに、（０，０，０）、（１，１，１）の２通りのスイ
ッチング状態をとることができるが、第６図（ａ）、世
）に示す（）内のスイッチング動作を行った場合、（ａ
）、（ｂ）ともにスイッチング素子対Ｓ、が２倍のスイ
ッチング回数となり、スイッチング動作に伴う素子損失
やドライブ回路の損失が増大し、また、特定の相に集中
する点で好ましくない。更に、第６図＋ａ）、中）のス
イッチング遷移図を比較すると、（ａｌでは、２・Ｔ１
期間に各相スイッチング素子が１回スイッチングするの
に対して、（ｂ）ではスイッチング素子対Ｓ、が常時１
であり、スイッチングが不要となり、スイッチング素子
対Ｓｂ、Ｓ、（７）１回のスイッチングで平均化が達成
され、上記損失の面から有利となる。
以下、スイッチング遷移図（ａｌの場合のように各相の
スイッチング動作が必要なスイッチング遷移の場合を３
相変調スイッチング信号（以下、単に、３相変調という
）、スイッチング遷移開山）の場合のように１相のスイ
ッチング動作が不要な場合を２相変態スイッチング信号
（以下、単に、２相変調という）と呼ぶことにすると、
前記従来技術１の３角波比較方式は、３相インバータに
適用した場合、スイッチング遷移は、第６図（ａ）の遷
移パターンとなり３相変調となる。周知の通り、上記２
相変調は、最近、電圧利用率（直流電圧入力に対する最
大交流出力電圧の比）及び高調波成分の実効値に対して
正弦波信号の３角波比較に較べ有利である。
〔発明が解決しようとする問題点〕
前記したスイッチング素子対Ｓ−（Ｓ−ｐ−３−ｓ）　
　、　５ｂ（Ｓｈｙ、　Ｓｂ＊）　　、　Ｓｃ　　　（
ＳｃＰ、　　５ｃＮ）　　は′両者が同時にオンした場
合、直流電圧Ｅｄを短絡してスイッチング素子の破壊を
招くので、一方がオンのとき他方をオフ制御する上、一
方をオン状態からオフさせる場合にスイッチング素子の
ドライブ回路の遅れやスイッチング素子のオフ遅れがあ
るため、他方のオン信号を正規のタイミングより遅らせ
る短絡防止回路を必要とする。第７図はこの短絡防止回
路の１例を１相当り示したもので、オンディレィ要素７
１により各スイッチング素子に対するオン信号を所定時
間Ｔ４だけ遅延させる動作をする。ＳＸはスイッチング
信号、Ｓ　ＸＰ”は正側スイッチング信号、Ｓ　ＸＮ′
″は負側スイッチング信号、ＳＸＰは正側オン信号、Ｓ
ＸＮは負側オン信号である。従って、各スイッチング素
子のオン信号は上記のような非線形要素によって変形さ
れることになる。
上記２相変調による場合、零ベクトル０の発生時間の割
合いが大きくなる低電圧領域において、該変形の影響が
大きく、インバータ出力電圧のひずみ率が著しく大きく
なるという問題がある。以下、これについて説明する。
第６図（ｂｌに示した２相変調のスイッチング遷移図に
おいて、零ペタトルＯの発生時間ＴＯの割合が増大し、
時間Ｔ１、Ｔｂ　、Ｔｃの割合が減少するに従い、スイ
ッチング素子Ｓｂ、Ｓｃが０となる状態継続時間が減少
することになる。このようなスイッチング信号（ＰＷＭ
信号）が要求された場合の上記短絡防止回路の信号関係
は第８図に示すようになり、負側のスイッチング素子の
オン信号Ｓ□が短絡防止期間Ｔｄのために消失し、常時
オフ信号となる。また、明らかに、オン信号のパルス巾
が短絡防止期間Ｔ４以下のオン信号は全て消失するため
、この時、パルス巾の微調整による出力電圧の制御は不
可能であることから、出力電圧のひずみ率は所望の出力
電圧が低いこともあり、著しく増大する。この影響は特
に誘導電動機のようなりアクタンス負荷に給電する場合
、周波数と電圧が比例関係にあるため、リアクタンス値
が極めて小とな−る領域であることから、負荷電流のひ
ずみが大きく、該誘導電動機を安定に運転することがで
きない。
更に、負荷電流を検出して電流指令値との偏差が零とな
るように電圧指令値を変化させる電流マイナーループを
附加した場合においても、上記パルスの消失は一種の不
感帯として作用することになり、マイナーループの波形
改善効果は期待できないばかりか系の不安定要素となっ
て電流ひずみを増大させることがある。
この発明は上記問題を解消するためになされたもので、
スイッチング信号を２相変調により生成した場合の、ス
イッチング損失、電圧利用率、高調波実効値の面におけ
る利点を有するとともに短絡防止回路等の影響によるス
イッチング信号の変形に伴う影響を受けに（クシ、低電
圧出力領域においてもひずみ率の小さい出力を得ること
ができこの発明は上記目的を達成するため、各相がスイ
ッチング動作を行う３相変調のスイッチング信号を作成
する第１の手段と、１相のスイッチング動作が不要とな
る２相変調のスイッチング信号を作成する第２の手段と
を有し、両手段を、例えば、インバータ出力電圧の振幅
値に基づき切換える構成としたものである。
〔作用〕
この発明では、２相変調によるスイッチング信号のオン
・オフデユーティ比が大きくなり、短絡防止回路等によ
る影響が太き（なる場合には、３相変調に切換えればよ
いので、２相変調による制御の持つ利点と３相変調によ
る制御■のもつ利点とを共に生かすことができる。
〔実施例〕
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図において、３１はベクトル合成器であって、相電
圧瞬時値指令値Ｖ、”　、Ｖｂ”、ｖｅ″１から瞬時電
圧ベクトルの指令値ｖ０を演算して、ベクトルＶ°の大
きさ　Ｉ　ｖ　０１と該ベクトルの基準方向からの角度
θを出力する。３２はラッチ回路であって、上記ＩＶ−
１をラッチする。３３はラッチ回路であって、上記角度
θをラッチする。両ラッチ回路３２と３３は単位時間Ｔ
１毎にデータを取り込み、Ｔ１の間該データを保持する
ことにより電圧ベクトルの平均値化を行う。３４は２相
変調のＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成回路３５は
３相変調のＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ信号作成回路、
３６はデータセレクタ、３７は切換信号発生回路である
。上記３１〜３７によりＰＷＭインバータの点弧信号発
生回路３０が構成されている。
次に、この装置の動作について説明する。
２相変調のＰＷＭ信号作成回路３４は、例えば、第６図
（ｂ）に示したスイッチング遷移図となるスイッチング
モードを与えるスイッチング信号を作成する。一方、３
相変調、のＰＷＭ信号作成回路３５は、例えば、第６図
（ａｌに示したスイッチング遷移図となるスイッチング
モードを与えるスイッチング信号を作成する。これらの
各スイッチング信号は次段のデータセレクタ３６に出力
される。
前述の如く、２相変調のスイッチング信号が大きく変形
を受けるのは、オン・オフデユーティ比が大となる相が
存在することに起因し、これは零ベクトル０の発生時間
Ｔｏの割合が高くなることを意味し、更に、インバータ
出力電圧の振幅が小となることとも等価である。従って
、インバータの出力電圧振幅と一意に対応する電圧ベク
トル指令値の大きさｖｌにより、ｖｏがある値以下にな
ると、２相変調から３相変調に切換える。切換信号発生
回路３７はＩｖｏｌが上記ある値以下になると、切換信
号をデータセレクタ３６を送出する。これにより、デー
タセレクタ３６は短絡防止回路７に送出するスイッチン
グ信号を２相変調から３相変調に切換える。
３相変調のスイッチングモードの例を第６図（ａ）に示
したが、ここで、零ベクトル０の発生時間Ｔｏの割合が
増加する場合を見ると、スイッチング素子対Ｓ　ａ　ｓ
　Ｓ　ｂ　ＳＳ　ｃの各相のスイッチング状ａＯおよび
１の比が１に近づくことが理解される。これは第３図中
）および（Ｃ）の比較によって低電圧時はど、スイッチ
ング信号のデユーティが５０％に近づくことがわかる。
上記のようなパルスが短絡防止回路７に入力される場合
の変形を第９図に示しである。３相変調の場合は低電圧
となるはどオン・オフのパルス中が広くなることから、
２相変調（第８図）のようなパルスの消失は生じない。
しかしながら、ＳＸＰ、ＳＸＨのオンはＴ１分だけ遅延
されるため、この影響は皆無ではないが、オン及びオフ
パルスの巾は微調整することは可能であり、Ｔ、以下の
オンパルスが完全に消失する２相変調に較べて影響は相
当に小さくなる。更に、上記微調整が可能であることは
、電流マイナーループを附加することによってこの影響
を補償することが可能であることを意味し、２相変調が
不感帯を生じる点に対して大きな利点である。
なお、上記実施例では、ＰＷＭ変調作成方法として従来
技術２の方法を用いたが、実施的に３相変調、２相変温
償号を作成するものであれば他の方法でもよい。
また、切換信号発生回路３７は、電圧ベクトル指令値の
大きさＦ　°Ｉを取り込み監視するが、この切換えは要
するに２相変調において各スイッチング信号のオンパル
ス巾が零ベクトル０の増加により小となることを避ける
ことがその目的であり、スイッチング状態に対応する量
であれば何でもよく、例えば、周波数指令信号や零ベク
トル発生時間ＴＯ等の諸量を取り込んで監視する構成と
してもよい。
〔発明の効果〕
この発明は以上説明した通り、２相変調と３相変調を切
換える構成としたことにより、インバータの出力電圧の
ひずみ率が極端に大きくなることを防止して安定した運
転を達成することができ、また、入力直流電圧に対する
交流出力電圧比を高くとることができ、更に、スイッチ
ング損失を低減することができる利点を有する。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の実施例を示すブロック図、第２図は
単相インバータの主回路を示す図、第３図は従来のＰＷ
Ｍ信号作成方法を説明するための図、第４図は３相イン
バータ装置の回路構成図、第５図は電圧ベクトル図、第
６図はスイッチング状態の遷移図、第７図は短絡防止回
路例を示す図、第８図及び第９図は上記短絡防止回路に
よる波形変形作用を説明するための波形図である。 図において、７・−・短絡防止回路、３１−・−ベクト
ル合成器、３２．３３−・ラッチ回路、３４・−・２相
変態ＰＷＭ信号作成回路、３５・・・３相変１１ＰＷＭ
信号作成回路、３６−ジータセレクタ、３７・−切換信
号発生回路。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 直流電圧を入力し、スイッチング素子と上記スイッチン
    グ素子のオン・オフ動作を制御する制御手段を有し、少
    なくとも、上記直流電圧の正極側に一端が接続される正
    側スイッチング素子の全てが同時にオンである状態と、
    上記直流電圧の負極側に一端が接続される負側スイッチ
    ング素子の全てが同時にオンである状態と、正側スイッ
    チング素子の群、負側スイッチング素子の群のいずれの
    スイッチング素子群も全て同時にオンでない状態を組み
    合わせ、かつ、上記状態の継続時間を制御することによ
    り所望の多相交流出力電圧を得るＰＷＭインバータ装置
    において、各相のスイッチング素子のいずれについても
    該スイッチング素子が１回スイッチングする期間に他相
    のスイッチングが少なくとも１回行われるようなスイッ
    チング信号を作成する第１の手段と、いずれかの相がス
    イッチングする期間に一度もスイッチングが行われない
    相が少なくとも１相存在するようなスイッチング信号を
    作成する第２の手段、及び上記第１の手段と上記第２の
    手段を切換える切換手段とを有するＰＷＭインバータ装
    置。 （２）切換手段が、インバータ出力電圧の振幅値もしく
    は相当量に基づき切換え動作を行うことを特徴とする特
    許請求の範囲第１項記載のＰＷＭインバータ装置。
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