JPS6331969B2 - - Google Patents
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- JPS6331969B2 JPS6331969B2 JP58106206A JP10620683A JPS6331969B2 JP S6331969 B2 JPS6331969 B2 JP S6331969B2 JP 58106206 A JP58106206 A JP 58106206A JP 10620683 A JP10620683 A JP 10620683A JP S6331969 B2 JPS6331969 B2 JP S6331969B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/005—Feeding arrangements without the use of line transformers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
- H04M3/005—Interface circuits for subscriber lines
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
＜発明の分野＞
本発明は、有線通信で使用される２線式線路と
４線式線路とを結合する２線−４線変換回路に関
する。
４線式線路とを結合する２線−４線変換回路に関
する。
＜従来技術＞
有線通信において、双方向通信を行う２線式線
路と片方向通信を行う４線式線路とを結合し、２
線式線路からの信号を４線式出力線へ導き、４線
式入力線からの信号を２線式線路へ導き、４線式
入力線から４線式出力線へ至るまわり込み信号を
消去する２線−４線変換回路が使用されている。
路と片方向通信を行う４線式線路とを結合し、２
線式線路からの信号を４線式出力線へ導き、４線
式入力線からの信号を２線式線路へ導き、４線式
入力線から４線式出力線へ至るまわり込み信号を
消去する２線−４線変換回路が使用されている。
従来この種の回路には第１の例としてトランス
を使用したいわゆるトランスハイブリツド回路が
良く知られている。
を使用したいわゆるトランスハイブリツド回路が
良く知られている。
また第２の例として、近年の通信機器の電子化
にともない、４線式入力線の信号から、インピー
ダンス回路網を使用して２線式線路に伝達された
信号を模擬し、実際に２線式線路に発生した信号
から、この摸擬信号を電子回路を使用して減算す
ることによつて、まわりこみ信号を消去する電子
化ハイブリツト回路が、Keiichi Yasuda、
Koichi Hasegawa and Hiroyuki Endo
“Design and Performance of Subscriber Line
Interface Module for Digital Switching
System” ISSCC'80に提案されている。
にともない、４線式入力線の信号から、インピー
ダンス回路網を使用して２線式線路に伝達された
信号を模擬し、実際に２線式線路に発生した信号
から、この摸擬信号を電子回路を使用して減算す
ることによつて、まわりこみ信号を消去する電子
化ハイブリツト回路が、Keiichi Yasuda、
Koichi Hasegawa and Hiroyuki Endo
“Design and Performance of Subscriber Line
Interface Module for Digital Switching
System” ISSCC'80に提案されている。
さらに第３の例として、２線式線路の入力イン
ピーダンスを電子的に合成する点からは、２線式
線路の差電圧を検出し、２線式線路へ信号を発生
する信号源に帰還をかけ、この帰還量を帰還回路
内部のインピーダンス回路網によつてコントロー
ルし、必要な入力インピーダンスを実現する方法
がD.W.AULL、D.A.SPIRES、P.C.DAVIS and
S.F.MOYER“Ａ High−Voltage IC for ａ
Transfomerless Trunk and Subscriber Line
Interface”IEEE Journal of Solid−State
Circuits、Vol.SC−16.4、August 1981に提案さ
れている。
ピーダンスを電子的に合成する点からは、２線式
線路の差電圧を検出し、２線式線路へ信号を発生
する信号源に帰還をかけ、この帰還量を帰還回路
内部のインピーダンス回路網によつてコントロー
ルし、必要な入力インピーダンスを実現する方法
がD.W.AULL、D.A.SPIRES、P.C.DAVIS and
S.F.MOYER“Ａ High−Voltage IC for ａ
Transfomerless Trunk and Subscriber Line
Interface”IEEE Journal of Solid−State
Circuits、Vol.SC−16.4、August 1981に提案さ
れている。
このようなハイブリツド回路で信号の伝達特性
を決定するインピーダンス値としては、２線式線
路の終端インピーダンスZT、２線式線路への信号
の送出インピーダンスZS、ハイブリツド回路に接
続する２線式線路と端末の合成インピーダンスで
あり、ハイブリツド回路の負荷となる負荷インピ
ーダンスZL、この負荷インピーダンスを模擬した
バランスインピーダンスZB、がある。このうち、
４線式入力線から４線式出力線に到るまわりこみ
信号を減衰される点からは、特にZLとZBの値が一
致することが重要であることは周知のとおりであ
る。また、一数にZTとZSは同じ値をとる。
を決定するインピーダンス値としては、２線式線
路の終端インピーダンスZT、２線式線路への信号
の送出インピーダンスZS、ハイブリツド回路に接
続する２線式線路と端末の合成インピーダンスで
あり、ハイブリツド回路の負荷となる負荷インピ
ーダンスZL、この負荷インピーダンスを模擬した
バランスインピーダンスZB、がある。このうち、
４線式入力線から４線式出力線に到るまわりこみ
信号を減衰される点からは、特にZLとZBの値が一
致することが重要であることは周知のとおりであ
る。また、一数にZTとZSは同じ値をとる。
ところで、既存のハイブリツド回路では、ZT、
ZS、ZBを合成するために３つ以上のインピーダン
ス回路網を必要とする。たとえば、第１の例のト
ランスハイブリツド回路では、４線式入力線とト
ランスの４線式線路側巻線の一端子との間に１個
のインピーダンス回路網（例えば600Ωが使用さ
れる。）、トランスの４線式線路側巻線の反対側端
子とアースとの間に１個のインピーダンス回路網
（例えば600Ω）、トランスの４線式線路側巻線の
中点との間にバランスネツトワークという具合
に、３個のインピーダンス回路網が必要である。
ZS、ZBを合成するために３つ以上のインピーダン
ス回路網を必要とする。たとえば、第１の例のト
ランスハイブリツド回路では、４線式入力線とト
ランスの４線式線路側巻線の一端子との間に１個
のインピーダンス回路網（例えば600Ωが使用さ
れる。）、トランスの４線式線路側巻線の反対側端
子とアースとの間に１個のインピーダンス回路網
（例えば600Ω）、トランスの４線式線路側巻線の
中点との間にバランスネツトワークという具合
に、３個のインピーダンス回路網が必要である。
また、第２の例の電子化ハイブリツトでは、２
線式線路の線間に接続したインピーダンス回路網
のインピーダンスによりZTを構成し、ハイインピ
ーダンスのアンプによつて２線式線路の差電圧を
検出し、４線式入力線の信号は２線式線路へ伝送
するとともに、その信号からZSとZBのそれぞれに
比例したインピーダンス回路網を使用して、演算
増幅器等で２線式線路電圧を模擬し、検出した差
電圧との差をとつて、まわりこみ信号を消去する
が、これも３個のインピーダンス回路網を必要と
する。
線式線路の線間に接続したインピーダンス回路網
のインピーダンスによりZTを構成し、ハイインピ
ーダンスのアンプによつて２線式線路の差電圧を
検出し、４線式入力線の信号は２線式線路へ伝送
するとともに、その信号からZSとZBのそれぞれに
比例したインピーダンス回路網を使用して、演算
増幅器等で２線式線路電圧を模擬し、検出した差
電圧との差をとつて、まわりこみ信号を消去する
が、これも３個のインピーダンス回路網を必要と
する。
さらに、第３の例の帰還回路を使用する場合で
も、ZT合成用に１個のインピーダンス回路網、ま
わりこみ防止用にＺＴ、ZBに比例した２個のイン
ピーダンス回路網、４線式入力線から２線式線路
へ到る伝達特性を所望の特性にするために、４線
式入力線側につけられたZTに比例した１個のイン
ピーダンス回路網と、合計４個のインピーダンス
回路網を使用している。
も、ZT合成用に１個のインピーダンス回路網、ま
わりこみ防止用にＺＴ、ZBに比例した２個のイン
ピーダンス回路網、４線式入力線から２線式線路
へ到る伝達特性を所望の特性にするために、４線
式入力線側につけられたZTに比例した１個のイン
ピーダンス回路網と、合計４個のインピーダンス
回路網を使用している。
さらにまた、後者の第２ならびに第３の例は、
電子化によつて回路の小形化をねらつたものであ
るが、これらの回路の特徴は、まわりこみ消去回
路が４線式入力線から２線式線路へ至る伝達特性
に影響を与えないよう構成されている点であり、
これにより、ZT、ZS合成用の１個のインピーダン
ス回路網とは独立に、まわりこみ防止用にZT、ZB
に比例した２個のインピーダンス回路網が必要で
あり、本質的に３個以上のインピーダンス回路網
を必要としている。
電子化によつて回路の小形化をねらつたものであ
るが、これらの回路の特徴は、まわりこみ消去回
路が４線式入力線から２線式線路へ至る伝達特性
に影響を与えないよう構成されている点であり、
これにより、ZT、ZS合成用の１個のインピーダン
ス回路網とは独立に、まわりこみ防止用にZT、ZB
に比例した２個のインピーダンス回路網が必要で
あり、本質的に３個以上のインピーダンス回路網
を必要としている。
また、前記第１、第２、第３の例のハイブリツ
ド回路は、バランスインピーダンスZBが負荷イン
ピーダンスZLと一致しても、ZT≠ZLであれば、４
線式入力線から２線式出力線への伝達特性が、周
波数特性を持ち波形歪みを生じるという欠点があ
る。すなわちこの欠点は、上記第１、第２、第３
の例の４線式入力線から２線式出力線への伝達特
性が、いずれもインピーダンスZS＝ZTを持つ信号
源から負荷インピーダンスZLへ信号を供給する等
価回路でかけるため、ZB＝ZLであつても、ZL／LS
が実数でなければ、伝達特性は周波数特性を持つ
ことに起因する。
ド回路は、バランスインピーダンスZBが負荷イン
ピーダンスZLと一致しても、ZT≠ZLであれば、４
線式入力線から２線式出力線への伝達特性が、周
波数特性を持ち波形歪みを生じるという欠点があ
る。すなわちこの欠点は、上記第１、第２、第３
の例の４線式入力線から２線式出力線への伝達特
性が、いずれもインピーダンスZS＝ZTを持つ信号
源から負荷インピーダンスZLへ信号を供給する等
価回路でかけるため、ZB＝ZLであつても、ZL／LS
が実数でなければ、伝達特性は周波数特性を持つ
ことに起因する。
＜発明の目的＞
本発明の目的は、ZT、ZS、ZBを合成するインピ
ーダンス回路網を２個以下とした２線−４線変換
回路を提供することにある。
ーダンス回路網を２個以下とした２線−４線変換
回路を提供することにある。
本発明の他の目的は、実際のZT、ZS、ZBの１よ
り大きな定数倍のインピーダンス回路網を使用し
て、ZT、ZS、ZBを合成する方法で回路の消費電力
の減少、高精度化を実現した２線−４線変換回路
を提供することにある。
り大きな定数倍のインピーダンス回路網を使用し
て、ZT、ZS、ZBを合成する方法で回路の消費電力
の減少、高精度化を実現した２線−４線変換回路
を提供することにある。
本発明のさらに別の目的は、任意のZLに対して
４線式入力線より２線式出力線へ至る周波数特性
のない伝達特性を有する２線−４線変換回路を提
供することにある。
４線式入力線より２線式出力線へ至る周波数特性
のない伝達特性を有する２線−４線変換回路を提
供することにある。
＜発明の概要＞
本発明の２線−４線変換回路は、
２線式線路の差信号を検出する第１の手段と、
該第１の手段から得られる差信号から前記４線式
入力線の信号成分のみを消去し、前記４線式出力
線の信号として検出する第２の手段と、 前記４線式出力線への信号に比例し、第１の２
端子インピーダンス回路網のインピーダンスに反
比例する信号と、前記４線式入力線の信号に比例
し、第２の２端子インピーダンス回路網のインピ
ーダンスに反比例する信号と、前記検出された２
線式線路の差信号との重みつき和を帰還信号とす
る第３の手段と、 それぞれ前記帰還信号を入力として互いに逆極
性の電圧を発生する第４、第５の手段と、 該第４の手段の一方と前記２線式線路の一方と
を結合し、また該第５の手段の一方と前記２線式
線路の他方とを結合する第３、第４のインピーダ
ンス回路網と、 前記４線式入力線の信号を前記２線式線路へ伝
達し、前記２線式線路から到来した信号を４線式
出力線に伝達し、前記４線式入力線から前記４線
式出力線への信号のまわりこみを最小とするよう
にしたことを特徴とする。
該第１の手段から得られる差信号から前記４線式
入力線の信号成分のみを消去し、前記４線式出力
線の信号として検出する第２の手段と、 前記４線式出力線への信号に比例し、第１の２
端子インピーダンス回路網のインピーダンスに反
比例する信号と、前記４線式入力線の信号に比例
し、第２の２端子インピーダンス回路網のインピ
ーダンスに反比例する信号と、前記検出された２
線式線路の差信号との重みつき和を帰還信号とす
る第３の手段と、 それぞれ前記帰還信号を入力として互いに逆極
性の電圧を発生する第４、第５の手段と、 該第４の手段の一方と前記２線式線路の一方と
を結合し、また該第５の手段の一方と前記２線式
線路の他方とを結合する第３、第４のインピーダ
ンス回路網と、 前記４線式入力線の信号を前記２線式線路へ伝
達し、前記２線式線路から到来した信号を４線式
出力線に伝達し、前記４線式入力線から前記４線
式出力線への信号のまわりこみを最小とするよう
にしたことを特徴とする。
＜実施例の説明＞
次に図面を参照して本発明の実施例について説
明する。
明する。
第１図は、本発明の２線４線変換回路の一実施
例の基本構成を示すブロツク図である。ブロツク
１は、２線式線路Ｔ，Ｒに接続され、この２線式
線路Ｔ，Ｒからの入力信号Ｓ０の差信号Ｓ１を検
出する手段である。ブロツク２は、ブロツク１が
検出した差信号７１と４線式入力線RXの信号Ｓ
２とを、まわりこみ量を消去するような極性で重
みつきの加算を行い、４線式出力線TXへの信号
S3として検出する手段である。ブロツク３は、
インピーダンスZT′をもつ第１の２端子インピー
ダンス回路網８と、インピーダンス回路ZB′をも
つ第２の２端子インピーダンス回路網９とともに
動作し、４線式出力線TXの信号Ｓ３に比例し、
第１の２端子インピーダンス回路網８のインピー
ダンスZT′に反比例した信号Ｓ４と、４線式入力
線RXの信号Ｓ２に比例し、第２の２端子インピ
ーダンス回路網９のインピーダンスZB′に反比例
した信号Ｓ５と、ブロツク１が検出した２線式線
路の差信号Ｓ１との重みつき和を、帰還信号Ｓ６
とする手段である。ブロツク４およびブロツク５
は、それぞれ該帰還信号Ｓ６を入力として、互い
に減極性の信号電圧を発生する２線式線路電圧発
生電圧源である。ブロツク６，７はそれぞれ２線
式線路電圧発生電圧源４，５の出力と２線式線路
のＴまたはＲとを結合するインピーダンス回路網
である。
例の基本構成を示すブロツク図である。ブロツク
１は、２線式線路Ｔ，Ｒに接続され、この２線式
線路Ｔ，Ｒからの入力信号Ｓ０の差信号Ｓ１を検
出する手段である。ブロツク２は、ブロツク１が
検出した差信号７１と４線式入力線RXの信号Ｓ
２とを、まわりこみ量を消去するような極性で重
みつきの加算を行い、４線式出力線TXへの信号
S3として検出する手段である。ブロツク３は、
インピーダンスZT′をもつ第１の２端子インピー
ダンス回路網８と、インピーダンス回路ZB′をも
つ第２の２端子インピーダンス回路網９とともに
動作し、４線式出力線TXの信号Ｓ３に比例し、
第１の２端子インピーダンス回路網８のインピー
ダンスZT′に反比例した信号Ｓ４と、４線式入力
線RXの信号Ｓ２に比例し、第２の２端子インピ
ーダンス回路網９のインピーダンスZB′に反比例
した信号Ｓ５と、ブロツク１が検出した２線式線
路の差信号Ｓ１との重みつき和を、帰還信号Ｓ６
とする手段である。ブロツク４およびブロツク５
は、それぞれ該帰還信号Ｓ６を入力として、互い
に減極性の信号電圧を発生する２線式線路電圧発
生電圧源である。ブロツク６，７はそれぞれ２線
式線路電圧発生電圧源４，５の出力と２線式線路
のＴまたはＲとを結合するインピーダンス回路網
である。
上記各ブロツクの説明で用いた重みつき和にお
ける重みは、回路中の信号レベルの大きさをどの
ようにするかによつて決定するものであり、回路
の実現上、位相反転、定数倍等の様々なバリエー
シヨンが可能なものであるが、後述するような原
理式に従がつた動作を基本としたバリエーシヨン
である限り、本発明の請求範囲に含まれるもので
ある。
ける重みは、回路中の信号レベルの大きさをどの
ようにするかによつて決定するものであり、回路
の実現上、位相反転、定数倍等の様々なバリエー
シヨンが可能なものであるが、後述するような原
理式に従がつた動作を基本としたバリエーシヨン
である限り、本発明の請求範囲に含まれるもので
ある。
次に第１の回路の定性的な動作を説明する。
ブロツク１は、２線式線路端に生じた同相信号
を除去し、差信号Ｓ１のみを検出する。この差信
号Ｓ１は、４線式入力線RXから入力され２線式
線路へ伝達された信号Ｓ２と、２線式線路を経由
して到来した信号との和である。従つて、ブロツ
ク２においてこの差信号Ｓ１から、４線式入力線
RXの信号Ｓ２分を引き算することによつて、２
線式線路を経由して到来した信号Ｓ０のみを検出
し、４線式出力線TXの信号Ｓ３とすることがで
きる。
を除去し、差信号Ｓ１のみを検出する。この差信
号Ｓ１は、４線式入力線RXから入力され２線式
線路へ伝達された信号Ｓ２と、２線式線路を経由
して到来した信号との和である。従つて、ブロツ
ク２においてこの差信号Ｓ１から、４線式入力線
RXの信号Ｓ２分を引き算することによつて、２
線式線路を経由して到来した信号Ｓ０のみを検出
し、４線式出力線TXの信号Ｓ３とすることがで
きる。
２線式線路からみた回路の入力インピーダンス
ZTは、ブロツク１が高入力インピーダンスであれ
ば、入力電圧の変動に対する２線式線路電圧発生
電圧源の変動と、その間に存在するインピーダン
ス回路網のインピーダンスZFによつて決定され
る。このうち２線式線路電圧発生電圧源の電圧変
動は、帰還系を構成する第１のインピーダンス回
路網８によつて可変であり、、後述するように入
力インピーダンスZTを、第１のインピーダンス回
路網８のインピーダンス値ZT′の定数分の１とす
ることができる。ブロツク１から直接にブロツク
３に至るパスは、帰還信号Ｓ６のうち、周波数特
性を持たない成分の信号Ｓ１の帰還を行う。
ZTは、ブロツク１が高入力インピーダンスであれ
ば、入力電圧の変動に対する２線式線路電圧発生
電圧源の変動と、その間に存在するインピーダン
ス回路網のインピーダンスZFによつて決定され
る。このうち２線式線路電圧発生電圧源の電圧変
動は、帰還系を構成する第１のインピーダンス回
路網８によつて可変であり、、後述するように入
力インピーダンスZTを、第１のインピーダンス回
路網８のインピーダンス値ZT′の定数分の１とす
ることができる。ブロツク１から直接にブロツク
３に至るパスは、帰還信号Ｓ６のうち、周波数特
性を持たない成分の信号Ｓ１の帰還を行う。
４線式入力線から２線式線路への伝達特性を考
えてみると、４線式入力線RXからブロツク２、
第２のインピーダンス回路網９を介して帰還系に
入り、後述するように、第１のインピーダンス回
路網８によつて、可変の送出インピーダンスで２
線式線路へ信号を発生する。この信号は、第のイ
ンピーダンス回路網９のインピーダンス値ZB′に
よつて、２線式線路の負荷インピーダンスZLの周
波数特性を補正することが可能であり、後述する
ようにインピーダンスZB′をインピーダンスZLの
定数倍とすることによつて、４線式入力線から２
線式線路へ周波数特性のない伝送が可能である。
えてみると、４線式入力線RXからブロツク２、
第２のインピーダンス回路網９を介して帰還系に
入り、後述するように、第１のインピーダンス回
路網８によつて、可変の送出インピーダンスで２
線式線路へ信号を発生する。この信号は、第のイ
ンピーダンス回路網９のインピーダンス値ZB′に
よつて、２線式線路の負荷インピーダンスZLの周
波数特性を補正することが可能であり、後述する
ようにインピーダンスZB′をインピーダンスZLの
定数倍とすることによつて、４線式入力線から２
線式線路へ周波数特性のない伝送が可能である。
本発明に依る回路の動作原理は以下のようにな
る。この説明では簡単のために第１図中のブロツ
ク１は、２線式線路の差信号Ｓ１を１倍で検出
し、ブロツク４はブロツク３が出力する帰還信号
Ｓ６の１倍の振幅の電圧を発生し、ブロツク５は
この帰還信号Ｓ６の−１倍の振幅の電圧を発生す
るものとし、４線式入力線RXから２線式線路へ
の伝達関数と、２線式線路から４線式出力線TX
への伝達関数とが、ともに１となる特性を持つ回
路を設定する。
る。この説明では簡単のために第１図中のブロツ
ク１は、２線式線路の差信号Ｓ１を１倍で検出
し、ブロツク４はブロツク３が出力する帰還信号
Ｓ６の１倍の振幅の電圧を発生し、ブロツク５は
この帰還信号Ｓ６の−１倍の振幅の電圧を発生す
るものとし、４線式入力線RXから２線式線路へ
の伝達関数と、２線式線路から４線式出力線TX
への伝達関数とが、ともに１となる特性を持つ回
路を設定する。
この特性を得るためには第１図のブロツク２、
ブロツク３、２端子インピーダンス回路網８，
９、４線式入力線RX、４線式出力線TXを含み、
ブロツク１の出力Ｓ１からブロツク３の出力Ｓ６
に至る部分を、第２図に示すような特性を持つ回
路で構成すればよい。すなわち、第１図のブロツ
ク１の出力Ｓ１は加算器AD１で、４線式入力線
RXの信号Ｓ２を減算されて、４線式出力線TX
の信号Ｓ３となる。この部分は、第１図のブロツ
ク２に対応する。
ブロツク３、２端子インピーダンス回路網８，
９、４線式入力線RX、４線式出力線TXを含み、
ブロツク１の出力Ｓ１からブロツク３の出力Ｓ６
に至る部分を、第２図に示すような特性を持つ回
路で構成すればよい。すなわち、第１図のブロツ
ク１の出力Ｓ１は加算器AD１で、４線式入力線
RXの信号Ｓ２を減算されて、４線式出力線TX
の信号Ｓ３となる。この部分は、第１図のブロツ
ク２に対応する。
４線式入力線RXから入力した信号Ｓ２は、ブ
ロツク８でZF′／ZB′倍されて加算器AD２で加算
され、帰還信号Ｓ６の一部となる。４線式出力線
TXの信号Ｓ３は、ブロツク９でZF′／ZT′倍され
て加算器AD２で減算され、帰還信号Ｓ６の一部
となる。また、入力された信号Ｓ１はブロツクＤ
で1/2倍されて、加算器AD２で加算され帰環信
号Ｓ６の一部となる。加算器AD２で重みつき和
をとられた帰還信号Ｓ６は、第１図のブロツク３
の出力に対応する出力を発生する。
ロツク８でZF′／ZB′倍されて加算器AD２で加算
され、帰還信号Ｓ６の一部となる。４線式出力線
TXの信号Ｓ３は、ブロツク９でZF′／ZT′倍され
て加算器AD２で減算され、帰還信号Ｓ６の一部
となる。また、入力された信号Ｓ１はブロツクＤ
で1/2倍されて、加算器AD２で加算され帰環信
号Ｓ６の一部となる。加算器AD２で重みつき和
をとられた帰還信号Ｓ６は、第１図のブロツク３
の出力に対応する出力を発生する。
このような回路で、まず２線式線路からみた回
路の入力インピーダンスZioは次のようになる。
路の入力インピーダンスZioは次のようになる。
２線式線路の差電圧がＶだけ変化すると、２つ
の２線式線路電圧発生電圧源間の電圧は、２（１／２ −ZF′／ZT′）Ｖだけ変化し、Ｉ＝｛Ｖ−２（１／２− ZF′／ZT′）Ｖ｝／2ZFなる電流が流れ込むから、 Zio＝Ｖ／Ｉ＝ZFZT′／ZF′ ……(1) となり、ここでZT′＝mZT、ZF′＝mZFとすること
により、 Zio＝ZT ……(2) となる。
の２線式線路電圧発生電圧源間の電圧は、２（１／２ −ZF′／ZT′）Ｖだけ変化し、Ｉ＝｛Ｖ−２（１／２− ZF′／ZT′）Ｖ｝／2ZFなる電流が流れ込むから、 Zio＝Ｖ／Ｉ＝ZFZT′／ZF′ ……(1) となり、ここでZT′＝mZT、ZF′＝mZFとすること
により、 Zio＝ZT ……(2) となる。
次に２線式線路の負荷インピーダンスがZLの状
態で、４線式入力線RXの信号電圧VRXから２線
式線路の信号電圧V2Wへの伝達関数H42を求める
と次のようになる。帰還信号は、（１／２−ZF′／ZT′
） V2W＋（ZF′／ZT＋ZF′／ZB）VRXであり、これが２個の ２線式線路電圧発生電圧源で互いに逆極性の電圧
となり、その電位差をZL／（ZL＋2ZF）倍したも
のがV2Wとなるから、次の式が成立する。
態で、４線式入力線RXの信号電圧VRXから２線
式線路の信号電圧V2Wへの伝達関数H42を求める
と次のようになる。帰還信号は、（１／２−ZF′／ZT′
） V2W＋（ZF′／ZT＋ZF′／ZB）VRXであり、これが２個の ２線式線路電圧発生電圧源で互いに逆極性の電圧
となり、その電位差をZL／（ZL＋2ZF）倍したも
のがV2Wとなるから、次の式が成立する。
2ZL／ZL＋2ZF｛（１／２−ZF′／ZT′）V2W＋（ZF′／Z
T＋ZF′／ZB）VRX｝ ＝V2W ……(3) (3)式を変形し、ZT′＝mZT、ZF′＝mZFとすれ
ば、 H42＝V2W／VRX＝ZL／ZT＋ZLZT＋ZB／ZB……(4) すなわち、ZB＝ZLとすることにより、H42＝１
となり周波数特性は平坦になる。
T＋ZF′／ZB）VRX｝ ＝V2W ……(3) (3)式を変形し、ZT′＝mZT、ZF′＝mZFとすれ
ば、 H42＝V2W／VRX＝ZL／ZT＋ZLZT＋ZB／ZB……(4) すなわち、ZB＝ZLとすることにより、H42＝１
となり周波数特性は平坦になる。
また、２線式線路の負荷インピーダンスがZLの
状態で、４線式入力線RXの信号Ｓ２から４線式
出力線TXの信号Ｓ３へ至る信号のまわりこみ量
の伝達関数H44は、ZB＝ZLとすれば(4)式よりH42
＝１であるから、加算器AD１で４線式入力線
RXの信号Ｓ２を減算することによつてH44＝０
となる。同様に２線式線路から４線式出力線TX
へ到る伝達関数は、１である。
状態で、４線式入力線RXの信号Ｓ２から４線式
出力線TXの信号Ｓ３へ至る信号のまわりこみ量
の伝達関数H44は、ZB＝ZLとすれば(4)式よりH42
＝１であるから、加算器AD１で４線式入力線
RXの信号Ｓ２を減算することによつてH44＝０
となる。同様に２線式線路から４線式出力線TX
へ到る伝達関数は、１である。
以上のような回路構成で必要とするインピーダ
ンス回路網の数はインピーダンス回路網８，９の
２個である。なお、インピーダンス回路網６，７
のインピーダンスは任意の値を選択できるから、
リアクタンス素子を必要とせず単なる抵抗で十分
であり、実用上インピーダンス回路網として数え
る必要はない。
ンス回路網の数はインピーダンス回路網８，９の
２個である。なお、インピーダンス回路網６，７
のインピーダンスは任意の値を選択できるから、
リアクタンス素子を必要とせず単なる抵抗で十分
であり、実用上インピーダンス回路網として数え
る必要はない。
次に第１図に示した基本構成を第３図に示した
回路図により更に詳細に説明する。
回路図により更に詳細に説明する。
演算増幅器１１は抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４とともに
２線式線路信号Ｓ０の差信号Ｓ１を検出する。こ
こで、Ｒ１１／Ｒ１２＝Ｒ１３／Ｒ１４、２線式
線路Ｔ，Ｒの電圧をそれぞれVT，VRとすると、
演算増幅器１１の出力の振幅は差信号VT−VRの
−１倍である。ブロツク１０はこの差信号Ｓ１の
直流分のみを検出し、それに応じて、２線式線路
に適当なループ電流を流すような演算増幅器４
１，５１の直流動作点を定める手段であるが、詳
細はここでは省略する。
２線式線路信号Ｓ０の差信号Ｓ１を検出する。こ
こで、Ｒ１１／Ｒ１２＝Ｒ１３／Ｒ１４、２線式
線路Ｔ，Ｒの電圧をそれぞれVT，VRとすると、
演算増幅器１１の出力の振幅は差信号VT−VRの
−１倍である。ブロツク１０はこの差信号Ｓ１の
直流分のみを検出し、それに応じて、２線式線路
に適当なループ電流を流すような演算増幅器４
１，５１の直流動作点を定める手段であるが、詳
細はここでは省略する。
演算増幅器１１の出力Ｓ１はコンデンサーＣ１
で直流カツトされ、交流分のみが後段へ伝達され
る。演算増幅器２１は抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３ととも
に、演算増幅器１１が検出した差信号Ｓ１から４
線式入力線RXの信号Ｓ２を減じ、４線式出力線
TXの信号Ｓ３とする。
で直流カツトされ、交流分のみが後段へ伝達され
る。演算増幅器２１は抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３ととも
に、演算増幅器１１が検出した差信号Ｓ１から４
線式入力線RXの信号Ｓ２を減じ、４線式出力線
TXの信号Ｓ３とする。
演算増幅器３１は第１のインピーダンス回路網
８、第２のインピーダンス回路網９、抵抗Ｒ３
１，Ｒ３２とともに、演算増幅器４１，５１への
帰還信号Ｓ６を作る。ここで抵抗Ｒ３１とＲ３２
の抵抗値をＲ３２＝２Ｒ３１に設定することによ
り、第２図のブロツクＤにおける1/2の成分を作
り出す。演算増幅器OP１は抵抗Ｒ１，Ｒ２とと
もに、４線式入力線RXの信号Ｓ２を反転する。
また、演算増幅器OP２は抵抗Ｒ３，Ｒ４ととも
に演算増幅器３１の出力信号Ｓ６を反転し信号
６を発生する。演算増幅器４１，５１はそれぞれ
抵抗Ｒ４１，Ｒ４２ならびに抵抗Ｒ５１，Ｒ５２
とともに、互いに逆極性の電圧を発生する線路電
圧発生電圧源を構成する。演算増幅器４１側には
演算増幅器OP２の出力信号６が、また演算増
幅器５１側には演算増幅器３１の出力信号Ｓ６が
それぞれコンデンサーＣ２，Ｃ３によつて直流分
をカツトして加えられる。抵抗Ｒ６１，Ｒ７１は
２線式線路Ｔ，Ｒと２個の線路電圧発生電圧源
４，５とを結合する。
８、第２のインピーダンス回路網９、抵抗Ｒ３
１，Ｒ３２とともに、演算増幅器４１，５１への
帰還信号Ｓ６を作る。ここで抵抗Ｒ３１とＲ３２
の抵抗値をＲ３２＝２Ｒ３１に設定することによ
り、第２図のブロツクＤにおける1/2の成分を作
り出す。演算増幅器OP１は抵抗Ｒ１，Ｒ２とと
もに、４線式入力線RXの信号Ｓ２を反転する。
また、演算増幅器OP２は抵抗Ｒ３，Ｒ４ととも
に演算増幅器３１の出力信号Ｓ６を反転し信号
６を発生する。演算増幅器４１，５１はそれぞれ
抵抗Ｒ４１，Ｒ４２ならびに抵抗Ｒ５１，Ｒ５２
とともに、互いに逆極性の電圧を発生する線路電
圧発生電圧源を構成する。演算増幅器４１側には
演算増幅器OP２の出力信号６が、また演算増
幅器５１側には演算増幅器３１の出力信号Ｓ６が
それぞれコンデンサーＣ２，Ｃ３によつて直流分
をカツトして加えられる。抵抗Ｒ６１，Ｒ７１は
２線式線路Ｔ，Ｒと２個の線路電圧発生電圧源
４，５とを結合する。
ここでＲ１１〜Ｒ１４≫Ｒ６１，Ｒ７１に選定
することによつて、Ｒ１１〜Ｒ１４を含む差電圧
検出回路１は等価的にハイインピーダンスとみな
される。一例としてこの回路でR11＝R12＝R13
＝R14、R21＝R22＝R23、R32＝R2R31、R1＝
R2、R3＝R4、R41＝R42、R51＝R52、R31＝
mR61＝mR71、ZT′＝mZT、ZB′＝mZBの条件に
することにより、前述の原理で示したような特性
が得られる。
することによつて、Ｒ１１〜Ｒ１４を含む差電圧
検出回路１は等価的にハイインピーダンスとみな
される。一例としてこの回路でR11＝R12＝R13
＝R14、R21＝R22＝R23、R32＝R2R31、R1＝
R2、R3＝R4、R41＝R42、R51＝R52、R31＝
mR61＝mR71、ZT′＝mZT、ZB′＝mZBの条件に
することにより、前述の原理で示したような特性
が得られる。
＜発明の効果＞
以上説明したように、本発明は前述したような
回路構成をとることにより、２線−４線変換回路
が必要とするインピーダンス素子を２個にでき、
また、４線式入力線から２線式線路へ至る周波数
特性を任意の負荷インピーダンスZLに対して平坦
とする効果がある。
回路構成をとることにより、２線−４線変換回路
が必要とするインピーダンス素子を２個にでき、
また、４線式入力線から２線式線路へ至る周波数
特性を任意の負荷インピーダンスZLに対して平坦
とする効果がある。
第１図は本発明の一実施例の基本構成を示すブ
ロツク図、第２図は、第１図の要部を具体的に示
すブロツク図、第３図は第１図に示した本発明の
一実施例を更に詳細に示す回路図である。 Ｔ，Ｒ……２線式線路、RX……４線式入力
線、TX……４線式出力線、１……第１の手段、
２……第２の手段、３……第３の手段、４……第
４の手段、５……第５の手段、６，７……第３、
第４のインピーダンス回路網、８，９……第１、
第２のインピーダンス回路網。
ロツク図、第２図は、第１図の要部を具体的に示
すブロツク図、第３図は第１図に示した本発明の
一実施例を更に詳細に示す回路図である。 Ｔ，Ｒ……２線式線路、RX……４線式入力
線、TX……４線式出力線、１……第１の手段、
２……第２の手段、３……第３の手段、４……第
４の手段、５……第５の手段、６，７……第３、
第４のインピーダンス回路網、８，９……第１、
第２のインピーダンス回路網。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２線式線路と４線式入力線ならびに４線式出
力線とを結合する回路網において、 該２線式線路の差信号を検出する第１の手段
と、該第１の手段から得られる差信号から前記４
線式入力線の信号成分のみを消去し、前記４線式
出力線の信号として検出する第２の手段と、 前記４線式出力線への信号に比例し、第１の２
端子インピーダンス回路網のインピーダンスに反
比例する信号と、前記４線式入力線の信号に比例
し、第２の２端子インピーダンス回路網のインピ
ーダンスに反比例する信号と、前記検出された２
線式線路の差信号との重みつき和を帰還信号とす
る第３の手段と、 それぞれ前記帰還信号を入力として互いに逆極
性の電圧を発生する第４、第５の手段と、 該第４の手段の一方と前記２線式線路の一方と
を結合し、また該第５の手段の一方と前記２線式
線路の他方とを結合する第３、第４のインピーダ
ンス回路網とを含み、 前記４線式入力線の信号を前記２線式線路へ伝
達し、前記２線式線路から到来した信号を４線式
出力線に伝達し、前記４線式入力線から前記４線
式出力線への信号のまわりこみを最小とするよう
にした２線−４線変換回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58106206A JPS59231930A (ja) | 1983-06-14 | 1983-06-14 | ２線−４線変換回路 |
| US06/565,975 US4600811A (en) | 1982-12-28 | 1983-12-27 | Subscriber line interface circuit |
| EP83307997A EP0112731B1 (en) | 1982-12-28 | 1983-12-29 | Subscriber line interface circuit |
| DE8383307997T DE3378455D1 (en) | 1982-12-28 | 1983-12-29 | Subscriber line interface circuit |
| CA000444391A CA1206649A (en) | 1982-12-28 | 1983-12-29 | Subscriber line interface circuit |
| AU22978/83A AU563506B2 (en) | 1982-12-28 | 1983-12-29 | Subscriber line interface circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58106206A JPS59231930A (ja) | 1983-06-14 | 1983-06-14 | ２線−４線変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59231930A JPS59231930A (ja) | 1984-12-26 |
| JPS6331969B2 true JPS6331969B2 (ja) | 1988-06-28 |
Family
ID=14427681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58106206A Granted JPS59231930A (ja) | 1982-12-28 | 1983-06-14 | ２線−４線変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59231930A (ja) |
-
1983
- 1983-06-14 JP JP58106206A patent/JPS59231930A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59231930A (ja) | 1984-12-26 |
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