JPS6333399B2 - - Google Patents
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- JPS6333399B2 JPS6333399B2 JP54158070A JP15807079A JPS6333399B2 JP S6333399 B2 JPS6333399 B2 JP S6333399B2 JP 54158070 A JP54158070 A JP 54158070A JP 15807079 A JP15807079 A JP 15807079A JP S6333399 B2 JPS6333399 B2 JP S6333399B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- primary
- phase
- induction motor
- speed
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導電動機を速度検出器を用いること
なく十分な精度で速度制御可能な誘導電動機の速
度制御装置に関する。
なく十分な精度で速度制御可能な誘導電動機の速
度制御装置に関する。
誘導電動機を可変周波電源装置（以下インバー
タ装置と記す）を用いて駆動する場合、電動機の
回転速度Ｎは次式で与えられる。
タ装置と記す）を用いて駆動する場合、電動機の
回転速度Ｎは次式で与えられる。
Ｎ＝60／p0（1−s） ……(1)
ここに、P0：極対数、1：駆動周波数、s：す
べり周波数。
べり周波数。
(1)式におけるすべり周波数sはトルクに比例し
て変化するため、駆動周波数1が一定値である場
合では回転速度Ｎがトルクに応じて変動する。こ
のため単に駆動周波数1を一定に保つだけでは精
度のよい速度制御を行えない。一方、電動機の軸
端に速度検出器を取付け、速度指令と速度検出器
の信号との偏差に応じて駆動周波数1を制御すれ
ば高い精度が得られるが、しかし、速度検出器が
必要であり、取付が面倒で電動機周りの構造が複
雑になると共に速度信号の伝送用に長距離ケーブ
ルが必要であるなどの不都合がある。
て変化するため、駆動周波数1が一定値である場
合では回転速度Ｎがトルクに応じて変動する。こ
のため単に駆動周波数1を一定に保つだけでは精
度のよい速度制御を行えない。一方、電動機の軸
端に速度検出器を取付け、速度指令と速度検出器
の信号との偏差に応じて駆動周波数1を制御すれ
ば高い精度が得られるが、しかし、速度検出器が
必要であり、取付が面倒で電動機周りの構造が複
雑になると共に速度信号の伝送用に長距離ケーブ
ルが必要であるなどの不都合がある。
そのため、速度検出器を用いずにすべり周波数
sを検出し、すべり周波数sが所定値となるよう
にすべり周波数制御を行う方式として、誘導電動
機の１次電圧V1と１次電流I1から励磁電流成分In
を演算により求め、電流I1とInの比からすべり周
波数sを演算する方法が提案されている。このこ
とは例えば特開昭54−11413号公報に記載されて
いる。
sを検出し、すべり周波数sが所定値となるよう
にすべり周波数制御を行う方式として、誘導電動
機の１次電圧V1と１次電流I1から励磁電流成分In
を演算により求め、電流I1とInの比からすべり周
波数sを演算する方法が提案されている。このこ
とは例えば特開昭54−11413号公報に記載されて
いる。
しかし、上述の文献にはすべり周波数を演算に
より求め、このすべり周波数を所定値に制御する
ことによりトルク等を安定に制御することが記載
されているだけで、速度制御を精度良く行うこと
について何ら開示されていない。
より求め、このすべり周波数を所定値に制御する
ことによりトルク等を安定に制御することが記載
されているだけで、速度制御を精度良く行うこと
について何ら開示されていない。
本発明の目的は、速度検出器を用いることなし
に高い精度で速度制御が行える誘導電動機の速度
制御装置を提供することにある。
に高い精度で速度制御が行える誘導電動機の速度
制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは周波数変換器から
誘導電動機に供給される一次電流と周波数変換器
の出力電圧の位相指令信号によつて一次電流のト
ルク電流成分を検出し、このトルク電流成分に基
づき一次周波数を修正し負荷の増減に応じて一次
周波数を増減するようにしたことにある。
誘導電動機に供給される一次電流と周波数変換器
の出力電圧の位相指令信号によつて一次電流のト
ルク電流成分を検出し、このトルク電流成分に基
づき一次周波数を修正し負荷の増減に応じて一次
周波数を増減するようにしたことにある。
本発明の他の特徴とするところは周波数変換器
から誘導電動機に供給される一次電流と周波数変
換器の出力電圧の位相指令信号によつて一次電流
のトルク電流成分を検出し、このトルク電流成分
に基づき誘導電動機のすべり周波数を演算により
求め、このすべり周波数演算値によつて一次周波
数を修正し負荷の増減に応じて一次周波数を増減
するようにしたことにある。
から誘導電動機に供給される一次電流と周波数変
換器の出力電圧の位相指令信号によつて一次電流
のトルク電流成分を検出し、このトルク電流成分
に基づき誘導電動機のすべり周波数を演算により
求め、このすべり周波数演算値によつて一次周波
数を修正し負荷の増減に応じて一次周波数を増減
するようにしたことにある。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において、１は商用交流電圧を整流する
ダイオード整流器、２は整流器１の出力電圧を平
滑するための平滑コンデンサ、３はGTOサイリ
スタを用いた電圧型PWMインバータ、４は誘導
電動機、５は速度指令回路、６は電動機の１次電
流を検出する電流検出器、７は１次電流のトルク
電流成分I1βと励磁電流電流成分I1αをそれぞれ検
出する電流成分検出器、８はI1β検出信号とI1α検
出信号に基づいてすべり周波数に比例した信号
（以下すべり周波数信号と記す）を検出するすべ
り周波数演算回路、９はすべり周波数信号と速度
指令信号を加算し、PWMインバータ３の出力周
波数を指令する周波数指令信号を出す加算器、１
０は加算器９の出力信号電圧に比例した周波数の
２相正弦波信号を発生する２相発振器、１１は電
動機の磁束量を指令する磁束指令回路、１２は磁
束指令信号と周波数指令信号を掛算し電圧指令信
号を出力する掛算器、１３，１４は発振器１０と
掛算器１２の出力信号を掛算する掛算器、１５は
２相信号を３相信号に変換する相数変換器、１６
はPWMインバータ３のGTOサイリスタのオ
ン・オフの周波数を制御する搬送波信号を発生す
る発振器、１７は相数変換器１５と発振器１６の
出力信号を比較し、パルス幅変調信号（PWM信
号）を出力する比較器、１８はPWMインバータ
３のGTOサイリスタをオン・オフ制御するため
のゲート信号を出力するゲートアンプである。
ダイオード整流器、２は整流器１の出力電圧を平
滑するための平滑コンデンサ、３はGTOサイリ
スタを用いた電圧型PWMインバータ、４は誘導
電動機、５は速度指令回路、６は電動機の１次電
流を検出する電流検出器、７は１次電流のトルク
電流成分I1βと励磁電流電流成分I1αをそれぞれ検
出する電流成分検出器、８はI1β検出信号とI1α検
出信号に基づいてすべり周波数に比例した信号
（以下すべり周波数信号と記す）を検出するすべ
り周波数演算回路、９はすべり周波数信号と速度
指令信号を加算し、PWMインバータ３の出力周
波数を指令する周波数指令信号を出す加算器、１
０は加算器９の出力信号電圧に比例した周波数の
２相正弦波信号を発生する２相発振器、１１は電
動機の磁束量を指令する磁束指令回路、１２は磁
束指令信号と周波数指令信号を掛算し電圧指令信
号を出力する掛算器、１３，１４は発振器１０と
掛算器１２の出力信号を掛算する掛算器、１５は
２相信号を３相信号に変換する相数変換器、１６
はPWMインバータ３のGTOサイリスタのオ
ン・オフの周波数を制御する搬送波信号を発生す
る発振器、１７は相数変換器１５と発振器１６の
出力信号を比較し、パルス幅変調信号（PWM信
号）を出力する比較器、１８はPWMインバータ
３のGTOサイリスタをオン・オフ制御するため
のゲート信号を出力するゲートアンプである。
第５図に電流成分検出器７の詳細な回路構成図
を示す。７１はiU，iV，iWを所定比率で加減算す
る加算器、７２はiWからiVを減算する減算器で、
これにより３相電流信号iU〜iWを２相電流信号ia，
ibに変換する。７３〜７６は２相発振器１０の出
力信号ａ，ｂと２相電流信号ia，ibを掛算する掛
算器、７７，７８は各掛算器の出力信号の加減算
を行う加減算器である。
を示す。７１はiU，iV，iWを所定比率で加減算す
る加算器、７２はiWからiVを減算する減算器で、
これにより３相電流信号iU〜iWを２相電流信号ia，
ibに変換する。７３〜７６は２相発振器１０の出
力信号ａ，ｂと２相電流信号ia，ibを掛算する掛
算器、７７，７８は各掛算器の出力信号の加減算
を行う加減算器である。
次にその動作について説明する。周知のように
電圧形パルス幅変調インバータ３はGTOサイリ
スタのオン・オフ時間を変化させることにより出
力電圧を可変にできる。具体的には相数変換器１
５からの電圧指令信号（正弦波）と発振器１６か
らの搬送波信号（３角波）を比較器１７において
比較し、その出力信号であるPWM信号に応じて
インバータ３のGTOサイリスタをオン・オフ制
御して出力電圧を電圧指令信号に比例するように
制御する。
電圧形パルス幅変調インバータ３はGTOサイリ
スタのオン・オフ時間を変化させることにより出
力電圧を可変にできる。具体的には相数変換器１
５からの電圧指令信号（正弦波）と発振器１６か
らの搬送波信号（３角波）を比較器１７において
比較し、その出力信号であるPWM信号に応じて
インバータ３のGTOサイリスタをオン・オフ制
御して出力電圧を電圧指令信号に比例するように
制御する。
次に、まず本発明の原理について説明する。誘
導電動機４の１次電流の励磁電流成分I1αおよび
トルク電流成分I1βは次式で与えられる。
導電動機４の１次電流の励磁電流成分I1αおよび
トルク電流成分I1βは次式で与えられる。
i1α＝１＋PT2／M′・φ2′ ……(2)
I1β＝2πs・T2／M′・φ2′ ……(3)
ここに、Ｐ：ｄ／dt（演算子）
T2：２次時定数
M′：１次−２次間相互インダクタンス
φ2′：２次鎖交磁束
s：すべり周波数
R2′：２次抵抗
すなわち、すべり周波数sは次式に従い演算で
きる。
きる。
s＝１／2πT2 I1β／〔I1α／（１＋PT2）〕 ……(4)
または、
s＝M′／2πT2・I1β／φ2′ ……(5)
一方、誘導電動機４の回転周波数rと駆後周波
数1は、 r＝1−s（２極機の場合） ……(6) の関係があるから、駆動周波数1を予めすべり周
波数s分だけ大きくしておき、 1′＝1＋s ……(7) なる1′を新たな駆動周波数とすれば、 r＝1′−s＝1 ……(8) の関係が成立する。すなわち、回転周波数rは、
元の駆動周波数1に対応する。
数1は、 r＝1−s（２極機の場合） ……(6) の関係があるから、駆動周波数1を予めすべり周
波数s分だけ大きくしておき、 1′＝1＋s ……(7) なる1′を新たな駆動周波数とすれば、 r＝1′−s＝1 ……(8) の関係が成立する。すなわち、回転周波数rは、
元の駆動周波数1に対応する。
このことから、速度指令信号を元の駆動周波数
1の指令信号に対応させ、これにすべり周波数s
相当の信号を加算し、それによりインバータ３の
出力周波数1′を制御すれば、回転速度rを速度
指令に精度よく一致させることができる。
1の指令信号に対応させ、これにすべり周波数s
相当の信号を加算し、それによりインバータ３の
出力周波数1′を制御すれば、回転速度rを速度
指令に精度よく一致させることができる。
以上が原理である。次に第１図の実施例の動作
について説明する。
について説明する。
電流成分検出器７はトルク電流成分I1βと励磁
電流成分I1αを次式の関係に従い検出する。まず、
電流検出器６で検出した３相の１次電流信号iU，
iV，iWを第５図に示す加減算器７１，７２により
２相信号ia，ibに変換する。その演算内容は下式
であり、そのベクトルの位相関係を第２図に示
す。
電流成分I1αを次式の関係に従い検出する。まず、
電流検出器６で検出した３相の１次電流信号iU，
iV，iWを第５図に示す加減算器７１，７２により
２相信号ia，ibに変換する。その演算内容は下式
であり、そのベクトルの位相関係を第２図に示
す。
ここに、ｋ：比例定数
このようにして得た２相信号ia，ibと２相発振
器１０の正弦波出力信号ａ，ｂを掛算器７３〜７
６で掛算し、励磁電流成分I1αとトルク電流成分
I1βの検出信号i1α，i1βを得る。その演算内容は次
式であり、ベクトルの位相関係を第３図に示す。
器１０の正弦波出力信号ａ，ｂを掛算器７３〜７
６で掛算し、励磁電流成分I1αとトルク電流成分
I1βの検出信号i1α，i1βを得る。その演算内容は次
式であり、ベクトルの位相関係を第３図に示す。
i1α＝−ｂ・ia＋ａ・ib＝k′Isinθ
i1β＝ａ・ia＋ｂ・ib＝k′・Icosθ ……(10)
ここに、k′：比例定数
Ｉ：１次電流の振幅
θ：信号ia，ibの信号ａ，ｂに対する遅れ位相
角度 ２相発振器１０の信号ａ，ｂと電動機４の１次
電圧は以下で述べるように位相が一致するため、
(10)式の演算により１次電流のトルク電流成分I1β
と励磁電流成分I1αが検出される。
角度 ２相発振器１０の信号ａ，ｂと電動機４の１次
電圧は以下で述べるように位相が一致するため、
(10)式の演算により１次電流のトルク電流成分I1β
と励磁電流成分I1αが検出される。
すべり周波数演算回路８の詳細な構成図を第６
図に示す。１次遅れ回路８１及び割算器８２から
成り、(4)式に対応した演算を行いすべり周波数s
に比例したすべり周波数演算信号が求められる。
このすべり周波数演算信号と速度指令回路５から
の速度指令信号が加算器９で加算され周波数指令
信号1となる。この関係については(7)(8)式等で述
べた通りである。
図に示す。１次遅れ回路８１及び割算器８２から
成り、(4)式に対応した演算を行いすべり周波数s
に比例したすべり周波数演算信号が求められる。
このすべり周波数演算信号と速度指令回路５から
の速度指令信号が加算器９で加算され周波数指令
信号1となる。この関係については(7)(8)式等で述
べた通りである。
２相発振器１０は周波数指令信号1に比例した
周波数をもつ２相正弦波信号ａ，ｂを発生する。
２相発振器１０は例えば周知の積分形鋸歯状波発
振器と関数発生器からなるものが用いられ、その
出力信号ａ，ｂは次式に示すような振巾が一定な
正弦波信号である。
周波数をもつ２相正弦波信号ａ，ｂを発生する。
２相発振器１０は例えば周知の積分形鋸歯状波発
振器と関数発生器からなるものが用いられ、その
出力信号ａ，ｂは次式に示すような振巾が一定な
正弦波信号である。
ａ＝sin（2π1t）
ｂ＝cos（2π1t） ……(11)
掛算器１３，１４は２相信号ａまたはｂと掛算
器１２からの電圧指令信号を掛算して次式に示す
信号ｃ，ｄを出力する。
器１２からの電圧指令信号を掛算して次式に示す
信号ｃ，ｄを出力する。
ｃ＝Asin（2π1t）
ｄ＝Acos（2π1t） ……(12)
ここに、Ａ：電圧指令信号電圧
相数変換器１５は周知の方法により２相信号
ｃ，ｄを３相信号に変換する。PWMインバータ
３の出力電圧は前述したようにしてこの３相信号
に比例するように制御されるが、このとき出力電
圧EU〜EWと１次電流IU〜IWの位相関係は第４図
に示すようになる。この際、１次電流の励磁電流
成分I1αとトルク電流成分I1βは次式で与えられ、
(10)式の検出信号i1α，i1βと比例関係が成立する。
ｃ，ｄを３相信号に変換する。PWMインバータ
３の出力電圧は前述したようにしてこの３相信号
に比例するように制御されるが、このとき出力電
圧EU〜EWと１次電流IU〜IWの位相関係は第４図
に示すようになる。この際、１次電流の励磁電流
成分I1αとトルク電流成分I1βは次式で与えられ、
(10)式の検出信号i1α，i1βと比例関係が成立する。
I1α＝Isinθ
I1β＝Icosθ ……（13）
以上のように制御するのであるが、一次電流の
トルク電流成分を検出してすべり周波数を演算に
より求め、このすべり周波数演算値によつて速度
指令信号を修正して一次周波数を制御している。
負荷の増減に応じて一次周波数を増減するように
しているので、電動機の回転速度を速度指令信号
に比例して精度よく制御することができる。また
速度検出器を省略できるので、特にその取付けが
困難な場合において大きな効果が得られる。
トルク電流成分を検出してすべり周波数を演算に
より求め、このすべり周波数演算値によつて速度
指令信号を修正して一次周波数を制御している。
負荷の増減に応じて一次周波数を増減するように
しているので、電動機の回転速度を速度指令信号
に比例して精度よく制御することができる。また
速度検出器を省略できるので、特にその取付けが
困難な場合において大きな効果が得られる。
ここで、第１図に示す実施例では磁束指令回路
１１及び掛算器１２の働きにより磁束量を任意に
制御することができる。しかし、磁束量一定の条
件で運転する場合では、励磁電流成分I1αは一定
であるため(4)式から明らかなようにs＝k″i1β
（k″：比例定数）とみなすことができる。したが
つて、この場合は第１図におけるすべり周波数演
算回路８を省略できる。また、すべり周波数sは
(5)式に従つても検出が可能である。したがつて、
すべり周波数演算回路８の代りに、トルク電流成
分I1βを磁束指令信号で割算してすべり周波数s
を演算して加算器９に加えるようにしても同一の
効果が得られる。
１１及び掛算器１２の働きにより磁束量を任意に
制御することができる。しかし、磁束量一定の条
件で運転する場合では、励磁電流成分I1αは一定
であるため(4)式から明らかなようにs＝k″i1β
（k″：比例定数）とみなすことができる。したが
つて、この場合は第１図におけるすべり周波数演
算回路８を省略できる。また、すべり周波数sは
(5)式に従つても検出が可能である。したがつて、
すべり周波数演算回路８の代りに、トルク電流成
分I1βを磁束指令信号で割算してすべり周波数s
を演算して加算器９に加えるようにしても同一の
効果が得られる。
以上説明したように、本発明は電圧位相指令信
号と一次電流とからトルク電流成分を検出し、こ
のトルク電流成分によつて速度指令信号を修正し
一次周波数を制御している。したがつて、電圧の
波形歪みによる影響を受けず、かつ負荷変化によ
る速度変化を修正しているので高精度の速度制御
を行える。
号と一次電流とからトルク電流成分を検出し、こ
のトルク電流成分によつて速度指令信号を修正し
一次周波数を制御している。したがつて、電圧の
波形歪みによる影響を受けず、かつ負荷変化によ
る速度変化を修正しているので高精度の速度制御
を行える。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図〜第４図は第１図の動作説明図、第５図は第１
図に示す電流成分検出器の詳細な回路構成図、第
６図は第１図に示すすべり周波数演算回路の詳細
な回路構成図である。 １……ダイオード整流器、２……平滑コンデン
サ、３……PWMインバータ、４……誘導電動
機、５……速度指令回路、６……電流検出器、７
……電流成分検出器、８……すべり周波数演算回
路、９……加算器、１０……２相発振器、１１…
…磁束指令回路、１２……掛算器、１３，１４…
…掛算器、１５……相数変換器、１６……発振
器、１７……比較器、１８……ゲートアンプ。
図〜第４図は第１図の動作説明図、第５図は第１
図に示す電流成分検出器の詳細な回路構成図、第
６図は第１図に示すすべり周波数演算回路の詳細
な回路構成図である。 １……ダイオード整流器、２……平滑コンデン
サ、３……PWMインバータ、４……誘導電動
機、５……速度指令回路、６……電流検出器、７
……電流成分検出器、８……すべり周波数演算回
路、９……加算器、１０……２相発振器、１１…
…磁束指令回路、１２……掛算器、１３，１４…
…掛算器、１５……相数変換器、１６……発振
器、１７……比較器、１８……ゲートアンプ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数変換器により一次周波数が速度指令値
に応じて制御される誘導電動機の速度制御装置に
おいて、前記周波数変換器から前記誘導電動機に
供給される一次電流と前記周波数変換器の出力電
圧の位相指令信号によつて前記一次電流のトルク
電流成分を検出し、このトルク電流成分に基づき
前記一次周波数を修正し負荷の増減に応じて前記
一次周波数を増減するようにしたことを特徴とす
る誘導電動機の速度制御装置。 ２ 周波数変換器により、一次周波数が速度指令
値に応じて制御される誘導電動機の速度制御装置
において、前記周波数変換器から前記誘導電動機
に供給される一次電流と前記周波数変換器の出力
電圧の位相指令信号によつて前記一次電流のトル
ク電流成分を検出し、このトルク電流成分に基づ
き前記誘導電動機のすべり周波数を演算により求
め、このすべり周波数演算値によつて前記一次周
波数を修正し負荷の増減に応じて前記一次周波数
を増減するようにしたことを特徴とする誘導電動
機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15807079A JPS5683291A (en) | 1979-12-07 | 1979-12-07 | Speed controller of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15807079A JPS5683291A (en) | 1979-12-07 | 1979-12-07 | Speed controller of induction motor |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61288840A Division JPS62171492A (ja) | 1986-12-05 | 1986-12-05 | 誘導電動機の速度制御装置 |
| JP61288841A Division JPS62171493A (ja) | 1986-12-05 | 1986-12-05 | 交流電動機の電流検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5683291A JPS5683291A (en) | 1981-07-07 |
| JPS6333399B2 true JPS6333399B2 (ja) | 1988-07-05 |
Family
ID=15663636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15807079A Granted JPS5683291A (en) | 1979-12-07 | 1979-12-07 | Speed controller of induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5683291A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60118085A (ja) * | 1983-11-28 | 1985-06-25 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
-
1979
- 1979-12-07 JP JP15807079A patent/JPS5683291A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5683291A (en) | 1981-07-07 |
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