JPS6333825B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6333825B2 JPS6333825B2 JP16573581A JP16573581A JPS6333825B2 JP S6333825 B2 JPS6333825 B2 JP S6333825B2 JP 16573581 A JP16573581 A JP 16573581A JP 16573581 A JP16573581 A JP 16573581A JP S6333825 B2 JPS6333825 B2 JP S6333825B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching circuit
- carrier wave
- output
- modulation
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、モノリシツクIC化が容易な高精度
の二重平衡変調器に関するものである。
の二重平衡変調器に関するものである。
無線通信において、信号の乗積、周波数変換な
どの操作を行なうために二重平衡変調器が広く用
いられている。無線機器の小形化をはかるために
は回路部品のモノリシツクIC化が有効であるが、
二重平衡変調器として従来用いられてきたリング
変調器はコイルを用いているので、モノリシツク
IC化は困難であつた。この点を改善したデイジ
タル回路素子による二重平衡変調器の従来の構成
例を図１に示す。図１において１は変調信号入力
端子、２は搬送波入力端子、３はＤ／Ａ変換器、
４は変調用切替回路、５は変調波出力端子であ
る。
どの操作を行なうために二重平衡変調器が広く用
いられている。無線機器の小形化をはかるために
は回路部品のモノリシツクIC化が有効であるが、
二重平衡変調器として従来用いられてきたリング
変調器はコイルを用いているので、モノリシツク
IC化は困難であつた。この点を改善したデイジ
タル回路素子による二重平衡変調器の従来の構成
例を図１に示す。図１において１は変調信号入力
端子、２は搬送波入力端子、３はＤ／Ａ変換器、
４は変調用切替回路、５は変調波出力端子であ
る。
この回路を動作させるには入力端子１に変調入
力信号Ｃ（ｔ）をデイジタル信号データとして加
え、搬送波入力端子２に搬送波cosωcｔを加え
る。Ｄ／Ａ変換器４はアナログ信号出力として、
第１アナログ出力Ｃとこれと相補的な第２アナロ
グ出力とをもち、それぞれＣ（ｔ），−Ｃ（ｔ）が
出力されるものとする。この２つのアナログ出力
は入力端子２から得られる搬送波で制御される変
調用切替回路４によつて交互に選択されて出力さ
れる。この結果、出力端子５にはＣ（ｔ）・cosωc
ｔを基本波成分とする平衡変調波が得られる。
力信号Ｃ（ｔ）をデイジタル信号データとして加
え、搬送波入力端子２に搬送波cosωcｔを加え
る。Ｄ／Ａ変換器４はアナログ信号出力として、
第１アナログ出力Ｃとこれと相補的な第２アナロ
グ出力とをもち、それぞれＣ（ｔ），−Ｃ（ｔ）が
出力されるものとする。この２つのアナログ出力
は入力端子２から得られる搬送波で制御される変
調用切替回路４によつて交互に選択されて出力さ
れる。この結果、出力端子５にはＣ（ｔ）・cosωc
ｔを基本波成分とする平衡変調波が得られる。
しかしながら、実際の回路ではＤ／Ａ変換器３
の２つのアナログ出力間に直流オフセツト電圧が
発生し、そのため変調波に搬送波成分が重畳され
る。特に直交変調器で定包絡線の角度変調を行な
う場合、変調波に搬送波成分が重畳されると、包
絡線変動が起こる。これを飽和形の増幅器に通す
と帯域外スペクトルを発生し、隣接チヤネルに妨
害を与えるので問題となる。
の２つのアナログ出力間に直流オフセツト電圧が
発生し、そのため変調波に搬送波成分が重畳され
る。特に直交変調器で定包絡線の角度変調を行な
う場合、変調波に搬送波成分が重畳されると、包
絡線変動が起こる。これを飽和形の増幅器に通す
と帯域外スペクトルを発生し、隣接チヤネルに妨
害を与えるので問題となる。
この搬送波成分の重畳を防ぐためには、Ｄ／Ａ
変換器の出力端子Ｃ，間のオフセツト電圧を零
にする必要があり、このため高精度のＤ／Ａ変換
器を用いるか、あるいは調整によつてオフセツト
電圧を零にしなければならないという欠点があつ
た。
変換器の出力端子Ｃ，間のオフセツト電圧を零
にする必要があり、このため高精度のＤ／Ａ変換
器を用いるか、あるいは調整によつてオフセツト
電圧を零にしなければならないという欠点があつ
た。
本発明はこのような欠点を改善するため、平衡
変調器の出力に重畳した搬送波成分が正相となる
モードと逆相となるモードを設け、この２つ
のモードを交互に使用することによつて搬送波成
分を平均化して消去したもので、その目的は無調
整でモノリシツクIC化の容易な二重平衡変調器
を提供することにある。
変調器の出力に重畳した搬送波成分が正相となる
モードと逆相となるモードを設け、この２つ
のモードを交互に使用することによつて搬送波成
分を平均化して消去したもので、その目的は無調
整でモノリシツクIC化の容易な二重平衡変調器
を提供することにある。
第２図に本発明による二重平衡変調器の実施例
を示す。この回路は第１図の回路にクロツク入力
端子６と、デイジタル信号切替回路７と補数回路
８と、搬送波切替回路９と、インバータ１０を付
加えたものである。
を示す。この回路は第１図の回路にクロツク入力
端子６と、デイジタル信号切替回路７と補数回路
８と、搬送波切替回路９と、インバータ１０を付
加えたものである。
この回路では入力端子１にデイジタル信号デー
タとして加えられた変調入力信号Ｃ（ｔ）は２つ
に分岐され、一方はそのままデイジタル信号切替
回路７へ入力され、もう一方は入力されたデータ
の２の補数を出力する補数回路８によつて−Ｃ
（ｔ）のデータに変換された後、デイジタル信号
切替回路７で入力される。また、入力端子２に加
えられた搬送波cosωcｔも分岐され、一方はその
まま搬送波切替回路９へ入力され、もう一方はイ
ンバータ１０によつて位相が反転された後切替回
路９へ入力される。一方、クロツク入力端子６に
は基底帯域信号の最高周波数のｎ倍（ｎ≧２）の
周波数のクロツクを入力し、これによつてデイジ
タル信号切替回路７及び搬送波切替回路９を制御
する。これら２つの切替回路は同期して動作し、
以下に示す２つのモードをクロツク毎に交互に切
替る。
タとして加えられた変調入力信号Ｃ（ｔ）は２つ
に分岐され、一方はそのままデイジタル信号切替
回路７へ入力され、もう一方は入力されたデータ
の２の補数を出力する補数回路８によつて−Ｃ
（ｔ）のデータに変換された後、デイジタル信号
切替回路７で入力される。また、入力端子２に加
えられた搬送波cosωcｔも分岐され、一方はその
まま搬送波切替回路９へ入力され、もう一方はイ
ンバータ１０によつて位相が反転された後切替回
路９へ入力される。一方、クロツク入力端子６に
は基底帯域信号の最高周波数のｎ倍（ｎ≧２）の
周波数のクロツクを入力し、これによつてデイジ
タル信号切替回路７及び搬送波切替回路９を制御
する。これら２つの切替回路は同期して動作し、
以下に示す２つのモードをクロツク毎に交互に切
替る。
モード：入力端子Ａ，Ｅが選択される。
モード：入力端子，が選択される。
デイジタル信号切替回路７の出力端子Ｃから得
たデータ及び搬送波切替回路９の出力端子Ｇから
得た搬送波は、Ｄ／Ａ変換器３と切替回路４とか
らなる従来の二重平衡変調器に入力されて平衡変
調された後、帯域通過フイルタ１１を介して出力
端子５に出力される。
たデータ及び搬送波切替回路９の出力端子Ｇから
得た搬送波は、Ｄ／Ａ変換器３と切替回路４とか
らなる従来の二重平衡変調器に入力されて平衡変
調された後、帯域通過フイルタ１１を介して出力
端子５に出力される。
切替回路がモードのとき、この回路は、第１
図の回路とまつたく同様の動作をする。このとき
Ｄ／Ａ変換器３のアナログ出力端子Ｃと間のオ
フセツト電圧差をδとすれば、出力される変調波
VI（ｔ）は VI（ｔ）＝Ｃ（ｔ）・cosωcｔ＋δ・cosωcｔ …(1) となる。上式の第２項は搬送波成分を表してい
る。一方モードのときの変調波V〓（ｔ）は V〓（ｔ）＝（−Ｃ（ｔ））・（−cosωcｔ）＋δ（−c
osωc
ｔ） …(2) となり、式(1)に対して平衡変調波成分は同相であ
るが、搬送波成分については逆相となる。そこで
モードとモードを交互に使用し、出力を平均
化すれば搬送波成分が打消され、理想的な平衡変
調波が得られる。帯域通過フイルタ１１は出力を
平均化する働きをもつており、その中心周波数は
搬送波周波数に等しく、帯域幅はモードとの
切替周波数の２倍以下とする必要がある。
図の回路とまつたく同様の動作をする。このとき
Ｄ／Ａ変換器３のアナログ出力端子Ｃと間のオ
フセツト電圧差をδとすれば、出力される変調波
VI（ｔ）は VI（ｔ）＝Ｃ（ｔ）・cosωcｔ＋δ・cosωcｔ …(1) となる。上式の第２項は搬送波成分を表してい
る。一方モードのときの変調波V〓（ｔ）は V〓（ｔ）＝（−Ｃ（ｔ））・（−cosωcｔ）＋δ（−c
osωc
ｔ） …(2) となり、式(1)に対して平衡変調波成分は同相であ
るが、搬送波成分については逆相となる。そこで
モードとモードを交互に使用し、出力を平均
化すれば搬送波成分が打消され、理想的な平衡変
調波が得られる。帯域通過フイルタ１１は出力を
平均化する働きをもつており、その中心周波数は
搬送波周波数に等しく、帯域幅はモードとの
切替周波数の２倍以下とする必要がある。
このようにして搬送波成分を平均化して消去し
ているので、Ｄ／Ａ変換器の精度がよくない場合
にも、明調整でモノリシツクIC化に適した高精
度の二重平衡変調器を実現することができる。
ているので、Ｄ／Ａ変換器の精度がよくない場合
にも、明調整でモノリシツクIC化に適した高精
度の二重平衡変調器を実現することができる。
本発明による二重平衡変調器を直交変調器に適
用した場合の実施例を第３図に示す。図において
１及び１２は変調信号入力端子、２は搬送波入力
端子、６はクロツク入力端子、１３は90゜移相器
である。７及び１４はデイジタル信号切替回路、
８及び１５は補数回路、３及び１６はＤ／Ａ変換
器、４及び１７は変調用切替回路、９及び１８は
搬送波切替回路、１０及び１９はインバータであ
り、このうち第２図と同じ番号を付した８，７，
３，４，９，１０が同相成分用の高精度二重平衡
変調器を構成し、残りの１５，１４，１６，１
７，１８，１９が直交成分用の高精度二重平衡変
調器を構成する。２０は同相成分と直交成分を重
畳する合成器、１１は帯域通過フイルタ、２１は
変調波出力端子である。直交形変調器は角度変調
方式一般に有効であるが、以下では問題点及びこ
の発明の特徴を具体的に述べるため、定包絡線の
位相変調波を発生させる場合について説明する。
第３図の回路を動作させるためには、入力端子１
及び１２にそれぞれcosφ（ｔ）、−sinφ（ｔ）なる
変調入力信号データを入力し、入力端子２及び６
にはそれぞれ第２図の回路と同様の搬送波及びク
ロツクを入力する。入力端子にデイジタル信号
データとして加えられた変調入力信号cosφ（ｔ）
と、入力端子２に加えられた同相搬送波cosωcｔ
は、同相成分用の高精度二重平衡変調器によつて
乗積され、合成器２０の入力端子１に入力され
る。同様に入力端子１２にデイジタル信号データ
として加えられた変調入力信号−sinφ（ｔ）と、
搬送波を90゜移相器１３に通して得られた直交搬
送波sinωcｔは、直交成分用の高精度二重平衡変
調器によつて乗積され、合成器２０の入力端子Ｑ
に入力される。入力端子Ｉ，Ｑに加えられた２つ
の信号は合成器２０で重畳された後、帯域通過フ
イルタ１１を介して出力端子２１に出力され、位
相変調波cos（ωcｔ＋φ（ｔ））が得られる。
用した場合の実施例を第３図に示す。図において
１及び１２は変調信号入力端子、２は搬送波入力
端子、６はクロツク入力端子、１３は90゜移相器
である。７及び１４はデイジタル信号切替回路、
８及び１５は補数回路、３及び１６はＤ／Ａ変換
器、４及び１７は変調用切替回路、９及び１８は
搬送波切替回路、１０及び１９はインバータであ
り、このうち第２図と同じ番号を付した８，７，
３，４，９，１０が同相成分用の高精度二重平衡
変調器を構成し、残りの１５，１４，１６，１
７，１８，１９が直交成分用の高精度二重平衡変
調器を構成する。２０は同相成分と直交成分を重
畳する合成器、１１は帯域通過フイルタ、２１は
変調波出力端子である。直交形変調器は角度変調
方式一般に有効であるが、以下では問題点及びこ
の発明の特徴を具体的に述べるため、定包絡線の
位相変調波を発生させる場合について説明する。
第３図の回路を動作させるためには、入力端子１
及び１２にそれぞれcosφ（ｔ）、−sinφ（ｔ）なる
変調入力信号データを入力し、入力端子２及び６
にはそれぞれ第２図の回路と同様の搬送波及びク
ロツクを入力する。入力端子にデイジタル信号
データとして加えられた変調入力信号cosφ（ｔ）
と、入力端子２に加えられた同相搬送波cosωcｔ
は、同相成分用の高精度二重平衡変調器によつて
乗積され、合成器２０の入力端子１に入力され
る。同様に入力端子１２にデイジタル信号データ
として加えられた変調入力信号−sinφ（ｔ）と、
搬送波を90゜移相器１３に通して得られた直交搬
送波sinωcｔは、直交成分用の高精度二重平衡変
調器によつて乗積され、合成器２０の入力端子Ｑ
に入力される。入力端子Ｉ，Ｑに加えられた２つ
の信号は合成器２０で重畳された後、帯域通過フ
イルタ１１を介して出力端子２１に出力され、位
相変調波cos（ωcｔ＋φ（ｔ））が得られる。
この回路では切替回路７，１４，９，１８が入
力端子６に入力されたクロツクに同期して、以下
の２つのモードを交互に切替え、第２図の場合と
同様にして搬送波成分を平均化して消却してい
る。
力端子６に入力されたクロツクに同期して、以下
の２つのモードを交互に切替え、第２図の場合と
同様にして搬送波成分を平均化して消却してい
る。
モード：入力端子Ａ，Ｂ，Ｅ，Ｆが選択され
る。
る。
モード：入力端子，，，が選択され
る。
る。
今、Ｄ／Ａ変換器３の出力端子Ｃ，間のオフ
セツト電圧をδI、Ｄ／Ａ変換器１６の出力端子
Ｓ，間のオフセツト電圧をδQとすれば、モード
の場合の変調波の振幅と位相のベクトル軌跡は
第４図のａに示すように搬送波成分のため中心の
ずれた円となり、包絡線変動が起こる。一方モー
ドの場合のベクトル軌跡は第４図ｂとなり、モ
ードとモードを交互に使用し、出力を平均と
すると搬送波成分が打消合い、同図の波線ｃで示
される理想的な変調波が得られる。
セツト電圧をδI、Ｄ／Ａ変換器１６の出力端子
Ｓ，間のオフセツト電圧をδQとすれば、モード
の場合の変調波の振幅と位相のベクトル軌跡は
第４図のａに示すように搬送波成分のため中心の
ずれた円となり、包絡線変動が起こる。一方モー
ドの場合のベクトル軌跡は第４図ｂとなり、モ
ードとモードを交互に使用し、出力を平均と
すると搬送波成分が打消合い、同図の波線ｃで示
される理想的な変調波が得られる。
このようにしてＤ／Ａ変換器の精度がよくない
場合にも無調整で高精度の直交形変調器を実現す
ることができる。
場合にも無調整で高精度の直交形変調器を実現す
ることができる。
以上説明したように、本発明によれば無調整で
モノリシツクIC化の容易な高精度の二重平衡変
調器を実現することができるので、直交変調器等
を用いた場合、無線機器の小形化・経済化に大き
く奇与することができる。
モノリシツクIC化の容易な高精度の二重平衡変
調器を実現することができるので、直交変調器等
を用いた場合、無線機器の小形化・経済化に大き
く奇与することができる。
第１図は従来の二重平衡変調器の構成例、第２
図は本発明の第１の実施例による変調器の構成
例、第３図は本発明の第２の実施例による変調器
の構成例、第４図は第３図の回路におけるベクト
ル軌跡の例である。 １及び１２……変調信号入力端子、２……搬送
波入力端子、３及び１６……Ｄ／Ａ変換器、４及
び１７……変調用切替回路、５……変調波出力端
子、６……クロツク入力端子、７及び１４……デ
イジタル信号切替回路、８及び１５……補数回
路、９及び１８……搬送波切替回路、１０及び１
９……インバータ、１１……帯域通過フイルタ、
１３……90゜移相器、２０……合成器、２１……
変調波出力端子。
図は本発明の第１の実施例による変調器の構成
例、第３図は本発明の第２の実施例による変調器
の構成例、第４図は第３図の回路におけるベクト
ル軌跡の例である。 １及び１２……変調信号入力端子、２……搬送
波入力端子、３及び１６……Ｄ／Ａ変換器、４及
び１７……変調用切替回路、５……変調波出力端
子、６……クロツク入力端子、７及び１４……デ
イジタル信号切替回路、８及び１５……補数回
路、９及び１８……搬送波切替回路、１０及び１
９……インバータ、１１……帯域通過フイルタ、
１３……90゜移相器、２０……合成器、２１……
変調波出力端子。
Claims (1)
- １ 変調入力信号であるデイジタル信号を受容す
る変調信号入力端子と、該変調入力信号及びその
２の補数とを交互に選択するデイジタル信号切替
回路と、該切替回路の出力をアナログ信号に変換
し相互に相補的な関係にある１組のアナログ出力
を発生するデイジタル・アナログ変換器と、搬送
波を受容する搬送波入力端子と、該搬送波及びそ
の逆相関係にある波形を交互に選択する搬送波切
替回路と、前記デイジタル・アナログ変換器の１
組の出力を搬送波切替回路の出力に従つて半周期
毎に交互に切換えて平衡変調波出力とする変調用
切替回路と、該回路の出力に接続され帯域外不要
波を除去するフイルタ及びその出力に接続される
変調波出力端子と、前記デイジタル信号切替回路
及び前記搬送波切換回路の切替制御を行うクロツ
ク信号手段とを有し、変調入力信号と入力搬送波
を用いて変調を行う第１モードと、変調入力信号
の２の補数と入力搬送波の逆相波を用いて変調を
行う第２モードとが前記クロツク信号手段により
周期的に交互に切替えられることを特徴とする高
精度二重平衡変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16573581A JPS5868349A (ja) | 1981-10-19 | 1981-10-19 | 高精度二重平衡変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16573581A JPS5868349A (ja) | 1981-10-19 | 1981-10-19 | 高精度二重平衡変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5868349A JPS5868349A (ja) | 1983-04-23 |
| JPS6333825B2 true JPS6333825B2 (ja) | 1988-07-07 |
Family
ID=15818075
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16573581A Granted JPS5868349A (ja) | 1981-10-19 | 1981-10-19 | 高精度二重平衡変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5868349A (ja) |
-
1981
- 1981-10-19 JP JP16573581A patent/JPS5868349A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5868349A (ja) | 1983-04-23 |
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