JPS633559B2 - - Google Patents
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- JPS633559B2 JPS633559B2 JP56095395A JP9539581A JPS633559B2 JP S633559 B2 JPS633559 B2 JP S633559B2 JP 56095395 A JP56095395 A JP 56095395A JP 9539581 A JP9539581 A JP 9539581A JP S633559 B2 JPS633559 B2 JP S633559B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- torque
- induction motor
- sin
- detection circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/0077—Characterised by the use of a particular software algorithm
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は静止形電力変換装置による誘導電動機
駆動におけるトルク検出回路の改良に関する。
駆動におけるトルク検出回路の改良に関する。
近年半導体技術の進歩はめざましく可変電圧・
可変周波数の電源を実現することが容易になつた
ため、静止形電力変換装置特にインバータによる
誘導電動機駆動が注目されている。さらに鉄道分
野における電気車については従来の直流電動機駆
動をインバータによる誘導電動機駆動に置換えよ
うとする試みが積極的に行われている。このよう
に誘導電動機に置換えるに当つてはその電動機の
トルクをいかに正確に検出して制御できるかが大
きな問題である。つまり直流機では個別に制御さ
れる界磁電流と電機子よりトルクが容易に制御で
き、所望の運転性能を保証することができる。し
かし誘導電動機では前記界磁電流・電機子電流に
相当する電流が不可分一体となつて電動機入力電
流になつているため、これからトルクを求めるこ
とができないものとなる。この誘導電動機のトル
ク検出を行うものは従来から種々の方式が提案さ
れているところであるが、上記電気車適用の如き
高信頼性と高精度の要求を満足するものは実現さ
れていない。すなわち従来つぎの内容のものが考
えられている。
可変周波数の電源を実現することが容易になつた
ため、静止形電力変換装置特にインバータによる
誘導電動機駆動が注目されている。さらに鉄道分
野における電気車については従来の直流電動機駆
動をインバータによる誘導電動機駆動に置換えよ
うとする試みが積極的に行われている。このよう
に誘導電動機に置換えるに当つてはその電動機の
トルクをいかに正確に検出して制御できるかが大
きな問題である。つまり直流機では個別に制御さ
れる界磁電流と電機子よりトルクが容易に制御で
き、所望の運転性能を保証することができる。し
かし誘導電動機では前記界磁電流・電機子電流に
相当する電流が不可分一体となつて電動機入力電
流になつているため、これからトルクを求めるこ
とができないものとなる。この誘導電動機のトル
ク検出を行うものは従来から種々の方式が提案さ
れているところであるが、上記電気車適用の如き
高信頼性と高精度の要求を満足するものは実現さ
れていない。すなわち従来つぎの内容のものが考
えられている。
(1) インバータの直流ステージ電流からインバー
タと電動機の損失を差引いて回転子入力電力を
求め、これを回転数で割つてトルクとする。
タと電動機の損失を差引いて回転子入力電力を
求め、これを回転数で割つてトルクとする。
(2) 電動機の等価回路上から二次電流（I2）を算
出し、二次等価抵抗｛（1.−Ｓ）・r2／Ｓ｝（r2；
二次抵抗，Ｓ；滑り）中の銅損として発生動力 ｛（１−Ｓ）r2・（I2）2／Ｓ｝を求め、これを回
転数で割つてトルクとする。
出し、二次等価抵抗｛（1.−Ｓ）・r2／Ｓ｝（r2；
二次抵抗，Ｓ；滑り）中の銅損として発生動力 ｛（１−Ｓ）r2・（I2）2／Ｓ｝を求め、これを回
転数で割つてトルクとする。
このように従来方式によるものは、電動機定数
を随所に用いたり回転数ωで割る演算が含まれて
いたりするため、例えば一次抵抗，二次抵抗の温
度変化に対する補償が複雑になつて起動時等低速
のトルクが求まらなくなる恐れがある。
を随所に用いたり回転数ωで割る演算が含まれて
いたりするため、例えば一次抵抗，二次抵抗の温
度変化に対する補償が複雑になつて起動時等低速
のトルクが求まらなくなる恐れがある。
本発明は上述したような点に鑑みて、特に電気
車制御ループを構成するのに最適なトルク検出回
路を提供することにある。以下本発明を図面に基
づいて説明する。
車制御ループを構成するのに最適なトルク検出回
路を提供することにある。以下本発明を図面に基
づいて説明する。
第１図〜第３図は本発明の基本技術思想の理解
を容易にするため示したものであり、第１図は誘
導電動機の等価回路、第２図は第１図回路におけ
る電圧・電流ベクトル図、また第３図は各電流の
位相関係を表わすベクトル図である。
を容易にするため示したものであり、第１図は誘
導電動機の等価回路、第２図は第１図回路におけ
る電圧・電流ベクトル図、また第３図は各電流の
位相関係を表わすベクトル図である。
すなわち、第１図ａにおいてV〓は相間の端子電
圧、E〓0はギヤツプ誘起電圧、E〓rは回転子電圧、I〓n
は固定子電流、I〓rは回転子電流、I〓pはギヤツプ磁
束を与えるための励磁電流、r1，l1は一次抵抗，
一次漏洩インダクタンス、l2は二次漏洩インダク
タンスを示している。さらに第１図ｂに示される
I〓は二次鎖交磁束φ2を与える等価励磁電流であ
り、Iqは等価励磁電流I〓と直交するトルク成分電
流である。このI〓，IqからトルクＴは、相数を
ｍ，極対数をｎ，相互インダクタンスをＭとすれ
ば(1)式で示される。
圧、E〓0はギヤツプ誘起電圧、E〓rは回転子電圧、I〓n
は固定子電流、I〓rは回転子電流、I〓pはギヤツプ磁
束を与えるための励磁電流、r1，l1は一次抵抗，
一次漏洩インダクタンス、l2は二次漏洩インダク
タンスを示している。さらに第１図ｂに示される
I〓は二次鎖交磁束φ2を与える等価励磁電流であ
り、Iqは等価励磁電流I〓と直交するトルク成分電
流である。このI〓，IqからトルクＴは、相数を
ｍ，極対数をｎ，相互インダクタンスをＭとすれ
ば(1)式で示される。
Ｔ＝mnMI〓Iq ……(1)
ここで1は端子電圧V〓とギヤツプ誘起電圧E〓0と
の位相角であつて一次電圧相差角と呼ばれるもの
である。ここに公知のシユタインメツツの式によ
れば、 1＝tan-1C2／C1 ……(2) で与えられ、C1，C2はシユタインメツツ定数で
ある。また2はギヤツプ誘起電圧E〓0と回転子電
圧E〓rとの位相角であつて二次電圧相差角と呼ば
れ、つぎのように与えられる。
の位相角であつて一次電圧相差角と呼ばれるもの
である。ここに公知のシユタインメツツの式によ
れば、 1＝tan-1C2／C1 ……(2) で与えられ、C1，C2はシユタインメツツ定数で
ある。また2はギヤツプ誘起電圧E〓0と回転子電
圧E〓rとの位相角であつて二次電圧相差角と呼ば
れ、つぎのように与えられる。
2＝tan-1（Ｓ・ω／r2l2） ……(3)
さて電動機端子からみた力率角をθとして有効
電流（Incosθ），無効電流（Insinθ）と前記I〓，Iq
の関係は第３図のように示される。この第３図よ
りI〓，IqをIncosθ，Insinθを用いて示すと、(4)，
(5)式のようになる。
電流（Incosθ），無効電流（Insinθ）と前記I〓，Iq
の関係は第３図のように示される。この第３図よ
りI〓，IqをIncosθ，Insinθを用いて示すと、(4)，
(5)式のようになる。
I〓＝Insin（θ−）
＝Insinθ・cos−Incosθ・sin
………(4) Iq＝Incos（θ−） ＝Incosθ・cos−Insinθ・sin
………(5) かくの如く、本発明はかかる(4)，(5)式における
有効電流（Incosθ）および無効電流（Insinθ）の
入力を後述するところの電流検出回路部分から得
るとともに、前記sin，cosを(2)，(3)式を用い
て予め計算しておいたデータの内から運転状態に
合つた値を参照せしめることにより、(4)，(5)式に
よりさらにトルクを(1)式から求める思想を有する
ものである。ここにトルクＴはシユタインメツツ
の式によればつぎのように与えられる。ただし
ω0は同期角速度（2ω／ｎ）である。
………(4) Iq＝Incos（θ−） ＝Incosθ・cos−Insinθ・sin
………(5) かくの如く、本発明はかかる(4)，(5)式における
有効電流（Incosθ）および無効電流（Insinθ）の
入力を後述するところの電流検出回路部分から得
るとともに、前記sin，cosを(2)，(3)式を用い
て予め計算しておいたデータの内から運転状態に
合つた値を参照せしめることにより、(4)，(5)式に
よりさらにトルクを(1)式から求める思想を有する
ものである。ここにトルクＴはシユタインメツツ
の式によればつぎのように与えられる。ただし
ω0は同期角速度（2ω／ｎ）である。
Ｔ＝mS（E0）2r2／9.8ω0｛（r2）2＋（Sωl2）2｝
これはさらにつぎのように変形できる。
Ｔ＝ｍ（E0／ω）2（Sω／r2）／9.8（２／η）｛１
＋（Sω／r2）2（l2）2｝ このように二次電圧相差角2は、トルクＴが決
まれば上式にて（Sω／r2）が一定、したがつて
(3)式の右辺が一定になるから予め一定の値に決め
ておくことが可能である。なおこの値は二次抵抗
r2の変化に左右されないものであることは明らか
である。
＋（Sω／r2）2（l2）2｝ このように二次電圧相差角2は、トルクＴが決
まれば上式にて（Sω／r2）が一定、したがつて
(3)式の右辺が一定になるから予め一定の値に決め
ておくことが可能である。なおこの値は二次抵抗
r2の変化に左右されないものであることは明らか
である。
また一次電圧相差角1はつぎのシユタインメ
ツツ定数と(2)式より求めることができる。ただし
G0は励磁コンダクタンス、B0は励磁サセプタン
スである。
ツツ定数と(2)式より求めることができる。ただし
G0は励磁コンダクタンス、B0は励磁サセプタン
スである。
a1＝Sr2／（r2）2＋（Sωl2）2
a2＝S2ωl2／（r2）2＋（Sωl2）2
b1＝G0＋a1 b2＝B0＋a2
C1＝１＋r1b1＋ωl1b2 c2＝r1b2−ωl1b1
ｃかくの如き一次電圧相差角1を求める計算に
おいては温度によつて変化する一次抵抗分が含ま
れるものとなる。しかしこの値を具体的に電動機
定数と運転状態から求めてみるに、（1＝−4゜〜
＋7゜）の範囲のものにすぎなく、実用上一次抵抗
r1の温度変化を（−10゜〜＋110゜）Ｃにみてもその
変動が最大で2゜以内にある。そしてこの変動が前
記(1)式により求められるトルクＴの検出に誤差と
して与える影響は極めて小さく、かかるトルク検
出方式により高精度のものを得る上で何ら支障が
ない。
おいては温度によつて変化する一次抵抗分が含ま
れるものとなる。しかしこの値を具体的に電動機
定数と運転状態から求めてみるに、（1＝−4゜〜
＋7゜）の範囲のものにすぎなく、実用上一次抵抗
r1の温度変化を（−10゜〜＋110゜）Ｃにみてもその
変動が最大で2゜以内にある。そしてこの変動が前
記(1)式により求められるトルクＴの検出に誤差と
して与える影響は極めて小さく、かかるトルク検
出方式により高精度のものを得る上で何ら支障が
ない。
つぎに第４図および第５図を参照して有効電流
および無効電流の検出につき説明する。すなわち
第４図は電流検出回路の一例を示すインバータ駆
動装置の系統図、第５図は有効電流検出の原理を
示す波形図である。
および無効電流の検出につき説明する。すなわち
第４図は電流検出回路の一例を示すインバータ駆
動装置の系統図、第５図は有効電流検出の原理を
示す波形図である。
第４図において１は直流電源、２は具体的には
トランジスタ，サイリスタ等の半導体スイツチン
グ素子が採用される６個のスイツチ２ａ，２ｂ，
２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆを主制御素子として構成
される三相インバータ、３は誘導電動機、４は三
相インバータ２の出力が所望の電圧・周波数にな
るよう前記スイツチの制御信号１０１を与える制
御装置、５は電流検出回路、６ａ，６ｂ，６ｃは
電動機入力電流に比例した電流検出信号１０２を
取出すための変流器である。ここに電流検出回路
５は有効電流および無効電流を検出するものであ
り、制御装置４から電圧位相信号１０３を受けて
電流検出信号１０２と合成し、電流信号１０４を
制御装置４に送出する。かくの如き電流検出回路
５は後述するようにトルク演算を行うための格別
な入力信号を与えるものである。
トランジスタ，サイリスタ等の半導体スイツチン
グ素子が採用される６個のスイツチ２ａ，２ｂ，
２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆを主制御素子として構成
される三相インバータ、３は誘導電動機、４は三
相インバータ２の出力が所望の電圧・周波数にな
るよう前記スイツチの制御信号１０１を与える制
御装置、５は電流検出回路、６ａ，６ｂ，６ｃは
電動機入力電流に比例した電流検出信号１０２を
取出すための変流器である。ここに電流検出回路
５は有効電流および無効電流を検出するものであ
り、制御装置４から電圧位相信号１０３を受けて
電流検出信号１０２と合成し、電流信号１０４を
制御装置４に送出する。かくの如き電流検出回路
５は後述するようにトルク演算を行うための格別
な入力信号を与えるものである。
いま第５図においてスイツチ２ａへの制御信号
が図示の如く与えられたとすると、三相インバー
タ２出力に発生するＵ相の相間電圧はこれと一致
するから、Ｕ相電流IUはそれに対して力率角θだ
け遅れ例示ような波形となる。ここでIU＝Insin
（ωt−θ）として電圧位相に対する半サイクルの
平均値Iaをとると、 となり、Iaは有効電流（Incosθ）に比例した信号
になる。したがつて三相分の全てにつきスイツチ
の制御信号による電圧位相信号１０１と検出され
た負荷電流から前述のIaを求めれば、容易に有効
電流に比例した信号を得ることができる。また(6)
式を求める場合スイツチ２ａ制御信号を用いた
が、これをさらに（π／２）遅れの信号として制
御装置４より取出すことにより、これから（π／
２）〜（3π／２）までの電流の平均値IRをとれ
ば、 となり、容易に無効電流（Insinθ）を得ることが
できる。
が図示の如く与えられたとすると、三相インバー
タ２出力に発生するＵ相の相間電圧はこれと一致
するから、Ｕ相電流IUはそれに対して力率角θだ
け遅れ例示ような波形となる。ここでIU＝Insin
（ωt−θ）として電圧位相に対する半サイクルの
平均値Iaをとると、 となり、Iaは有効電流（Incosθ）に比例した信号
になる。したがつて三相分の全てにつきスイツチ
の制御信号による電圧位相信号１０１と検出され
た負荷電流から前述のIaを求めれば、容易に有効
電流に比例した信号を得ることができる。また(6)
式を求める場合スイツチ２ａ制御信号を用いた
が、これをさらに（π／２）遅れの信号として制
御装置４より取出すことにより、これから（π／
２）〜（3π／２）までの電流の平均値IRをとれ
ば、 となり、容易に無効電流（Insinθ）を得ることが
できる。
第６図は本発明による一実施例を示す要部系統
図で、７はトルク検出回路、８は誘導電動機３に
結合されてその回転数信号８０１を送出する速度
検出器、４１，４３は比較器、４２，４４は増幅
器、４５は加算器、４６は発振器、４７は分周
器、４８は変調器、４９は論理増幅回路である。
図中第４図と同符号のものは同じ機能を有する部
分を示す。
図で、７はトルク検出回路、８は誘導電動機３に
結合されてその回転数信号８０１を送出する速度
検出器、４１，４３は比較器、４２，４４は増幅
器、４５は加算器、４６は発振器、４７は分周
器、４８は変調器、４９は論理増幅回路である。
図中第４図と同符号のものは同じ機能を有する部
分を示す。
ここでトルク検出回路７は、例えば半導体リー
ドオンメモリの記憶装置７ｅ，マイクロコンピユ
ータ７ｆ，ラツチ回路７ｇ〜７ｈ，デイジタルア
ナログ変換器（DA）７ａ〜７ｄ，加減算器７ｉ
〜７ｊおよび乗算器７Ｋから構成されるものであ
り、一方の入力として第４図および第５図により
説明した如き電流検出回路５出力の有効電流信号
５０１，無効電流信号５０２が与えられ、他方の
入力としてマイクロコンピユータ部分にトルク指
令４０１，インバータ周波数指令４５１および第
１図に示される如き直流電源１の電圧の信号デー
タ７００を入力して格別なトルク検出信号７０９
を発生するものである。
ドオンメモリの記憶装置７ｅ，マイクロコンピユ
ータ７ｆ，ラツチ回路７ｇ〜７ｈ，デイジタルア
ナログ変換器（DA）７ａ〜７ｄ，加減算器７ｉ
〜７ｊおよび乗算器７Ｋから構成されるものであ
り、一方の入力として第４図および第５図により
説明した如き電流検出回路５出力の有効電流信号
５０１，無効電流信号５０２が与えられ、他方の
入力としてマイクロコンピユータ部分にトルク指
令４０１，インバータ周波数指令４５１および第
１図に示される如き直流電源１の電圧の信号デー
タ７００を入力して格別なトルク検出信号７０９
を発生するものである。
すなわちトルク検出回路７において、DA７
ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは例示の如く有効電流信号
５０１および無効電流信号５０２をそれぞれアナ
ログ入力端子に受取り、記憶装置７ｅには前述の
内部相差角に対応するcosデータおよびsin
データが格納されてそのデータがマイクロコンピ
ユータ７ｆを介してcosデータ７０１の保持用，
sinデータ７０２の保持用のラツチ回路７ｇ，７
ｈにそれぞれ送られるものとなる。ここにマイク
ロコンピユータ７ｆは前記信号データ７００を受
取り、データの検索を行いさらに必要であれば補
間制御を行い、データを修正しながらその出力を
ラツチ回路７ｇ，７ｈに与える。
ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは例示の如く有効電流信号
５０１および無効電流信号５０２をそれぞれアナ
ログ入力端子に受取り、記憶装置７ｅには前述の
内部相差角に対応するcosデータおよびsin
データが格納されてそのデータがマイクロコンピ
ユータ７ｆを介してcosデータ７０１の保持用，
sinデータ７０２の保持用のラツチ回路７ｇ，７
ｈにそれぞれ送られるものとなる。ここにマイク
ロコンピユータ７ｆは前記信号データ７００を受
取り、データの検索を行いさらに必要であれば補
間制御を行い、データを修正しながらその出力を
ラツチ回路７ｇ，７ｈに与える。
かくの如くにcosデータ７０１がDA７ａ，７
ｂのデイジタル入力端子に、sinデータ７０２が
DA７ｃ，７ｄのデイジタル入力端子にそれぞれ
与えられる。したがつてDA７ａ出力７０３に
（Insinθ・cos）、DA７ｂ出力７０４に（Incosθ
×cos）、DA７ｃ出力７０５に（Incosθ・
sin）、DA７ｄ出力７０６に（Insinθ・sin）が
得られることになる。さらに加減算器７ｉが減算
作用し加減算器７ｊが加算作用を行うことによつ
て、これらの出力７０７，７０８は、出力７０７
が （Insinθ・cos−Incosθ・sin）すなわちI〓とな
り出力７０８が（Incosθ・cos＋Insinθ・sin）
すなわちIqになる。これらを乗算器７ｋで乗算し
て信号発生される出力、すなわちトルク検出信号
７０９は(1)式で示されるものとなる。
ｂのデイジタル入力端子に、sinデータ７０２が
DA７ｃ，７ｄのデイジタル入力端子にそれぞれ
与えられる。したがつてDA７ａ出力７０３に
（Insinθ・cos）、DA７ｂ出力７０４に（Incosθ
×cos）、DA７ｃ出力７０５に（Incosθ・
sin）、DA７ｄ出力７０６に（Insinθ・sin）が
得られることになる。さらに加減算器７ｉが減算
作用し加減算器７ｊが加算作用を行うことによつ
て、これらの出力７０７，７０８は、出力７０７
が （Insinθ・cos−Incosθ・sin）すなわちI〓とな
り出力７０８が（Incosθ・cos＋Insinθ・sin）
すなわちIqになる。これらを乗算器７ｋで乗算し
て信号発生される出力、すなわちトルク検出信号
７０９は(1)式で示されるものとなる。
また回路構成を順を追つて説明するに、比較器
４１および増幅器４２によりトルク指令４０１と
トルク検出信号７０９の偏差からその信号が増幅
されて有効電流指令４２１を与え、比較器４３お
よび増幅器４４でさらに有効電流指令４２１と有
効電流信号５０１との偏差増幅から滑り指令信号
４４１が発生される。この滑り指令信号４４１に
回転数信号８０１が加算器４５により加算されて
インバータ周波数指令４５１となる。さらに発振
器４６を介して与えられる出力信号４６１が分周
器４７に入力され、この分周器４７にて分周作用
されて論理増幅回路４９に与えられ、インバータ
スイツチ信号に同期したパルス列およびそれに
90゜遅れたパルス列として前述した如き電圧位相
信号１０３が電流検出回路５に送られる。変調器
４８は分周器４７からの出力４７２と電圧指令と
してのインバータ周波数指令４５１を入力し、所
望のパルス幅となるようなパルス列の信号４８１
を発生する。これより論理増幅回路４９は第４図
で説明した如き制御信号１０１を送出することに
なる。
４１および増幅器４２によりトルク指令４０１と
トルク検出信号７０９の偏差からその信号が増幅
されて有効電流指令４２１を与え、比較器４３お
よび増幅器４４でさらに有効電流指令４２１と有
効電流信号５０１との偏差増幅から滑り指令信号
４４１が発生される。この滑り指令信号４４１に
回転数信号８０１が加算器４５により加算されて
インバータ周波数指令４５１となる。さらに発振
器４６を介して与えられる出力信号４６１が分周
器４７に入力され、この分周器４７にて分周作用
されて論理増幅回路４９に与えられ、インバータ
スイツチ信号に同期したパルス列およびそれに
90゜遅れたパルス列として前述した如き電圧位相
信号１０３が電流検出回路５に送られる。変調器
４８は分周器４７からの出力４７２と電圧指令と
してのインバータ周波数指令４５１を入力し、所
望のパルス幅となるようなパルス列の信号４８１
を発生する。これより論理増幅回路４９は第４図
で説明した如き制御信号１０１を送出することに
なる。
かかる実施例によれば、トルク指令４０１を入
力し有効な帰還値を得てトルク指令４０１に見合
つたトルクで誘導電動機を加減速し得るものとな
り、最終的には所望の運転性能を奏する電気車駆
動を実現することができる。なお本実施例の制御
系において、二次抵抗分が変化してもその変化分
は（Sω／r2）が一定になる如きトルク制御系か
ら滑りを増減することによつて補償されるため、
従来滑り一定制御系で実現できなかつた高精度の
駆動システムが可能となる。
力し有効な帰還値を得てトルク指令４０１に見合
つたトルクで誘導電動機を加減速し得るものとな
り、最終的には所望の運転性能を奏する電気車駆
動を実現することができる。なお本実施例の制御
系において、二次抵抗分が変化してもその変化分
は（Sω／r2）が一定になる如きトルク制御系か
ら滑りを増減することによつて補償されるため、
従来滑り一定制御系で実現できなかつた高精度の
駆動システムが可能となる。
以上説明したように本発明によれば、誘導電動
機の電圧相差角に対応する正弦値および余弦値を
用いた格別なトルク演算を行い、好適な滑り補償
等より高精度にトルクを検出し得る最適な誘導電
動機のトルク検出回路を提供できる。
機の電圧相差角に対応する正弦値および余弦値を
用いた格別なトルク演算を行い、好適な滑り補償
等より高精度にトルクを検出し得る最適な誘導電
動機のトルク検出回路を提供できる。
第１図は誘導電動機の等価回路、第２図は第１
図回路における電圧・電流ベクトル図、第３図は
第１図および第２図の各電流の位相関係を表わす
ベクトル図、第４図，第５図は有効電流および無
効電流の検出例を説明するためのインバータ駆動
装置の系統図，波形図、第６図は本発明の一実施
例を示す要部系統図である。 ２……三相インバータ、３……誘導電動機、４
……制御装置、５……電流検出回路、７……トル
ク検出回路、１０１……制御信号、１０２……電
流検出信号、１０３……電圧位相信号、４０１…
…トルク指令、４２１……有効電流指令、４４１
……滑り指令信号、４５１……インバータ周波数
指令、５０１……有効電流信号、５０２……無効
電流信号。
図回路における電圧・電流ベクトル図、第３図は
第１図および第２図の各電流の位相関係を表わす
ベクトル図、第４図，第５図は有効電流および無
効電流の検出例を説明するためのインバータ駆動
装置の系統図，波形図、第６図は本発明の一実施
例を示す要部系統図である。 ２……三相インバータ、３……誘導電動機、４
……制御装置、５……電流検出回路、７……トル
ク検出回路、１０１……制御信号、１０２……電
流検出信号、１０３……電圧位相信号、４０１…
…トルク指令、４２１……有効電流指令、４４１
……滑り指令信号、４５１……インバータ周波数
指令、５０１……有効電流信号、５０２……無効
電流信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 可変電圧・可変周波数の電源を誘導電動機に
供給して駆動せしめる静止形電力変換装置におい
て、前記誘導電動機の有効電流および無効電流を
検出する電流検出回路と、該有効電流および無効
電流の検出信号と前記誘導電動機の内部電圧相差
角に対応する正弦値および余弦値から、つぎの式
を用いて Ｔ＝mnMI〓Iq ……(1) I〓＝Insin（θ−） ＝Insinθ・cos−Incosθ−Incosθ・
sin ……(4) Iq＝Incos（θ−） ＝Incosθ・cos−Insinθ・sin
……(5) ただし、 Ｔ：トルク ｍ：相数 ｎ：極対数 Ｍ：相互インダクタンス I〓：等価励磁電流 Iq：トルク成分電流 θ：電動機端子から見た力率角 Incosθ：有効電流 Insinθ：無効電流 トルク演算を行う演算回路とを備えて構成される
ことを特徴とした誘導電動機のトルク検出回路。 ２ 前記正弦値および余弦値を、予め計算された
記憶装置内の記憶値とした特許請求の範囲第１項
記載の誘導電動機のトルク検出回路。 ３ 前記記憶値を前記静止形電力変換装置の運転
状態を示す信号により検索されて補間演算から修
正せしめた特許請求の範囲第２項記載の誘導電動
機のトルク検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56095395A JPS57211990A (en) | 1981-06-22 | 1981-06-22 | Torque detecting circuit for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56095395A JPS57211990A (en) | 1981-06-22 | 1981-06-22 | Torque detecting circuit for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57211990A JPS57211990A (en) | 1982-12-25 |
| JPS633559B2 true JPS633559B2 (ja) | 1988-01-25 |
Family
ID=14136458
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56095395A Granted JPS57211990A (en) | 1981-06-22 | 1981-06-22 | Torque detecting circuit for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57211990A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009016210A (ja) * | 2007-07-05 | 2009-01-22 | Toshiba Corp | 誘導加熱調理器 |
-
1981
- 1981-06-22 JP JP56095395A patent/JPS57211990A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57211990A (en) | 1982-12-25 |
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