JPS6337986B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6337986B2 JPS6337986B2 JP438280A JP438280A JPS6337986B2 JP S6337986 B2 JPS6337986 B2 JP S6337986B2 JP 438280 A JP438280 A JP 438280A JP 438280 A JP438280 A JP 438280A JP S6337986 B2 JPS6337986 B2 JP S6337986B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pilot
- output
- circuit
- phase
- sampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
本発明は、直交多重された複数個の直交振幅変
調（以下QAMと略称する）信号を伝送路を介し
て受信し、標本化、アナログ−デイジタル（以下
ADと略称する）変換、波操作および離散フー
リエ変換（以下DFTと略称する）操作等により
複数個の源基底帯域（以下ベースバンドと略称す
る）信号を復調する直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置におけるパイロツト位相制御回路に
関する。 複数個のQAM信号を直交多重して送信し、受
信側にて各ベースバンド信号を復調する直交多重
伝送方式は高能率データ伝送を可能にし、しかも
そのデイジタル信号処理過程にDFTを導入すれ
ば送受信装置が著しく簡単化できることが既に提
案されている（例えば、昭和52年特許願第
150238、昭和54年特許願第19364号および昭和54
年特許願第19366号明細書を参照されたい）。しか
しながら、従来、直交多重伝送方式の受信側での
復調キヤリア位相制御に関する簡便な構成は提案
されていない。 本発明の目的は、この点に鑑み、特に送信側に
て予め定たチヤネルにパイロツトを挿入し伝送し
た場合の直交多重信号のデイジタル処理形受信装
置におけるパイロツト位相制御回路を提供するこ
とにある。 次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。 第１図は直交多重伝送方式における伝送信号の
スペクトラム配置を示す図であり、参照数字１は
周波数1なる複素キヤリアで変調された１番目の
QAM信号、参照数字２は周波数2なる複素キヤ
リアで変調された２番目のQAM信号、参照数字
３は周波数N-1（但しここではＮ≧３としている）
なる複素キヤリアで変調された（Ｎ−１）番目の
QAM信号、参照数字４は周波数Nなるパイロツ
ト信号である。但し、直交多重伝送方式の原理よ
りk+1−k＝B（但し１≦ｋ≦Ｎ−１であり、Bは
各ベースバンド信号のボーレートである。）なる
関係が成立しているものとする。受信側では、第
１図のスペクトル配置を有する信号より各QAM
信号を復調し複素ベースバンド信号を得るわけで
あるが、この復調過程において、一般にはＮ個の
変調キヤリアに対応してＮ個の復調用キヤリアを
要する。しかし、受信側の復調処理をDFTを用
いたデイジタル信号処理にて実行するものとすれ
ば、パイロツト信号を復調して得られる複素ベー
スバンド信号の位相情報にて標本化クロツクの位
相を制御するのみで等価的に全ての復調用キヤリ
アを制御することができる。いま、受信信号をｙ
（ｔ）とすれば、ｙ（ｔ）は次のように表わされ
る。 y(t)＝2Re｛N 〓n=1 xo(t)e-j2〓fnt｝ …(1) ただし、xo（ｔ）は周波数oなる変調キヤリア
を変調している複素ベースバンド信号である。 ｙ（ｔ）を周波数s（但しs＝MfBとする。）なる
標本化クロツクにて標本化した出力をＹ（ｚ）と
する。但し、Ｚ＝ej2〓f/fnである。このとき、ｋ番
目の復調複素ベースバンド信号βk（ｚ）は、 βk（ｚ）＝Ｙ（e-j2〓fk/fsz）Ｇ（ｚ）…(2) と表わされる。但し、１≦ｋ≦Ｎであり、Ｇ（ｚ）
は片側実効帯域B／２なる低域波器である。こ
こで、Ｙ（ｚ），Ｇ（ｚ）を次の如く多重分離すす
る。即ち、 このとき、(2)式は と表わされ、βk（ｚ）のＴ／２秒毎のサンプル値
列（Ｔ＝１／B），β〜k（zM/2）は次式で与えられ
る。 ここで、fk＝f1＋（ｋ−１）fB，fs＝MfBなる関
係を用いれば、 (7)式で表わされる信号処理は、昭和52年特許願
第150238号明細書の記載のごとく前処理回路、
DFT処理回路およびポリフエーズ回路等を用い
て達成される。この構成によれば、DFT処理回
路における乗算係数e-j2〓(k-1)l/Mは標本化周波数s
に依存せず、周波数オフセツト項e-j2〓f1/fsも送信
側にて予め定められた1とBの比によつて定まる
（e-j2〓f1/fB）1/Mとして読出し専用メモリ、すなわ
ち、リード・オンリ・メモリ（以下ROMと略称
する）等に格納しておけばよいことになる。従つ
て全ての復調用キヤリア1，2…，Nは周波数s
の標本化クロツクより生成されることになる。こ
こで、ｋ番目の変調用キヤリアとｋ番目の復調用
キヤリアとの位相ずれをθk（ｔ）とし、これを復
調用キヤリアに対する変調用キヤリアの位相ずれ
とみなす。このとき、(1)式は y(t)＝2Re｛N 〓n=1 xo(t)e-j2〓fnt+j〓n(t)｝ …(8) と表わされる。ここで、前述したように、Ｎ番目
のチヤンネルには周波数Nなるパイロツト信号が
挿入されているからxN（ｔ）＝１である。従つて、
Ｎ番目のチヤネルの復調出力は(6)，(8)式より次の
ように求められる（フイルタＧ（ｚ）の帯域制限
効果も考慮している）。 第２図は(9)式で表わされるβ〜N（zM/2）のスペ
クトラムを図示したものであり、参照数字５は(9)
式第１項の平均分として得られる輝線スペクト
ル、参照数字６は位相雑音によるスペクトル拡が
り分、参照数字７は(9)式第２項で表わされる隣接
チヤネルからの干渉分である。第２図から明らか
なように、参照数字８で示されるごとき通過特性
を有する低域波器にβ〜N（zM 2）を通せばその出
力として得られる信号γN（zM/2）は、(9)式の第１
項のみをとつたものとなり、次式で表わされる。 ただし、φN（ｔ）＝ej〓N(t)である。φN（ｔ）をTs
秒毎に標本化したサンプル値列のｚ−変換したも
のをφN（ｚ）とおけば、(10)式および(4)式より、γN
（zM/2）はφN（ｚ）をフイルタＧ（ｚ）に通した後、
Ｔ／２秒毎のサンプル値を取り出した条例になる
ことがわかる。ここで、Ｇ（ｚ）は低域通過フイ
ルタであり、φN（ｚ）の帯域は通常Ｇ（ｚ）の帯
域に比し充分狭いので結局γN（zM/2）はφN（ｚ）か
らＴ／２秒毎のサンプル値を取り出したサンプル
値系列となることがわかる。即ち、 従つて、複素サンプル値系列γN（zM/2）から位相
誤差θN（ｔ）のサンプル値系列を得ることができ
る。ところで、前記信号処理過程より明らかに位
相ずれθN（ｔ）は、標本化クロツクの正規の位相
からの位相ずれθs（ｔ）に追従して θN（ｔ）＝（f1／fs＋Ｎ−１／Ｍ）θs（ｔ）…(12) と表わされるから、θN（ｔ）のサンプル値はθs
（ｔ）のサンプル値に比例する。従つて、γN
（zM/2）より求められるθN（ｔ）のサンプル値によ
つて発振周波数sの電圧制御発振器を制御し、そ
の出力を標本化クロツクとして用いれば位相制御
された標本化クロツクを得ることができ、従つ
て、等価的に全ての復調用キヤリアの位相制御を
行うことができる。 本発明は以上の原理に基くものであり、通常の
位相同期回路に要する位相比較回路、周波数逓分
回路等を必要としない新規なパイロツト位相制御
回路を提供するものである。 第３図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。第３図に示す一実施例は、直交多重信号
のデイジタル処理形受信装置の入力端１０、標本
化回路１１、AD変換器１２、前述の昭和52年特
許願第150238号明細書記載の前処理回路、ポリフ
エーズ回路およびDFT処理回路等を含むデイジ
タル演算処理部１３、出力端１４，１５、低域通
過波回路１７，１８、位相差検出回路１９およ
び電圧制御発振回路（VCO）２０を含む。破線
１６で囲まれた部分は従来公知な処理部であり、
それ以外の部分が本発明のパイロツト位相制御回
路である。第３図において、入力端１０に受信さ
れた信号は標本化回路１１にて周波数sの標本化
クロツクで標本化され、AD変換器１２にてデイ
ジタル符号化される。さらに、このデイジタル符
号化された信号はデイジタル演算処理部１３にて
前述のごとき復調処理を受け、出力端１４および
１５には(7)式で表わされるβ〜1（zM/2），β〜2（zM/
2）
が出力される。一方(9)式で与えられる復調された
複素パイロツト信号を含むβ〜N（zM/2）は、その
実数部、虚数部が各々低域通過波回路１７およ
び１８を通り(11)式で表わされる複素信号γN（zM/2）
に変換される。位相差検出回路１９は、該複素信
号γN（zM/2）より位相差を検出しこれをアナログ
量に変換して電圧制御発振器２０の制御電圧とす
る。この制御により標本化回路１１には位相制御
された標本化クロツクが電圧制御発振器２０から
供給される。 第４図は第３図の位相差検出回路１９の具体的
な一構成例を示す回路図である。入力複素信号γN
（zM/2）の実部を表わすデイジタル符号は入力端
２１より、虚部を表わすデイジタル符号は入力端
２２より各々ROM２３のアドレス部に入力され
る。ROM２３にはγNの複素量と位相量との対応
関係が格納されている。例えば、γNの実部が
0.500、γNの虚部が0.866であれば、位相量θは
1.047ラジアンとなる。位相量θの絶対値の最大
値はπラジアンであるからθをπで正規化して表
現するものとすれば、ROM２３のアドレスと出
力との関係は、例えば、次表のごとく表わされる
（但しデイジタル符号は全て２の補数表現を用い
ているものとする）。
調（以下QAMと略称する）信号を伝送路を介し
て受信し、標本化、アナログ−デイジタル（以下
ADと略称する）変換、波操作および離散フー
リエ変換（以下DFTと略称する）操作等により
複数個の源基底帯域（以下ベースバンドと略称す
る）信号を復調する直交多重信号のデイジタル処
理形受信装置におけるパイロツト位相制御回路に
関する。 複数個のQAM信号を直交多重して送信し、受
信側にて各ベースバンド信号を復調する直交多重
伝送方式は高能率データ伝送を可能にし、しかも
そのデイジタル信号処理過程にDFTを導入すれ
ば送受信装置が著しく簡単化できることが既に提
案されている（例えば、昭和52年特許願第
150238、昭和54年特許願第19364号および昭和54
年特許願第19366号明細書を参照されたい）。しか
しながら、従来、直交多重伝送方式の受信側での
復調キヤリア位相制御に関する簡便な構成は提案
されていない。 本発明の目的は、この点に鑑み、特に送信側に
て予め定たチヤネルにパイロツトを挿入し伝送し
た場合の直交多重信号のデイジタル処理形受信装
置におけるパイロツト位相制御回路を提供するこ
とにある。 次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。 第１図は直交多重伝送方式における伝送信号の
スペクトラム配置を示す図であり、参照数字１は
周波数1なる複素キヤリアで変調された１番目の
QAM信号、参照数字２は周波数2なる複素キヤ
リアで変調された２番目のQAM信号、参照数字
３は周波数N-1（但しここではＮ≧３としている）
なる複素キヤリアで変調された（Ｎ−１）番目の
QAM信号、参照数字４は周波数Nなるパイロツ
ト信号である。但し、直交多重伝送方式の原理よ
りk+1−k＝B（但し１≦ｋ≦Ｎ−１であり、Bは
各ベースバンド信号のボーレートである。）なる
関係が成立しているものとする。受信側では、第
１図のスペクトル配置を有する信号より各QAM
信号を復調し複素ベースバンド信号を得るわけで
あるが、この復調過程において、一般にはＮ個の
変調キヤリアに対応してＮ個の復調用キヤリアを
要する。しかし、受信側の復調処理をDFTを用
いたデイジタル信号処理にて実行するものとすれ
ば、パイロツト信号を復調して得られる複素ベー
スバンド信号の位相情報にて標本化クロツクの位
相を制御するのみで等価的に全ての復調用キヤリ
アを制御することができる。いま、受信信号をｙ
（ｔ）とすれば、ｙ（ｔ）は次のように表わされ
る。 y(t)＝2Re｛N 〓n=1 xo(t)e-j2〓fnt｝ …(1) ただし、xo（ｔ）は周波数oなる変調キヤリア
を変調している複素ベースバンド信号である。 ｙ（ｔ）を周波数s（但しs＝MfBとする。）なる
標本化クロツクにて標本化した出力をＹ（ｚ）と
する。但し、Ｚ＝ej2〓f/fnである。このとき、ｋ番
目の復調複素ベースバンド信号βk（ｚ）は、 βk（ｚ）＝Ｙ（e-j2〓fk/fsz）Ｇ（ｚ）…(2) と表わされる。但し、１≦ｋ≦Ｎであり、Ｇ（ｚ）
は片側実効帯域B／２なる低域波器である。こ
こで、Ｙ（ｚ），Ｇ（ｚ）を次の如く多重分離すす
る。即ち、 このとき、(2)式は と表わされ、βk（ｚ）のＴ／２秒毎のサンプル値
列（Ｔ＝１／B），β〜k（zM/2）は次式で与えられ
る。 ここで、fk＝f1＋（ｋ−１）fB，fs＝MfBなる関
係を用いれば、 (7)式で表わされる信号処理は、昭和52年特許願
第150238号明細書の記載のごとく前処理回路、
DFT処理回路およびポリフエーズ回路等を用い
て達成される。この構成によれば、DFT処理回
路における乗算係数e-j2〓(k-1)l/Mは標本化周波数s
に依存せず、周波数オフセツト項e-j2〓f1/fsも送信
側にて予め定められた1とBの比によつて定まる
（e-j2〓f1/fB）1/Mとして読出し専用メモリ、すなわ
ち、リード・オンリ・メモリ（以下ROMと略称
する）等に格納しておけばよいことになる。従つ
て全ての復調用キヤリア1，2…，Nは周波数s
の標本化クロツクより生成されることになる。こ
こで、ｋ番目の変調用キヤリアとｋ番目の復調用
キヤリアとの位相ずれをθk（ｔ）とし、これを復
調用キヤリアに対する変調用キヤリアの位相ずれ
とみなす。このとき、(1)式は y(t)＝2Re｛N 〓n=1 xo(t)e-j2〓fnt+j〓n(t)｝ …(8) と表わされる。ここで、前述したように、Ｎ番目
のチヤンネルには周波数Nなるパイロツト信号が
挿入されているからxN（ｔ）＝１である。従つて、
Ｎ番目のチヤネルの復調出力は(6)，(8)式より次の
ように求められる（フイルタＧ（ｚ）の帯域制限
効果も考慮している）。 第２図は(9)式で表わされるβ〜N（zM/2）のスペ
クトラムを図示したものであり、参照数字５は(9)
式第１項の平均分として得られる輝線スペクト
ル、参照数字６は位相雑音によるスペクトル拡が
り分、参照数字７は(9)式第２項で表わされる隣接
チヤネルからの干渉分である。第２図から明らか
なように、参照数字８で示されるごとき通過特性
を有する低域波器にβ〜N（zM 2）を通せばその出
力として得られる信号γN（zM/2）は、(9)式の第１
項のみをとつたものとなり、次式で表わされる。 ただし、φN（ｔ）＝ej〓N(t)である。φN（ｔ）をTs
秒毎に標本化したサンプル値列のｚ−変換したも
のをφN（ｚ）とおけば、(10)式および(4)式より、γN
（zM/2）はφN（ｚ）をフイルタＧ（ｚ）に通した後、
Ｔ／２秒毎のサンプル値を取り出した条例になる
ことがわかる。ここで、Ｇ（ｚ）は低域通過フイ
ルタであり、φN（ｚ）の帯域は通常Ｇ（ｚ）の帯
域に比し充分狭いので結局γN（zM/2）はφN（ｚ）か
らＴ／２秒毎のサンプル値を取り出したサンプル
値系列となることがわかる。即ち、 従つて、複素サンプル値系列γN（zM/2）から位相
誤差θN（ｔ）のサンプル値系列を得ることができ
る。ところで、前記信号処理過程より明らかに位
相ずれθN（ｔ）は、標本化クロツクの正規の位相
からの位相ずれθs（ｔ）に追従して θN（ｔ）＝（f1／fs＋Ｎ−１／Ｍ）θs（ｔ）…(12) と表わされるから、θN（ｔ）のサンプル値はθs
（ｔ）のサンプル値に比例する。従つて、γN
（zM/2）より求められるθN（ｔ）のサンプル値によ
つて発振周波数sの電圧制御発振器を制御し、そ
の出力を標本化クロツクとして用いれば位相制御
された標本化クロツクを得ることができ、従つ
て、等価的に全ての復調用キヤリアの位相制御を
行うことができる。 本発明は以上の原理に基くものであり、通常の
位相同期回路に要する位相比較回路、周波数逓分
回路等を必要としない新規なパイロツト位相制御
回路を提供するものである。 第３図は、本発明の一実施例を示すブロツク図
である。第３図に示す一実施例は、直交多重信号
のデイジタル処理形受信装置の入力端１０、標本
化回路１１、AD変換器１２、前述の昭和52年特
許願第150238号明細書記載の前処理回路、ポリフ
エーズ回路およびDFT処理回路等を含むデイジ
タル演算処理部１３、出力端１４，１５、低域通
過波回路１７，１８、位相差検出回路１９およ
び電圧制御発振回路（VCO）２０を含む。破線
１６で囲まれた部分は従来公知な処理部であり、
それ以外の部分が本発明のパイロツト位相制御回
路である。第３図において、入力端１０に受信さ
れた信号は標本化回路１１にて周波数sの標本化
クロツクで標本化され、AD変換器１２にてデイ
ジタル符号化される。さらに、このデイジタル符
号化された信号はデイジタル演算処理部１３にて
前述のごとき復調処理を受け、出力端１４および
１５には(7)式で表わされるβ〜1（zM/2），β〜2（zM/
2）
が出力される。一方(9)式で与えられる復調された
複素パイロツト信号を含むβ〜N（zM/2）は、その
実数部、虚数部が各々低域通過波回路１７およ
び１８を通り(11)式で表わされる複素信号γN（zM/2）
に変換される。位相差検出回路１９は、該複素信
号γN（zM/2）より位相差を検出しこれをアナログ
量に変換して電圧制御発振器２０の制御電圧とす
る。この制御により標本化回路１１には位相制御
された標本化クロツクが電圧制御発振器２０から
供給される。 第４図は第３図の位相差検出回路１９の具体的
な一構成例を示す回路図である。入力複素信号γN
（zM/2）の実部を表わすデイジタル符号は入力端
２１より、虚部を表わすデイジタル符号は入力端
２２より各々ROM２３のアドレス部に入力され
る。ROM２３にはγNの複素量と位相量との対応
関係が格納されている。例えば、γNの実部が
0.500、γNの虚部が0.866であれば、位相量θは
1.047ラジアンとなる。位相量θの絶対値の最大
値はπラジアンであるからθをπで正規化して表
現するものとすれば、ROM２３のアドレスと出
力との関係は、例えば、次表のごとく表わされる
（但しデイジタル符号は全て２の補数表現を用い
ているものとする）。
【表】
さらに、ROM２３のデイジタル出力は、デイ
ジタル−アナログ変換器（以下DA変換器と略称
する）２４によりアナログ量に変換され出力端２
５に至る。このとき、位相量θとDA出力との間
には第５図に示すような鉅歯状関数の関係があり
通常のセツトリセツトフリツプフロツプを用いた
位相比較器に相当する入出力特性を示すことにな
る。なお、上記ROM２３の例においては、複素
入力γNの絶対値が常に１である場合を想定してい
るが、もし、この絶対値が回線（伝送路）損失の
変動により一定に保たれないときはγNの実部と虚
部との比率に応じた位相差出力を得るように
ROMの内容を設定しておけばよい。 さて、第３図に示した本発明の一実施例におい
ては、前記のようにγNの実部および虚部より
VCOの制御信号を得ている。これにより、例え
ば回線変動や回線ばらつきによりγNの絶対値が変
化した場合でも適正なVCO制御信号を得ること
が可能である。ここで、もし、γNのレベルが自動
利得制御回路（以下AGC回路と略称する）等で
一定値に保たれているものとすればγNの虚部のみ
を用いて更に簡単なパイロツト位相制御回路を構
成することができる。 第６図は上記原理に基く本発明の第二の実施例
を示すブロツク図である。第６図において、端子
２７に入力された受信信号はAGC回路２８にて
回線の損失変動が補償されたあと標本化回路２９
にて周波数sの標本化クロツクで標本化される。
標本化回路２９の出力は更にAD変換器３０によ
りデイジタル符号化されデイジタル演算処理部３
１にて第３図のデイジタル演算処理部１３におけ
ると同様の復調処理を受ける。デイジタル演算処
理部３１の一出力として得られる(9)式のβ〜N
（zM/2）はその虚数部のみが低域通過波回路３
５に入力され、その出力として(11)式で表わされる
γN（zM/2）の虚数部が得られる。位相差検出回路
３６は、こうして得られたγN（zM/2）の虚数部よ
り位相差を検出し、これをアナログ量に変換して
電圧制御発振器３７の制御電圧とする。この制御
により標本化回路２９には位相制御された標本化
クロツクが電圧制御発振器３７から供給される。
なお破線３４の内部は従来公知な技術の組合わせ
部分であり、破線外部の回路が本発明のパイロツ
ト位相制御回路である。ここで位相差検出回路３
６が、例えば、DA変換器のみで構成されるもの
とすれば特性上従来の正弦波位相比較器を用いた
位相同期ループに等価なパイロツト位相制御回路
を得ることができる。また、位相差検出回路３６
が、正弦関数の逆関数特性を示すROMとDA変
換器との継続接続で構成されれば、三角波位相比
較特性を有する位相同期ループに等価なパイロツ
ト位相制御回路が得られる。 以上のように、本発明によれば簡単な回路構成
にて直交多重信号のデイジタル処理形受信装置に
おけるパイロツト位相制御回路を得ることができ
る。 なお、第６図の構成においては、AGC回路が
標本化回路の前に設置されているが、これをAD
変換器の出力側にて動作するデイジタルAGC回
路に置替えても本発明の本質は何ら変わらない。
さらに、こうしたAGC回路の制御信号を復調パ
イロツト信号から生成しても本発明を適用できる
ことは明らかである。
ジタル−アナログ変換器（以下DA変換器と略称
する）２４によりアナログ量に変換され出力端２
５に至る。このとき、位相量θとDA出力との間
には第５図に示すような鉅歯状関数の関係があり
通常のセツトリセツトフリツプフロツプを用いた
位相比較器に相当する入出力特性を示すことにな
る。なお、上記ROM２３の例においては、複素
入力γNの絶対値が常に１である場合を想定してい
るが、もし、この絶対値が回線（伝送路）損失の
変動により一定に保たれないときはγNの実部と虚
部との比率に応じた位相差出力を得るように
ROMの内容を設定しておけばよい。 さて、第３図に示した本発明の一実施例におい
ては、前記のようにγNの実部および虚部より
VCOの制御信号を得ている。これにより、例え
ば回線変動や回線ばらつきによりγNの絶対値が変
化した場合でも適正なVCO制御信号を得ること
が可能である。ここで、もし、γNのレベルが自動
利得制御回路（以下AGC回路と略称する）等で
一定値に保たれているものとすればγNの虚部のみ
を用いて更に簡単なパイロツト位相制御回路を構
成することができる。 第６図は上記原理に基く本発明の第二の実施例
を示すブロツク図である。第６図において、端子
２７に入力された受信信号はAGC回路２８にて
回線の損失変動が補償されたあと標本化回路２９
にて周波数sの標本化クロツクで標本化される。
標本化回路２９の出力は更にAD変換器３０によ
りデイジタル符号化されデイジタル演算処理部３
１にて第３図のデイジタル演算処理部１３におけ
ると同様の復調処理を受ける。デイジタル演算処
理部３１の一出力として得られる(9)式のβ〜N
（zM/2）はその虚数部のみが低域通過波回路３
５に入力され、その出力として(11)式で表わされる
γN（zM/2）の虚数部が得られる。位相差検出回路
３６は、こうして得られたγN（zM/2）の虚数部よ
り位相差を検出し、これをアナログ量に変換して
電圧制御発振器３７の制御電圧とする。この制御
により標本化回路２９には位相制御された標本化
クロツクが電圧制御発振器３７から供給される。
なお破線３４の内部は従来公知な技術の組合わせ
部分であり、破線外部の回路が本発明のパイロツ
ト位相制御回路である。ここで位相差検出回路３
６が、例えば、DA変換器のみで構成されるもの
とすれば特性上従来の正弦波位相比較器を用いた
位相同期ループに等価なパイロツト位相制御回路
を得ることができる。また、位相差検出回路３６
が、正弦関数の逆関数特性を示すROMとDA変
換器との継続接続で構成されれば、三角波位相比
較特性を有する位相同期ループに等価なパイロツ
ト位相制御回路が得られる。 以上のように、本発明によれば簡単な回路構成
にて直交多重信号のデイジタル処理形受信装置に
おけるパイロツト位相制御回路を得ることができ
る。 なお、第６図の構成においては、AGC回路が
標本化回路の前に設置されているが、これをAD
変換器の出力側にて動作するデイジタルAGC回
路に置替えても本発明の本質は何ら変わらない。
さらに、こうしたAGC回路の制御信号を復調パ
イロツト信号から生成しても本発明を適用できる
ことは明らかである。
第１図は本発明が対象とする直交多重伝送方式
における送信信号のスペクトル配置を示す図であ
り、１は周波数1なる複素キヤリアで変調された
１番目のQAM信号、２は周波数2なる複素キヤ
リアで変調された２番目のQAM信号、３は周波
数N-1なる複素キヤリアで変調された（Ｎ−１）
番目のQAM信号、４は周波数Nなるパイロツト
信号である。 第２図はＮ番目のチヤネルの復調信号スペクト
ラムを図示したものであり、５は所望のパイロツ
ト成分、６は位相雑音スペクトラム、７は隣接チ
ヤネルからの干渉分のスペクトラムを表わす。 第３図は本発明の一実施例を表わすブロツク図
であり、１６の破線の内部は１１の標本化回路、
１２のAD変換器、１３のデイジタル演算処理部
等で構成される従来公知な復調処理部であり、１
７，１８は低域通過波器、１９は位相差検出回
路、２０は電圧制御発振回路である。第４図は第
３図の１９で示される位相差検出回路の具体的な
一実施例を示す回路図であり、２３は入力複素量
にその位相量を対応づけるROMである。 第５図は第３図の位相差検出回路１９によつて
等価的に得られる位相比較特性の一例を示す図で
ある。 第６図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
図であり、３５は低域通過波器、３６は位相差
検出回路、３７は電圧制御発振器である。
における送信信号のスペクトル配置を示す図であ
り、１は周波数1なる複素キヤリアで変調された
１番目のQAM信号、２は周波数2なる複素キヤ
リアで変調された２番目のQAM信号、３は周波
数N-1なる複素キヤリアで変調された（Ｎ−１）
番目のQAM信号、４は周波数Nなるパイロツト
信号である。 第２図はＮ番目のチヤネルの復調信号スペクト
ラムを図示したものであり、５は所望のパイロツ
ト成分、６は位相雑音スペクトラム、７は隣接チ
ヤネルからの干渉分のスペクトラムを表わす。 第３図は本発明の一実施例を表わすブロツク図
であり、１６の破線の内部は１１の標本化回路、
１２のAD変換器、１３のデイジタル演算処理部
等で構成される従来公知な復調処理部であり、１
７，１８は低域通過波器、１９は位相差検出回
路、２０は電圧制御発振回路である。第４図は第
３図の１９で示される位相差検出回路の具体的な
一実施例を示す回路図であり、２３は入力複素量
にその位相量を対応づけるROMである。 第５図は第３図の位相差検出回路１９によつて
等価的に得られる位相比較特性の一例を示す図で
ある。 第６図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
図であり、３５は低域通過波器、３６は位相差
検出回路、３７は電圧制御発振器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直交多重された複数個の直交振幅変調信号を
伝送路を介して受信し、標本化、アナログ−デイ
ジタル変換、波操作および離散フリエ変換操作
等により複数個の源基底帯域信号を復調する直交
多重信号のデイジタル処理形受信装置用パイロツ
ト位相制御回路において、送信側にて予めパイロ
ツトの挿入されたチヤネルに対応する復調出力の
実数部より不要周波数成分を除去する第一の低域
通過波器と、該復調出力の虚数部より不要周波
数成分を除去する第二の低域通過波器と、前記
第一の低域通過波器の出力と前記第二の低域通
過波器の出力とを用いてパイロツト周波数の位
相誤差を検出する位相差検出回路と、該位相差検
出回路の出力にて発振周波数が制御されその出力
が前記標本化の標本化クロツクとして供される電
圧制御発振回路とから構成されたことを特徴とす
る直交多重信号のデイジタル処理形受信装置にお
けるパイロツト位相制御回路。 ２ 直交多重された複数個の直交振幅変調信号を
伝送路を介して受信し、自動利得制御、標本化ア
ナログ−デイジタル変換、波操作および離散フ
ーリエ変換操作等により複数個の源基底帯域信号
を復調する直交多重信号のデイジタル処理形受信
装置用パイロツト位相制御回路において、送信側
にて予めパイロツトの挿入されたチヤネルに対応
する復調出力の虚数部より不要周波数成分を除去
する低域通過波器と、該低域通過波器の出力
よりパイロツト周波数の位相誤差を検出する位相
差検出回路と、該位相差検出回路の出力により発
振周波数が制御されその出力が前記標本化の標本
化クロツクとして供される電圧制御発振回路とか
ら構成されたことを特徴とする直交多重信号のデ
イジタル処理形受信装置におけるパイロツト位相
制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP438280A JPS56102142A (en) | 1980-01-18 | 1980-01-18 | Pilot phase control circuit at digital process type receiver of orthogonal multiple signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP438280A JPS56102142A (en) | 1980-01-18 | 1980-01-18 | Pilot phase control circuit at digital process type receiver of orthogonal multiple signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56102142A JPS56102142A (en) | 1981-08-15 |
| JPS6337986B2 true JPS6337986B2 (ja) | 1988-07-27 |
Family
ID=11582799
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP438280A Granted JPS56102142A (en) | 1980-01-18 | 1980-01-18 | Pilot phase control circuit at digital process type receiver of orthogonal multiple signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56102142A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1989000365A1 (fr) * | 1987-06-30 | 1989-01-12 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh | Procede de synchronisation |
-
1980
- 1980-01-18 JP JP438280A patent/JPS56102142A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56102142A (en) | 1981-08-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3017041B2 (ja) | 自動周波数制御方法及びその装置 | |
| EP0906656B1 (en) | Dsp implementation of a cellular base station receiver | |
| US5550812A (en) | System for broadcasting and receiving digital data, receiver and transmitter for use in such system | |
| EP0034383B1 (en) | Coherent receiver for angle-modulated data signals | |
| US4509017A (en) | Method and apparatus for pulse angle modulation | |
| KR100459741B1 (ko) | M진fsk신호들복조방법,m진fsk심볼들수신및복조방법,m진fsk신호들복조기,m진fsk심볼들수신기 | |
| US4518922A (en) | Decision-directed, automatic frequency control technique for non-coherently demodulated M-ARY frequency shift keying | |
| EP0032253A1 (en) | Demodulator carrier recovery loop and method for demodulating a signal | |
| JP3058870B1 (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JPH0583313A (ja) | 復調回路 | |
| US4042884A (en) | Phase demodulator with offset frequency reference oscillator | |
| US4799238A (en) | Differential phase shift keying method for the transmission of data | |
| US3991377A (en) | Differential phase shift keying demodulator | |
| CA1261397A (en) | Method for the transmission of digital data | |
| KR970072643A (ko) | 디지탈 fm 복조기 | |
| JPS6337986B2 (ja) | ||
| JP2003527795A (ja) | 角度変調信号の受信デバイス | |
| EP0643511B1 (en) | Synchronization circuit for subcarrier signal | |
| AU762856B2 (en) | Carrier tracking method | |
| EP0825743A2 (en) | Predistortion for a multicarrier transmitter | |
| EP1077561A2 (en) | Removal of a DC component in a multicarrier receiver | |
| CA1106919A (en) | Method and device for determining the phase intercept in a system employing phase-shift keying modulation | |
| US4348769A (en) | Circuitry for extraction of a transmission clock signal from-modulated data transmissions | |
| US20070025466A1 (en) | System and method for transmission and reception of qam signals at low signal to noise ratio | |
| US3949171A (en) | Multiplicative multiplexer |