JPS6340902Y2 - - Google Patents
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- JPS6340902Y2 JPS6340902Y2 JP1979095385U JP9538579U JPS6340902Y2 JP S6340902 Y2 JPS6340902 Y2 JP S6340902Y2 JP 1979095385 U JP1979095385 U JP 1979095385U JP 9538579 U JP9538579 U JP 9538579U JP S6340902 Y2 JPS6340902 Y2 JP S6340902Y2
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- Japan
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- differential amplifier
- load
- amplifier
- output
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Description
【考案の詳細な説明】
本考案は増幅器の改良に関する。
従来より、音楽信号を忠実に増幅、伝送すると
いう目的から、総合利得が直流領域まで平坦な周
波数特性を有する直流増幅器が公知であるが、こ
の種の増幅器は、総合利得が直流領域まで平坦で
あるために、大振幅の音楽信号が増幅、伝送され
る際に生じる混変調、各半導体の温度変化（音楽
信号のエンベロープに追従する）、及び電源電圧
の変動により増幅器内で不要な超低域振動（出力
のドリフト等）が発生し、これらが低域ノイズと
してそのまま出力される欠点があつた。
いう目的から、総合利得が直流領域まで平坦な周
波数特性を有する直流増幅器が公知であるが、こ
の種の増幅器は、総合利得が直流領域まで平坦で
あるために、大振幅の音楽信号が増幅、伝送され
る際に生じる混変調、各半導体の温度変化（音楽
信号のエンベロープに追従する）、及び電源電圧
の変動により増幅器内で不要な超低域振動（出力
のドリフト等）が発生し、これらが低域ノイズと
してそのまま出力される欠点があつた。
このような欠点を改良するものとして、最近で
は、増幅器出力の低域振動成分を検出増幅した
後、入力側に負帰還して、この低域振動成分を減
衰するようにした構成の増幅器が実用化された。
は、増幅器出力の低域振動成分を検出増幅した
後、入力側に負帰還して、この低域振動成分を減
衰するようにした構成の増幅器が実用化された。
この種の増幅器を例えば電力増幅器の場合につ
いて説明すると、第１図において、１は総合利得
が直流領域まで平坦な周波数特性を有する公知の
電力増幅器で、初段の増幅段として非反転入力、
反転入力を有する差動型電圧増幅段を具備し、こ
の電力増幅器１の非反転入力から入力された音楽
信号は電力増幅されて出力端子ハを経て負荷ZLに
供給されると共に、この出力信号は帰還抵抗R1
を介して反転入力に帰還されて、負帰還ループが
構成される。
いて説明すると、第１図において、１は総合利得
が直流領域まで平坦な周波数特性を有する公知の
電力増幅器で、初段の増幅段として非反転入力、
反転入力を有する差動型電圧増幅段を具備し、こ
の電力増幅器１の非反転入力から入力された音楽
信号は電力増幅されて出力端子ハを経て負荷ZLに
供給されると共に、この出力信号は帰還抵抗R1
を介して反転入力に帰還されて、負帰還ループが
構成される。
上記出力信号は、直流サーボ増幅回路例えばミ
ラー積分回路２を介して、このミラー積分回路２
のカツトオフ周波数ω1及びカツトオフ周波数ω1
から6dB／octで減衰する高域減衰特性によつて
定まる周波数領域の超低周波領域から直流領域に
おける不要な低域振動成分が検出、増幅されて出
力される。
ラー積分回路２を介して、このミラー積分回路２
のカツトオフ周波数ω1及びカツトオフ周波数ω1
から6dB／octで減衰する高域減衰特性によつて
定まる周波数領域の超低周波領域から直流領域に
おける不要な低域振動成分が検出、増幅されて出
力される。
この検出出力は位相反転回路３を介して位相反
転された後、帰還量の分割用抵抗R1を介して増
幅器１の反転入力に帰還されて、増幅型負帰還ル
ープが形成される。
転された後、帰還量の分割用抵抗R1を介して増
幅器１の反転入力に帰還されて、増幅型負帰還ル
ープが形成される。
以上の構成の増幅器は、第３図に示すように、
入力信号（音楽信号）の周波数領域では、帰還抵
抗R1による帰還量βが増幅型負帰還ループの帰
還量βsより大きく、超低周波領域から直流領域で
は、増幅型負帰還ループによる帰還量βsが帰還抵
抗R1による帰還量βよりはるかに大きくなり、
結局、総合帰還量は帰還抵抗R1による帰還量β
と増幅型負帰還ループによる帰還量βsを総合した
ものとなる。
入力信号（音楽信号）の周波数領域では、帰還抵
抗R1による帰還量βが増幅型負帰還ループの帰
還量βsより大きく、超低周波領域から直流領域で
は、増幅型負帰還ループによる帰還量βsが帰還抵
抗R1による帰還量βよりはるかに大きくなり、
結局、総合帰還量は帰還抵抗R1による帰還量β
と増幅型負帰還ループによる帰還量βsを総合した
ものとなる。
従つて、増幅器の総合仕上り利得は、同図に示
すように、カツトオフ周波数ω2 ω2＝１／CR から6dB／octで減衰する低域減衰特性となる。
すように、カツトオフ周波数ω2 ω2＝１／CR から6dB／octで減衰する低域減衰特性となる。
ここで、Ｃ＝3.3μF、Ｒ＝47kΩとすると、カツ
トオフ周波数ω2は約１Hzとなる。
トオフ周波数ω2は約１Hzとなる。
このような構成の増幅器は、増幅器１の出力信
号からミラー積分回路２を介して不要な低域振動
成分が検出、増幅された後、増幅器１の入力側へ
負帰還されるので、超低周波領域から直流領域に
おける不要な低域振動成分が減衰されると共に、
安定度が著しく向上する特徴を有する。
号からミラー積分回路２を介して不要な低域振動
成分が検出、増幅された後、増幅器１の入力側へ
負帰還されるので、超低周波領域から直流領域に
おける不要な低域振動成分が減衰されると共に、
安定度が著しく向上する特徴を有する。
ところが、このような構成の増幅器においても
次のような欠点があつた。即ち、増幅器１の出力
は負荷ZLを介してシヤーシに接地されるが、この
負荷ZLの接地インピーダンス等のために、実際に
は、すなわち等価回路的には第１図に示すよう
に、負荷ZLの信号基準点イが増幅器１の信号基準
点ロに対してインピーダンスｚを介してフロート
されており、かつ、このインピーダンスｚに直列
に他回路等の共通インピーダンスや他回路の回路
電流による誘導等により寄生電源e2が存在する。
次のような欠点があつた。即ち、増幅器１の出力
は負荷ZLを介してシヤーシに接地されるが、この
負荷ZLの接地インピーダンス等のために、実際に
は、すなわち等価回路的には第１図に示すよう
に、負荷ZLの信号基準点イが増幅器１の信号基準
点ロに対してインピーダンスｚを介してフロート
されており、かつ、このインピーダンスｚに直列
に他回路等の共通インピーダンスや他回路の回路
電流による誘導等により寄生電源e2が存在する。
このため負荷ZLの両端には、増幅器１の出力を
負荷ZLとインピーダンスｚとで分圧した成分、及
び寄生電源を同様に負荷ZLとインピーダンスｚと
で分圧した成分、つまり、負荷ZL、インピーダン
スｚ及び寄生電源e2による不要な寄生信号成分が
現われて、歪、ノイズ等の原因になつていた。
負荷ZLとインピーダンスｚとで分圧した成分、及
び寄生電源を同様に負荷ZLとインピーダンスｚと
で分圧した成分、つまり、負荷ZL、インピーダン
スｚ及び寄生電源e2による不要な寄生信号成分が
現われて、歪、ノイズ等の原因になつていた。
本考案はこのような従来欠点を改良したもの
で、以下第２図において説明する。
で、以下第２図において説明する。
図において、１は第１の差動型増幅器、２はミ
ラー積分回路、３は位相反転回路で、ミラー積分
回路２を介して不要な低域振動成分を検出、増幅
した後第１の差動型増幅器１の入力側へ負帰還し
て、増幅型負帰還ループを構成した点は第１図の
従来例と同一であるが、本考案は、第１の差動型
増幅器１の出力を積分抵抗Ｒを介して第２の差動
型増幅器４の反転入力に入力すると共に、その出
力をコンデンサＣを介して上記反転入力に入力し
てミラー積分回路２を構成し、この第２の差動型
増幅器４の非反転入力を負荷ZLの接地側端子即ち
負荷ZLの信号基準点イに接続した構成を有する。
ラー積分回路、３は位相反転回路で、ミラー積分
回路２を介して不要な低域振動成分を検出、増幅
した後第１の差動型増幅器１の入力側へ負帰還し
て、増幅型負帰還ループを構成した点は第１図の
従来例と同一であるが、本考案は、第１の差動型
増幅器１の出力を積分抵抗Ｒを介して第２の差動
型増幅器４の反転入力に入力すると共に、その出
力をコンデンサＣを介して上記反転入力に入力し
てミラー積分回路２を構成し、この第２の差動型
増幅器４の非反転入力を負荷ZLの接地側端子即ち
負荷ZLの信号基準点イに接続した構成を有する。
即ち、負荷ZLの接地側端子（信号基準点イ）に
生じた寄生信号成分を第２の差動型増幅器４、位
相反転回路３及び第１の差動型増幅器１を介し
て、利得「１」で負荷ZLの正側端子ハに帰還し
て、この帰還信号成分と上記寄生信号成分とを互
いにキヤンセルして、負荷ZLの両端の信号が入力
信号に比例するようにした構成である。
生じた寄生信号成分を第２の差動型増幅器４、位
相反転回路３及び第１の差動型増幅器１を介し
て、利得「１」で負荷ZLの正側端子ハに帰還し
て、この帰還信号成分と上記寄生信号成分とを互
いにキヤンセルして、負荷ZLの両端の信号が入力
信号に比例するようにした構成である。
以上の構成において、一般に、第１の差動型増
幅器１の利得A1、第２の差動型増幅器４の利得
A2は充分大きく、 A1，A2≒104〜105 R1／R2≦300 ZL／ｚ≒10〜103 であるから、 A1，A2≫２ かつ、 A1R2≫R1 A1A2R2ZL≫A1R2（ZL＋ｚ） A2ZL≫ｚ A1A2R2ZL≫A2z（R1＋2R2） なる関係が成立する。
幅器１の利得A1、第２の差動型増幅器４の利得
A2は充分大きく、 A1，A2≒104〜105 R1／R2≦300 ZL／ｚ≒10〜103 であるから、 A1，A2≫２ かつ、 A1R2≫R1 A1A2R2ZL≫A1R2（ZL＋ｚ） A2ZL≫ｚ A1A2R2ZL≫A2z（R1＋2R2） なる関係が成立する。
また、第２図に示すように、負荷ZLの両端ハ，
イの電圧をV1，V2、第２の差動型増幅器４の反
転入力と積分抵抗Ｒとの接続点の電圧をV3、第
２の差動型増幅器４の出力点の電圧をV4、位相
反転回路３の出力点の電圧を−V4、第１の差動
型増幅器１の反転入力と帰還抵抗R1との接続点
の電圧をV5とし、信号源電圧をe1、寄生電源電
圧をe2とすると、次式が成立する。
イの電圧をV1，V2、第２の差動型増幅器４の反
転入力と積分抵抗Ｒとの接続点の電圧をV3、第
２の差動型増幅器４の出力点の電圧をV4、位相
反転回路３の出力点の電圧を−V4、第１の差動
型増幅器１の反転入力と帰還抵抗R1との接続点
の電圧をV5とし、信号源電圧をe1、寄生電源電
圧をe2とすると、次式が成立する。
V2＝ｚ／ZL＋ｚV1＋ZL／ZL＋ｚe2 ……
V4＝A2V2−A2V3 ……
V1＝A1e1−A1V5 ……
V1＝（１＋jωCR）V3−jωCRV4 ……
V5＝R2／R1＋2R2V1−R2／R1＋2R2V4 ……
式を式に代入すると、
V4＝A2z／ZL＋ｚV1＋A2ZL／ZL＋ｚe2−A2V3 ……
となる。
以下、途中の計算式は省略して説明する。
また、式を式に代入して、V3とV1との関
係 V3＝ｆ（V1，e2） …… を求める。
係 V3＝ｆ（V1，e2） …… を求める。
そして、式を式へ代入してV5とV1、V3と
の関係を求め、さらに、これを式に代入して
V1とV3との関係 V1＝ｆ（V3，e1，e2） …… を求める。
の関係を求め、さらに、これを式に代入して
V1とV3との関係 V1＝ｆ（V3，e1，e2） …… を求める。
式を式に代入して、V1とe1，e2との関係
V1＝ｆ（e1，e2） ……
を求め、かつ、この式を式に代入して、
V2とe1，e2との関係
V2＝ｆ（e1，e2） ……
を求める。
ここで、一般に、上記のように、
A1，R2≫２
であり、この条件の下に、上記，式を簡略化
する。
する。
そして、上記のように、
A1R2≫R1
A2ZL≫ｚ
となるように各定数を選んで、上記，式を簡
略化する。
略化する。
ここで、
A1A2R2ZL≫A1R2（ZL＋ｚ）
A1A2R2ZL≫A2z（R1＋2R2）
（これらも、一般に、
A1，A2≒104〜105
R1／R2≦300
ZL／ｚ≒10〜103
であるから、成立する。）
であるから、V1，V2は、
V1＝A1（ZL＋ｚ）（R1＋2R2）（１＋jωCRA2）／A1A2R2
ZL（１＋jωCR）e1 ＋A1A2R2ZL（１＋jωCR）／A1A2R2ZL（１＋jωCR）
e2 ＝（R1＋2R2）（ZL＋ｚ）（１＋jωCRA2）／A2R2ZL
（１＋jωCR）e1＋e2 V2＝A1z（R1＋2R2）（１＋jωCRA2）／A1A2R2ZL（１＋j
ωCR）e1 ＋A1A2R2ZL（ZL＋ｚ）（１＋j1ωCR）／A1A2R2ZL（
ZL＋ｚ）（１＋jωCR）e2 ＝ｚ（R1＋2R2）（１＋jωCRA2）／A2R2ZL（１＋j
ωCR）e1＋e2 となる。
ZL（１＋jωCR）e1 ＋A1A2R2ZL（１＋jωCR）／A1A2R2ZL（１＋jωCR）
e2 ＝（R1＋2R2）（ZL＋ｚ）（１＋jωCRA2）／A2R2ZL
（１＋jωCR）e1＋e2 V2＝A1z（R1＋2R2）（１＋jωCRA2）／A1A2R2ZL（１＋j
ωCR）e1 ＋A1A2R2ZL（ZL＋ｚ）（１＋j1ωCR）／A1A2R2ZL（
ZL＋ｚ）（１＋jωCR）e2 ＝ｚ（R1＋2R2）（１＋jωCRA2）／A2R2ZL（１＋j
ωCR）e1＋e2 となる。
したがつて、負荷ZLの両端の電圧VLは、
VL＝V1−V2
＝（R1＋2R2）（１＋jωCRA2）／A2R2（１＋jωCR）e
1 となる。
1 となる。
すなわち、負荷ZLの両端の電圧VLには、負荷
ZL、インピーダンスｚおよび寄生電源e2による寄
生信号成分がキヤンセルされて、発生しない。つ
まり、第１の差動型増幅器１の信号基準点ロと負
荷ZLの信号基準点イが等価的に同一になつたこと
になる。
ZL、インピーダンスｚおよび寄生電源e2による寄
生信号成分がキヤンセルされて、発生しない。つ
まり、第１の差動型増幅器１の信号基準点ロと負
荷ZLの信号基準点イが等価的に同一になつたこと
になる。
また、負荷ZLの接地側端子（信号基準点イ）か
ら第２の差動型増幅器４、位相反転回路３、第１
の差動型増幅器１を経てこの第１の差動型増幅器
１の出力端子、すなわち、負荷ZLの正側端子ハま
での利得Ｔは、第４図の伝達特性を解析するため
の等価回路において説明すれば、次のようにな
る。
ら第２の差動型増幅器４、位相反転回路３、第１
の差動型増幅器１を経てこの第１の差動型増幅器
１の出力端子、すなわち、負荷ZLの正側端子ハま
での利得Ｔは、第４図の伝達特性を解析するため
の等価回路において説明すれば、次のようにな
る。
第４図に示すように、負荷ZLの正側端子ハの電
圧をVN、寄生電源電圧をeN、第２の差動型増幅
器４の反転入力と積分抵抗Ｒとの接続点の電圧を
eN2、第２の差動型増幅器４の出力点の電圧を
eN3、第１の差動型増幅器１の反転入力と帰還抵
抗R1との接続点の電圧をeN4ととすると、次式が
成立する。
圧をVN、寄生電源電圧をeN、第２の差動型増幅
器４の反転入力と積分抵抗Ｒとの接続点の電圧を
eN2、第２の差動型増幅器４の出力点の電圧を
eN3、第１の差動型増幅器１の反転入力と帰還抵
抗R1との接続点の電圧をeN4ととすると、次式が
成立する。
eN3＝A2eN−A2eN2
VN＝−A1eN4
eN2＝VN／１＋jωCR＋jωCR／１＋jωCReN3
eN4＝R2／R1＋2R2VN−R2／R1＋2R2eN3
これらの式を解くと、利得Ｔは、
TN＝VN／eN＝A1A2R2（１＋jωCR）／｛R1＋（２＋A1）R
2｝｛１＋jωCR（１＋A2）｝＋A1A2R2 となる。
2｝｛１＋jωCR（１＋A2）｝＋A1A2R2 となる。
ここで、一般に、上記のように、
A1，A2≫２
であるから、
Ｔ＝A1A2R2（１＋jωCR）／（R1＋A1R2）（１＋jωCR
A2）＋A1A2R2 となる。さらに、 A1R2≫R1 を満足すれば、 Ｔ＝A1A2R2（１＋jωCR）／A1R2（１＋A2）＋jωCRA1
A2R2 となり、上記の条件、 A1，A2≫２ より、 Ｔ＝A1A2R2（１＋jωCR）／A1A2R2（１＋jωCR）≒１ となり、全周波数領域にわたつて利得Ｔが近似的
に「１」となる。
A2）＋A1A2R2 となる。さらに、 A1R2≫R1 を満足すれば、 Ｔ＝A1A2R2（１＋jωCR）／A1R2（１＋A2）＋jωCRA1
A2R2 となり、上記の条件、 A1，A2≫２ より、 Ｔ＝A1A2R2（１＋jωCR）／A1A2R2（１＋jωCR）≒１ となり、全周波数領域にわたつて利得Ｔが近似的
に「１」となる。
すなわち、負荷ZLの接地側端子（信号基準点
イ）に生じる寄生信号成分が第２の差動型増幅器
４、位相反転回路３およびび第１の差動型増幅器
１を経て、負荷ZLの正側端子ハに利得「１」で帰
還されることがわかる。
イ）に生じる寄生信号成分が第２の差動型増幅器
４、位相反転回路３およびび第１の差動型増幅器
１を経て、負荷ZLの正側端子ハに利得「１」で帰
還されることがわかる。
また、本考案は、増幅型負帰還ループと負荷ZL
の接地側端子イに生じる寄生信号成分を第１の差
動型増幅器１を経てその出力端子（負荷の正側端
子）ハに利得「１」で帰還する正帰還ループとを
単に並列に形成することなく、この正帰還ループ
を増幅型負帰還ループを構成するミラー積分回路
２を共用して形成したので、次のような特徴があ
る。
の接地側端子イに生じる寄生信号成分を第１の差
動型増幅器１を経てその出力端子（負荷の正側端
子）ハに利得「１」で帰還する正帰還ループとを
単に並列に形成することなく、この正帰還ループ
を増幅型負帰還ループを構成するミラー積分回路
２を共用して形成したので、次のような特徴があ
る。
すなわち、増幅型負帰還ループは超低周波領域
から直流領域において帰還量βsが増大して、増幅
器の総合仕上り利得を減少させており、一方で
は、正帰還ループは、全周波数帯域にわたつて、
負荷ZLの接地側端子イから負荷ZLの正側端子ハま
での利得が「１」である必要があるので、増幅型
負帰還ループと正帰還ループを別々に形成した場
合、正帰還ループは入力信号の周波数帯域におい
て利得が「１」で、超低周波領域から直流領域に
したがつて利得が増大していくような帰還回路が
必要となり、また、増幅型負帰還ループと正帰還
ループとは、直流における利得つまりオープンル
ープの利得が同一で、かつ、時定数を一致させる
ことが必要となるが、これらの条件を満足させる
ことは実際上不可能である。
から直流領域において帰還量βsが増大して、増幅
器の総合仕上り利得を減少させており、一方で
は、正帰還ループは、全周波数帯域にわたつて、
負荷ZLの接地側端子イから負荷ZLの正側端子ハま
での利得が「１」である必要があるので、増幅型
負帰還ループと正帰還ループを別々に形成した場
合、正帰還ループは入力信号の周波数帯域におい
て利得が「１」で、超低周波領域から直流領域に
したがつて利得が増大していくような帰還回路が
必要となり、また、増幅型負帰還ループと正帰還
ループとは、直流における利得つまりオープンル
ープの利得が同一で、かつ、時定数を一致させる
ことが必要となるが、これらの条件を満足させる
ことは実際上不可能である。
ところが、本考案では、上記のようにミラー積
分回路２を構成する第２の差動型増幅器４を、増
幅型負帰還ループに対しては反転増幅器として、
正帰還ループに対しては非反転増幅器として機能
するように構成して、増幅型負帰還ループを構成
するミラー積分回路２を共用して正帰還ループを
形成したので、増幅極負帰還ループ、正帰還ルー
プとも上記のような困難な条件を十二分に満足す
ることができ、また、その構成も著しく単純であ
る特徴がある。
分回路２を構成する第２の差動型増幅器４を、増
幅型負帰還ループに対しては反転増幅器として、
正帰還ループに対しては非反転増幅器として機能
するように構成して、増幅型負帰還ループを構成
するミラー積分回路２を共用して正帰還ループを
形成したので、増幅極負帰還ループ、正帰還ルー
プとも上記のような困難な条件を十二分に満足す
ることができ、また、その構成も著しく単純であ
る特徴がある。
以上のように、本考案は、総合利得が直流領域
まで平坦な周波数特性を有する増幅器の出力をミ
ラー積分回路を介して所定の周波数以下の低域振
動成分を検出、増幅した後、上記増幅器の入力側
に負帰還して増幅型負帰還ループを形成するとと
もに、上記ミラー積分回路を共用して負荷の接地
側に生じる寄生信号成分を上記増幅器を経て負荷
の正側に利得「１」で帰還する正帰還ループを形
成したので、超低周波領域から直流領域における
不要な低域振動成分が減衰されるばかりでなく、
上記寄生信号成分が打消されて増幅器と負荷の信
号基準点が同一になり、歪、ノイズ等がなく、安
定した優れた特性の増幅器が実現できる利点を有
する。
まで平坦な周波数特性を有する増幅器の出力をミ
ラー積分回路を介して所定の周波数以下の低域振
動成分を検出、増幅した後、上記増幅器の入力側
に負帰還して増幅型負帰還ループを形成するとと
もに、上記ミラー積分回路を共用して負荷の接地
側に生じる寄生信号成分を上記増幅器を経て負荷
の正側に利得「１」で帰還する正帰還ループを形
成したので、超低周波領域から直流領域における
不要な低域振動成分が減衰されるばかりでなく、
上記寄生信号成分が打消されて増幅器と負荷の信
号基準点が同一になり、歪、ノイズ等がなく、安
定した優れた特性の増幅器が実現できる利点を有
する。
第１図は従来の増幅器の構成を示す図、第２図
は本考案の増幅器の一実施例の構成を示す図、第
３図は同、帰還量および総合仕上り利得を示す特
性図、第４図は同、伝達特性を解析するための等
価回路図である。 １は増幅器、２は直流サーボ増幅回路である。
は本考案の増幅器の一実施例の構成を示す図、第
３図は同、帰還量および総合仕上り利得を示す特
性図、第４図は同、伝達特性を解析するための等
価回路図である。 １は増幅器、２は直流サーボ増幅回路である。
Claims (1)
- 総合利得が直流領域まで平坦な周波数特性を有
し、非反転入力に信号を入力するようにした第１
の差動型増幅器１の出力を負荷ZLの正側端子ハに
接続するとともに、上記出力を積分抵抗Ｒを介し
て第２の差動型増幅器４の反転入力に接続し、当
該反転入力をコンデンサＣを介して上記第２の差
動型増幅器４の出力に接続してミラー積分回路２
を構成し、当該ミラー積分回路２の出力の位相反
転出力を上記第１の差動型増幅器１の反転入力に
接続して増幅型負帰還ループを形成し、かつ、上
記負荷ZLの接地側端子イを上記第２の差動型増幅
器４の非反転入力に接続し、上記負荷ZLの接地側
端子イに生じる寄生信号成分を上記ミラー積分回
路２、第１の差動型増幅器１を経て上記負荷ZLの
正側端子ハに利得「１」で帰還する正帰還ループ
を形成したことを特徴とする増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1979095385U JPS6340902Y2 (ja) | 1979-07-10 | 1979-07-10 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1979095385U JPS6340902Y2 (ja) | 1979-07-10 | 1979-07-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5615112U JPS5615112U (ja) | 1981-02-09 |
| JPS6340902Y2 true JPS6340902Y2 (ja) | 1988-10-26 |
Family
ID=29328239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1979095385U Expired JPS6340902Y2 (ja) | 1979-07-10 | 1979-07-10 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6340902Y2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7385443B1 (en) * | 2007-01-31 | 2008-06-10 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier |
| US9072870B2 (en) | 2008-01-25 | 2015-07-07 | Medtronic, Inc. | Sleep stage detection |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1431433A (en) * | 1972-06-29 | 1976-04-07 | Dolby Laboratories Inc | Circuits for providing an output to a line |
| JPS5949723B2 (ja) * | 1976-08-16 | 1984-12-04 | 株式会社東芝 | 増幅装置 |
-
1979
- 1979-07-10 JP JP1979095385U patent/JPS6340902Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5615112U (ja) | 1981-02-09 |
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