JPS6346623B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデイジタル通信の受信信号をデイジタ
ル値に変換する信号識別回路に関する。

一般にデイジタル通信においては、最適識別器
は次の様に動作する。すなわち、送信デイジタル
系列a₁、a₂、a₃……の起りうる全てのパタンに対
し、受信されるべき所望受信信号Sa₀a₁a₂a₃……
（ｔ）を予め受信側に用意しておき、それらの所
望受信信号と、実際の受信信号Ｓ（ｔ）とのベク
トル距離 d²＝∫∞ ｜ −∞Ｓ（ｔ）−Sa₀a₁a₂a₃……（ｔ）｜²dt (1) を全てのパタンに対し計算し、それらの中で最小
値をもつパタンを受信デイジタル系列として識別
することにより最適識別を行なつている。この識
別方法によると、このままでは送信デイジタル系
列の増長とともに回路規模の増大を招き装置の実
現を不可能にすることは明らかである。そこでダ
イナミツクプログラミング手法を用いて受信信号
に対して順次最適受信デイジタル系列を見出すビ
タビアルゴリズムが開発されているが、この方法
も大規模な回路を必要とし、とくに伝送路の特性
が線形ではない場合、例えば非線形入出力特性を
有する増幅器を伝送路に含むような場合、その回
路規模が殆んど実現不可能な大きさに達する。ま
た、通常伝送路特性は時間的な変動を受ける。例
えば、上述の非線形な入出力特性を有する増幅器
が衛星に設置された場合、その入力電圧は降雨等
の影響を受け減衰する。このため、非線形増幅器
を用いている、入力電圧レベルの変動が全体特性
を変化させる要因となる。従つてこのような伝送
路においては、伝送路特性に応じて所望受信信号
を変化させねばならない。

本発明の目的は、線形伝送路のみならず非線形
な伝送特性を有する伝送路に対してもそれらの伝
送路特性に適応して最適な識別を行なう簡単な回
路構成の信号識別装置を提供することにある。

次に本発明の動作原理を簡単に説明する。今識
別すべきデイジタル系列の中で１タイムスロツト
でのみそのシンボルが決まつておらず、他のタイ
ムスロツトではそのシンボルが全て決まつている
場合を考える。このような状態に対しては所望受
信信号Sa₁a₂a₃……（ｔ）は１タイムスロツトの
シンボル分しか存在しない。また、ベクトル距離
d²はそのタイムスロツトのシンボルが前記受信信
号に影響をおよぼす範囲のみに対して(1)式の積分
をすればよい。ここで、１つのタイムスロツトの
シンボルが影響をおよぼす継続時間を±τ時間と
すればあるタイムスロツトnTにおいてはベクト
ル距離 d²＝∫^nT+〓_oT-〓｜Ｓ（ｔ）−Sa₁a₂a₃……（ｔ）｜²dt
(2) をnTの変化しうるパタン分だけ求めれば最適な
識別が得られる。

本発明においては、判定すべきタイムスロツト
以外のシンボルに対しては受信信号を直接判定し
て得られる仮判定の結果を利用し、(2)式のベクト
ル距離計算を行なうものであり、仮判定の結果が
ある程度正しければ最適に近い信号識別が可能と
なる。本発明においては継続時間±τに影響をお
よぼしうるタイムスロツトすなわち通常の場合に
は±2τ内に入つているタイムスロツトの全ての可
能なデイジタル系列パタンに対し信号継続時間±
τ内で、適切なサンプル間隔にて所望受信信号の
サンプル値を記憶させておけばよい。すなわち、
本願発明では、各シンボルの影響は±τまでしか
ないと仮定しているため、±τの間の波形はどの
部分から影響されているかを考えれば良いことに
なる。この結果、＋τの時刻での波形は高々０〜
＋2τまでの系列で、−τの時刻での波形は−2τ〜
０までの系列で完全に記述される。サンプル間隔
は受信信号を表わすのに充分なだけ小さくとれば
(2)式のベクトル距離は累算により算出してもかま
わない。すなわち、サンプル間隔をT′とすれば を計算すればよい。ただしｌτ／Ｔである。上述 のように仮判定を用いれば、計算すべきベクトル
距離の数を従来の方法に比べ大幅にさく減し比較
的簡単な回路での実現が可能となる。また、本発
明においては、受信信号の性質を特定していない
ので、線形伝送路に対するのと同様に非線形伝送
路に対しても有効である。また、所望受信信号の
内容は次のようにして修正しうる。あるパタンに
対応する所望受信信号Sa₁a₂a₃……（ｔ）はその
パタンを受信したときの受信信号Ｓ（ｔ）の期待
値として表わせる。従つて、次式に示す繰り返し
操作によつて所望受信信号Sa₁a₂a₃……（ｔ）は
遂次修正される。

S⁺a₁a₂a₃……（ｔ）＝Sa₁a₂a₃……（ｔ）−α｛Ｓ（ｔ
）−Sa₁a₂a₃……（ｔ）｝(4) ここで、S⁺a₁a₂a₃……（ｔ）は修正された新し
い所望受信信号を表わし、またαは修正係数を表
わしている。(4)式は定常状態ではS⁺a₁a₂a₃……
（ｔ）とSa₁a₂a₃……（ｔ）が一致し、それがＳ
（ｔ）の期待値の値を有することがわかる。この
ため伝送路に適応した修正がなされる。

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。

本実施例では２値のデイジタル通信を考える。

一般にデイジタル通信においては、伝送路の周
波数帯域を有効に利用するために送信端で帯域制
限を行う。さらに、伝送路における歪も加わつて
送信時に２値のデイジタル値で表現される各シン
ボルは、受信端では数タイムスロツトにわたつて
広がつた波形となり、前後のタイムスロツトに符
号間干渉をおよぼす。

第１図に示す第１の実施例では、判定しようと
するシンボルに対して所望受信信号が前後１タイ
ムスロツトにわたつて影響をおよぼす場合を考え
る。従つて前後２タイムスロツトのすべての可能
なデイジタ系列パタンからの影響を考える。ま
た、所望受信信号のサンプルは信号間隔の半分で
記憶されている。入力端子１００から入力された
信号は２つに分岐され、一方は５タイムスロツト
分の遅延をもつタツプ付遅延線３に入力される。
入力端子１００から分岐されたもう一方の信号は
サンプラ１でサンプルされ、比較器により“０”
か“１”かの仮判定を受ける。サンプラ１と比較
器２とは仮判定回路９を構成する。比較器２の判
定閾値は無歪で“１”が受信された場合の電圧と
無歪“０”が受信された場合の電圧との中央の電
圧に設定されている。仮判定されたデータはパタ
ン推定回路として機能するシフトレジスタ型の記
憶回路４に入力される。ここでは、記憶回路４を
５段のシフトレジスタで構成する。所望受信信号
記憶回路は判定すべきパタンが“０”である場合
に対応した所望受信信号記憶回路５１と“１”に
対応した所望受信信号記憶回路５２との２つが用
意されている。それぞれの所望受信信号記憶回路
からは、シフトレジスタ４の１番目、２番目、４
番目および５番目に記憶されたビツトパタンに対
する35個の所望受信信号が取り出される。前記記
憶回路５１の全ての出力はベクトル計算回路６１
に、所望受信信号記憶回路５２の全ての出力はベ
クトル距離計算回路６２に入力される。前記回路
６１および６２にはタツプ付遅延回路３の所望受
信信号のサンプルに対応した各タツプの出力もそ
れぞれ入力される。ベクトル距離計算回路６１お
よび６２ではタツプ付遅延回路３の各タツプの出
力とそれに対応した所望受信信号の差の２乗和を
計算する。ベクトル距離計算回路６１および６２
で計算された距離を表わす信号は最終判定回路７
に与えられる。最終判定回路７においては前記計
算回路６１および６２で計算されたベクトル距離
のうちで前記計算回路６１で計算されたベクトル
距離の方が小さければ“０”を前記計算回路６２
で計算されたベクトル距離の方が小さければ
“１”を出力する比較器が用いられ端子１０１に
最終判定値が得られる。最終判定回路７の出力は
同時に５段のシフトレジスタからなる最終判定パ
タン記憶回路１１にも供給される。一方、所望受
信信号適応化回路８は第２図の回路を有してい
る。第２図において、線路８０１，８０２，８０
４および８０５は所望受信信号記憶回路５１から
の入力であり、線路８０６，８０７，８０８，８
０９および８１０は前記記憶回路５２からの入力
であり、それぞれの前記記憶回路５１および５２
では最終判定パタン記憶回路１１のシフトレジス
タの１番目、２番目、４番目および５番目に格納
されたパタンをアドレスとして読み出される。上
記各線路からの入力はマルチプレクサ８１１に接
続され、線路８１２から与えられる最終判定パタ
ン記憶回路１１のシフトレジスタの出力が“０”
の場合は、前記記憶回路５１からの入力が“１”
の場合は、前記記憶回路５２からの入力が選択さ
れ、それらは減算器８１３，８１４，８１５，８
１６および８１７で、線路８１８，８１９，８２
０，８２１および８２２から入来したタツプ付遅
延回路３の入力所望受信信号サンプルに対応した
出力、すなわち受信信号の３、3.5、４、4.5およ
び５タイムスロツト遅延した各タツプの出力から
引かれ、固定ゲイン８２３，８２４，８２５，８
２６および８２７を介して加算器８２８，８２
９，８３０，８３１および８３２でマルチプレク
サ８１１からの入力と加え合わされ線路８３３，
８３４，８３５，８３６および８３７を介して新
しい所望受信信号として出力される。ここで、所
望受信信号記憶回路５１および５２は第３図に示
す回路で実現される。第３図において、メモリ５
１０には入力アドレスとなるビツトパタンに対応
して所望受信信号電圧が記憶されている。本実施
例においては、判定時刻に対して、1T、0.5T、
０、−0.5Tおよび−1Tシフトした５つの時刻での
所望受信信号電圧のサンプル値がそれぞれ16通り
の組合せについて記憶されており、マルチプレク
サ５１２にてベクトル距離計算回路に出力する場
合には、パタン推定回路４のシフトレジスタの中
心を除く４つの記憶内容のビツトパタンをアドレ
スとし、所望受信信号適応化回路８に出力する場
合には最終判定パタン記憶回路１１のシフトレジ
スタの中心を除く４つの記憶内容のビツトパタン
をアドレスとするように切り替えられ、それぞれ
に対応した記憶内容がそれぞれ５個読み出され
る。一方、所望受信信号適応化回路８の出力は、
スイツチ５１１に入力され、最終判定パタン記憶
回路のシフトレジスタの３番目の出力に基いて、
当該所望受信信号記憶回路の出力が修正された場
合のみこのスイツチは接続動作し、メモリ５１０
の読出しアドレスに対応して新しい所望受信信号
が書き込まれる。また、ベクトル距離計算回路６
１および６２は第４図のような構成をとる。第４
図において、タツプ付遅延線からの入力および所
望受信信号記憶回路からの入力はそれぞれ対応す
る信号が減算器６１１，６１２，６１３，６１４
および６１５で減算され、それぞれ２乗器６１
６，６１７，６１８，６１９および６２０で２乗
されそれらの出力は累算器６２１で全て加え合わ
されベクトル距離が計算される。ここで、ベクト
ル距離計算回路および所望受信信号適応化回路に
含まれる減算器は両方とも同じ減算を行うもので
あるので共通に使用する構成の採用も可能であ
る。

第５図は４値の直交振幅変調（Quadrature
Amplitude Modulation）方式に適用した本発明
の他の実施例である。入力端子１００′および１
００″にはそれぞれ復調された同相および直交の
ベースバンドアナログ波形が供給されるものとす
る。従つて受信信号および所望受信信号は２系列
存在しこれらは複素数によつて表示される。ま
た、ベクトル距離は判定する時間点のみでその複
素数の絶対値の２乗すなわち同相、直交それぞれ
の２乗和を計算し、その時間点に関係するのは前
後１タイムスロツト分の影響であると考える。同
相、直交２系列のベースバンド信号はそれぞれサ
ンプラ１′でサンプルされ仮判定回路２′で仮判定
されるとともに２タイムスロツト分の遅延をもつ
タツプ付遅延回路３′に入力される。仮判定され
たデータはパタン推定回路４′へ入力される。本
実施例ではこれから最終判定しようとするサンプ
ル値に対して、そのサンプル値のサンプリング時
刻以後に受けとつたデータに対しては仮判定回路
２′の出力をシフトレジスタ型メモリ４０′および
４１′に記憶するが、最終判定するサンプル値以
前に受けとられたデータに対しては、既に最終判
定がなされているので最終判定回路７′の出力を
シフトレジスタ型メモリ４２′および４３′に記憶
しておき、この値を次のタイムスロツトでレジス
タ４４′および４５′に書き込む。このようにする
ことによりレジスタ４０′および４１′にはそれぞ
れ最終判定すべきタイムスロツトの次のタイムス
ロツトに受信された同相および直交の仮判定デー
タ、またレジスタ４４′および４５′には最終判定
すべきタイムスロツトより１タイムスロツト以前
に受信された同相、直交の最終判定データが記憶
される。さて、所望受信信号記憶回路およびベク
トル距離計算回路は判定しようとしているパタン
の数に対応した数だけ必要である。すなわち、１
タイムスロツトで送られるデータを（a₁、a₂）
（但し、a₁、a₂はそれぞれ同相、直交のデータで
“１”または“−１”をとるものとする）とした
とき、（１、１）、（１、−１）、（−１、１）および
（−１、−１）の４通りの組合わせが存在し、それ
ぞれに対応して４個の所望受信信号記憶回路５
０′，５１′，５２′，５３′およびベクトル距離計
算回路６０′，６１′，６２′，６３′が存在する。
前記記憶回路ではパタン推定回路４′に記憶され
たパタンをアドレスとして、所望受信信号の同相
および直交成分を出力する。所望受信信号記憶回
路の出力は、前記のタツプ付遅延回路３′の１番
目のタツプ出力とともに前記計算回路６０′に入
力される。前記計算回路６０′は第３図に示した
ものと同様にして構成され、この場合、所望受信
信号記憶回路からの入力も、遅延線からの入力も
２つであるので、減算器および２乗器はそれぞれ
２個で構成され同相成分と直交成分の２乗和が計
算される。他の所望受信信号記憶回路５１′，５
２′，５３′およびベクトル距離計算回路６１′，
６２′，６３′、も前記回路５０′および６０′と同
様に構成できる。前記計算回路６０′，６１′，６
２′および６３′で計算されたベクトル距離は最終
判定回路７′でそれらの最小値が選ばれ同相およ
び直交の最終判定値がそれぞれ端子１０１′およ
び１０１″に出力する。最終判定回路７′の出力は
それぞれ３ビツトの遅延を与える２系列のシフト
レジスタからなる最終判定パタン記憶回路１１′
に入力される。所望受信信号適応化回路８′は第
２図の所望受信信号適応化回路と同様な構成で実
現でき、最終判定パタン記憶回路１１′の１番目
および３番目の出力に基いた所望受信信号に対し
て、新しい所望受信信号の直交、同相両出力をす
べての所望受信信号記憶回路に与える。各所望受
信信号記憶回路に入力された信号のうちで、最終
判定パタン記憶回路１１′の２番目の出力に応じ
て選ばれた所望受信信号記憶回路記憶内容が、最
終判定パタン記憶回路１１′の１番目および３番
目の出力に基いて修正される。

本実施例は第１図で示した実施例と異なり最終
判定結果が判明しているタイムスロツトのデータ
に関してはパタン識別回路へのパタンデータとし
て最終判定結果を用いたが、この構成の方がパタ
ン推定回路中に誤りビツトが、存在する確率が低
くなり、回路構成は多少複雑になるものの誤りパ
タンのデータに対する所望受信信号を用いる確率
を低くおさえることができる。

また、本発明においてベクトル距離として２乗
和を用いたが、これはその他の距離、例えば、絶
対値和等を用いる構成にしてもよい。

以上のように、本発明によれば、伝送路特性が
時間的に変動しても最適に近い信号識別装置を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す図、第２
図は所望受信信号適応化回路を示す図、第３図は
所望受信信号記憶回路を示す図、第４図はベクト
ル距離計算回路を示す図および第５図は本発明の
第２の実施例を示す図である。 図において、１および１′はサンプラ、９およ
び２′は仮判定回路、２は比較器、３はタツプ付
遅延回路、３′は遅延回路、４および４′はパタン
推定回路、５１，５２，５０′，５１′，５２′お
よび５３′は所望受信信号記憶回路、６１，６２，
６０′，６１′，６２′および６３′はベクトル距離
計算回路、７および７′は最終判定回路、８およ
び８′は所望受信信号適応化回路であり、１１お
よび１１′は最終判定パタン記憶回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ デイジタル通信における受信信号を識別する
   適応型信号識別装置において、 受信信号に遅延を与えることにより受信信号ベ
   クトルを出力するタツプ付遅延回路と、 前記受信信号を仮判定して得られる仮判定系列
   を順次記憶する仮判定パタンメモリと、 最終判定時刻に先行してすでに得られている最
   終判定系列を順次記憶する第１の最終判定パタン
   記憶回路と、 前記仮判定系列または前記仮判定系列と前記最
   終判定系列とを用いて最終判定に影響を与える信
   号パタンを推定するパタン推定回路と、 前記最終判定のためのタイムスロツトの各候補
   シンボルに対応して設けられ前記パタン推定回路
   により識別されたパタンをアドレスとして受信信
   号に適応して得られる所望受信信号ベクトルをそ
   れぞれ取り出す複数個の所望受信信号ベクトル記
   憶回路と、 前記各所望受信信号ベクトル記憶回路の出力と
   前記受信信号ベクトルとのベクトル距離を求める
   前記各候補シンボルに対応した複数個のベクトル
   距離計算回路と、 各ベクトル距離計算回路によつて求められたベ
   クトル距離の中で最も小さい値を出力したベクト
   ル距離計算回路を判定しそのベクトル距離計算回
   路に対応した候補シンボルを前記最終判定系列と
   して発生させる最終判定回路と、 前記最終判定回路により判定された最終判定系
   列を記憶する第２の最終判定パタン記憶回路と、 前記第２の最終判定パタン記憶回路に記憶され
   たパタンをアドレスとして前記所望受信信号ベク
   トル記憶回路に記憶されている所望受信信号ベク
   トルを、前記所望受信信号ベクトルと前記最終判
   定回路出力と前記受信信号ベクトルとを用いて修
   正する所望受信信号適応化回路とから構成され、 伝送路特性に適応して適切な受信デイジタル系
   列をうることを特徴とする適応型信号識別装置。