JPS6348196A - 誘導電動機のデイジタル制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、電流制御系での応答性を改善した誘導電動機
のディジタル制御方式に関する。

（従来の技術） トランジスタ等を用いたインバータを、パルス幅変調（
ＰＷＭ）回路により制御する誘導電動機のディジタル制
御装置は、第４図のようなブロック図で簡略化して表わ
すことができる。図において、コンピュータからの速度
指令信号が速度制御部Ａに入力され、速度制御部Ａでは
、この指令信号と、誘導電動機Ｆに連結された速度検出
器Ｇからの実速度信号との偏差によりトルク指令信号を
形成してトルク制御部Ｂに送出する。トルク制御部Ｂか
らは、電流指令信号が電流制御部Ｃに入力され、電流制
御部Ｃでは、電波検出器Ｅで得られた実電流と指令信号
とを比較して、偏差信号により電圧制御部りを駆動し、
誘導電動ＩａＦの印加電圧を制御している。

第１図は、このようなブロック図を具体化し、本発明が
適用される誘導電動機のディジタル制御装置の一例を示
す回路図である。

次に、この回路図について説明する。コンピュータから
の指令速度ωｒと、誘導電動機１０に連結された速度検
出器１１からの実速度ωＳとが比較されて、偏差信号が
速度制御回路１に入力され、誘導電動機１０を指令速度
ωｒで回転制御する。速度制御回路１の出力は、トルク
基準Ｔとなり、電動機二次電流基準Ｉ２となる。一方、
実速度ωＳは、界磁制御回路２に入力され、磁束φと励
磁電流基準Ｉ。が形成される。二次電流基準は、除算器
３により励磁電流基準Ｉ。で除算され、励磁電流基準工
。と共に電流基準発生回路４に入力される。電流基準発
生回路４では、これらの信号をマイコン等でベクトル演
算して、て相、例えばＵ相、Ｗ相の電流基準ｉｕｏ、ｉ
ｗｏを求める。電動機の実電流ｉｕ、ｉｗが変流器（Ｃ
Ｔ）９により検出され、それぞれ電流基準ｉｕ。、ｉｗ
ｏと比較され、電波制御部５、ＰＷＭ制御回路６、ベー
スドライブ回路７を通して、インバータ８の制御信号が
得られる。誘導電動４１！１０は、インバータ８により
所定電圧、所定周波数で制御される。

次に、ＰＷＭ制御回路６による信号形成について説明す
る。第５図に示すように、三角波発生器などで得られた
三角波と正弦波とから電流指令値Ｉｅを形成し、この電
流指令値Ｉｅとディジタル変換された電流実測値Ｉｆと
を比較して、ＰＷＭ制御回路６の電圧指令値（以下、Ｐ
ＷＭ指令という。）　　ｕ　（ｎ）を、 ｕ　（ｎ）　−Ｋｐ（Ｉｅ（ｎ）　−Ｉｆ（ｎ））　　
　　・・・（１）として求める。但し、Ｋｐは比例定数
とする。

しかしながら、このような制御方式では、アナログ信号
である電流の実測値をディジタル信号に変換して、ＰＷ
Ｍ指令をベースドライブ回路７の操作量とＩ７て出力す
るまでに時間遅れが生じて誤差が出てしまう。そこで、
第３図に示すような制御を行なっている。即ち、電流実
測値ＩｆのＡ／Ｄ変換の読込みから所定時間後、例えば
１５０゜Ｓ後にＰＷＭ指令を出力し、このＰＷＭ指令は
、前回のＰＷＭ指令で補正することにより、前記遅れを
補償している。この制御では、ＰＷＭ指令は、次式のよ
うに表わすことができる。

ｕ　（ｎ）　＝　Ｋｐ（Ｉｃ（ｎ）　−Ｈ’　（ｎ））
　　　−（２）ここで、 Ｉｆ′（ｎ）＝　Ｉｆ（ｎ）＋Ｋｐｘ　ｕ（ｎ−１）−
（３）（発明が解決しようとする問題点） 前回のＰＷＭ指令を用いて今回のＰＷＭ指仝を補償する
場合も、第３図に示すように、二角被比較方式では１サ
イクル中に２回の電流変化が生じるため、Ａ／Ｄ変換の
タイミングで読込まれた電流実測値には誤差が含まれて
真値とはならず、電流がオーバーシュートして正確な制
御が行なえないという問題があった。

本発明はこのような従来技術の問題点の解消を目的とし
て、正確なＰＷＭ制御を行なう誘導電動機のディジタル
制御方式を提供するものである。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、電流制御ループを有する誘導電動機の入力側
に設けたインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）回路によ
り制御する誘導電動機のディジタル制御方式において、
前記誘導電動機の実電流測定のタイミングをサンプリン
グ周期Ｔの１／２の時点に設定する設定手段と、前記イ
ンバータへの１周期前の操作量の半分を電流制御ループ
の比例積分量に加算する加算手段と、実電流測定からＴ
／２経過後にパルス幅演算結果を出力する制御手段とを
有することを特徴とする誘導電動機のディジタル制御方
式を提供するものである。

（作用） 本発明は、誘導電動機を駆動するインバータのＰＷＭ指
令を出力するにあたり、１周期前の操作量の半分を電流
実測値に加算して誘導電動機の実電流の予測値としてい
るので、電流のオーバーシュートを除去し、安定した制
御を行なうことができる。

（実施例） 以下、図により本発明の実施例について説明する０本発
明は、第３図の特性図において、電流の測定タイミング
をサンプリング周期Ｔの１／２の時点とし、さらにその
Ｔ／２経過後に、パルス幅演算結果を出力するが、この
際に、１周期中に電流変化が２度生じるために、実電流
の予測値を、前回の操作量の１／２を加えることにより
形成するようにしている。

即ち前記（３）式は、Ｋｐに１／２を代入することで次
式のように変形できる。

Ｉｆ　’　（ｎ）　＝　Ｉｆ（ｎ）＋（１／２）ｕ　（
ｎ−１）　　＋＋＋　（４）この（４）式を（２）式に
代入して、今回のＰＷＭ操作量ｕ（ｎ）を求め、これを
電流ループの比例または比例積分量に加えて電動機を制
御する。

第２図は、電動機制御系のブロック図である。

図に示すように、電動機制御系は、比例積分要素からな
る速度アンプと、比例積分要素からなる電流アンプを有
しており、速度制御ループと、電流制御のマイナールー
プが含まれている。Ｋｔはトルク定数、Ｊは負荷回転軸
に換算したイナーシャである。前記のようにして求めた
ＰＷＭ操作量Ｕ（ｎ）は、電流アンプの比例精分項に加
えられるものであるが、その処理手順は、第６図のフロ
ーチャートに示すようにして行なわれる。

ここで、比例積分要素による指令信号の形成について説
明すると、第２図の電流制御ループにおいて、比例ゲイ
ンなＫｐ、積分ゲインなＫＩ、入力信号と実際値の偏差
をεｒとすると、一般に出力指令信号ｅ。（ｎ）は、 ｅ　ｏ（ｎ）　＝　ＫｐＸ　＠ｒ（ｎ）＋Σに１＠ｒ（
ｉ−１）＋＝７ ・・・（５） で表わされる。したがって、ｎ＝１．２，３．・・・ｎ
ではｅ　ｏ（１）　＝ＫｐＸ　εｒ（１）＋に１Ｘ　６
　ｒ（０）ｅ　ｏ　（２）　＝　ＫｐＸ　εｒ（２）＋
Ｋｚ（εｒ（１）＋　ｅ　ｒ（０））ｅ　６　（３）　
＝　ＫｐＸ　εｒ（３）＋に１（εｒ（２）＋εｒ（１
）　＋ｅ　ｒ（０）） ｅ　Ｏ（ｎ）　＝　ＫｐＸ　ｅ　ｒ（ｎ）＋に１（ｅ　
ｒ（ｎ−１）＋εｒ（ｎ−２）上用÷εｒ　Ｃｏ　）　
）・・・（６） となる。

次に、第６図のフローチャートについて説明する。εｒ
　（０）＝０を設定し、εｒ　（ｎ）を読込み、続いて
比例ゲインＫｐ、積分ゲインに工を読込む。その後、（
５）式により、ｅ＋（ｎ）＝Ｋｐεｒ（ｎ）＋ΣＫｌ　
εｒ（ｉ−１）を演算する。得ａｌ られたｅｌ（ｎ）は、リミッタ電圧Ｖ　ｃｌａｓｐと比
較され、ｅｘ（ｎ）≧Ｖｃｌａｍｐの条件が成立しない
場合には、指令信号を送付し、該条件が成立する場合に
は、方向信号りを読込み、ｎ＝Ｏであれば、ｅｌ（ｒ＋
）をＶ　ｃｌａｓｐに設定し、ｎ＝１であれば、ｅｔ（
ｎ）を−Ｖ　ｃｌａｓｐに設定して、指令信号を送付す
る。

また、比例積分制御は、次のように行なうこともできる
。

即ち、 ｕ　（ｎ）　　　　：今回の操作量 ｕ（ｎ−１）：前回の操作量 Ｉｆ（ｎ）　　　　：今回の電流測定値Ｉｆ（ｎ−１）
：前回の電流測定値 ＩＣ：電流設定値 に工　　　　：積分係数 Ｋｐ　　　　：比例係数 と定義すると。

＋Ｋｐ　（出止用鴨■１ ・・・　（７） と表わすことができる。（７）式のａ項は、設定値と測
定値との誤差分であり、ｂ項は、今回測定値と前回測定
値との差分を表わしている。

このような比例積分制御は、第７図において、積分ゲイ
ンＫｒと比例ゲインＫｐとを独立して制御することに該
当し、最適の状態で負荷の制御が行なえる。

したがって、本発明による誘導電動機のディジタル制御
方式によれば、ＣＰＵにより次のように行なわれる。

Ａ、速度制御 加速時には、トルク最大で加速し、定常時には一定速度
で制御する。また、減速時には、加速時間と減速時間と
が等しくなるように制御する。

Ｂ、）ルク制御 加速時には、最大パワーで制御し、定常時には、負荷と
トルクが線形になるように制御する。

また、減速時には、加速時間と減速時間が等しくなるよ
うにトルクを低減して制御する。

Ｃ８電流制御 周波数特性を考慮して、加速時のオーバシュートと減速
時のアンダーシュートを除去するように制御する。

Ｄ、電圧制御 電流指令と実電流の振幅と位相が合致するように制御す
る。また、逆起電力を補ｒＨするように制御する。また
、逆起電力を補正するように制御する。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、電流制御ループ
のむだ時間遅れを最小にして応答性を改善でき、誘導電
動機を指令値に対して正確に制御することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明方式が適用される誘導電動機のディジ
タル制御装置の概略機構を示す回路図、第２図、第４図
は、同制御方式を表現するブロック線図、第３図、第５
図は、ＰＷＭ制御の特性図、第６図は、比例積分制御の
動作フローチャートを示す図、第７図は、ＰＩ制御にお
ける制御特性を示す説明図である。 １・・・速度制御回路、２・・・界磁制御回路、６・・
・ＰＷＭ制御回路、８・・・インバータ、１０・・・誘
導電動機。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電流制御ループを有する誘導電動機の入力側に設けたイ
   ンバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）回路により制御する
   誘導電動機のディジタル制御方式において、前記誘導電
   動機の実電流測定のタイミングをサンプリング周期Ｔの
   １／２の時点に設定する設定手段と、前記インバータへ
   の１周期前の操作量の半分を電流制御ループの比例積分
   量に加算する加算手段と、実電流測定からＴ／２経過後
   にパルス幅演算結果を出力する制御手段とを有すること
   を特徴とする誘導電動機のディジタル制御方式。