JPS6349929B2 - - Google Patents
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- JPS6349929B2 JPS6349929B2 JP17855281A JP17855281A JPS6349929B2 JP S6349929 B2 JPS6349929 B2 JP S6349929B2 JP 17855281 A JP17855281 A JP 17855281A JP 17855281 A JP17855281 A JP 17855281A JP S6349929 B2 JPS6349929 B2 JP S6349929B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- variable
- amplitude
- circuit
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
- H04B3/146—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using phase-frequency equalisers
- H04B3/148—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using phase-frequency equalisers variable equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は一般的には可変遅延等化器に関し、
より特定的にはトランスバーサルフイルタ理論を
利用した可変遅延等化器に関する。
より特定的にはトランスバーサルフイルタ理論を
利用した可変遅延等化器に関する。
第１図はこの発明の背景となるTDMA通信の
一例を示す概念図である。TDMA通信は、たと
えば衛星通信に利用され、そのような衛星通信シ
ステムは複数の地球局ES，ES′，………と共通の
通信衛星CSを含む。地球局ESには、送信装置
TRAと受信装置REAを含む。送信装置TRAに
含まれる変調器MODによつて変調された信号は
等化器EQLおよび送信器TRを介して、アンテナ
AEから通信衛星CSのアンテナASに向けて送ら
れる。その信号は衛星内で周波数変換され、他の
地球局ES′に送られる。同様に、他の地球局
ES′からの信号が、通信衛星CSを通して、地球局
ESのアンテナAEで受信され、受信信号は受信装
置REAに与えられる。受信装置REAは、受信器
RE、等化器EQLを通して、復調器DEMで復調さ
れる。地球局ESの送信器TRおよび受信器REな
らびに、通信衛星の受信系および送信系は、それ
ぞれ、振幅歪および／または群遅延歪を生じるこ
とが知られている。特に、通信衛星CSに含まれ
ている高出力増幅器（図示せず）はサイズ、価格
および安定性などを理由にして、かなり飽和した
状態で使用している。そのために、この高出力増
幅器においてAM−PM変換が発生し、第２図の
線Ａで示すような位相変化を生じる。なお、第２
図においては線Ｂは出力レベルを示す。上述のよ
うな位相変化は群遅延歪となる。
一例を示す概念図である。TDMA通信は、たと
えば衛星通信に利用され、そのような衛星通信シ
ステムは複数の地球局ES，ES′，………と共通の
通信衛星CSを含む。地球局ESには、送信装置
TRAと受信装置REAを含む。送信装置TRAに
含まれる変調器MODによつて変調された信号は
等化器EQLおよび送信器TRを介して、アンテナ
AEから通信衛星CSのアンテナASに向けて送ら
れる。その信号は衛星内で周波数変換され、他の
地球局ES′に送られる。同様に、他の地球局
ES′からの信号が、通信衛星CSを通して、地球局
ESのアンテナAEで受信され、受信信号は受信装
置REAに与えられる。受信装置REAは、受信器
RE、等化器EQLを通して、復調器DEMで復調さ
れる。地球局ESの送信器TRおよび受信器REな
らびに、通信衛星の受信系および送信系は、それ
ぞれ、振幅歪および／または群遅延歪を生じるこ
とが知られている。特に、通信衛星CSに含まれ
ている高出力増幅器（図示せず）はサイズ、価格
および安定性などを理由にして、かなり飽和した
状態で使用している。そのために、この高出力増
幅器においてAM−PM変換が発生し、第２図の
線Ａで示すような位相変化を生じる。なお、第２
図においては線Ｂは出力レベルを示す。上述のよ
うな位相変化は群遅延歪となる。
これらの振幅歪や群遅延歪を、それぞれ送信系
および受信系に分けて送信装置TRAに含まれる
等化器EQLと受信装置REAに含まれる等化器
EQLによつて、振幅等化しあるいは遅延量等化
を行なう。このような等化器EQLは、従来より、
一般に、第３図に示すように、固定振幅等化器
FAE、固定遅延等化器FDEならびに可変等化器
MEを含んで構成されている。実際の振幅歪ある
いは群遅延歪の量により、固定振幅等化器FAE
あるいは固定遅延等化器FDEのいずれか一方ま
たは両方とも省略される場合がある。
および受信系に分けて送信装置TRAに含まれる
等化器EQLと受信装置REAに含まれる等化器
EQLによつて、振幅等化しあるいは遅延量等化
を行なう。このような等化器EQLは、従来より、
一般に、第３図に示すように、固定振幅等化器
FAE、固定遅延等化器FDEならびに可変等化器
MEを含んで構成されている。実際の振幅歪ある
いは群遅延歪の量により、固定振幅等化器FAE
あるいは固定遅延等化器FDEのいずれか一方ま
たは両方とも省略される場合がある。
この発明の背景となるTDMA通信システムで
は、一度運用を開始すると、それ以後試験信号を
送受信して上述のような振幅特性や群遅延特性を
測定し、それによつて最適等化量を測定すること
は不可能である。なぜなら、そのような通信シス
テムは時分割で行なわれるために１つの地球局が
回線を占有する時間が極めて短いためである。そ
こで、新しい地球局がそのような通信衛星システ
ムに加入する場合には、振幅歪や群遅延歪が最小
でかつしたがつてBER（符号誤り率）が最小の、
最適点を捜す必要がある。このような目的のため
に、第３図に示すような可変等化器MEが用いら
れる。
は、一度運用を開始すると、それ以後試験信号を
送受信して上述のような振幅特性や群遅延特性を
測定し、それによつて最適等化量を測定すること
は不可能である。なぜなら、そのような通信シス
テムは時分割で行なわれるために１つの地球局が
回線を占有する時間が極めて短いためである。そ
こで、新しい地球局がそのような通信衛星システ
ムに加入する場合には、振幅歪や群遅延歪が最小
でかつしたがつてBER（符号誤り率）が最小の、
最適点を捜す必要がある。このような目的のため
に、第３図に示すような可変等化器MEが用いら
れる。
第４図はこの発明の背景となる従来の可変等化
器の一例を示す回路図である。入力端子１に入力
された入力信号は、分岐回路２で分岐され、一部
は係数−aoを有する係数荷重回路４に与えられ、
残りの信号は遅延量Ｔを有する遅延線３を通つて
次の分岐回路２に入力される。以下同じような動
作で、それぞれの信号がそれぞれの係数を有する
係数荷重回路に入力される。係数荷重回路４，
４，………を経た信号は、それぞれ加算器５に入
力され、したがつて出力端子６からはこれらの信
号の合成されたものが出力される。なお、係数荷
重回路４，４，………は極性反転を含む。このよ
うにして、係数荷重回路４，４，………の係数
を、中心をa0＝１とし、その両側では極性が反対
で絶対値の等しい＋a1および−a1に設定し、以下
同様に＋a2および−a2、………、＋aoおよび−ao
のように設定する。このように、各係数荷重回路
４，４，………のそれぞれの係数を任意に設定す
ることにより、公知のトランスバーサルフイルタ
理論によつて、振幅特性および群遅延特性が設定
される。すなわち、可変等化器MEによつて、
BERを測定しながら振幅特性および群遅延特性
を変化させて最適点を捜す。
器の一例を示す回路図である。入力端子１に入力
された入力信号は、分岐回路２で分岐され、一部
は係数−aoを有する係数荷重回路４に与えられ、
残りの信号は遅延量Ｔを有する遅延線３を通つて
次の分岐回路２に入力される。以下同じような動
作で、それぞれの信号がそれぞれの係数を有する
係数荷重回路に入力される。係数荷重回路４，
４，………を経た信号は、それぞれ加算器５に入
力され、したがつて出力端子６からはこれらの信
号の合成されたものが出力される。なお、係数荷
重回路４，４，………は極性反転を含む。このよ
うにして、係数荷重回路４，４，………の係数
を、中心をa0＝１とし、その両側では極性が反対
で絶対値の等しい＋a1および−a1に設定し、以下
同様に＋a2および−a2、………、＋aoおよび−ao
のように設定する。このように、各係数荷重回路
４，４，………のそれぞれの係数を任意に設定す
ることにより、公知のトランスバーサルフイルタ
理論によつて、振幅特性および群遅延特性が設定
される。すなわち、可変等化器MEによつて、
BERを測定しながら振幅特性および群遅延特性
を変化させて最適点を捜す。
しかしながら、TDMA通信システムにおいて
は、BERは振幅歪よりむしろ群遅延歪の影響を
より大きく受け、したがつて群遅延歪のための最
適等化量を設定できればそのような最適点を捜す
ための操作が簡単に行なえる。しかしながら、従
来の可変等化器においては、係数荷重回路４，
４，………の係数がそれぞれ任意に設定されるた
め、たとえば振幅だけあるいは群遅延だけを変化
させることはできなかつた。したがつて、群遅延
の影響が振幅に比べて大きいTDMA通信システ
ムにおいては、従来の可変等化器では、最適点を
捜すのは困難であることを意味する。また、従来
の可変等化器の係数はそれぞれ、振幅特性および
群遅延特性を決定するが、１つの係数を変化した
ときそのような特性がどのように変化するかは、
他の係数によつても異なるため、膨大なシミユレ
ーシヨンのデータなしでは知ることができなかつ
た。そのために、振幅および群遅延がどのような
状態でそれぞれ等化されているかも容易に確認で
きない。
は、BERは振幅歪よりむしろ群遅延歪の影響を
より大きく受け、したがつて群遅延歪のための最
適等化量を設定できればそのような最適点を捜す
ための操作が簡単に行なえる。しかしながら、従
来の可変等化器においては、係数荷重回路４，
４，………の係数がそれぞれ任意に設定されるた
め、たとえば振幅だけあるいは群遅延だけを変化
させることはできなかつた。したがつて、群遅延
の影響が振幅に比べて大きいTDMA通信システ
ムにおいては、従来の可変等化器では、最適点を
捜すのは困難であることを意味する。また、従来
の可変等化器の係数はそれぞれ、振幅特性および
群遅延特性を決定するが、１つの係数を変化した
ときそのような特性がどのように変化するかは、
他の係数によつても異なるため、膨大なシミユレ
ーシヨンのデータなしでは知ることができなかつ
た。そのために、振幅および群遅延がどのような
状態でそれぞれ等化されているかも容易に確認で
きない。
可変等化器MEとしては、さらに第５図に示す
ようなものが、たとえば本件出願人によつて既に
提案されている。この第５図において、入力端子
１から与えられた入力信号は分配器７によつて、
分配される。信号分配器７は、たとえば公知のハ
イブリツド回路などを利用して、各信号を３つの
同じレベルの信号に分配する。３つの信号のうち
の１つの信号経路には遅延量Ｔを有する遅延線３
が介挿され、他の１つの経路には遅延線２Ｔを有
する遅延線３１が介挿され、残余の１つの経路に
は極性反転器８が介挿される。極性反転器８は、
公知のトランスあるいはトランジスタなどで構成
され、与えられる信号を180゜移相する。遅延線３
１からの信号と極性反転器８からの信号は、加算
器９によつて合成された後、可変係数荷重回路１
０に与えられる。可変係数荷重回路１０は極性反
転を含み、そこからの出力信号は遅延線３からの
出力信号とともに加算器１１で合成される。
ようなものが、たとえば本件出願人によつて既に
提案されている。この第５図において、入力端子
１から与えられた入力信号は分配器７によつて、
分配される。信号分配器７は、たとえば公知のハ
イブリツド回路などを利用して、各信号を３つの
同じレベルの信号に分配する。３つの信号のうち
の１つの信号経路には遅延量Ｔを有する遅延線３
が介挿され、他の１つの経路には遅延線２Ｔを有
する遅延線３１が介挿され、残余の１つの経路に
は極性反転器８が介挿される。極性反転器８は、
公知のトランスあるいはトランジスタなどで構成
され、与えられる信号を180゜移相する。遅延線３
１からの信号と極性反転器８からの信号は、加算
器９によつて合成された後、可変係数荷重回路１
０に与えられる。可変係数荷重回路１０は極性反
転を含み、そこからの出力信号は遅延線３からの
出力信号とともに加算器１１で合成される。
ここで、可変係数荷重回路１０以外では信号の
減衰はなく、遅延線３および３１以外では時間遅
れがないとし、主信号の遅れを基準（０とする）
とすると、出力端子６に得られる出力信号Ｂ（ω）
は、次式(1)で表わされる。
減衰はなく、遅延線３および３１以外では時間遅
れがないとし、主信号の遅れを基準（０とする）
とすると、出力端子６に得られる出力信号Ｂ（ω）
は、次式(1)で表わされる。
Ｂ（ω）＝cosωt−lcosω（ｔ＋Ｔ）
＋lcosω（ｔ−Ｔ）
＝√（１＋22）−222
×cos｛ωt−π／２
＋tan-1（１／2lsinωT）｝ ……(1)
この出力信号Ｂ（ω）の振幅の周波数に対する
特性GB（ω）および遅延量の周波数に対する特性
τB（ω）は、それぞれ次式(2)および(3)で与えられ
る。
特性GB（ω）および遅延量の周波数に対する特性
τB（ω）は、それぞれ次式(2)および(3)で与えられ
る。
GB（ω）＝
20log｛√（１＋22）−222｝ ……(2)
τB（ω）＝−2lT
×cosωt／（１＋2l2）−2l2cos2ωt ……(3)
ただし、ωは角周波数で、ω＝2πf（ｆは周波
数）である。この振幅特性GB（ω）は遅延特性τB
（ω）の、係数ｌ＞０のときの、変化特性が第６
図に示される。第６図Ａは振幅特性を示し、第６
図Ｂは遅延特性を示し、それぞれ、係数ｌを大き
くしたとき、矢印の方向に変化する。すなわち、
第６図からわかるように、第５図の例では、係数
荷重回路１０において係数ｌを変化させれば、遅
延量も変化する。しかしながら、この第５図の例
においても、係数ｌの変化に応じて遅延量のみな
らず振幅もまた変化することになり、TDMA通
信システムにおける可変等化器としてはその利用
が極めて困難であつた。
数）である。この振幅特性GB（ω）は遅延特性τB
（ω）の、係数ｌ＞０のときの、変化特性が第６
図に示される。第６図Ａは振幅特性を示し、第６
図Ｂは遅延特性を示し、それぞれ、係数ｌを大き
くしたとき、矢印の方向に変化する。すなわち、
第６図からわかるように、第５図の例では、係数
荷重回路１０において係数ｌを変化させれば、遅
延量も変化する。しかしながら、この第５図の例
においても、係数ｌの変化に応じて遅延量のみな
らず振幅もまた変化することになり、TDMA通
信システムにおける可変等化器としてはその利用
が極めて困難であつた。
それゆえに、この発明の主たる目的は、たとえ
ばTDMA通信システムにおいて有効に利用され
るように、遅延量を変化させても振幅の変化が非
常に小さくなるような、可変遅延等化器を提供す
ることである。
ばTDMA通信システムにおいて有効に利用され
るように、遅延量を変化させても振幅の変化が非
常に小さくなるような、可変遅延等化器を提供す
ることである。
この発明は、要約すれば、主信号回路の絶対遅
延量を基準としたとき一定時間進みの信号と遅れ
の信号とを異なる極性で合成する遅延部と、主信
号回路の絶対遅延量を基準として第２の所定時間
進みの信号と遅れの信号とを合成して振幅補正信
号を作成する振幅補正部とを含み、主信号および
遅延部からの出力信号ならびに振幅補正部からの
出力信号を合成するようにした可変遅延等化器で
あつて、振幅補正部からの出力信号の振幅と遅延
部からの出力信号の信号を常に一定の比率になる
ように制御して、遅延部で発生した振幅歪を補正
部からの信号で補正するようにした、可変遅延等
化器である。
延量を基準としたとき一定時間進みの信号と遅れ
の信号とを異なる極性で合成する遅延部と、主信
号回路の絶対遅延量を基準として第２の所定時間
進みの信号と遅れの信号とを合成して振幅補正信
号を作成する振幅補正部とを含み、主信号および
遅延部からの出力信号ならびに振幅補正部からの
出力信号を合成するようにした可変遅延等化器で
あつて、振幅補正部からの出力信号の振幅と遅延
部からの出力信号の信号を常に一定の比率になる
ように制御して、遅延部で発生した振幅歪を補正
部からの信号で補正するようにした、可変遅延等
化器である。
この発明の上述の目的およびその他の目的と特
徴は図面を参照して行なう以下の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
徴は図面を参照して行なう以下の詳細な説明から
一層明らかとなろう。
第７図はこの発明の一実施例としてのTDMA
通信システムに用いられる等化器を示すブロツク
図である。第７図において、入力端子１０１から
の信号は、等化器EQLに含まれる振幅可変等化
器VAEおよび可変遅延等化器VDEを通して出力
端子１０２に与えられる。この等化器EQLがた
とえば第１図に示すようなTDMA通信システム
に用いられるならば、送信系に含まれる場合入力
端子１０１は変調器に接続され出力端子１０２は
送信器に接続され、受信系に含まれる場合は入力
端子１０１は受信器に接続され出力端子１０２は
復調器に接続されるであろう。可変振幅等化器
VAEは、遅延量の変化なしに振幅特性のみを変
化させることができ、可変遅延等化器VDEは振
幅の変化なしに群遅延特性のみを変化させること
ができる。このように２つの等化器VAEおよび
VDEを縦続的に接続したことにより、それぞれ
独立して、振幅および群遅延の最適な等化が可能
になる。このような等化器EQLを用いれば、シ
ステムの振幅歪および群遅延歪をそれぞれ独立に
等化することができ、それぞれがどのような状態
で等化されているかを容易に把握することができ
る。
通信システムに用いられる等化器を示すブロツク
図である。第７図において、入力端子１０１から
の信号は、等化器EQLに含まれる振幅可変等化
器VAEおよび可変遅延等化器VDEを通して出力
端子１０２に与えられる。この等化器EQLがた
とえば第１図に示すようなTDMA通信システム
に用いられるならば、送信系に含まれる場合入力
端子１０１は変調器に接続され出力端子１０２は
送信器に接続され、受信系に含まれる場合は入力
端子１０１は受信器に接続され出力端子１０２は
復調器に接続されるであろう。可変振幅等化器
VAEは、遅延量の変化なしに振幅特性のみを変
化させることができ、可変遅延等化器VDEは振
幅の変化なしに群遅延特性のみを変化させること
ができる。このように２つの等化器VAEおよび
VDEを縦続的に接続したことにより、それぞれ
独立して、振幅および群遅延の最適な等化が可能
になる。このような等化器EQLを用いれば、シ
ステムの振幅歪および群遅延歪をそれぞれ独立に
等化することができ、それぞれがどのような状態
で等化されているかを容易に把握することができ
る。
なお、第７図の実施例において、必要に応じて
固定等化器を用いてもよいことはもちろんであ
る。
固定等化器を用いてもよいことはもちろんであ
る。
第８図は可変振幅等化器の一例を示す回路図で
ある。この第８図実施例は、第５図に示す可変等
化器に比べて、極性反転器が省略されている他
は、この第５図のものとほぼ同様である。すなわ
ち、入力端子１０１からの入力信号は分配器７に
よつて分配される。遅延線３１を通つた信号は遅
延線を通らない信号とともに加算器８によつて合
成され、係数ｋを有する可変係数荷重回路１０を
通つて加算器１１に与えられる。このようにし
て、加算器１１において、遅延線３を通つた主信
号と可変係数荷重回路１０を通つた副信号とが合
成され、出力端子１０１′に出力される。係数荷
重回路１０以外では信号の減衰がなく、遅延線３
および３１以外では時間遅れがないとし、主信号
の遅れを基準として０とすると、出力端子１０
１′に導出される出力信号Ａ（ω）は次式(4)で与え
られる。
ある。この第８図実施例は、第５図に示す可変等
化器に比べて、極性反転器が省略されている他
は、この第５図のものとほぼ同様である。すなわ
ち、入力端子１０１からの入力信号は分配器７に
よつて分配される。遅延線３１を通つた信号は遅
延線を通らない信号とともに加算器８によつて合
成され、係数ｋを有する可変係数荷重回路１０を
通つて加算器１１に与えられる。このようにし
て、加算器１１において、遅延線３を通つた主信
号と可変係数荷重回路１０を通つた副信号とが合
成され、出力端子１０１′に出力される。係数荷
重回路１０以外では信号の減衰がなく、遅延線３
および３１以外では時間遅れがないとし、主信号
の遅れを基準として０とすると、出力端子１０
１′に導出される出力信号Ａ（ω）は次式(4)で与え
られる。
Ａ（ω）＝cosωt＋kcosω（ｔ＋Ｔ）
＋kcosω（ｔ−Ｔ）
＝（１＋2kcosωT）cosωt ……(4)
この出力信号Ａ（ω）の振幅の周波数特性GA
（ω）は、したがつて、次式(5)で与えられる。
（ω）は、したがつて、次式(5)で与えられる。
GA（ω）＝20log（１＋2kcosωt） ……(5)
しかしながら、遅延特性τA（ω）は平坦である。
この振幅特性GA（ω）の係数ｋに対する変化特性
は、第９図に示される。係数ｋを大きくすれば振
幅は矢印の方向に変化する。すなわち、第８図実
施例において、可変係数荷重回路１０の係数ｋを
変化させることによつて、遅延量の変化なしに振
幅のみが変化する可変振幅等化器VAEが得られ
る。
この振幅特性GA（ω）の係数ｋに対する変化特性
は、第９図に示される。係数ｋを大きくすれば振
幅は矢印の方向に変化する。すなわち、第８図実
施例において、可変係数荷重回路１０の係数ｋを
変化させることによつて、遅延量の変化なしに振
幅のみが変化する可変振幅等化器VAEが得られ
る。
第１０図は可変係数荷重回路の一例を示す回路
図である。可変係数荷重回路１０は２重平衡ミキ
サDBMとそれに制御電圧を与えるための電圧発
生器VGを含む。２重平衡ミキサDBMは入力端
子LOと出力端子RFと制御端子IFを含む。そし
て、２重平衡ミキサDBMは入力端子LOに接続さ
れたトランスと出力端子RFに接続されたトラン
スを有し、２つのトランスの間に４つのダイオー
ドＤ１ないしＤ４がブリツジ構成で接続されてい
る。制御電圧発生器VGは、可変抵抗器VRとそ
のベースに可変抵抗器VRからの電圧を受けるト
ランジスタＱ１とを含む。トランジスタＱ１およ
び可変抵抗器VRの一端は電源＋Ｖに接続され、
トランジスタＱ１のエミツタと可変抵抗器VRの
他端は電源−Ｖに接続される。そして、可変抵抗
器VRの抵抗値を変化させることによつて、トラ
ンジスタＱ１のエミツタから制御端子IFに向か
つて制御電流Icが流れる。２重平衡ミキサDBM
の入力端子LOにたとえば加算器８からの出力信
号を与え、出力端子RFが加算器１１の入力に接
続される。
図である。可変係数荷重回路１０は２重平衡ミキ
サDBMとそれに制御電圧を与えるための電圧発
生器VGを含む。２重平衡ミキサDBMは入力端
子LOと出力端子RFと制御端子IFを含む。そし
て、２重平衡ミキサDBMは入力端子LOに接続さ
れたトランスと出力端子RFに接続されたトラン
スを有し、２つのトランスの間に４つのダイオー
ドＤ１ないしＤ４がブリツジ構成で接続されてい
る。制御電圧発生器VGは、可変抵抗器VRとそ
のベースに可変抵抗器VRからの電圧を受けるト
ランジスタＱ１とを含む。トランジスタＱ１およ
び可変抵抗器VRの一端は電源＋Ｖに接続され、
トランジスタＱ１のエミツタと可変抵抗器VRの
他端は電源−Ｖに接続される。そして、可変抵抗
器VRの抵抗値を変化させることによつて、トラ
ンジスタＱ１のエミツタから制御端子IFに向か
つて制御電流Icが流れる。２重平衡ミキサDBM
の入力端子LOにたとえば加算器８からの出力信
号を与え、出力端子RFが加算器１１の入力に接
続される。
次に、第１１図を参照して、この第１０図に示
す可変係数荷重回路の動作について説明する。可
変抵抗器VRを調整することによつて、トランジ
スタＱ１のエミツタ電圧Veが＋Veから−Veまで
設定できる。この電圧Veにより、端子IFを通つ
て２重平衡ミキサDBMに制御電流Icが流れ、こ
の電流Icの方向は電圧Veの極性による。そして、
電圧Veが＋のとき、ダイオードＤ１およびＤ３
が導通し、ダイオードＤ２およびＤ４はカツトオ
フされる。逆に、電圧Veが−のときダイオード
Ｄ２およびＤ４が導通され、ダイオードＤ１およ
びＤ３がカツトオフされる。電圧Veが0Vのとき
には、すべてのダイオードＤ１ないしＤ４がカツ
トオフされる。したがつて、電圧Veが＋の範囲
と−の範囲とでは、信号の極性が反転され、出力
端子RFから出力される。また、ダイオードＤ１
ないしＤ４の抵抗値は、電流Icにより変化するた
め、第１１図に示すように、電圧Veの変化に応
じて出力電圧の振幅が変化する。このようにし
て、第１０図に示す可変係数荷重回路は、そこを
通る信号の振幅を変化させるとともに、極性を反
転させる、ということが理解されよう。
す可変係数荷重回路の動作について説明する。可
変抵抗器VRを調整することによつて、トランジ
スタＱ１のエミツタ電圧Veが＋Veから−Veまで
設定できる。この電圧Veにより、端子IFを通つ
て２重平衡ミキサDBMに制御電流Icが流れ、こ
の電流Icの方向は電圧Veの極性による。そして、
電圧Veが＋のとき、ダイオードＤ１およびＤ３
が導通し、ダイオードＤ２およびＤ４はカツトオ
フされる。逆に、電圧Veが−のときダイオード
Ｄ２およびＤ４が導通され、ダイオードＤ１およ
びＤ３がカツトオフされる。電圧Veが0Vのとき
には、すべてのダイオードＤ１ないしＤ４がカツ
トオフされる。したがつて、電圧Veが＋の範囲
と−の範囲とでは、信号の極性が反転され、出力
端子RFから出力される。また、ダイオードＤ１
ないしＤ４の抵抗値は、電流Icにより変化するた
め、第１１図に示すように、電圧Veの変化に応
じて出力電圧の振幅が変化する。このようにし
て、第１０図に示す可変係数荷重回路は、そこを
通る信号の振幅を変化させるとともに、極性を反
転させる、ということが理解されよう。
第１２図はこの発明の一実施例としての可変遅
延等化器の一例を示す回路図である。この可変遅
延等化器VDEは、入力端子１０２′と出力端子１
０２を含み、入力端子１０２′はたとえば第８図
の出力端子１０１′に接続される。そして、出力
端子１０２は、たとえば送信器TRまたは復調器
DEM（第１図）に接続される。入力端子１０２′
は分配器７に接続され、したがつて入力信号はこ
の分配器７によつて必要な数の信号（ここでは５
つ）の信号に分配される。この５つの信号のうち
の２つは遅延回路１２に与えられ、他の２つの補
正回路１３に与えられる。残余の１つは、遅延量
2Tを有する遅延線３０１を通して加算器２１に
与えられる。遅延回路１２に与えられる２つの信
号は、それぞれ、遅延量3TおよびＴを有する遅
延線３０２および３０３によつて、主信号回路す
なわち遅延線３０１の絶対遅延量（ここでは2T）
を基準としてＴだけ進みの信号およびＴだけ遅れ
の信号になるように、遅延される。遅延線３０２
からの出力信号は、主信号に対して時間Ｔ遅れの
信号であり、遅延線３０３からの出力信号は時間
Ｔ進みの信号である。この遅延線３０３からの出
力信号は公知の極性反転器１４を通して、遅延線
３０２からの出力信号とともに加算器１５に与え
られる。したがつて、遅延回路１２においては、
主信号の絶対遅延量を基準として所定時間Ｔ進み
の信号および遅れの信号が、同じレベルでかつ異
なる極性で合成され、その出力信号は加算器１９
に与えられる。他方、分配器７からの補正回路１
３への２つの信号の一方はそのままでかつ他方は
遅延量4Tを有する遅延線３０４を介して、加算
器１６に与えられる。したがつて、この補正回路
１３では、主信号の絶対遅延量を基準として第２
の所定時間2T進みの信号と遅れの信号が、同じ
レベルで、加算器１６によつて、合成される。加
算器１６の出力信号は、公知の固定減衰器１７を
通して、可変係数荷重回路１８に与えられる。可
変係数荷重回路１８は、係数ｌを有し、この回路
１８からの出力信号は、加算器１９に与えられ
る。したがつて、この加算器１９では、遅延回路
１２からの出力信号と補正回路１３からの出力信
号とを合成して、その合成された出力を可変係数
荷重回路２０を通して最終段の加算器２１に与え
る。可変係数荷重回路２０は、先の可変係数荷重
回路１８と連動する。具体的には、これら可変係
数荷重回路１８および２０は、先の第１０図に示
すような２重平衡ミキサを用い、電圧発生器VG
（第１０図）からの同じ電圧Veによつて制御され
る。したがつて、この実施例では、可変抵抗器
VR（第１０図）の抵抗値を変化させるだけで、
２つの係数荷重回路１８および２０の係数ｌを連
動的に変化させることができる。
延等化器の一例を示す回路図である。この可変遅
延等化器VDEは、入力端子１０２′と出力端子１
０２を含み、入力端子１０２′はたとえば第８図
の出力端子１０１′に接続される。そして、出力
端子１０２は、たとえば送信器TRまたは復調器
DEM（第１図）に接続される。入力端子１０２′
は分配器７に接続され、したがつて入力信号はこ
の分配器７によつて必要な数の信号（ここでは５
つ）の信号に分配される。この５つの信号のうち
の２つは遅延回路１２に与えられ、他の２つの補
正回路１３に与えられる。残余の１つは、遅延量
2Tを有する遅延線３０１を通して加算器２１に
与えられる。遅延回路１２に与えられる２つの信
号は、それぞれ、遅延量3TおよびＴを有する遅
延線３０２および３０３によつて、主信号回路す
なわち遅延線３０１の絶対遅延量（ここでは2T）
を基準としてＴだけ進みの信号およびＴだけ遅れ
の信号になるように、遅延される。遅延線３０２
からの出力信号は、主信号に対して時間Ｔ遅れの
信号であり、遅延線３０３からの出力信号は時間
Ｔ進みの信号である。この遅延線３０３からの出
力信号は公知の極性反転器１４を通して、遅延線
３０２からの出力信号とともに加算器１５に与え
られる。したがつて、遅延回路１２においては、
主信号の絶対遅延量を基準として所定時間Ｔ進み
の信号および遅れの信号が、同じレベルでかつ異
なる極性で合成され、その出力信号は加算器１９
に与えられる。他方、分配器７からの補正回路１
３への２つの信号の一方はそのままでかつ他方は
遅延量4Tを有する遅延線３０４を介して、加算
器１６に与えられる。したがつて、この補正回路
１３では、主信号の絶対遅延量を基準として第２
の所定時間2T進みの信号と遅れの信号が、同じ
レベルで、加算器１６によつて、合成される。加
算器１６の出力信号は、公知の固定減衰器１７を
通して、可変係数荷重回路１８に与えられる。可
変係数荷重回路１８は、係数ｌを有し、この回路
１８からの出力信号は、加算器１９に与えられ
る。したがつて、この加算器１９では、遅延回路
１２からの出力信号と補正回路１３からの出力信
号とを合成して、その合成された出力を可変係数
荷重回路２０を通して最終段の加算器２１に与え
る。可変係数荷重回路２０は、先の可変係数荷重
回路１８と連動する。具体的には、これら可変係
数荷重回路１８および２０は、先の第１０図に示
すような２重平衡ミキサを用い、電圧発生器VG
（第１０図）からの同じ電圧Veによつて制御され
る。したがつて、この実施例では、可変抵抗器
VR（第１０図）の抵抗値を変化させるだけで、
２つの係数荷重回路１８および２０の係数ｌを連
動的に変化させることができる。
ここで、主信号回路と振幅補正回路１３は、先
に第８図に示す可変振幅等化器VAEと同様であ
り、遅延回路１２がないと仮定すると、可変計数
荷重回路１８の係数ｌを変化させることによつ
て、遅延量の変化なしに振幅のみが変化する。こ
の補正回路１３による振幅変化の繰り返し周期は
１／２Ｔである。一方、主信号回路と遅延回路１２
における補正回路１３がないと仮定しての振幅変
化の繰り返し周期は1/2Ｔである。この第１２図
実施例では、補正回路１３の振幅特性の繰り返し
周期と遅延回路１２におけるそれとを同じにし、
それによつてこの補正回路１３からの出力信号で
遅延回路１２における振幅変化を相殺することに
よつて、結果的に振幅変化を極めて小さくするよ
うにしている。
に第８図に示す可変振幅等化器VAEと同様であ
り、遅延回路１２がないと仮定すると、可変計数
荷重回路１８の係数ｌを変化させることによつ
て、遅延量の変化なしに振幅のみが変化する。こ
の補正回路１３による振幅変化の繰り返し周期は
１／２Ｔである。一方、主信号回路と遅延回路１２
における補正回路１３がないと仮定しての振幅変
化の繰り返し周期は1/2Ｔである。この第１２図
実施例では、補正回路１３の振幅特性の繰り返し
周期と遅延回路１２におけるそれとを同じにし、
それによつてこの補正回路１３からの出力信号で
遅延回路１２における振幅変化を相殺することに
よつて、結果的に振幅変化を極めて小さくするよ
うにしている。
可変係数荷重回路１８および２０ならびに固定
減衰器１７以外では信号の減衰はなく、各遅延線
以外では時間遅れがないとし、可変係数荷重回路
２０の係数をｌとし、固定減衰器１７と可変係数
荷重回路１８および２０を含む係数をｋとする
と、出力端子１０２に得られる信号Ｃ（ω）は次
式(6)で与えられる。
減衰器１７以外では信号の減衰はなく、各遅延線
以外では時間遅れがないとし、可変係数荷重回路
２０の係数をｌとし、固定減衰器１７と可変係数
荷重回路１８および２０を含む係数をｋとする
と、出力端子１０２に得られる信号Ｃ（ω）は次
式(6)で与えられる。
Ｃ（ω）＝cosωt−lcosω（ｔ＋Ｔ）＋lcosω（ｔ−Ｔ
） ＋kcosω（ｔ−2T）＋kcosω（ｔ＋Ｔ） ＋kcosω（ｔ−2T）＋kcosω（ｔ＋Ｔ） ＝√（１＋22）＋２（−2）2＋42
2 ×sin｛ωt＋tan-1・（１＋2kcosωt）／2lsinωT｝ ……(6) したがつて、この出力信号Ｃ（ω）の振幅特性
GC（ω）は、次式(7)で与えられる。
） ＋kcosω（ｔ−2T）＋kcosω（ｔ＋Ｔ） ＋kcosω（ｔ−2T）＋kcosω（ｔ＋Ｔ） ＝√（１＋22）＋２（−2）2＋42
2 ×sin｛ωt＋tan-1・（１＋2kcosωt）／2lsinωT｝ ……(6) したがつて、この出力信号Ｃ（ω）の振幅特性
GC（ω）は、次式(7)で与えられる。
GC（ω）＝20log｛√（１＋22）＋２（2−2）
2＋42 2｝……(7) 可変係数荷重回路１８および２０は相互に連動
されかつ同じ係数ｌを有する。固定減衰器１７で
は減衰量6dBすなわち係数0.5を有するとすれば、
全体の係数ｋは次式(8)で与えられる。
2＋42 2｝……(7) 可変係数荷重回路１８および２０は相互に連動
されかつ同じ係数ｌを有する。固定減衰器１７で
は減衰量6dBすなわち係数0.5を有するとすれば、
全体の係数ｋは次式(8)で与えられる。
ｋ＝0.5×ｌ×ｌ＝l2／２ ……(8)
上記式(8)を(7)に代入すると、ルート記号内の第
２項が０となり、したがつて上記式(7)は次式(9)式
で与えられる。
２項が０となり、したがつて上記式(7)は次式(9)式
で与えられる。
GC（ω）＝
20log｛√（１＋22）＋4 2｝ ……(9)
上記式(9)と先の式(2)とを比べると、振幅の周波
数に対して変化する項は、式(2)では2l2cos2ωTで
あるのに対し、式(9)ではl4cos2ωTとなり、係数
ｌ＜１の範囲で、非常に小さくなつていることが
わかる。他方、このときの遅延特性τC（ω）は次
式(10)で与えられる。
数に対して変化する項は、式(2)では2l2cos2ωTで
あるのに対し、式(9)ではl4cos2ωTとなり、係数
ｌ＜１の範囲で、非常に小さくなつていることが
わかる。他方、このときの遅延特性τC（ω）は次
式(10)で与えられる。
τC（ω）
＝−2Tl×｛l2sin2ωT・sinωT
＋（l2＋１）cosωT／（１＋2l2）
＋l4cos22ωT）｝ ……(10)
この振幅特性GC（ω）と遅延特性τC（ω）の係
数ｌに対する変化特性が第１３図に示される。第
１３図Ａが振幅特性を示し、第１３図Ｂが遅延特
性を示す。この第１３図からわかるように、第１
２図の２つの可変係数荷重回路１８および２０の
係数ｌを大きくすれば、振幅および遅延量はそれ
ぞれ矢印の方向に変化する。そして、この第１３
図から、係数ｌを変化させることによつて遅延量
を変えることができるが、他方振幅変化は係数ｌ
にかかわらずほとんどない、ということがわか
る。
数ｌに対する変化特性が第１３図に示される。第
１３図Ａが振幅特性を示し、第１３図Ｂが遅延特
性を示す。この第１３図からわかるように、第１
２図の２つの可変係数荷重回路１８および２０の
係数ｌを大きくすれば、振幅および遅延量はそれ
ぞれ矢印の方向に変化する。そして、この第１３
図から、係数ｌを変化させることによつて遅延量
を変えることができるが、他方振幅変化は係数ｌ
にかかわらずほとんどない、ということがわか
る。
なお、仮定として可変係数荷重回路と固定減衰
器以外では信号の減衰はないものとしたが、上記
式(12)は、絶対的な減衰量には関係なく成立する。
時間遅れについても同様である。
器以外では信号の減衰はないものとしたが、上記
式(12)は、絶対的な減衰量には関係なく成立する。
時間遅れについても同様である。
第１３図のグラフは、係数ｌ＞０の場合の振幅
変化および遅延量変化を示す。係数ｌ＜０の範囲
では、上記式(10)の符号が反転し、遅延量の進みお
よび遅れが基準に対して反対となる。しかしなが
ら、上記式(10)は係数ｌ＜０となつても、係数ｌの
絶対値が等しいなら、同じ値となり、反転しな
い。すなわち、係数ｌが＋から−まで変化する
と、遅延量は第１４図に示すように反転して変化
するが、振幅は第１３図Ａの変化を繰り返すだけ
である。このようにして、第１２図実施例が振幅
変化なしに遅延量のみを変化させることができ
る、ということが理解されよう。したがつて、こ
のような可変遅延等化器VDEがTDMA通信シス
テムの可変等化器として利用されれば、群遅延歪
によるBERの劣化分のみを独立して等化するこ
とができるので、従来のもののように振幅と遅延
量が一緒に変化してしまう場合に比べて、最適点
を捜し出すための操作が極めて簡単に行なえる。
また、このような可変遅延等化器と可変振幅等化
器とを利用することによつて、振幅歪と遅延歪の
それぞれに対する等化量が確実に把握でき、した
がつて膨大なシミユレーシヨンなしでも、再現可
能なデータが得られる。
変化および遅延量変化を示す。係数ｌ＜０の範囲
では、上記式(10)の符号が反転し、遅延量の進みお
よび遅れが基準に対して反対となる。しかしなが
ら、上記式(10)は係数ｌ＜０となつても、係数ｌの
絶対値が等しいなら、同じ値となり、反転しな
い。すなわち、係数ｌが＋から−まで変化する
と、遅延量は第１４図に示すように反転して変化
するが、振幅は第１３図Ａの変化を繰り返すだけ
である。このようにして、第１２図実施例が振幅
変化なしに遅延量のみを変化させることができ
る、ということが理解されよう。したがつて、こ
のような可変遅延等化器VDEがTDMA通信シス
テムの可変等化器として利用されれば、群遅延歪
によるBERの劣化分のみを独立して等化するこ
とができるので、従来のもののように振幅と遅延
量が一緒に変化してしまう場合に比べて、最適点
を捜し出すための操作が極めて簡単に行なえる。
また、このような可変遅延等化器と可変振幅等化
器とを利用することによつて、振幅歪と遅延歪の
それぞれに対する等化量が確実に把握でき、した
がつて膨大なシミユレーシヨンなしでも、再現可
能なデータが得られる。
第１５図はこの発明の他の実施例を示す回路図
である。この第１５図は、第１２図実施例に比べ
て、可変係数荷重回路２０が挿入される位置が変
えられていて、それに応じて可変係数荷重回路１
８′の係数が変えられている。すなわち、第１２
図実施例では可変係数荷重回路２０を加算器１９
の後段に接続したが、一方の可変係数荷重回路１
８′の係数を、２乗倍してl2とするならば、この
第１５図に示すように、可変係数荷重回路２０を
加算器１５と１９との間に配置することができ
る。原理的には、補正回路１３からの出力信号の
振幅を遅延回路１２からの出力信号の振幅に対し
て２乗倍すなわちデシベル換算で２倍減衰させる
ように、２つの可変係数荷重回路を連動させれば
よいのである。
である。この第１５図は、第１２図実施例に比べ
て、可変係数荷重回路２０が挿入される位置が変
えられていて、それに応じて可変係数荷重回路１
８′の係数が変えられている。すなわち、第１２
図実施例では可変係数荷重回路２０を加算器１９
の後段に接続したが、一方の可変係数荷重回路１
８′の係数を、２乗倍してl2とするならば、この
第１５図に示すように、可変係数荷重回路２０を
加算器１５と１９との間に配置することができ
る。原理的には、補正回路１３からの出力信号の
振幅を遅延回路１２からの出力信号の振幅に対し
て２乗倍すなわちデシベル換算で２倍減衰させる
ように、２つの可変係数荷重回路を連動させれば
よいのである。
第１６図はこの発明の他の実施例を示す回路図
である。この第１５図実施例は、信号導出手段と
して、第４図に示す従来の分岐回路と遅延線との
組合わせを用いたことを除いて、第１２図実施例
と同様である。
である。この第１５図実施例は、信号導出手段と
して、第４図に示す従来の分岐回路と遅延線との
組合わせを用いたことを除いて、第１２図実施例
と同様である。
第１７図はこの発明の他の実施例を示す回路図
である。この第１７図実施例は、遅延回路および
補正回路にそれぞれ複数組の信号経路を持つよう
に構成したものである。すなわち、遅延回路１
２′の加算器１５および１５′が補正回路１３′の
加算器１６および１６′にそれぞれ対応するよう
に組合わされている。加算器１５′の出力信号は
固定減衰器２２によつて減衰され、加算器１６′
からの出力信号は固定減衰器２２′で減衰される。
固定減衰器２２および２２′は、それぞれ係数ｍ
およびm2を有する。そして、加算器１５および
１６の組合せによる可変遅延量と異なる遅延量を
必要とするとき、このように係数ｍおよびm2を
設定することにより、加算器１５′を通る信号の
振幅変化が加算器１６′を通る信号の振幅変化に
よつて相殺され、結果的に出力端子１０２に得ら
れる信号は可変係数荷重回路１８および２０の係
数ｌを連動的に変化させることによつて遅延量の
みを変化されることができる。
である。この第１７図実施例は、遅延回路および
補正回路にそれぞれ複数組の信号経路を持つよう
に構成したものである。すなわち、遅延回路１
２′の加算器１５および１５′が補正回路１３′の
加算器１６および１６′にそれぞれ対応するよう
に組合わされている。加算器１５′の出力信号は
固定減衰器２２によつて減衰され、加算器１６′
からの出力信号は固定減衰器２２′で減衰される。
固定減衰器２２および２２′は、それぞれ係数ｍ
およびm2を有する。そして、加算器１５および
１６の組合せによる可変遅延量と異なる遅延量を
必要とするとき、このように係数ｍおよびm2を
設定することにより、加算器１５′を通る信号の
振幅変化が加算器１６′を通る信号の振幅変化に
よつて相殺され、結果的に出力端子１０２に得ら
れる信号は可変係数荷重回路１８および２０の係
数ｌを連動的に変化させることによつて遅延量の
みを変化されることができる。
なお、上述の実施例においては、可変係数荷重
回路の一例として２重平衡ミキサを用いた。しか
しながら、このような可変係数荷重回路は、それ
以外の回路構成によつても達成され得ることは当
業者にとつて容易に理解されよう。
回路の一例として２重平衡ミキサを用いた。しか
しながら、このような可変係数荷重回路は、それ
以外の回路構成によつても達成され得ることは当
業者にとつて容易に理解されよう。
さらに、第１２図、第１５図、第１６図および
第１７図実施例において、極性反転器１４，１
４′は、180゜移相器が用いられた。しかしながら、
このような極性反転器は、180゜合成器や90゜分配
器、合成器を利用することもできる。たとえば第
１２図実施例において、加算器１５に180゜合成器
を配置したり加算器１５と分配器７の遅延回路に
信号を送る部分に90゜分配器、合成器を配置して
も同じ結果が得られる。要はたとえば第１２図実
施例において加算器１５に与えられる２つの信号
が結果的に極性が異なるようにされていなければ
よいのである。
第１７図実施例において、極性反転器１４，１
４′は、180゜移相器が用いられた。しかしながら、
このような極性反転器は、180゜合成器や90゜分配
器、合成器を利用することもできる。たとえば第
１２図実施例において、加算器１５に180゜合成器
を配置したり加算器１５と分配器７の遅延回路に
信号を送る部分に90゜分配器、合成器を配置して
も同じ結果が得られる。要はたとえば第１２図実
施例において加算器１５に与えられる２つの信号
が結果的に極性が異なるようにされていなければ
よいのである。
同様に、可変係数荷重回路１８（または１８′）
および２０も、極性反転を含むことなく、別の極
性反転器が用いられてもよい。また、これら回路
１８，１８′および２０は、遅延回路１２からの
出力信号と補正回路１３からの出力信号のそれぞ
れの振幅が結果的に一定比率になるように連動さ
れればよく、その挿入位置や係数は、そのような
要求を満たす限り、任意に選択されればよい。た
とえば第１２図実施例において遅延回路１２およ
び補正回路１３に与えられるそれぞれの信号経路
に所定の係数を有する可変係数荷重回路を相互に
連動可能なように配置してもよい。
および２０も、極性反転を含むことなく、別の極
性反転器が用いられてもよい。また、これら回路
１８，１８′および２０は、遅延回路１２からの
出力信号と補正回路１３からの出力信号のそれぞ
れの振幅が結果的に一定比率になるように連動さ
れればよく、その挿入位置や係数は、そのような
要求を満たす限り、任意に選択されればよい。た
とえば第１２図実施例において遅延回路１２およ
び補正回路１３に与えられるそれぞれの信号経路
に所定の係数を有する可変係数荷重回路を相互に
連動可能なように配置してもよい。
また、可変遅延等化器が利用される一例とし
て、TDMA通信システムについて説明したが、
必要に応じて、FDM通信システムなどについて
も利用できることは、いうまでもない。
て、TDMA通信システムについて説明したが、
必要に応じて、FDM通信システムなどについて
も利用できることは、いうまでもない。
以上のように、本発明によれば、振幅の周波数
特性の変動なしに遅延量の周波数特性のみを可変
できる、可変遅延等化器が得られる。また、複数
の可変係数荷重回路を連動させるようにすれば、
そのような遅延量の調整が容易である。また、実
施例のように、同じ可変係数荷重回路を連動させ
るようにすれば、非常に単純な回路構成でしかも
精度の高い可変遅延等化器がより安価に得られ
る。
特性の変動なしに遅延量の周波数特性のみを可変
できる、可変遅延等化器が得られる。また、複数
の可変係数荷重回路を連動させるようにすれば、
そのような遅延量の調整が容易である。また、実
施例のように、同じ可変係数荷重回路を連動させ
るようにすれば、非常に単純な回路構成でしかも
精度の高い可変遅延等化器がより安価に得られ
る。
第１図はこの発明の背景となるTDMA通信シ
ステムの概念を示す。第２図は通信衛星に含まれ
る高出力増幅器の特性を示すグラフである。第３
図はTDMA通信システムに用いられる等化器の
一例を示すブロツク図である。第４図は従来の可
変等化器の一例を示す回路図である。第５図は可
変等化器の他の例を示す回路図である。第６図は
第５図の例の振幅および遅延量のそれぞれの周波
数特性を示すグラフである。第７図はこの発明の
一実施例としてのTDMA通信システムに用いら
れる等化器の一例を示すブロツク図である。第８
図は可変振幅等化器の一例を示す回路図である。
第９図は第８図実施例の振幅の周波数特性を示す
グラフである。第１０図は可変係数荷重回路の一
例を示す回路図である。第１１図は第１０図実施
例の動作を説明するグラフである。第１２図は可
変遅延等化器の一例を示す回路図である。第１３
図は第１２図実施例の振幅および遅延量のそれぞ
れの周波数特性を示すグラフである。第１４図は
遅延量の周波数特性を示す別のグラフである。第
１５図は可変遅延等化器の他の例を示す回路図で
ある。第１６図は可変遅延等化器のさらに他の例
を示す回路図である。第１７図は可変遅延等化器
のその他の例を示す回路図である。 図において、EQLは等化器、VAEは可変振幅
等化器、VDEは可変遅延等化器、１０１は入力
端子、１０２は出力端子、３，３１，３０１ない
し３０４および３１１ないし３１８は遅延線、１
４，１４′は極性反転器、１５，１５′，１６，１
６′，１９，２１，２４，２５は加算器、１８，
１８′，２０は可変係数荷重回路を示す。
ステムの概念を示す。第２図は通信衛星に含まれ
る高出力増幅器の特性を示すグラフである。第３
図はTDMA通信システムに用いられる等化器の
一例を示すブロツク図である。第４図は従来の可
変等化器の一例を示す回路図である。第５図は可
変等化器の他の例を示す回路図である。第６図は
第５図の例の振幅および遅延量のそれぞれの周波
数特性を示すグラフである。第７図はこの発明の
一実施例としてのTDMA通信システムに用いら
れる等化器の一例を示すブロツク図である。第８
図は可変振幅等化器の一例を示す回路図である。
第９図は第８図実施例の振幅の周波数特性を示す
グラフである。第１０図は可変係数荷重回路の一
例を示す回路図である。第１１図は第１０図実施
例の動作を説明するグラフである。第１２図は可
変遅延等化器の一例を示す回路図である。第１３
図は第１２図実施例の振幅および遅延量のそれぞ
れの周波数特性を示すグラフである。第１４図は
遅延量の周波数特性を示す別のグラフである。第
１５図は可変遅延等化器の他の例を示す回路図で
ある。第１６図は可変遅延等化器のさらに他の例
を示す回路図である。第１７図は可変遅延等化器
のその他の例を示す回路図である。 図において、EQLは等化器、VAEは可変振幅
等化器、VDEは可変遅延等化器、１０１は入力
端子、１０２は出力端子、３，３１，３０１ない
し３０４および３１１ないし３１８は遅延線、１
４，１４′は極性反転器、１５，１５′，１６，１
６′，１９，２１，２４，２５は加算器、１８，
１８′，２０は可変係数荷重回路を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 信号入力部、および 前記信号入力部からの入力信号を分配し遅延し
て、少なくとも、主信号および第１、第２、第３
ならびに第４信号を導出するための信号導出手段
を含み、 前記第１および第２信号は、それぞれ、前記主
信号の絶対遅延量を基準として、第１の所定時間
進みの信号および遅れの信号であり、 前記第３および第４信号は、それぞれ、前記主
信号の絶対遅延量を基準として、第２の所定時間
進みの信号および遅れの信号であり、 前記第１および第２信号を相互に極性が異なる
ようにするための第１の極性反転手段、 極性が異なるかつ同じレベルの前記第１および
第２信号を合成するための第１の合成手段、 同じレベルの前記第３および第４信号を合成し
て振幅補正信号を出力する補正信号作成手段、 前記第１の合成手段からの出力信号と前記補正
信号作成手段からの出力信号とを、常に所定振幅
比になるように、変化させるための振幅変化手
段、 前記第１の合成手段からの出力信号を元の出力
信号に比べて極性が反転するようにするための第
２の極性反転手段、および 極性が異なるかつ所定振幅比の前記第１の合成
手段からの出力信号および前記補正信号作成手段
からの出力信号を前記主信号とともに合成するた
めの第２の合成手段を備える、可変遅延等化器。 ２ 前記補正信号作成手段は、 同じレベルの前記第３および第４信号を合成す
るための加算器手段、および 前記加算器手段からの出力信号を一定量減衰さ
せるための固定減衰器手段を含む、特許請求の範
囲第１項記載の可変遅延等化器。 ３ 前記第２の所定時間は前記第１の所定時間の
２倍に選ばれている、特許請求の範囲第１項また
は第２項記載の可変遅延等化器。 ４ 前記振幅変化手段は前記補正信号作成手段か
ら出力信号の振幅を、前記第１の合成手段からの
出力信号の振幅の２乗倍（デシベル換算で２倍）
減衰させるための振幅調整手段を含む、特許請求
の範囲第３項記載の可変遅延等化器。 ５ 前記振幅調整手段は前記第１の合成手段から
の出力信号の振幅に影響を与える信号の経路およ
び前記補正信号作成手段からの出力信号の振幅に
影響を与える信号の経路にそれぞれ介挿されるか
つ相互に連動する少なくとも２つの可変係数荷重
回路を含む、特許請求の範囲第４項記載の可変遅
延等化器。 ６ 前記第２の合成手段は 前記第１の合成手段からの出力信号と前記補正
信号作成手段からの出力信号を合成するための第
１の加算器、および 前記主信号と前記第１の加算器からの出力信号
とを合成するための第２の加算器を含む、特許請
求の範囲第５項記載の可変遅延等化器。 ７ 前記振幅調整手段は 前記補正信号作成手段と前記第１の加算器との
間に介挿される第１の可変係数荷重回路、および 前記第１の加算器と前記第２の加算器との間に
介挿されるかつ前記第１の可変係数荷重回路と連
動する第２の可変係数荷重回路を含む、特許請求
の範囲第６項記載の可変遅延等化器。 ８ 前記第２の極性反転手段は前記第２の可変係
数荷重回路に含まれる、特許請求の範囲第７項記
載の可変遅延等化器。 ９ 前記振幅調整手段は 前記第１の合成手段と前記第１の加算器との間
に介挿される第１の可変係数荷重回路、および 前記補正信号作成手段と前記第１の加算器との
間に介挿されるかつ前記第１の可変係数荷重回路
と連動するかつ前記第１の可変係数荷重回路の係
数の２乗倍（デシベル換算で２倍）の係数を有す
る第２の可変係数荷重回路を含む、特許請求の範
囲第６項記載の可変遅延等化器。 １０ 前記第２の極性反転手段は前記第１および
第２の可変係数荷重回路に含まれる、特許請求の
範囲第９項記載の可変遅延等化器。 １１ 前記振幅調整手段は前記第１ないし第４信
号のそれぞれの経路に介挿されるかつ相互に連動
する複数の可変係数荷重回路を含む、特許請求の
範囲第６項記載の可変遅延等化器。 １２ 前記信号導出手段は 前記信号入力部からの入力信号を少なくとも前
記５つの信号に分配するための分配回路、および 前記分配回路からの各信号経路に介挿される必
要な遅延回路を含む、特許請求の範囲第１項記載
の可変遅延等化器。 １３ 前記第１の極性反転手段は前記第１の信号
の経路および前記第２の信号の経路のいずれか一
方において、前記必要な遅延回路と前記第１の合
成手段との間に介挿される、特許請求の範囲第１
２項記載の可変遅延等化器。 １４ 前記第１の極性反転手段は前記第１の信号
の経路および前記第２の信号の経路のいずれか一
方において、前記必要な遅延回路と前記分配回路
との間に介挿される、特許請求の範囲第１２項記
載の可変遅延等化器。 １５ 前記信号導出手段は 前記信号入力部からの入力信号を受けるかつ縦
続的に接続される複数の分岐回路、および 前記各分岐回路間に介挿される遅延回路を含
む、特許請求の範囲第１項記載の可変遅延等化
器。 １６ 前記第１の極性反転手段は前記第１の信号
を取出すための分岐回路および前記第２の信号を
取出すための分岐回路のいずれか一方と前記第１
の合成手段との間に介挿される、特許請求の範囲
第１５項記載の可変遅延等化器。 １７ 前記第１の合成手段および前記補正信号作
成手段は、それぞれ複数組設けられている、特許
請求の範囲第１項記載の可変遅延等化器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17855281A JPS5879322A (ja) | 1981-11-05 | 1981-11-05 | 可変遅延等化器 |
| US06/418,164 US4491808A (en) | 1981-11-05 | 1982-09-14 | Equalizer circuit for use in communication unit |
| DE8282305871T DE3275341D1 (en) | 1981-11-05 | 1982-11-04 | Equalizer circuit for use in communication unit |
| EP82305871A EP0079204B1 (en) | 1981-11-05 | 1982-11-04 | Equalizer circuit for use in communication unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17855281A JPS5879322A (ja) | 1981-11-05 | 1981-11-05 | 可変遅延等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5879322A JPS5879322A (ja) | 1983-05-13 |
| JPS6349929B2 true JPS6349929B2 (ja) | 1988-10-06 |
Family
ID=16050472
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17855281A Granted JPS5879322A (ja) | 1981-11-05 | 1981-11-05 | 可変遅延等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5879322A (ja) |
-
1981
- 1981-11-05 JP JP17855281A patent/JPS5879322A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5879322A (ja) | 1983-05-13 |
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