JPS635761B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、リアクタンス性素子を有するフイル
ター回路を用い２系の過渡的なオーバーシユー
ト、アンダーシユート及び遅延を自動補償するた
めの回路装置に関する。

リアクタンス性素子を有するフイルター回路
は、それに加えられる直流信号レベルの急激な変
化に応答して過渡的なオーバーシユート又はアン
ダーシユートを起こすことが知られている。これ
らの過渡的な変動はフイルターの応答遅れを生ず
る。過渡的なオーバーシユート又はアンダーシユ
ートを示さない臨界減衰されるフイルターに於て
も、フイルターのリアクタンス性素子が新しい直
流信号レベルに調節されるのに必要な復帰時間の
ため、直流レベルの急激な変化に応答した遅れが
生ずる。

リアクタンス性フイルター回路のこうした固有
の特性は、高速応答即ちフイルター動作の最少の
遅延が必要とされる用途に於ては特に望ましくな
い。

一例として、リアクタンス性素子を含むフイル
ターと共にサーボループを使用する自動制御回路
においては、サーボループは最少の遅延で入力信
号の変化に正確に追随しなければならない。

例えば、位置決めサーボループに位置オフセツ
トを生じさせるように直流電圧ステツプの形の急
激な入力信号レベルの変化が自動制御回路に加え
られると、リアクタンス性素子は新しい直流レベ
ルまで充電又は放電し、減衰と振動過渡的オーバ
ーシユート又はアンダーシユートによる付加的な
フイルター遅延とを生ずる。

従来技術のサーボ回路では、サーボループの利
得を減少させて振動を最小とすることにより上記
の効果の補償を行なつているため、サーボ動作が
最適値以下のループ利得について行なわれ精度が
低下する。

高密度磁気記録及び再生のような用途では、サ
ーボループの利得の減少は位置決め精度を減少さ
せるので実際的ではない。その反面記録トラツク
幅とトラツク間隔とを共に減少させなければなら
ない場合には、ヘツド位置決めサーボの精度を更
に改善しサーボの応答時間を最小としなければな
らない。この効果を得るには、一例としてリアク
タンス性フイルター回路の使用により機械的共振
周波数の近傍で安定な動作を得ながらサーボ利得
を更に増大することが望まれる。しかし、リアク
タンス性フイルターは、サーボループに投入され
る直流ステツプ信号に応答して生ずる過渡的オー
バーシユート又はアンダーシユートによつてサー
ボループの応答時間を更に増大させることが知ら
れている。

位置決めサーボ回路を含む従来技術による装置
の１例は、本出願人の「操作及び保守マニユア
ル、DM940／DM980デイスク・ストレージ・ド
ライブ、第3306685−01号（1977年10月発行）」に
記載されている。より詳細には、このマニユアル
の第３−９頁、第３−４図には、微細モード位置
決めサーボ制御回路を含む基本サーボブロツク線
図が示され、この制御回路は、当該技術に於て周
知のように次の粗位置決めモードが開始されるま
でデイスク・ストレージのトランスジユーサー組
立体を指定されたトラツク位置内に保つために用
いられる。このマニユアルの、３の１図の詳細な
回路図Ａ０４に図示され、３−57頁、６及び７節
に説明されているように、サーボヘツドが指定さ
れたトラツク位置内にある時、順方向又は逆方向
のオフセツト信号が制御電子回路によりサーボに
加えられる。これらのオフセツト信号は、サーボ
ループに投入される負又は正の直流電圧ステツプ
であり、これらの電圧ステツプは、再生ヘツドに
関する記録データトラツクから得られる信号を最
大とするようにサーボトラツクの中心部に関し全
部のヘツド組立体を両方向に少し移動させるため
に用いられる。上述した従来技術による磁気デイ
スクレコーダーに於ては、サーボ増幅器の利得は
比較的低い値に選定されて、順方向又は逆方向の
直流オフセツト信号に応答したサーボ振動、オー
バーシユート又はアンダーシユートを最小とする
ようになつている。

しかしこの従来技術による磁気デイスクレコー
ダーに関して記録トラツク密度を大きく、例えば
２倍にする必要がある場合には、上述したサーボ
利得では位置決め精度を高くし、応答時間を短か
くし、サーボ装置の寿命を長くする要求は充足で
きない。

以下に詳述する本発明の実施例によればサーボ
ループの利得及び帯域幅を増大し得るリアクタン
ス性フイルター回路と、このフイルター回路に加
えられる直流信号レベルの変化に応答した過渡的
なオーバーシユート及びアンダーシユートの補償
回路との組合わせによつて、従来の位置決めサー
ボ回路の上述した欠点が解消される。

信号レベルの急激な変化に応答して生ずるリア
クタンス性フイルター回路の不所望の過渡的なオ
ーバーシユート、アンダーシユート及び遅延が的
確な動作のために設定された限度を超過し得る別
の公知技術による装置の例には、磁気テープ駆動
キヤプスタンサーボ回路、周波数合成器（シンセ
サイザ）、調整電源回路その他がある。従来技術
によるそれぞれの装置の上述した欠点は、以下に
説明する本発明の各実施例によつて解消される。

本明細書の説明に於て、「リアクタンス性フイ
ルター」又は「リアクタンス性フイルター回路」
という用語は、抵抗性又は他のフイルター素子と
組合わせ得る１つあるいはそれ以上のリアクタン
ス性素子を含み少くとも１つのフイルター素子が
フイルターの入力、出力及び信号帰線の間に結合
されている受動性又は能動性フイルターを表わす
ものとする。

本発明の１つの目的は、リアクタンス性フイル
ター回路を使用する系の過渡的なオーバーシユー
ト及びアンダーシユートを自動的に補償する補償
回路を提供することにある。

本発明の別の目的は、オーバーシユート又はア
ンダーシユート及びフイルター復旧時間のため直
流信号ステツプに応答して生ずるリアクタンス性
フイルターの遅延を除くための回路を提供するこ
とにある。

本発明の更に別の目的は、リアクタンス性フイ
ルターの臨界減衰（critical damping）を与えず
に過渡的なオーバーシユート及びアンダーシユー
トを補償することにある。

本発明の特別の目的は、サーボループの帯域幅
又は利得を減少させずに、リアクタンス性フイル
ターを含むサーボループの過渡的なオーバーシユ
ート及びアンダーシユートを補償する回路を提供
することにある。

本発明の更に別の目的は、機械的共振周波数の
近傍でのサーボ回路の安定な動作を保ちながらサ
ーボ回路の過渡的なオーバーシユート及びアンダ
ーシユートを補償することにある。

本発明の更に別の目的は、入力信号ステツプに
応答するリアクタンス性フイルター素子に関する
直流信号レベルの変化を補償することにある。

本発明により、リアクタンス性フイルターを利
用した回路に加えられる直流信号ステツプに応答
した過渡的なオーバーシユート及びアンダーシユ
ートと遅延とを自動的に補償する補償回路が提供
される。この補償回路は、リアクタンス性フイル
ターに加えられる入力ステツプ信号を検出し、補
償ステツプ信号を供給し、その補償ステツプ信号
をフイルターが受ける入力ステツプ信号と同時に
フイルターの帰線に与える。補償ステツプ信号は
入力ステツプ信号に関し所定の極性及びこれと同
じ大きさを持ち、リアクタンス性フイルターに関
する信号レベルの変化を補償する。

次に、図面に示した実施例を参照して更に詳述
する。

第１図に示した本発明の好ましい実施例は、本
出願人により製造されているデイスク記録駆動装
置の位置−速度サーボに用いられる。第１図のブ
ロツク図は、本発明によるリアクタンス性フイル
ター回路２８及び補償回路１０と共に、前述のマ
ニユアルに図示され説明された既知の基本サーボ
回路素子を包含する。そのため、本発明の作用及
び利点の理解にとつて必要な基本サーボ回路の部
分のみを以下に図面を参照して説明する。

第１図の回路は、サーボ回路の粗位置決めモー
ド並びに微細位置決めモードの両方に利用される
誤差増幅器１２を備えている粗位置決めモードの
間に誤差増幅器１２は配線５０を経てその反転入
力端子（−）に順方向又は逆方向の電流を受け
る。この電流は配線３４及び加え合わせ点３０を
経て電流源３３から供給される。電流源３３の入
力部は端子３５に接続され、端子３５には、デイ
スク面に関してヘツド組立体２４の所望位置を得
るためにどちらかの方向に横断すべきシリンダー
トラツク数を表わすデジタル信号が、図示しない
差カウンターから供給される。このデジタル信号
が表わすビツトの極性及び数は、図示しない差計
算機により定められ、サーボヘツドの実際のシリ
ンダートラツク位置と、ヘツドをそれに向かつて
移動させるべき所望シリンダートラツク位置とに
依存する。誤差増幅器１２の出力信号は、順方向
電流又は逆方向電流によつて、増大又は減少す
る。配線１３を介し誤差増幅器１２の出力端子に
入力端子を接続した極性検出器１４は、誤差増幅
器１２の出力信号極性に依存して、順方向増幅器
１６又は逆方向増幅器１８を駆動する増幅器１６
又は増幅器１８の出力信号はパワードライバー２
０に供給され、パワードライバー２０からリニア
モーター２２のボイスコイルにいずれかの方向に
電流が供給される。リニアモーター２２は、デー
タヘツドとサーボヘツドとを含むヘツド組立体２
４を取付けた図示しないヘツドキヤリツジを移動
させる。サーボヘツドはシリンダートラツク横断
回数を表わす位置フイードバツク情報を図示しな
い差カウンターに配線３９及び端子４０を介し供
給する。この情報は差カウンターを更新即ち減進
する。従つて入力端子３５に供給されるデジタル
信号も減分され、やがて差カウントが零になり、
電流源３３から誤差増幅器１２に電流が供給され
なくなる。これはサーボヘツドが粗位置決めモー
ドに於ての運動を終了してヘツド組立体２４が所
望シリンダートラツク位置に到達したことを表わ
している。

差カウントが零になつた時、差カウンター（図
示しない）は端子１１０、従つてそれぞれのスイ
ツチＳ１，Ｓ３にロツクオン制御信号を送出す
る。スイツチＳ１は、位置増幅器２６、リアクタ
ンス性フイルター回路２８及び加え合わせ抵抗Ｒ
８４を含む微細位置決めサーボループを回路に接
続する。スイツチＳ３はフイルター回路２８の電
圧基準線５３（電圧帰線又は信号帰線とも呼ばれ
る）を後述する補償回路１０の出力端子５８に接
続する。微細位置決めモードに於て、ヘツド組立
体２４の位置は、当該技術では周知のように、次
の粗位置決めモードが開始されるまで、指定され
たトラツク位置上に保持される。

位置増幅器２６は、微細位置決めモードの間
に、サーボトラツクの中心部に関するサーボヘツ
ドオフセツトの大きさ及び極性を表わす絶えず変
化する信号の形の位置フイードバツク信号を、ヘ
ツド組立体２４中に収容されたサーボヘツドから
導線３２を経て受信する。この位置フイードバツ
ク信号は位置増幅器２６により増幅される。前記
マニユアルによつて知られる従来技術の回路で
は、この増幅された信号は、加え合わせ点３０を
介し誤差増幅器１２の入力部に供給される。第１
図の誤差増幅器１２は反転入力端子５０（−）に
於て得られる負又は正の位置フイードバツク信号
を接地された非反転入力端子（＋）において得ら
れる零基準電圧と比較し、その結果して得られた
正又は負の出力信号を配線１３により極性検出器
１４に送出し、極性検出器１４は増幅器１６又は
１８とパワードライバー２０との組合わせにより
どちらかの方向にリニアモーター２２を少し移動
させる。これによりサーボヘツドはオフセツトに
関して反対方向に零オフセツトが得られて位置フ
イードバツク信号が零に等しくなる（これはヘツ
ド組立体２４のサーボヘツドがサーボトラツクの
中央位置に正確に整列されたことを表わす）まで
移動する。

しかし本発明によれば、第１図に示す好ましい
実施例に於て、位置増幅器２６からの位置フイー
ドバツク信号は、本発明に従つて後述するように
構成されたリアクタンス性フイルター回路２８に
与えられる。この信号はフイルター回路２８から
それの出力端子３３′、加え合わせ抵抗Ｒ８４及
びスイツチＳ１を経て加え合わせ点３０に、更に
そこから誤差増幅器１２の非反転入力端子５０
（−）に加えられる。以下の説明により更に明ら
かにされるように、本発明の教示に従つたリアク
タンス性フイルター回路２８と補償回路１０との
組合わせは、後述するように順方向又は逆方向の
直流オフセツト信号をサーボ回路が受けた時に最
大の位置決め精度を維持して、サーボループの位
相マージン、帯域幅及び利得−位置決め精度を最
大にするために利用される。

フイルター回路２８は、第１図に示すように、
サーボループの位相マージンを与えるための位相
修正回路２９と、機械的共振に近い周波数に於て
サーボ利得をこの領域で尖鋭な減衰を与えること
により安全なレベルに減少させるための利得ロー
ルオフフイルター回路３１とを備えている。

位相修正回路２９は、反転入力端子（−）と出
力端子との間に帰還抵抗Ｒ５を接続した非反転演
算増幅器３７を備えている。抵抗Ｒ２と並列に接
続したコンデンサーＣ１及び抵抗Ｒ１の直列回路
は、増幅器３７の非反転入力端子（＋）に接続さ
れている。これらの素子の組合わせにより、高周
波に於て位相進み及び高利得を与える微分回路が
形成されている。その他に、演算増幅器３７の非
反転入力端子（＋）とフイルター回路２８の電圧
基線５３との間に接続された抵抗Ｒ３とコンデン
サーＣ２との直列回路は、演算増幅器３７と組合
わされて、低周波での高利得と位相遅れとを与え
る積分回路を形成する。更に演算増幅器３７の反
転入力端子（−）と電圧基準線５３との間に接続
された抵抗Ｒ４とコンデンサーＣ３との直列回路
は演算増幅器３７と組合わされて別の位相進み回
路を形成する。上述の位相進み回路は当該技術に
於て周知のように、上述の位置決めサーボ装置の
機械的部分に固有の慣性に基因する位相遅れを補
償する。従つて上述した位相修正回路２９は設計
要件により定められる選定されたサーボ帯域幅に
ついて最適のサーボ安定性及び減衰を実現する上
に必要な位相マージンを与える。

第１図の好ましい実施例に示すように、利得ロ
ールオフフイルター回路３１は抵抗Ｒ６と直列に
接続したコイルＬ１とコンデンサーＣ４との並列
回路により構成されるこれらの素子の組合わせ
は、位相修正回路２９の演算増幅器３７の出力端
子に接続されている。コンデンサーＣ５は、サー
ボの周波数範囲外の周波数に於て利得ロールオフ
を与えるためフイルター回路２８の電圧基準線５
３と抵抗Ｒ６の出力端子との間に接続されてい
る。

演算増幅器３７の出力部に接続された利得ロー
ルオフフイルター回路３１は、機械的な共振域に
おいて尖鋭な減衰を与えることにより位相マージ
ンの所望の最小損失を実現し、かくしてこの周波
数域においてサーボ利得を安全なレベルに減少さ
せる。この減衰は残留する位相マージンを減少さ
せないようにコンデンサーＣ４，Ｃ５による分圧
作用により適切なレベルで停止させる上述した減
衰レベルは残留する共振ピークの適切な抑制をな
お供与する。

第１図についての以上の説明からわかるよう
に、フイルター回路２８の使用によつて、フイル
ター回路２８の使用によつて、機械的共振周波数
の近傍で操作しても、サーボループの位相マージ
ン、帯域幅、利得及び位置精度が最大になる。

上述した操作のほか、微細位置決めモードで
は、第１図の既知の基本サーボ回路は上述したよ
うに、記録データトラツクからデータ再生ヘツド
により最大信号レベルを得るために加えられる順
方向又は逆方向のオフセツト信号を受ける。より
詳しくは、記録データトラツクから再生に際し得
られた最大信号レベルが対応する予め記録された
サーボトラツクの中心部に対応していない場合に
は、ある所定の大きさ及び極性の直流電圧ステツ
プによつて表わされる順方向又は逆方向のオフセ
ツト信号が、前述したマニユアルにより知られて
いるように、順方向は逆方向のオフセツトラツチ
（図示しない）により入力端子３６又は３８に加
えられる。受信されたステツプ電圧は、加え合わ
せ抵抗Ｒ１０，Ｒ１１により加え合わせ点３０に
加えられ、フイルター回路２８により加え合わせ
抵抗Ｒ８４を介し得られた前述の微細位置フイー
ドバツク信号に加え合わされる。従つて誤差検出
器には順方向又は逆方向のオフセツト信号に応答
して新しい直流基準電圧レベルに関する位置誤差
信号を出力端子１３に送出する。そのためヘツド
組立体２４は、サーボループに関する前述の説明
からわかるように、サーボトラツク中心部に関す
る対応の順方向又は逆方向のオフセツト位置に、
リニアモーター２２によつて動かされる。従つ
て、この位置で再生ヘツドにより検出されるデー
タは最大信号レベルになる。この新しいオフセツ
ト位置は、端子３６又は３８にある順方向又は逆
方向のオフセツト信号が除去されるか又は逆極性
のオフセツト信号に変えられるまでサーボループ
により保持される。

しかし、新しいオフセツト位置へのサーボヘツ
ドの急激な移動は、増幅器２６からの位置フイー
ルドバツク信号の直流電圧レベルに急激な変化を
生じさせ、この変化はフイルター回路２８の入力
端子２７により直流ステツプ電圧として感知され
る。各々のリアクタンス性フイルター素子は、こ
れらの素子に固有な周知の特性により直ちに新し
い直流レベルまで充電又は放電され得ないため、
フイルターの応答遅れが生じ、前述したようにフ
イルター回路２８の出力端子に過渡的オーバーシ
ユート又はアンダーシユートを生ずる。これによ
りオーバーシユート又はアンダーシユート、従つ
てサーボヘツド位置の関連振動及びサーボトラツ
クに関するロツクオン遅れがひき起こされる。同
様に、零基準電圧オフセツトをもつ定常位置の方
に両方向にあるオフセツト位置から戻ることも、
同様の不所望の効果をサーボ回路に生じさせる。
逆極性のオフセツト信号を次々に短い間隔で受け
ることによるサーボの位置変化によつてもサーボ
ループに一層はつきりした過渡的オーバーシユー
ト又はアンダーシユートとそれによる不所望のサ
ーボ遅延がひき起こされる。

本発明に従つて、リアクタンス性フイルター回
路２８と組合わせて補償回路１０を用いると、第
１図の実施例についての以下の説明によつて明ら
かになるように、上述した欠陥が解消される。

補償回路１０は、２つの入力抵抗Ｒ１６，Ｒ１
７及び帰還コンデンサーＣ５１と帰還抵抗Ｒ１５
との並列回路を有する反転演算増幅器５１を備え
ている。入力抵抗Ｒ１６，Ｒ１７の一方の端子は
演算増幅器５１の反転入力端子（−）に接続され
ている。入力抵抗Ｒ１６の他方の端子は順方向オ
フセツト信号を受けるために前述の端子３６に配
線１６を介し接続されている。入力抵抗Ｒ１７の
他方の端子は逆方向オフセツト信号を受けるため
に前述の入力端子３８に配線１７を介し接続され
ている。演算増幅器５１の出力端子５８はフイル
ター回路２８の電圧基準線５３にスイツチＳ３を
介し結合されている。演算増幅器５１の非反転入
力端子（＋）は接地されている。微細位置決めモ
ード間に、端子３６又は３８に位置オフセツト信
号が与えられない場合、フイルター回路２８の電
圧基準線５３は、スイツチＳ３及び演算増幅器５
１を介して接地レベルに保持される。

入力端子３６又は３８に順方向又は逆方向のオ
フセツト信号がそれぞれ与えられると、そのオフ
セツト信号は前述したように加え合わせ抵抗Ｒ１
０又はＲ１１と加え合わせ点３０とを経て誤差増
幅器１２の反転入力端子（−）に供給される。同
じ信号は抵抗Ｒ１６，Ｒ１７を介して補償回路１
０の演算増幅器５１の反転入力端子（−）に同時
に供給される。演算増幅器５１は逆極性の対応す
る直流電圧レベル変化（電圧ステツプ又はステツ
プ電圧とも呼ぶ）を出力端子５８からスイツチＳ
３を経てフイルター回路２８の電圧基準線５３に
供給する。第１図の好ましい実施例ではスイツチ
Ｓ３は端子１１０に於て得られる前述のロツクオ
ン信号により制御される。このロツクオ信号は、
前述したようにサーボ回路により微細位置決めモ
ードが開始された時にスイツチＳ３をスイツチＳ
１と同時に閉成する。補償回路１０のパラメータ
ーは、位置増幅器２６によりフイルター回路２８
の入力端子２７に加えられる前述した対応する入
力ステツプ電圧を補償するように、出力端子５８
に生ずるステツプ電圧（補償電圧ステツプ又は補
償ステツプ電圧と呼ぶ）がフイルター回路２８の
入力端子２７への入力ステツプ電圧と同じ大きさ
及び極性となるように選定される。コンデンサー
Ｃ１５は演算増幅器５１の両端の間の積分コンデ
ンサーとして作用し、そのパラメータは、加え合
わせ抵抗Ｒ１０又はＲ１１、誤差増幅器１２、極
性検出器１４、増幅器１６，１８、パワードライ
バー２０、リニアモーター２２、ヘツド組立体２
４のサーボヘツド及び位置増幅器２６を含む前述
の微細位置決めサーボ回路の一部を特定のオフセ
ツト信号が通過することに基づく遅延と整合する
ために端子３６，３８から演算増幅器５１の出力
端子５８に至る順方向及び逆方向の信号経路にあ
る遅延を導入するように選定される。上述した信
号経路を通過するオフセツト信号は誤差増幅器１
２により反転されるので同じ極性及び大きさのそ
れぞれの電圧ステツプが同時にフイルター回路２
８の入力端子２７と電圧基準線５３とに供給され
る。そのためフイルター回路２８の電圧基準線５
３は、入力端子２７に加えられる直流電圧レベル
の変動に精密に追従し、かくしてリアクタンス性
フイルター回路２８に関するこの変動を有効に補
償する。そのためフイルター回路の入力端子２７
と電圧基準線５３との間に実質的に一定の直流電
圧レベルが保たれるので、順方向又は逆方向のオ
フセツト信号に応答したリアクタンス性フイルタ
ー素子の充放電とフイルター増幅器の飽和とが防
止される。

第１図に示した本発明の好ましい実施例に従つ
てリアクタンス性フイルター回路２８と補償回路
１０とを組合わせると、１つの連続した微細位置
決めサーボ動作が得られ、サーボに供給される直
流オフセツト信号に対する不所望の過渡的なオー
バーシユート及びアンダーシユート並びに応答遅
れは生じない。更に第１図の回路の位置帰還ルー
プに於てフイルター回路２８と組合わせて補償回
路１０を用いると、従来技術のサーボに比べて位
置決めモードに於て全体的なサーボループ利得が
増大する。この条件は、誤差増幅器１２の反転入
力端子（−）に結合された加え合わせ抵抗Ｒ８４
と誤差増幅器１２の帰還抵抗Ｒ８５とのそれぞれ
の値を、最適サーボループ利得、従つて改善され
た位置決め精度が得られるように選定することに
より満たされる。比較例として前述のマニユアル
から知られる従来技術による位置−速度サーボ回
路に於ては、位置決めモード中のサーボループの
利得は必要なサーボ安定度を得るため最適値より
も低い値に減少する。第１図の好ましい実施例を
参照して、本発明の特別の利点は、微細位置決め
モードに於ての全体的なサーボ利得が上述の従来
技術によるサーボ回路に比べて約２倍に増大する
ことにある。従つて前述のリアクタンス性フイル
ター回路との組合わせを含む本発明によるサーボ
回路を使用すると、従来技術によるデイスク記録
＆装置に比べて記録トラツク密度を２倍にでき
る。それと同時に、結果としての狭いトラツクに
関して位置決め精度が対応して２倍の値になる。

当業者には明らかなように、サーボ回路により
複数の階段状の位置変化を与えるためにより多数
のオフセツト電圧ステツプを加える必要がある用
途に於て、第１図の補償回路１０に、各々１つの
電圧ステツプを受けるためのＲ１６，Ｒ１７のよ
うな複数の入力抵抗を配設し得る。

第２図に示した本発明の第２実施例は、本出願
人により製造されるPR−2200シリーズの計測用
レコーダの磁気テープ駆動部のキヤプスタンサー
ボ回路に使用される。

第２図の回路に於て、位相比較器６０はその第
１入力端子６２に基準周波数信号、例えば、図示
しない水晶制御発振器からの100KHz方形波を受
け、第２入力端子６４にテープ駆動部からのタコ
メータ帰還信号を受ける。別の方法として、図示
しない記録再生用増幅器からの、当業者には既知
のようにテープ速度を表わすオフテープ信号を第
２入力端子６４に供給してもよいタコメータ信号
は、タコメーターデイスク７３を含む光学ユニツ
トから得られ、デイスク７３はキヤプスタンモー
ター７２と同期的に回転し、光源７１により照明
され、回転速度は検出器７５により検出される。
検出器７５は受信光線を電気信号に変換する。電
気信号は演算増幅器７６により増幅された後、位
相比較器６０の入力端子６４に帰還される。位相
比較器６０は入力端子６２，６４の入力信号の周
波数と位相とを比較し、可変のデユーテイサイク
ルの方形波の形の誤差信号を出力端子６５に送出
する。出力端子６５からの誤差信号は、キヤリヤ
フイルター６６と位相進み遅れ回路６９を含むリ
アクタンス性フイルター回路５７を経てモーター
増幅器７０に供給される。キヤリヤフイルター６
６は、コイルＬ８、コンデンサーＣ８及び抵抗Ｒ
７の組合わせを有し、位相比較器６０の方形波出
力信号を積分して、キヤリヤ周波数を含まない誤
差信号を生ずる。位相進み遅れ回路６９は、抵抗
Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１２及びコンデンサーＣ６，Ｃ７
の組合わせを有し、第２図の実施例のサーボルー
プを安定させるための位相進みを与える。モータ
ー増幅器７０の出力信号の大きさ及び特性は、誤
差信号に応答し、基準信号周波数からのキヤプス
タンモーター速度の偏差を補償するようにキヤプ
スタンモーター７２の回転速度を制御する。開示
を一層完全にするため、前述の従来技術による
PR−2200シリーズの計測用レコーダーから知ら
れる位相比較器６０及び同期検出回路６７の詳細
な回路が第２図に図示されている。位相比較器６
０は３つの縦続接続された２進フリツプフロツプ
段Ｕ１０，Ｕ１１，Ｕ１２を備えている。フリツ
プフロツプ段Ｕ１１の出力は位相比較器６０の
出力端子６５に接続され、出力端子６５はフイル
ター回路５７の入力端子６１に接続されている。

位相比較器６０の出力端子６５は同期検出回路
６７の入力端子６８にも接続されている。同期検
出回路６７はキヤプスタンサーボ駆動部の同期検
出のため、ワンシヨツトマルチバイブレーターチ
ツプＵ３を備えている。位相ロツクが生ずると位
相比較器６０の出力部６５は当該技術において周
知のように理想的には50％のデユーテイサイクル
を発生する。同期検出回路６７はこれに応答し
て、当該技術では周知のように高論理レベルのパ
ルスの形の出力信号を出力端子８０に送出する。
このパルスは第２図の回路に於て補償回路１０に
加えられる入力信号として利用される。即ち位相
検出回路６０の出力端子６５に於て得られる、位
相ロツク時に発生する直流電圧ステツプが可変誤
差信号と結合されるので、単純なパルスを表わす
同期検出回路６７の端子８０に生ずる出力信号は
補償回路１０の入力ステツプ信号として用いられ
る。

次に作用について説明すると、モーター増幅器
７０はその入力の誤差信号をリアクタンス性フイ
ルター回路５７から受け、それに応答して対応す
る大きさ及び極性の駆動制御電流を供給し、誤差
信号を減少させるようにキヤプスタンモーター７
２を増速又は減速する。検出器７５からの帰還信
号は前述したように位相比較器６０の第２入力端
子６４に演算増幅器７６を経て供給される。入力
端子６４に現れる帰還信号の周波数は、この帰還
信号が位相比較器６０の入力端子６２の基準信号
と同じ周波数及び極性になるまで、即ち上例では
100KHzに等しくなるまで除々に増大又は減少す
る入力端子６２，６４にあるそれぞれの信号が同
じ周波数で位相が約90゜離隔していると、位相ロ
ツクが成立し、キヤプスタンサーボが同期速度に
到達したことが示される。従つて出力端子６５の
出力信号はモーター加速の間100％のデユーテイ
サイクルから50％のデユーテイサイクルに変化す
る。この変化は当該技術に於て知られるように比
較的大きな負の直流ステツプ電圧を表わしてい
る。負の直流ステツプ電圧はフイルター回路５７
の入力端子６１に供給される。従来技術による装
置ではキヤリヤフイルター６６と進み遅れ回路６
９との帰線５９は接地される。キヤリヤフイルタ
ー６６と進み遅れ回路６９とは第２図に示すよう
にどちらもリアクタンス成分を有するため、フイ
ルター遅延が生じ、その結果として第１図の実施
例に関連して詳述したように、リアクタンス性フ
イルター成分が新しい直流レベルに適合するまで
キヤプスタンモーター速度のオーバーシユート又
はアンダーシユートを生ずる。そのため位相ロツ
クの実現までに大きな遅延を生じてしまう。

従来技術の装置ではキヤプスタンサーボループ
利得を減少させることによつてこの問題を解決し
ていないため、本明細書の最初に述べた欠点を呈
してしまうことになる。

従来技術によるキヤプスタンサーボ回路の上記
の欠陥を解消するため、第２図の回路は、入力抵
抗Ｒ１８及び帰還コンデンサーＣ１５と並列に接
続した帰還抵抗Ｒ１５を有する反転演算増幅器５
１から成る自動補償回路１０を備えている。演算
増幅器５１の反転入力端子（−）は入力抵抗Ｒ１
８とポテンシヨンメーター８１の可動接点８３と
を経て同期検出回路６７の出力端子８０に接続さ
れている。ポテンシヨンメーター８１の両端は同
期検出回路６７の出力端子８０と接地との間に接
続されている。反転演算増幅器５１の出力端子５
８は、第１図の実施例の場合と同様に、フイルタ
ー回路５７の帰線即ち電圧基準線５９に接続され
ている。第２図に示すように、電圧基準線５９
は、補償回路１０の入力端子８２に信号が到来し
ていない時は、演算増幅器５１の非反転入力端子
（＋）を介して接地電位に保たれている。

位相比較器６０の入力端子６２，６４に到来す
る信号の間に於てキヤプスタンサーボが回路の位
相ロツクを示すと、端子６５に於ての50％のデユ
ーテイサイクルのパルスへの変更を表示する負の
直流電圧ステツプが、同期検出回路６７のワンシ
ヨツトマルチバイブレーターチツプＵ３により検
出され、これにより前述したように高論理レベル
のパルスが出力端子８０に送出される。このパル
スは、入力端子８２への入力パルスの振幅を調節
するための分圧器として用いられるポテンシヨメ
ーター８１を介して補償回路１０の入力端子８２
に供給される。別の方法としては、ポテンシヨメ
ーター８１を廃し、同期検出回路６７の出力端子
８０を補償回路１０の入力端子８２に直接接続し
てもよい。積分コンデンサーＣ１５はフイルター
回路５７の入力端子６１での関連入力ステツプ信
号の受信に合致せしめるように補償回路１０の出
力端子５８からの補償電圧ステツプを遅延させる
ために用いられる。位相比較器６０により供給さ
れる負の直流ステツプ信号は、同期検出回路６７
からの対応するステツプ信号を供給する場合に比
べて低い信号レベル変化の割合でフイルター回路
５７の入力端子６１により受信される。そのため
補償回路１０により出力端子５８に反転されたス
テツプ電圧が供給され、位相比較器６０の出力端
子６５からフイルター回路５７の入力端子６１に
於て受信される入力ステツプ電圧と同時にキヤリ
ヤフイルター６６の電圧帰線５９に加えられる。
出力端子５８からフイルター回路５７の帰線５９
に加えられる負の直流電圧ステツプがフイルター
回路５７の入力端子６１に同時に加えられる前述
の直流電圧ステツプと同じ極性及び大きさになる
ように、補償回路１０のそれぞれのパラメーター
を選定する。そのため同じ大きさ及び極性の実質
的に同一の直流電圧レベル変化がフイルター回路
５７の入力端子６１及び帰線５９の両方に同時に
導入される。そのため各々のリアクタンス性フイ
ルター素子について実質的に一定の電圧レベルが
保持される。その結果として、フイルター回路５
７に用いられているリアクタンス性の各々の素子
が位相ロツクに応答して新しい直流レベルまで充
放電されることと、それによりキヤプスタンモー
ター速度がオーバーシユート及びアンダーシユー
トを生じてロツクオンに遅延を生ずることが防止
される。

本発明による第２図について上述した回路によ
り、サーボ回路に起こる急激な直流レベル変化が
補償されるとともに、連続的に変化し得る誤差信
号に関してキヤプスタンサーボ回路の阻害されな
い作動が達成される。

以上の説明では、キヤリヤフイルター６６と進
み遅れ回路６９とを用いた特別の回路図の例を示
したが、上述した所望のフイルター作用を得るた
めに、リアクタンス性素子を含む種々の素子のど
んな組合わせも、当業界において周知のように使
用し得る。周波数合成回路と組合わせて用いる場
合の本発明の別々の好ましい実施例を第３図に示
す。周波数合成器は、当該技術では知られている
ように、基準源例えば図示しない水晶発振器から
基準周波数の入力信号を第１入力端子８８に受け
るデジタル位相比較器９０を備えている。位相比
較器９０は配線８７を経て第２入力端子８９に帰
還信号を受ける。この帰還信号は、電圧制御発振
器VCO９２により供給され、発振器９２の入力
部には、当該技術に於て知られるように、位相比
較器９０の出力端子９５からの誤差信号がリアク
タンス性フイルター回路９６を介し供給される。
分周器９４は発振器９２の公称出力信号周波数を
位相比較器９０の入力端子８８に供給される基準
信号周波数に調節する。デジタル位相比較器９０
は、入力端子８８に供給される基準信号に関する
入力端子８９に供給される帰還信号の位相の偏差
を検出し、当該技術に於て周知のように方形波の
スイツチング信号の形の前述した誤差信号を出力
端子９５に送出する。リアクタンス性フイルター
回路９６は周知のように電圧制御発振器９２の出
力信号周波数の制御に適したアナログ信号を与え
るように出力端子９５の方形波スイツチング信号
を平均化するために周波数合成器に於て使用され
る。従来技術による装置ではリアクタンス性フイ
ルター回路９６の電圧帰線は接地されている。第
３図の好ましい実施例では、リアクタンス性フイ
ルター回路９６は、位相比較器９０の出力端子９
５と電圧制御発振器９２の入力端子８５との間に
接続された直列のコイルＬ９及び並列のコンデン
サーＣ９を有する。フイルター回路９６の電圧帰
線はコイルＬ９に接続された方と反対側のコンデ
ンサーＣ９の端子の位置により表わされる。デジ
タル位相比較器９０は第２図のデジタル位相比較
器６０と同様の構成とすることができる。第２図
の位相比較器９０の出力端子９５に生じた出力信
号は、第２図について説明したように、可変デユ
ーテイサイクルの方形波の形である。第３図の実
施例による同期検出回路９７は、第２図の実施例
の場合と同様に用いられ、第２図の同期検出回路
６７について説明した構成とすることができる。

位相ロツクが起こると、即ち位相検出器９０の
入力端子８８，８９の信号が同じ周波数で約90゜
のシフトを示すと、第２図の実施例について既に
説明したように、位相比較器９０の出力端子９５
に比較的大きな直流電圧シフトが生ずる。この直
流電圧シフトはフイルター回路９６の入力端子９
１に供給される。フイルター回路の電圧帰線を接
地していた従来技術による周波数合成回路に於て
は、第２図について説明したように、各リアクタ
ンス性フイルター素子に固有の特性により、フイ
ルター遅延とそれによる電圧制御される発振器の
所望周波数のオーバーシユート及びアンダーシユ
ートとが起こる。第３図の実施例ではこの欠陥は
次のようにして解消される。

第３図に於て、本発明によるオーバーシユート
及びアンダーシユート及び遅延を補償するための
補償回路１０は、第２図について説明した構成と
することができる。第２図、第３図に於て補償回
路１０の対応する素子は、比較しやすいように、
同じ参照数字をもつて示し、両方の回路１０の内
の類似部分については反復を避けるためここでは
説明しない。同期検出回路９７は第２図について
上述した検出回路６７と好ましくは同じ構成とす
る。同期検出回路９７の入力端子は位相比較器９
０の出力端子９５に接続されている。同期検出回
路９７は、検出回路６７について前述したよう
に、出力端子９５に於て位相ロツクが生じた時に
出力端子９９に直流ステツプ電圧を送出するポテ
ンシヨメーター８６の形の分圧器は、第２図のポ
テンシヨメーター８１について前述したように補
償回路１０に入力電圧を送出する。ポテンシヨメ
ーター８６の形の分圧器は、第２図のポテンシヨ
メーター８１について前述したように補償回路１
０の入力電圧を調節するために補償回路１０の入
力端子８２と同期検出回路９７の出力端子９９と
の間に接続されている。補償回路１０の出力端子
５８はフイルター回路９６の電圧帰線１００に接
続されている。別の方法として、リアクタンス性
フイルター回路９６は、当該技術に於て周知のよ
うに位相比較器９０の出力端子９５に於て得られ
る方形波信号の所望の平均値を得るためのリアク
タンス性素子を含む種々の素子のどんな適当な組
合わせにより構成されていてもよい。

以上の説明からわかるように、他の回路素子と
組合わされた位相比較器９０、フイルター回路９
６、同期検出回路９７、ポテンシヨメーター８６
及び補償回路１０に関する第３図の実施例の作用
は、第２図に用いられている対応回路部分即ち位
相比較器６０、キヤリヤフイルター６６、同期検
出回路６７、ポテンシヨメーター８１及び補償回
路１０の作用と同様である。従つて位相ロツク時
に直流電圧ステツプが位相比較器９０の出力端子
９５からフイルター回路９６の入力端子９１に加
えられると、同じ大きさ及び極性の対応する直流
電圧ステツプが補償回路１０の出力端子５８から
フイルター回路９６の電圧帰線１００に同時に加
えられる。

このように、実質的に同一の直流電圧ステツプ
がフイルター回路９６の入力端子９１と電圧帰線
１００とに同時に加えられるので、フイルター回
路９６の各回路素子は、それぞれの入力端子に加
えられる直流電圧レベルの変化を感知しない。そ
のため第３図の周波数合成器に於ては、各々のフ
イルター素子の充放電によるフイルター遅延とそ
の後の過渡的なオーバーシユート及びアンダーシ
ユートが有効に補償される。

当業者には明らかなように、第２図、第３図の
好ましい実施例ではデジタル位相比較器を例とし
て用いたが、アナログ位相比較器をその代りに使
用してもよい。アナログ位相比較器は、当業者に
はよく知られているように、位相ロツクが実現さ
れる時にやはり負の電圧ステツプを送出する。

調整電源回路についての本発明の別の実施例を
第４図にブロツク回路により示す。調整電源１２
０は、当該技術に於て周知のように、所定限界内
で一定の出力電圧を保持する。調整電源１２０
は、１つあるいはそれ以上の負荷１２４に給電す
るために電力供給線１２２，１２３（一方の供給
線１２３は接地する）を介し接続されている従来
技術による調整電源回路において、供給線１２２
と接地基準線である供給線１２３との間に出力フ
イルターコンデンサーを用いることは既知であ
る。調整電源１２０は、１例としてはパルス列鎖
の形の実質的に一定な出力電圧を与えるスイツチ
ング電源として構成される。この場合スイツチン
グ電源から得られた電圧パルスを平均化して負荷
に給電するに適した実質的に一定な対応するアナ
ログ電圧を得るためにスイツチング電源の出力部
の供給線に適切なリアクタンス性フイルター回路
を接続することが知られている。

１つあるいはそれ以上の負荷をこの従来技術に
よる電源回路に対して同時に接続又は遮断する
と、電力供給線に急激な直流電圧レベルの変化が
起こる。負又は正の直流電圧ステツプの形のこの
電圧変化によつてリアクタンス性フイルターの各
素子の放電又は充電が生じ。所望の一定電圧が得
られるまでにある遅延が生ずる。そのため所望の
調整出力電圧に対応する元の直流電圧レベルに電
源回路が調節されるまで供給線の調整電圧のオー
バーシユート又はアンダーシユートがひき起こさ
れる。この遅延の間に供給線の電圧変動によつて
負荷への無調整の電力供給がなされるため、負荷
により代表される装置の誤差を生ずることがあ
る。

従来技術による調整電源回路の上述した欠点
は、第４図の好ましい実施例についての以下の説
明から明らかなように、本発明の回路によつて解
消される。第４図に於てリアクタンス性フイルタ
ー回路１２７は、スイツチング電源である調整電
源１２０に接続されている。フイルター回路１２
７は当該技術に於て周知のように、電源１２０か
ら出力パルスを平均化する即ち平滑化するリアク
タンス素子を含む能動素子又は受動素子又はこれ
ら両方のどんな適当な組合わせにより構成されて
いてもよい。１例としてフイルター回路１２７
は、第４図に示すように電源１２０の出力端子に
接続した直列コイル（チヨークコイル）Ｌ１０と
並列コンデンサーＣ１０とを備えている。フイル
ター回路１２７は入力端子１２９、出力端子１１
９及びコイルＬ１０と供給線１２２とに接続され
た端子と反対側のコンデンサーＣ１０の端子によ
り形成される電圧基準線１２８（電圧帰線ともい
う）を備えている。しかしこの実施例では、従来
技術の回路とは異なつて、フイルター回路１２７
の電圧基準線１２８は、接地された供給線１２３
に接続されていない。電圧基準線１２８はその代
りに、第１図〜第３図の実施例について説明した
補償回路１０と同様のオーバーシユート、アンダ
ーシユート及び遅延を補償するための補償回路１
０を介して事実上の接地に接続されている。第３
図、第４図に於て補償回路１０の同様の素子は比
較しやすいように同一の参照数字により表わして
ある。従つて、反復を避けるため、第３図のもの
と異なる第４図の回路分のみについて以下に説明
する。

第４図の実施例において演算増幅器５１は電力
増幅器として構成されるが、その理由は、以下の
説明によつて明らかになるように、回路に負荷を
接続又は遮断することに応答して接地に関し供給
線１２２に生ずる両極性の電圧スパイクをそれぞ
れ補償する時に補償回路１０が電流ソース又は電
流シンクとしても作用せねばならないためであ
る。

第４図に於て補償回路１０の入力端子８２はコ
ンデンサーＣ２０，Ｃ３０の直列回路から成つて
いて一端が接地された容量性の分圧器１２５に接
続されている。分圧器１２５の他端は、後述する
理由のためフイルター回路１２７に関するステツ
プ電圧の感知遅れを防ぐため、好ましくはコンデ
ンサーＣ１０と供給線１２２との接続点の近くに
おいて、ステツプ電圧感知線１２６を介し供給線
１２２に接続されている。別の方法として、一方
の端子を接地にそれぞれ接続し、出力部を可動接
点（図示しない）によつて形成したポテンシヨメ
ーター（図示しない）又は複数の直列抵抗により
分圧器１２５を構成してもよい。分圧器１２５の
出力端子は補償回路１０の入力端子８２に接続さ
れている。フイルター回路１２７の電圧帰線即ち
電圧基準線１２８は出力端子５８と演算増幅器５
１の非反転入力端子（＋）とを介して事実上の接
地に接続されている。

尚、以上の説明に関連して、リアクタンス素子
を含む１つあるいはそれ以上の別のフイルター回
路を電源１２０と負荷１２４との間に接続して使
用する場合、これらのフイルター回路のそれぞれ
の帰線は接地された供給線１２３ではなく、フイ
ルター回路１２７の電圧基準線１２８について上
述したように、補償回路１０の出力端子５８に接
続されるものである。以上の説明から理解される
ように、これは第１図〜第４図の各々の実施例に
よるどのフイルター回路２８，５７，９６につい
ても同様である。

第４図に示した実施例の作用は次の通りであ
る。定常作動中に、直流電圧ステツプを生ずる負
荷の実質的な変化が生じていなければ、電源１２
０からデユーテイサイクル制御（即ちパルス幅制
御）されるパルス列の形の出力信号が供給され、
これはフイルター回路１２７により波される。
フイルター回路１２７は平均化した電圧信号を送
出し、これは電源１２０により所定限度内に於て
実質的に一定の値に保たれる。フイルター回路１
２７の出力端子１１９からのこの平均電圧は、供
給線１２２，１２３を介して出力端子１３０〜１
３５によりそれぞれの負荷１２４に供給される。

１つあるいはそれ以上の負荷が供給線１２２，
１２３に例えば出力端子１３６，１３７に於て接
続されると、この余分の負荷による電流消費の増
大により、接地に関し負の直流電圧ステツプの形
の急激な直流電圧レベルの変化が供給線１２２に
生ずる供給線１２２，１２３の間に接続されたコ
ンデンサーから成るリアクタンス性フイルターを
用いた従来技術の回路に於ては、コンデンサーは
余分の電流を負荷に供与するため、負の電圧ステ
ツプに応答して放電する。そのため従来技術の回
路に於ては、供給線の電圧は、コンデンサーの放
電により降下し続け、従来技術による電源回路が
元の出力電圧レベルに調節されるのに要する時間
は、元の電圧レベルまでコンデンサーＣ１０が再
充電されるのに要する時間だけ遅延する。

本発明の第４図の回路において、従来技術の電
源回路の上述した欠点は次のようにして除かれ
る。フイルター回路１２７の出力端子１１９に接
続された感知線１２６は電源回路に負荷１２４を
接続又は遮断することによつて生じた供給線１２
２上の上述した負又は正の電圧ステツプを検出す
る。この電圧ステツプは分圧器１２５を経て補償
回路１０の入力端子８２に、更にそれから入力抵
抗Ｒ１８を経て演算増幅器５１の反転入力端子
（−）及び出力端子５８に供給される。分圧器１
２５のコンデンサーＣ２０，Ｃ３０のパラメータ
ーは、補償回路１０の入力端子８２へ所望の大き
さの入力電圧ステツプを与えるように選定する。
抵抗Ｒ１８，Ｒ１５の値は演算増幅器５１の利得
を設定するもので、上述したように負荷を電源回
路に対し接続又は遮断することに応答して供給線
１２２に生ずる入力電圧ステツプの大きさを補償
するのに必要な出力端子５８での補償出力電圧ス
テツプの所望の大きさを与えるように選定する。
従つて追加の負荷１２４を回路に接続する時に供
給線１２２上の負の配線ステツプが感知線１２６
により感知される。演算増幅器５１はこれに応答
し、上述した負の電圧ステツプと同じ大きさにな
るように調節された正の電圧ステツプを出力端子
５８から電圧帰線１２８に、即ち供給線１２２に
接続された端子と反対側のコンデンサーＣ１０の
端子に与える。それぞれの電圧ステツプはコンデ
ンサーＣ１０の両側の端子に同時に供給され、同
じ大きさ及び極性であるから互に消去する。しか
し演算増幅器５１は、出力端子５８に与える正電
圧と同時に、コンデンサーＣ１０を経て負荷１２
４に正の電流ステツプを供給し、最初に供給線１
２２上に上述した負の電圧ステツプを生じた追加
の負荷１２４による電流消費の増大を補償する。
演算増幅器５１の利得設定が高いほどそれだけ補
償がよくなり、供給線１２２に結果として生ずる
ステツプは小さくなる。従つて、補償回路１０
は、追加の負荷１２４を電源回路に接続すること
により生じた電流消費の増大によりもたらされる
電流ステツプと負の電圧との両方を補償すること
になる。従つてリアクタンス性フイルター回路１
２７の電圧帰線１２８に演算増幅器５１により加
えられる電力ステツプは、負荷１２４による電流
消費の急激な変化と急激な電圧レベルの変化との
両方を有効に補償する。

同様に、１つあるいはそれ以上の負荷１２４が
供給線１２２，１２３から同時に遮断された場
合、正の直流電圧ステツプの形の急激な直流電圧
レベル変化が供給線１２２，１２３の間に生ず
る。この場合にも第４図の回路は同様に作用す
る。即ち補償回路１０は、同じ大きさの負の補償
電圧ステツプを出力端子５８に同時に供給して正
の電圧ステツプを補償する。それと同時に演算増
幅器５１の出力端子５８は、負の補償電流ステツ
プを供給し、電流シンクとして作用し、負荷遮断
により生じた供給線１２２の過剰な電流を吸収す
る。このように電源回路から負荷を遮断すること
により生じた正の入力電力ステツプは、リアクタ
ンス性フイルター回路１２７の電圧帰線である電
圧基準線１２８に同じ大きさの負の補償電力ステ
ツプを加えることによつて、本発明の回路により
有効に補償される。

尚、第４図の補償回路１０では、第１図〜第３
図について上述したコンデンサーＣ１５のような
帰還コンデンサーは用いられていないが、その理
由は、出力端子１１９に供給されるフイルター回
路１２７の入力電圧ステツプと合致するように補
償回路１０の出力端子５８の出力信号を遅延させ
る必要はないからである。その反対に、有効な補
償を得るため信号遅れが最小になるように分圧器
１２５及び補償回路１０のパラメーターを選定す
ることが望まれる。

第４図の実施例に関連した以上の説明からわか
るように、本発明に従つて電源回路に組合わせて
リアクタンス性フイルター回路と補償回路とを使
用することにより、リアクタンス性フイルター回
路に与えられるステツプ信号に対する過渡的オー
バーシユートとアンダーシユート並びにフイルタ
ー遅延が補償される。

リアクタンス性フイルター回路を用いた系に生
ずるステツプ信号に応答する急激な直流レベル変
化に基づくオーバーシユートアンダーシユート及
び遅延の補償回路について以上に説明した。リア
クタンス性フイルター回路に供給される入力ステ
ツプ信号は補償回路により検出される。補償回路
はこれに応答して入力ステツプ信号に関して所定
の極性及び実質的に同じ大きさを持つ補償直流ス
テツプ信号を供給する。補償ステツプ信号は、フ
イルター回路が受ける入力ステツプ信号と合致す
るようにフイルター回路の信号帰線に供給され
る。

本発明は上述した実施例のほかにいろいろと変
形して実施でき、上述した特定の構成は単なる例
であつて、本発明を限定するものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は磁気デイスク駆動微細位置決めサーボ
回路に用いられた本発明の１実施例を示すブロツ
ク線図、第２図は磁気テープ駆動キヤプスタンサ
ーボ回路に使用される本発明の別の実施例を示す
ブロツク線図、第３図は周波数合成器に用いる本
発明の更に別の実施例を示すブロツク線図、第４
図は調整電源回路に用いる本発明の更に別の実施
例を示すブロツク線図である。 符号の説明、１０……補償回路、１６，１７…
…１０の入力部、２７……２８の入力端子（出力
部）、２８……リアクタンス性フイルター回路、
３１……利得ロールオフフイルター回路、３３′
……２８の出力端子、５３……電圧基準線、５８
……１０の出力端子（出力部）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力２７；６１；９１；１２９、出力３３；
   ６３；９３；１２２及び信号帰線５３；５９；１
   ００；１２８を有するリアクタンス性フイルター
   ２８；５７；９６；１２７を有する系で上記リア
   クタンス性フイルターが受けるステツプ信号に応
   答してオーバーシユート、アンダーシユート及び
   遅延を補償するための補償装置において、補償回
   路１０は該入力ステツプ信号を検出するように結
   合された入力部１６，１７；８２及び該リアクタ
   ンス性フイルター２８；５７；９６；１２７の該
   信号帰線５３；５９；１００；１２８に結合され
   た出力部５８を有するようになつており、該補償
   回路１０は該リアクタンス性フイルターのための
   接地基準を与えるようになつており、かつ該補償
   回路１０は上記検出された該入力ステツプ信号に
   応答して補償ステツプ信号を（５８で）発生し、
   かつ該リアクタンス性フイルターが受ける該入力
   ステツプ信号（２７；６１；９１；１２２での）
   と同時に該補償ステツプ信号を該信号帰線に与え
   るようにされており、該補償ステツプ信号は、該
   入力ステツプ信号に応答して、該リアクタンス性
   フイルターに関する急激な信号レベル変化を補償
   するように該入力ステツプ信号に関し所定の極性
   で実質的に同じレベルをもつようにしたことを特
   徴とする補償装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の補償装置におい
   て、少くとも１つのデータヘツド及び１つのサ
   ーボヘツドを含むトランスジユーサー組立体２４
   を支持する可動アーマチユアを回転デイスク面に
   関し半径方向に移動させるリニアモーター２２
   と、該サーボヘツドにより供給される微細位置
   帰還信号を増幅するための位置増幅器２６と、
   基準位置信号と増幅された微細位置帰還信号との
   間の差を表わす誤差信号を供給してサーボトラツ
   クの中心に対する該サーボヘツドの位置を制御す
   るための誤差増幅器１２と、相互に逆極性の所
   定の大きさのオフセツト順方向及びオフセツト逆
   方向ステツプ信号を該誤差増幅器１２の入力部に
   供給して該サーボトラツクの中心に対する該サー
   ボヘツドの所望のオフセツト位置を与える装置３
   ６，３８とを有し、対応するオフセツト位置サー
   ボループ帰還信号が対応する入力ステツプ電圧の
   形で該位置増幅器２６により供給されるようにな
   つており、かつ更に、入力部２７、出力部、電
   圧帰線５３それらの間に結合されたフイルター要
   素Ｃ１−Ｃ３，Ｒ１−Ｒ４を備え該入力部２７が
   該位置増幅器２６の出力部に結合されているよう
   になつた該サーボループに位相マージンを与える
   ための位相修正リアクタンス性フイルター２９
   と、該リアクタンス性フイルター２９の該出力
   部に結合された入力部、該誤差増幅器５０に結合
   された出力部３３、該位相修正リアクタンス性フ
   イルター２９の該電圧帰線５３と共通の電圧帰線
   並びに該入力部、出力部３３及び該電圧帰線の間
   に結合されたフイルター要素Ｃ４，Ｃ５，Ｌ１，
   Ｒ６を備え機械的共振周波数において減衰を与え
   るロールオフリアクタンス性フイルター３１とを
   有する形式の磁気デイスク記録装置に使用される
   ことができ、上記補償回路１０は、該オフセツト
   順方向ステツプ信号を受けるように結合された第
   １入力部１６、該オフセツト逆方向ステツプ信号
   を受けるように結合された第２入力部１７並びに
   前記の両方のリアクタンス性フイルター２９，３
   １の共通の電圧帰線５３に結合された出力部５８
   とを備えており上記補償回路１０は、前記位相修
   正リアクタンス性フイルター２９とロールオフリ
   アクタンス性フイルター３１との両方のための接
   地基準を与え、かつ補償ステツプ電圧を（５８
   で）供給し、前記オフセツト順方向ステツプ信号
   及びオフセツト逆方向ステツプ信号（３６，３８
   での）の内の１つに応答して該位置増幅器２６に
   より与えられて該位相修正リアクタンス性フイル
   ター２７により受けられる前記の対応する入力ス
   テツプ電圧と同時に該補償ステツプ電圧を前記共
   通の電圧帰線５３に与え、該補償ステツプ電圧
   （５８での）は前記の対応する入力ステツプ電圧
   （２７での）に関し実質的に同じ大きさ及び極性
   のものとされたことを特徴とする位置決め補償装
   置。 ３ 特許請求の範囲第１項記載の補償装置におい
   て、被制御信号を供給する装置７０；９２と、
   基準信号を受ける第１入力部６２；８８、帰還
   信号を受ける第２入力部６４；８９及び可変誤差
   信号を供給する出力部６５；９５を備え該基準信
   号と帰還信号との間に生ずる周波数及び位相のロ
   ツクに応答して入力ステツプ信号を該出力部６
   ５；９５で出力するようにした位相比較器６０；
   ９０と、該位相比較器６０；９０により供給さ
   れる該入力ステツプ信号を受けるように結合され
   た入力部６８並びにそれに応じて既知の大きさ及
   び極性の対応するステツプ信号を供給する出力部
   ８０；９９を備えた同期検出器６７；９７を有
   し、上記リアクタンス性フイルター５７；９６の
   上記入力部６１；９１が該位相比較器６０；９０
   の該出力部６５；９５に接続され、上記出力部６
   ３；９３が前記被制御信号を供給する上記装置７
   ０；９２の入力部に結合されているような閉ルー
   プ制御装置に使用されることができ、上記補償回
   路１０は、前記対応するステツプ信号を受けるた
   め前記同期検出器６７；９７の前記出力部８０；
   ９９に結合された入力部８２並びに前記リアクタ
   ンス性フイルター５７，６６；９６の前記信号帰
   線５９；１００に結合された出力部５８を備えて
   おり、該補償回路１０は前記リアクタンス性フイ
   ルター装置５７の接地基準を与えかつ前記対応す
   るステツプ信号（８０；９９での）に応答して補
   償ステツプ信号を（５８に）供給し、前記リアク
   タンス性フイルターの上記入力部６１；９１が受
   ける前記入力ステツプ信号と同時に前記信号帰線
   に該補償ステツプ信号を供給し、該補償ステツプ
   信号は前記リアクタンス性フイルターが受ける前
   記入力ステツプ信号と実質的に同じ大きさ及び極
   性のものとされたことを特徴とする補償装置。 ４ 特許請求の範囲第１項記載の補償装置におい
   て、所定限度内で一定の出力電圧を供給する電
   源装置１２０と、第１１２２及び第２１２３の
   電力供給線とを備え、該第１と第２の電力供給線
   １２２，１２３はそれ１２２，１２３に結合され
   た１つあるいはそれ以上の負荷１２４に前記出力
   電圧を伝達するために該電源装置１２０に結合さ
   れ、該第２の電力供給線１２３は接地基準に接続
   されており、更に入力部１２９、出力部１１
   ９，１２６及び電圧帰線１２８を有し、前記第１
   の電力供給線１２２が前記入力部１２９を前記電
   源装置の出力部に結合しかつ前記出力部１１９，
   １２６を前記負荷１２４に結合しているリアクタ
   ンス性フイルターを備えた調整電源回路に使用さ
   れることができ、上記補償回路１０は、調整電源
   回路に対する負荷１２４の接続又は遮断にそれぞ
   れ応答して負又は正の極性の入力電力ステツプ信
   号を受けるように前記リアクタンス性フイルター
   の出力部１１９，１２６に結合された入力部８２
   と、前記リアクタンス性フイルター１２７の前記
   電圧帰線１２８に結合された出力部５８とを備
   え、該補償回路１０は補償電力ステツプ信号（５
   ８での）を供給してそれを前記電圧帰線１２８
   に、前記リアクタンス性フイルターの出力部１１
   ９，１２６が受ける前記入力電力ステツプ信号と
   同時に与え、該補償電力ステツプ信号は前記入力
   電力ステツプ信号に関して実質的に同じ大きさ及
   び反対の極性とされて該電源装置により供給され
   る出力電圧レベルの変化並びに調整電源回路１２
   ０に対し前記負荷を接続又は遮断することにより
   生ずる電流消費の変化が補償されるようになつた
   ことを特徴とする補償装置。