JPS6361879B2 - - Google Patents

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JPS6361879B2
JPS6361879B2 JP55135707A JP13570780A JPS6361879B2 JP S6361879 B2 JPS6361879 B2 JP S6361879B2 JP 55135707 A JP55135707 A JP 55135707A JP 13570780 A JP13570780 A JP 13570780A JP S6361879 B2 JPS6361879 B2 JP S6361879B2
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bus
transistors
capacitor
voltage
current
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Furederitsuku Waasu Uiriamu
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Dana Inc
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Publication date
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Publication of JPS6361879B2 publication Critical patent/JPS6361879B2/ja
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    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/44—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to the rate of change of electrical quantities
    • H02H3/445—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to the rate of change of electrical quantities of DC quantities
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    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Protection Of Static Devices (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、シユートスルー障害即ち出力側の短
絡回路の場合に電圧ソースのトランジスタ・イン
バータにおけるトランジスタの破壊を防止する保
護装置に関する。
典形的な電圧ソースのトランジスタ・インバー
タにおいて、少くとも２対のバイポーラ・パワ
ー・トランジスタがDC電圧がDC電圧ソースから
受取られるDCバスの両端に直列接続されている。
各対のトランジスタの回路接合点は、誘導電動機
の如き負荷に接続する。トランジスタを予め定め
たシーケンスでONとOFFの状態（即ち、飽和と
遮断の間）に切換えることにより、DC電圧は負
荷に加えられるAC電圧に有効に変換される。例
えば、インバータが３対のバイポーラ・トランジ
スタ（パワー・ダーリントン・トランジスタでよ
い）を含む時、インバータの出力電圧は正弦波に
近似する６段階の波形を呈する。
通常の条件下では直列接続される１対のトラン
ジスタはインバータに対する制御回路により決し
て同時にONにならない。しかし、不都合にも、
トランジスタは非導通状態にある時にノイズ等に
より１つのトランジスタが不用意にONに切換え
ることができ、もし不用意にトリガーされたトラ
ンジスタが対をなす他のトランジスタが制御回路
によりONになるのと同時に導通状態になるなら
ば、２つの障害トランジスタのエミツタ・コレク
タ伝導経路を介して短絡回路がDCバスの両端に
実質的に形成される。これと同時にDC電圧ソー
スの分路接続されたフイルタ・コンデンサが放電
し、ある保護装置がない場合には、このコンデン
サは２つのトランジスタの内の少くとも一方を数
マイクロ秒以内に破壊することになる。この現象
は一般に「シユートスルー障害」と呼ばれる。こ
の障害電流の大きさを調べるため、例えば、20馬
力のインバータ駆動部において、フイルタ・コン
デンサ（実際に一連の別個の並列接続されたコン
デンサからなる）は13200μFのキヤパシタンスを
有するのが一般的で、DCバス上のDC電圧、従つ
てフイルタ・コンデンサの両端のDC電圧は約300
ボルトである。もしDCバスの短絡回路を形成す
るシユートスルー障害が生じるならば、10000ア
ンペア迄のピーク障害電流が２つの導通状態の障
害トランジスタに流れ得、この障害電流はフイル
タ・コンデンサの直列の有効抵抗によつてのみ制
限される。
この問題を克服するためにシユートスルー障害
保護方式が開発された。公知の装置はDCバスの
両端の１つのSCRからなるクローバー回路を提
供する。なおここで、クローバーとは
“MODERN DICTIONARY of
ELECTRONICS”Third Edition著Howard W.
Sams＆Co.1968発行p.110右欄に記載されている
ように、保護装置中の動作する部分に効果的に過
負荷状態を引きおこすための動作を説明するため
の用語であり、このクローバー動作は電流又は電
圧の増大によりトリガされる。そしてクローバー
回路とは、出力電流をモニタし、その出力が制限
値を越えたらただちにシヨート回路を出力端子間
に形成して出力回路を保護する回路における該シ
ヨート回路をいい、該回路を流れる電流をクロー
バー電流といい、SCRがクローバー回路に通常
用いられる。シユートスルー障害が生じる時、前
記SCRが導通状態に起動され、トランジスタか
らの障害電流をかなり良好なサージ特性を有する
SCRに発散させる。しかし、SCRが２つの直列
のトランジスタ（0.3ボルト＋0.3ボルト即ち0.6ボ
ルト）よりも大きな電圧降下（１ボルト以上）を
生じるため、障害電流の一部は依然としてトラン
ジスタを流れ、トランジスタは完全には保護され
ない。又、SCRはフイルタ・コンデンサを放電
しなければならないため、大きなI2T定格を持た
ねばならない。
本発明のシユートスルー障害保護装置は、これ
迄開発されたもの、特にこれ迄に本文で述べた従
来の構成に勝る重要な改善をもたらし、トランジ
スタの遥かに大きな保護を達成しながら構成上か
なり安価である。
本発明のシユートスルー障害の保護装置は、電
源ソースのトランジスタ・インバータを駆動する
DC電圧ソースのフイルタ・コンデンサから障害
トランジスタを流れるシユートスルー障害電流に
対し前記インバータのトランジスタを保護する。
この保護装置は、シユートスルー障害電流の増加
率を制限するため、フイルタ・コンデンサと直列
の関係のチヨークの如き制限装置を含んでいる。
シユートスルー障害に応答する保護装置は、シユ
ートスルー障害電流に対抗し、これによりこの電
流を中立化するように障害トランジスタを流れる
電流を逆方向に変位させるために設けられる。
漸新であると確信する本発明の特徴は頭書の特
許請求の範囲内に特に記載されている。本発明に
ついては、その他の長所および特徴と共に、添付
図面に関して以下の説明を照合することにより最
もよく理解することができる。
導線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は従来の３相のAC電力
装置と接続し、これにより３相AC電圧、即ち相
互に120゜だけ位相がずれ60Hzの整流周波数を有す
る３つの交番電圧を提供する。３相電圧の各々は
線間電圧で、導線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の一方に対し
他方に現われる。各相の電圧の振巾は付勢すべき
負荷の特性に従つて適当な値をとり得る。導線上
で受取られるACエネルギは、公知の構成である
位相制御されたSCR整流ブリツジ１０によつて
DC電力に変換される。特に、このブリツジは一
連の６個のシリコン制御整流素子即ちSCR１１
〜１６を有し、このSCRはゲート・ドライバ１
７からのゲート電流により導通状態に起動される
時、与えられたAC電圧を整流して前記ブリツジ
の正および負の出力ターミナルの両側（それぞれ
１８と１９で表示）に、与えられたAC電圧の各
半サイクルの間SCRの伝導角により決定される
大きさの整流された電圧を生じる。
これを説明するに、ブリツジ１０における各
SCRは、SCRのアノードがそのアノードに対し
て正の時、AC電力装置から与えられる電圧の正
の極性の各半サイクルの間導通状態になる。しか
し、正の半サイクルの間はゲート・ドライバ１７
からSCRのゲートにゲート電流が与えられる迄
は導通は生じない。この瞬間に、SCRは導通状
態に起動し即ちONとなり、正の半サイクルの終
り迄負荷電流が流れることを許容する。正の半サ
イクルの始めとSCRの導通状態への起動との間
の位相角即ち時間的遅延量が大きければ大きい
程、伝導角は小さくなり、整流され負荷に対し与
えられる交番電流が小さくなり、これにより
SCR整流ブリツジの出力ターミナル間に与えら
れる整流済み電圧が少くなる。もち論、この整流
された電圧はターミナル１９に対するターミナル
１８において正の極性となる。
フイルタ・チヨーク２１とフイルタ・コンデン
サ２２はブリツジからの整流電圧をフイルタし、
回線２６と２７により与えられるDCバス上でイ
ンバータ２５に与えられるある大きさ、例えば
300ボルトのフイルタされたDC電圧を生じる。例
えば、インバータ２５は20馬力の動力源即ち20馬
力の負荷を駆動することができる動力源を提供す
るものと仮定しよう。SCR１１〜１６の伝導角
を制御することにより、インバータ２５に与えら
れるDC電圧が制御される。従つて、整流ブリツ
ジ１０とフイルタ・チヨーク２１とフイルタコン
デンサ２２はインバータに対する制御可能な電圧
ソースを構成する。電流ソースのインバータにお
いては、インバータに与えられる電流は制御され
て、フイルタ・コンデンサ（コンデンサ２２と類
似）は使用されない。以下に明らかになるよう
に、コンデンサ２２は本発明により克服されるシ
ユートスルー障害問題を生じる。この理由のた
め、本発明は電圧ソースのインバータに適用され
る。
チヨーク２９と並列接続されたダイオード３１
の目的については後に説明する。こゝでは、チヨ
ークは比較的小形であつて約８マイクロヘンリー
のインダクタンスを有することが望ましく、従つ
てフイルタ回路２１，２２のフイルタ能力に殆ん
ど影響を及ぼさないものと云えば十分であろう。
換言すれば、チヨーク２９の存在の故に、DCバ
ス２６，２７上のDC電圧には大きなリツプル成
分が導入されることはない。
インバータ２５は公知の回路構成を有する。こ
のインバータは、各対がDCバス２６，２７の両
端で直列接続される３対のNPN形バイポーラ・
パワー・トランジスタ３１〜３６を含んでいる。
３つのトランジスタ対の回路接合点３７，３８，
３９はAC誘導電動機の巻線に接続する。６個の
バイポーラ・トランジスタ３１〜３６のベースに
駆動電流を与えることにより、DCバスの両端の
DC電圧はこの電動機の巻線に与えられる時AC電
圧に有効に変換され、これにより前記巻線に交番
電流を与える。例えば、ベース駆動電流が同時に
トランジスタ３１と３５に与えられてこれ等のト
ランジスタをその飽和モードに駆動するならば、
電流は正の回線２６からトランジスタ３１のエミ
ツタ・コレクタ伝導経路と、接合点３７と、電動
機４１の巻線と、接合点３８と、トランジスタ３
５のエミツタ・コレクタ伝導経路の順に経由して
負の回線２７に流れる。もしトランジスタ３１と
３５がこの時遮断されその代りトランジスタ３２
と３４がONに切換えられると、電流は同じ電動
機の巻線を反対方向に流れる。もち論、トランジ
スタ３１〜３６を電動機を回転させるAC電流を
生じるため適正なシーケンスと適正な回数でON
とOFFの間で切換える制御回路（第１図にブロ
ツク４２で示す）については当業者には良く理解
されるものである。
チヨーク２９を分路するダイオード３１はDC
バスをフイルタ・コンデンサ電圧にクランプし、
これによりインバータにおけるトランジスタが
ONとOFFの状態に切換えられる時にバスがオー
バーシユートすることを防止する。
６つのパワー・トランジスタ３１〜３６の各々
のエミツタ・コレクタ伝導経路は、電動機の無効
電流を再びフイルタ・コンデンサ２２に循環させ
るため使用される一連の６つの反対の極性のフイ
ードバツク・ダイオード４４〜４９の内の各々に
より分路される。フイードバツク・ダイオード４
４〜４９は又、決してDCバス電圧を越えないよ
うに電動機のターミナル電圧をクランプする上で
も有効である。
添付図面には示さないが、トランジスタ３１〜
３６の各々も又従来のスナバー回路網により分路
されて、このトランジスタが通常の作動中回路４
２によりOFF状態に切換えられる時これを負荷
の誘導エネルギが破壊することを防止することが
望ましい。
パワー・トランジスタ３１〜３６の各々を従来
のNPN形トランジスタとして（図を簡単にする
ため）第１図に示したが、実際には第３図に示す
如くパワー・ダーリントン・トランジスタの形態
をとることが望ましい。例えば、トランジスタ３
１がとる形態を第３図に示したが、もち論、イン
バータにおける他の５つのトランジスタも同様な
構成となる。ダーリントン構造においては、トラ
ンジスタ３１は２つのトランジスタ３１ａと３１
ｂの組合せであるが、第１図のトランジスタ３１
の場合の如く、依然として３つの結線即ちベー
ス・エミツタおよびコレクタの結線しかない。実
際には、トランジスタ３１ａと３１ｂおよびダイ
オード４４を同じチツプに全てを集積化すること
が望ましい。
回路４２の制御下ではプログラムされたベース
駆動電流がトランジスタ３１〜３６に与えられ、
その結果インバータ２５はDCバス電圧の振巾と
直接比例する大きさのAC電圧を電動機４１に与
える。インバータの出力電圧の周波数は、周御回
路４２からトランジスタ３１〜３６のベースに与
えられる駆動信号の周波数により確立される。公
知のように、この周波数は、回線５１と５２上で
受取られるDCバス電圧に応答して動作する回路
４２内の電圧制御された発振器によりDCバス電
圧と相関しかつこれにより決定され得る。この発
振器の周波数はDCバス電圧により決定されて直
接これと共に変化し、これによりインバータ２５
により生じるAC電圧の振巾対周波数の比を実質
的に一定に維持する。電動機４１が回動する速度
はインバータの周波数により正比例するよう決定
される。図示しないが、電動機４１の軸はある機
械的負荷を駆動する。インバータ出力電圧の周波
数に対する振巾の一定の比を維持することによ
り、電動機４１は電動機の速度の如何に拘わらず
一定のトルク出力能力を有する。
電動機の速度を調整するには、SCR１１〜１
６の作動を制御回路４２とゲート・ドライバ１７
により公知の方法で制御して、インバータ２５と
電動機４１に対する電流を調整するためDCバス
電圧を選択された所望の増巾レベルに確保するこ
ができる。例えば、電動機を選択された速度で駆
動するため必要な所要のDCバス電圧を表わす基
準電圧を回路４２に設けて、この基準電圧の実際
のDCバス電圧と比較して回線５４と５５上に誤
差信号を生じ、この信号は所望の大きさのDC電
圧（基準電圧により表示）とインバータに送られ
る実際の大きさのDCバス電圧との差の関数とし
て変化する。当技術に周知の方法で、ゲート・ド
ライバ１７は前記誤差信号に応答して、電動機４
１を選択された速度で駆動するに必要な大きさで
回線２６と２７間にDCバス電圧を確立するのに
必要な如き伝導角を制御するため、SCR１１〜
１６のゲートに与えるための適正に調時されたゲ
ート電流パルスを生じる。もしDC電圧が例えば
所要レベルから降下（これにより電動機速度を低
下）させようとすれば、誤差信号が変化してゲー
ト・ドライバ１７をして伝導角を増加させ、これ
により適正な振巾レベルが再び確立される迄DC
バス電圧を増加する。別の速度、例えば低い速度
が必要とされるものと仮定すれば、誤差信号がゲ
ート・ドライバ１７をして、インバータに与えら
れるDCバス電圧を別の所要の低速度で電動機４
１を駆動するのに必要なレベル迄引下げるに十分
なだけSCR１１〜１６の伝導角を減少させるよ
うに基準電圧を（ポテンシヨメータの手動調整等
により）変化させ得る。
もち論、電動機速度は手動調整により変化させ
得るが、基準電圧は、検知された情報に応答して
電動機速度を自動的に制御するため第１図のイン
バータ駆動回路が内蔵されるシスチムのあるパラ
メータ即ち特性を検知することにより得ることが
できる。
又、インバータおよびその関連する整流ブリツ
ジを制御してある負荷の作用を調整するため多く
の構成があることは判るが、以下において明らか
になるように本発明はこれ等構成の全てに適用可
能である。更に、３相のACエネルギの代りに単
相のACエネルギに応答してDC電源が作用するこ
とも理解されよう。単相の環境においては、導線
L3とSCR１３，１６は省かれることになる。正
の極性のDCバス電圧は依然として回線２７に対
し回線２６上に生じる。
再び本発明においては、シユートスルー障害保
護作用は前述のチヨーク２９とDCバス２６と２
７の両端に接続されたクローバー（crowbar）回
路によつて構成され、前記回路はクローバーコン
デンサ５６とSCR５７の形態のソリツド・ステ
ート・スイツチと電流を制限する抵抗５８を直列
に含む。コンデンサ５６は20μFのキヤパシタン
スを有し抵抗５８は１Ωの抵抗を有することが望
ましい。通常、シユートスルー障害が存在しない
場合は、SCR５７は非導通状態を維持し、その
ためクローバー回路は不動作状態となる。一方、
クローバー・コンデンサ５６はフイルタ・コンデ
ンサ２２の極性と反対の極性で予め充電されてい
る。換言すれば、コンデンサ２２の正の極性で充
電された側が正の回線２６と接続し、コンデンサ
５６の負の極性で充電された側は正の回線に接続
する。実際において、コンデンサ５６は再びDC
バスとは逆極性に充電される。シユートスルー障
害の発生に先立つて、コンデンサ５６をその通常
の反対の極性の充電状態に確保しこれを保持する
ことは、抵抗６１と６２（その各々は10KΩでよ
い）と300DCボルトの電圧ソースＶを含む別個の
充電回路によつて達成される。このように、コン
デンサ５６は通常第１図に示される極性で300ボ
ルト迄充電されるが、コンデンサ２２も又通常は
300ボルト（即ち、バス電圧）迄第１図に示す如
く反対の極性で充電される。もち論、クローバ
ー・コンデンサ５６における電荷はDCバス電圧
と等しいことは必須ではない。しかし、この状態
は以下において明らかになる理由のため望まし
い。
通常の状態においては、関連する直列接続され
たトランジスタも又導通状態にある時トランジス
タ３１〜３６は全てON状態にはならない。しか
し、もし対をなすトランジスタの一方が制御回路
４２により導通状態になる時この対の他方のトラ
ンジスタが不用意に（ノイズ又は熱により）導通
状態にトリガーされるならば、（あるいは、対を
なす両方のトランジスタがノイズ又は他の原因に
より同時にONになるならば）、DCバス２６，２
７間に短絡回路が実質的に存在してシユートスル
ー障害条件を形成するが、これはフイルタ・コン
デンサ２２がこの短絡回路を介して放電しようと
するためである。例えば、トランジスタ３１と３
４が同時に不用意に導通状態になるものと仮定し
よう。このように、これ等トランジスタは、その
一方が制御回路４２によりON状態になる場合で
さえも「障害状態のトランジスタ」と呼ばれる。
この障害が生じる瞬間に、（DCバスが実質的に短
絡されるため）DCバス電圧は殆んど零に降下し、
コンデンサ２２における全300ボルトは即時チヨ
ーク２９の両端に現われてこれがこのコンデンサ
が即時放電することを阻止する。もしチヨークの
インダクタンスが前述の如く8μHであれば、等式
Ｅ＝Ldi／dtにより、障害トランジスタ３１と３
４を流れるコンデンサの放電電流即ち障害電流が
チヨーク２９の存在により低減する程度を決定す
ることができる。特に、望ましい回路のパラメー
タにより、フイルタコンデンサ２２から流れる障
害電流の変化の時の定数が37アンペア／マイクロ
秒となることが判る。従つて、小形のチヨーク２
９を使用することにより、シユートスルー障害電
流の増加即ち立上り率が制限され、第２図に「障
害電流」と表示した電流の波形によつて示される
如くこの電流をある勾配関数に沿つて直線的に増
加させる。チヨーク２９がない場合は、障害電流
は殆んど瞬間的に非常に大きな振巾迄増加するこ
とになる。
第２図においては、時間t0はシユートスルー障
害の開始を表示し、障害電流が増加し始める時、
この電流はトランジスタ３１と３４の各々のエミ
ツタ・コレクタ伝導路をコレクタからエミツタへ
の方向に流れる。時間t0とt1の間（１マイクロ秒
より短い）でDCバス電圧の変化の時の定数をモ
ニターするdv／dt検知装置６４がこの電圧が何
時殆んど零迄降下するかを検出する。この電圧変
化に応答して、センサー６４は時間t1において
SCR５７を導通状態に起動する。もち論、時間
間隔t0−t1は単に検出遅れに過ぎない。SCR５７
がトリガーされる時間t1において、逆方向の電流
が障害状態のトランジスタ３１と３４とを通つ
て、シユートスルー障害電流とは反対方向に流
れ、これにより該シユートスルー障害電流を中和
し、これらのトランジスタを迅速にターンオフし
てこれらのトランジスタの破壊を防止する。
これについて説明すれば、SCR５７が導通す
る時、クローバー回路はDCバスの両端に、従つ
て障害トランジスタと分路関係に接続され、その
結果、コンデンサ２２における電荷と逆の極性で
300ボルト迄充電されるクローバー・コンデンサ
５６は障害電流と反対方向にトランジスタ３１と
３４を介して迅速に放電即ち「ダンプ」し、従つ
て高振巾のクローバー電流は各トランジスタをエ
ミツタからコレクタへ流れる。300Vに充電され
たコンデンサ５６と１Ωの抵抗値の抵抗５８によ
りクローバー電流の瞬間的な振巾は従つて時間t1
において300アンペアとなる。この値は障害電流
よりは遥かに大きく、その結果正味のトランジス
タ電流（障害電流はクローバー電流から控除され
る）は第２図に適当に表示された波形により示さ
れる如く逆方向の電流となる。
時間t1とt2の間ではクローバー電流は指数関数
的に減少するが、障害電流は勾配関数に沿つて増
加し、正味のトランジスタ電流は零に減少してエ
ミツタからコレクタへの方向に流れる。バイポー
ラ・パワー・トランジスタを流れる逆方向電流は
その電荷蓄積特性の故に可能となる。ベース駆動
電流によりトランジスタが飽和モードに保持され
る時（時間t0における場合の如く）、少数キヤリ
アはベースとコレクタの領域に蓄積され、これ等
キヤリアは、トランジスタがその飽和モードから
切換えられてOFFになる前にベース電流の終了
後再結又は吸収等により払拭されねばならない。
この少数キヤリアの払拭プロセスは「蓄積時間」
と呼ばれる短い限定時間を必要とする。時間t1の
直後にトランジスタ３１と３４を流れる逆方向電
流即ち正味のトランジスタ電流は有効な逆方向リ
カビリ電流であつて、これが少数キヤリアを払拭
し、トランジスタの迅速な遮断を行つてその破壊
を防止する。この時間中逆方向のリカバリ電流の
一部が分路のフイードバツク・ダイオード４４と
４７を流れ得る。
全ての少数キヤリアが払拭されトランジスタ３
１と３４がOFFになつた後（この状態は時間t1と
時間t2の間のある時点で生じる）、全ての減少す
る正味のトランジスタ電流（クローバー電流マイ
ナス障害電流）はフイードバツク・ダイオード４
４と４７に向つて流れる。反対方向の障害電流と
クロスバー電流が等しい時（この状態は時間t2に
おいて生じる）、正味のトランジスタ電流は第２
図に示す如く零迄減少し、フイードバツク・ダイ
オードは、これ等ダイオードがフアスト・リカバ
リ形であると仮定すれば、導通動作を停止する。
トランジスタ電流が時間t2において零となる時、
DCバス電圧は300ボルトに戻る。時間t2後、コン
デンサ２２から流れる障害電流がコンデンサ５６
からの指数関数的に減衰するクローバー電流より
大きく、その結果全ての障害電流はこの時クロー
バー回路を流れ、クローバー・コンデンサ５６は
フイルタ・コンデンサ２２と同じ極性でDCバス
電圧迄再び充電し、即ち正の線２６と隣接するコ
ンデンサ５６の側はSCR５７のアノードと隣接
するその反対側に対して正に充電される。コンデ
ンサ５６がその電荷を形成する時、クローバー回
路を流れる電流は減少してSCR保持電流以下に
降下し、これと同時にSCR５７はOFFとなつて
クローバー回路をDCバスの分路から遮断する。
必要ならば、本発明が包含される装置はシユート
スルー障害の発生と同時に遮断して再始動は手動
を要するようにしてもよい。しかし、いずれの場
合にも、電圧ソースＶと抵抗６１と６２はその極
性を図に示したその通常の電荷条件をコンデンサ
５６に与え、その結果その後どんなシユートスル
ー障害に対して用意ができる。
本発明は又出力側の短絡回路、即ちインバータ
の出力側の短絡の場合にトランジスタを保護する
上で有効であることが明らかであろう。例えば、
回路の接合点即ち出力ターミナル３７と３８が、
インバータの通常動作の間トランジスタ３２と３
４が制御回路４２によつてON状態になる時共に
短絡されるものとする。このような条件下では、
トランジスタ３２と３４はDCバス間に短絡回路
を実質的に形成し、従つて障害状態になる。しか
し、これ等トランジスタは、これ迄に述べたもの
と同様に動作する本発明の保護装置によつて破壊
から保護されることになる。
本発明の多くの長所を有するが、就中、逆方向
の電流および電圧により障害トランジスタがこれ
迄の装置より遥かに迅速にOFF状態になり、こ
れにより実質的に強力で更に安全な保護作用を提
供するものである。更に、SCR５７は100マイク
ロ秒より短い時間に唯１つのサージ電流しか運ば
ないため、このSCRは比較的小形で安価となる。
SCR電流は、直列接続されたクローバー・コン
デンサの故に迅速に零迄減衰する。ヒートシンク
措置は必要ですらない。従来の構成においては、
障害電流を発散するクローバーのSCRはフイル
タ・コンデンサからの全放電量を処理する容量を
持たねばならない。更に、本発明においては、障
害トランジスタはこれがOFFになる迄小さな電
圧降下（１つのダイオードによる降下）値で保持
されるため、２次降伏による損傷が回避される。
本発明の構成によれば、従来の構成における如く
２次降伏破壊を生じる大きな電流がトランジスタ
に流れる時、このトランジスタは決して高いバス
電圧に遮断されることはない。
本発明の特定の実施例について示しこれを説明
したが多くの変更が可能であり、頭書の特許請求
の範囲は本発明の主旨および範囲に該当するかゝ
る全ての変更を包含すべきものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明により構成されたシユートスル
ー障害保護装置およびこの装置を電圧ソースのト
ランジスタ・インバータに接続してその保護を行
う方法を示す回路図、第２図は障害保護装置の作
用の理解に役立つ種々の電流信号波形を示すグラ
フ、および第３図は第１図に含まれる別形態のト
ランジスタを示す図である。 １０……SCRブリツジ、１１〜１６……SCR、
１７……ゲート・ドライバ、１８，１９……出力
ターミナル、２１……フイルター・チヨーク、２
２……フイルター・コンデンサ、２５……インバ
ータ、２６，２７……DCバス、２９……チヨー
ク、３１ａ，３１ｂ……ダーリントン・パワート
ランジスタ、４４〜４９……ダイオード、５６〜
６４……保護装置。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ DCバス電圧により駆動される電圧ソースト
    ランジスタインバータ用のシユートスルー障害保
    護装置であつて、該DCバス電圧は正側及び負側
    の接線ラインを有するDCバス間に発生され、該
    DCバスは、該DCバス間に接続されるフイルタコ
    ンデンサ分路を有するDC電圧源から導出され、
    前記インバータが、該DCバス間に直列接続され
    た少なくとも一対のパワーバイポーラトランジス
    タを有し、トランジスタが破壊されたり、該対の
    トランジスタの同時導通によつて上記DCバスの
    短絡回路が生じてしまうようなトランジスタの好
    ましくない上記同時導通が生じた場合に、該対の
    トランジスタのエミツタ・コレクタ回路を介して
    流れるフイルタコンデンサの放電により生じる好
    ましくないシユートスルー障害電流に対して保護
    する保護装置において、 前記DCバスの正側及び負側の接続ライン間に、
    通常時のコンデンサリツプル電流を抑圧するよう
    に前記フイルタコンデンサと共に直列接続され、
    シユートスルー障害電流を所定の値に制限しかつ
    該障害電流がある勾配関数に沿つて直線状に増大
    するように該障害電流が発生するよう設けられた
    チヨークを有し、 前記DCバス間に接続されるクローバー回路を
    有し、該クローバー回路はクローバーコンデンサ
    及びこれと直列接続されたSCRを有しており、 前記フイルタコンデンサの充電極性と反対の極
    性でクローバーコンデンサを常時充電する手段を
    有し、該フイルタコンデンサの正極充電側は前記
    DCバスの正側接続ラインに接続され、一方、ク
    ローバーコンデンサの負極充電側が正側接続ライ
    ンに接続されており、 シユートスルー障害に応答して前記SCRを導
    通状態にトリガしてクローバーコンデンサを放電
    させるよう制御するための制御手段を設け、 前記トランジスタの各々は、エミツタ・コレク
    タ路に逆極性で接続されたフイードバツクダイオ
    ードを有する事を特徴とする電圧ソースのトラン
    ジスタインバータ用のシユートスルー障害保護装
    置。
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