JPS6361977A - レンジ測定用周波数変調連続波レ−ダ−システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はレンジ測定を意図する周波数変調連続波タイプ
（ＦＭ／ＣＷ）のレーダーシステムに関連し、これは線
形周波数変調マイクロ波信号発生器と、送受信アンテナ
、および局部発振信号と呼ばれる送信波の部分信号を導
出し、かつ受信エコー波の部分信号を導出し、かつ上記
の２つの信号を混合器の入力に転送する導出手段を含み
、こ５で、少なくともアンテナ反射による干渉内部結合
信号がこれら２つの信号間の位相のスタティックな調整
の可能性によって混合器まで局部発振信号と同じ伝ぱん
時間を有するように転送ラインの長さが調整されている
。

一般に単一アンテナを有するレーダーは長いレンジの測
定用に使用されている。この場合、電力は一連の波とし
て送られ、これはレーダーの内部干渉エコーから独立に
することができる。本発明は数ｍ程度の短いレンジを測
定できる単一アンテナを有するレーダーを作成すること
を提案しており、さらに特定するとボードミサイル（ｂ
ｏａｒｄｍｉｓｓｉｌｅ）に使用できる電波高度計プロ
ーブ（ｒａｄｉｏ−ａｌｔｉｍｅｔｒｉｃ　ｐｒｏｂｅ
）　　に適用でき、そして３ｍはど小さいレンジの測定
が可能である。

２個のアンテナを有するレーダーあるいは電波高度計シ
ステムの主な欠点は（これは本発明の背景の技術的問題
として述べられるのであるカリ、以下の通りである。す
なわち、アンテナは装置と一体化できず、搭載航空機（
ｃａｒｒｉｎｇ　ａｉｒｃｒａｆｔ）の一つの側に固定
されねばならず、かつその伝送遅延が較正されなければ
ならぬ伝送ラインによって接続されねばならず、これら
のラインはレンジ測定における誤りの源となり得ること
である。その上、アンテナを分離する距離が大地からの
距離あるいは検出すべき対象からの距離に比べて無視で
きない場合にアンテナシステムの形状寸法は不完全性の
もと５となり、これは再びまた小さいレンジにおける誤
りの源という結果となる。最後に、アンテナシステムを
小型性、航空機への設置、および一般的に経済性の目的
で簡単化することは望ましい。

レーダーは所与のレンジに対し一定の正傾斜を有する非
対称鋸歯状波形を送信し、期間Ｔのこれらの鋸歯状波は
（一定）レベルのセクションによって分離され、すなわ
ち、これらの鋸歯状波はＴがどうであれＴより大きいＴ
ｒである繰返し期間Ｔｒによって生成されていると今後
仮定する。これらの条件の下で、レーダーの実際の機能
モードを表現す名一般式は ■ であり、こ５で ｆ５　：送信波と受信エコー波の間の減算ビート周波数
（ｓｕｂｓｔｒａｃｔｉｖｅ　ｂｅａｔ　ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ）、τ　：送信波と受信エコー波の間の遅延時間
、ΔＦ：送信信号あるいはウォブル周波数（ｗｏｂｕｌ
ａｔｉｏｎ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の周波数偏移、であ
る。

実際のレンジＤは次の式 によって遅延τと線形関係を有している。

式（１）と式（２）を組合せることにより次の基本式が
得られる。

こ５でＣは空気中の電磁波の速度である。

有用な信号は送信波と受信波からサンプルされた局部発
振間の減算ビートを生成する混合器によって作られる。

もしＶ。Ｌが局部発振器の電圧であり、ＶＲが受信波の
電圧であるなら、混合器のビート出力電圧Ｖ、は Ｖｂ　−に−Ｖｏｔ・ＶＲ・ｓ＋ｎ（２ｙｒ　ｆ　Ｂ　
ｔ＋ψ）（４）に等しく、こ５で ψ＝２π・τ・Ｆａ、。

であり、Ｆ　ｍｉ。は送信機の最小周波数であり、Ｋは
混合器の変換係数である。鋸歯状波変調の場合、電波高
度計で一般的に用いられている信号は正弦波列（ｓｉｎ
ｕｓｏｉｄａｌ　ｔｒａｉｎ）の連続から構成され、そ
の期間Ｔは（−４）レベルセクションＴ、−Ｔによって
分離された鋸歯状波の期間である。各レベルセクション
で、混合器のビート周波数Ｖ、はＶ、：　Ｋ−ＶＯＬ−
ＶＲ−ｓ＋ｎ　ｒ　　　　（５）に固定されている。

ビート信号の期間はウォブル繰返し期間ＴＲに対応する
ことが注意されよう。従ってその周波数スペクトルは周
波数 の高調波から構成されている。

ビート信号のスペクトルはその一時的形状からフーリエ
変換によって計算できる。それはウォブル周波数ｆ、の
高調波における電力密度を表わしている。この計算から
始めて、種々のパラメータを変化することにより、特に
短いレンジにおけるそれらの展開（ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ
）を観測することにより、スペクトルを解析することが
可能である。レーダーの機能のいくつかの可能な選択の
間で、信号のビート周波数ｆ５を受信機の固定同調周波
数ｆ、。

に調整するよう選ぶのが好ましい。計算のために例えば
ｆｂｏは２５ｋＨｚ　と与えられている。スペクトルの
解析は以下の現象が観測されることを可能にする。

ウォブルの間で上の式〔４）による正弦波の期間の数ｎ
が１０とかそれ以上のオーダーの大きな数である場合に
、スペクトルの包絡線は周波数ｆｂｏに中ｎは ｎ＝ｆ、・Ｔ（６） あるいは ｎ＝τ・ＡＦ　　　　　　　　　　　　（７）歪まされ
、かつ最大値は低い周波数に向ってシフトする。第１近
似として、レンジＤの測定の相対誤差は に等しい。こＸてＦ、はスペクトルの最大の周波数であ
る。

Ｄの相対誤差を１０％以内に保つために、数ｎは３より
大きい必要がある。換言すれば、このことらぬ（式（７
））、すなわち、もし式（２）と（７）を組合せると、
障害物あるいは標的の最小レンジＤｍｉ。はに等しくな
くてならぬことを意味している。

２アンテナＦＭ／ＣＷレーダーの上述の欠点は別として
、他方では、２アンテナレーダーは電波高度計に留保さ
れたレンジ４．２から４．４ＧＨｚで課せられた精度と
感度の条件を容易に満足することが実証されている。特
に、送信チャネルあるいは受信チャネルのいずれかに置
かれた遅延ラインは、それが人為的に標的のレンジを増
大するという理由で低い高度における精度の問題を解決
する。この場合、アイソレータの使用は有力な信号を減
衰すること無しに内Ｂ漏洩を減少し、そして０からのレ
ンジの測定を可能にする。単一アンテナでは、自己眩惑
雑音（ｓｅｌｆ−ｄａｚｚｌｅ　ｎｏｉｓｅ）の問題を
解決することはもっと困難である。同じチャネルにわた
って、レーダーはアンテナによって反射された波と、エ
コーとして標的から入来する有用な波を受信する。従っ
て、アイソレータと遅延ラインの使用は有用信号の減衰
無しには不可能である。

従って、単一アンテナレーダーによる接近した標的の検
出は解決するのが本来非常に困難な問題である。示され
たところでは、上の式（９）を適用すると、１５０　Ｍ
　Ｈｚの周波数偏移はレーダー測定を３ｍより大きいレ
ンジに限定する。最小レンジをもっと減少するためには
、７５Ｆの値の増大が試みられるが、次の２つの困難性
が生じる。すなわち、−方では、１５ＱＭＨｚより大き
い広い周波数偏移にわたって周波数的に線形なソースを
得ることは困難である。他方では、これは基本問題であ
るが、アンテナの反射係数の位相は広い通過帯域にわた
って線形でないことである。しかし簡単に言うと、３０
０Ｍ）ｌｚの偏移７ＪＦにわたって１０％のオーダーの
適当な直線性を得、そしてアンテナのあるタイプで４０
０ＭＨｚにわたる良好なアンテナ整合を得ることは可能
と見られよう。そこで最小レンジは低下でき、少なくと
も理論的には３００ＭＨｚのＡＦで１．５ｍに低下でき
る。

上述の準理論的限界の結果として、単一アンテナレーダ
ーを作るためにいくつかの技術が考えられる。

短いレンジ測定に対して、「擬似ＦＭ／ＣＩ’ｌＪとし
て知られたレーダーの既知の技術は、サンプリング理論
に従って送信信号をチョップし、かつその期間が例えば
測定すべき１ｍのレンジに対して６．６ｎｓより小さい
ような非常に短くなくてはならぬ波列を送信することか
らなっている。このように早いマイクロ波周波数信号の
スイッチを作成することは困難であり、これはこの技術
に対して技術的限界である。送信機と受信機が共通アン
テナを用いて連続的に機能するＦＭ／ＣＷ電波高度計が
既に提案されている。この電波高度計では、受信機の無
線周波数混合器の局部信号はアンテナのＳ、　Ｗ、Ｒ。

（スタンディング・ウェーブ・レジヨー）によって送信
された信号の反射によって得られている。

このようにこの構成はかなり簡単化されているが、しか
し６から１０ｍに達することのできる最小可測高度を犠
牲にしており、すなわち、本発明によるレーダーに要求
された適用に対して高過ぎる値である。特にフランス国
特許第２．５４１４６５号から、特に短いレンジの測定
を意図する単一アンテナＦＭ／ＣＩ’ｌレーダーがまた
よく知られており、それはこの説明におけるのと正確に
同じ技術的問題をひき起している。ＦＭ／ＣＷｂ−グー
装置において、もし送信信号と反射信号が共通アンテナ
上で復号されると、送信機と受信機の間の結合による干
渉信号が生成される。この複合結合信号は主として有限
かつＯでない大きさの反射係数を有するアンテナにおけ
る部分反射と、その方向性係数（ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎ
ｔｏｆ　ｄｉｒｅｃｔｉｖｉｔｙ）が技術的に限定され
ているデユープレクサ回路によって導入された漏洩信号
となる。この合成無線周波数結合信号は受信機の入力混
合器における復調のあとで受信機の音声周波数増幅器の
入力で干渉信号を創生し、これはエコー信号のを用な通
過帯域に部分的に位置し、かつかなりの振幅を有してい
ることが伴う。このことは近接した対象の検出の感度の
制限となる。この感度不足に打克つために、スタティッ
ク調整の行なえることが知られており、このスタティッ
ク調整はラインの長さの調整と、多分これらのラインの
１つに置かれた移相器の調整とからなり、従って局部発
振の位相はアンテナのＳ、　Ｗ、　Ｒ，による主干渉信
号の位相と一致する。しかし、スタティック調整は１．
５ｍから３ｍのオーダーのレンジ測定に対する所望の精
度を達成するためにはそれ自身不充分である。

上述のフランス国特許では、レーダーの感度を改良する
ために、付加的測定は受１言チャネルの入力混合器のあ
とで、レベル変調器によって送信機の周波数変調信号発
生器に接続されている第２入力を有する音声周波数増幅
器の導入からなり、このレベル変調器は調整可能な直流
電圧信号に感応する制御入力を有している。

本発明によると、上述の技術的問題は、最初のパラグラ
フで規定されたＦＭ／Ｃｌ１ｌレーダーにおいて、増幅
器と低域通過フィルタを含む位相制御ループが上記の混
合器の出力と局部発振チャネル中に置かれた位相シフト
回路の制御入力の間に接続され、上記の制御システムの
閉ループ遮断周波数が混合器の出力に備えられた送信波
と受信波の間の有用な減算ビート信号の周波数より丁度
低いことを特徴とする事実によって別々に解かれている
。

注意深く設計されかつ配列されたそのような制御ループ
は、例えば混合器の漏洩信号のようなある干渉信号と局
部発振信号の間に必然的に存在する可変位相差を＄瞬時
的なやり方で補償している。

添付図面を参照し、かつ実例によって与えられた以下の
説明は、いかに本発明が具体化されるかの良い理解を与
えるであろう。

上で分ったことだが、単一アンテナレーダーに遅延ライ
ンを導入することは不可能であり、それは反射波の遷移
時間が非常に小さくなるにつれて近接標的の検出の問題
を惹起する。理論的に困難なことであるこの問題は、第
１図および第２図によって例示されており、そこではウ
ォブル周波数７１Ｆは１５０ＭＨｚに等しく選ばれてい
る。第１図では、レンジＤは３ｍに等しくされ（ｆ　ｂ
　＝２５ｋＨｚによって）、上の式（７）に一致して期
間Ｔの間に混合器の出力における信号ｖｂの正弦波の数
ｎは３に等しいく第１ａ図を見よ）。第１ｂ図に示され
た× を有し、このスペクトルの最大値は２５ｋＨｚのビート
周波数ｆ、に非常に近接して得られている。このことは
３より大きいｎに対してそうであり、すなわち実例とし
て選ばれた数値的適用における３・ｍより大きい測定可
能なレンジＤに対してそうであることは注意されよう。

他方、３より小さいｎｌすなわち３ｍより小さいＤに対
して、スペクトルは歪まされ、かつＤの測定は不正確に
なるか、あるいは不可能となる。第２図ではレンジＤ＝
２ｍ。

ｆｂ　は２５ｋＨｚに等しく、ｎ＝２である。

に類似していない。もし２５ｋＨｚの周波数ｆ、をとり
巻く包絡線のセクションが取られると、包絡線の局部最
大値は最早や周波数２５ｋＨｚで得られず、２２ｋＨ２
で得られ、これはこの最大値が検出されると仮定すると
、式（８）に従って１２％のレンジＤの誤差を生じるこ
とになろう。２より少ない正弦波に対して、スペクトル
の包絡線はそれがＤ＝１ｍの近傍における単調減少曲線
となるまで更に歪み、そのあとでＤの測定はそれ以上の
物理的意味を有さない。Ｔ、の値は信号ｖ５のスペクト
ルの形に殆ど何の効果も持たぬことは注意されよう。

上述の理論的限界に加えて、単一アンテナレーグーを作
成する別の困難性は干渉信号の大きさから生じ、その全
レベルは有用信号Ｖ、のレベル以下にするのに適当であ
る。これらの干渉信号およびその処理の研究は第３図の
レーダー構成を参照して今後説明される。第３図の部分
はサーキュレータ３によってアンテナ２に接続された電
圧制御発振器（ＶＣＯ）　１により構成された送信チャ
ネルを含むレンジ測定用標準レーダーシステムを表わし
でいる。ＶＣローはマイクロ波周波数発生器てあって、
これは例えば４２２５　！ＡＨｚと４３７５　Ｍ　Ｈｚ
の間で、すなわち４．３ＧＨｚの中心周波数において、
鋸歯状波線−Ｔによって２つの連続鋸歯状波が分離され
ている期間Ｔの周波数に線形である正の非対称の鋸歯状
波形をした信号を発生する。受信チャネルは、大地ある
いは標的からのエコー信号をピックアンプするようこの
目的で設計された送受信アンテナであるアンテナ２と、
その１つの出力がライン４によって混合器５に接続され
ているサーキュレータ３によって構成され、ＶＣＯＬ　
によって発出された送信波の部分はカンプラ６によって
サンプルされ、かつ標準レーダーにおいては局部発振ラ
イン７として知られたラインによって混合器５の第２入
力に直接送信されている。混合器５は４λ／４タイプの
対称混合器であり、かつ２重出力であるその出力は２個
の導線８，９によって差動増幅器１１の負および正入力
に送信されていることが好ましい。増幅器１１の出力１
２には音声周波数信号Ｓのソースであり、これは就中、
送信波と受信波の間の減算ビート周波数である周波数ｆ
５の有用信号Ｖｂを含んでいる。出力１２は処理回路１
３に接続され、これはレンジＤの測定を遂行する。既知
のｖＣＯｌの変調手段は本発明の理解の助けにはならｒ
ｌそして示されていない。説明したすべてのことは周波
数変調が良好な線形性で得られなくてはならぬというこ
とである。

特別の用心無しで、上述の構成を用いると、雑音は信号
Ｓ中で優勢であり、特に短いレンジでそうであり、かつ
小さいレンジに対してレンジＤを測定することは不可能
であろう。第３図によるレーダーでは、雑音は干渉結合
によるもので、次の２つが主なものである。すなわち、
その通路が破線１４によって表わされている第１のもの
はアンテナ反射によって生じる。アンテナの−１ＱｄＢ
の反射係数を考えると、この干渉結合は一１０ｄＢ−２
０βＯｇＤの送受信機結合に等価である。第２の干渉結
合はサーキュレータ３の漏洩から生じる。等価結合は一
２５ｄＢ−２０βｏｇ　Ｄに等しい。第３のものは等価
結合−５０ｄＢ−２０ｌｏｇＤによって混合器５からの
漏洩より生じる。これら３つの干渉結合は共にレーダー
の自己眩惑雑音と現在呼ばれているものを構成する。各
干渉結合はその通路が第１図の一点鎖線１５によって表
わされている局部発振器信号によるビート周波数を生じ
、この信号は以下のような瞬時位相を有している。

に ５で Ｕ　　は関連干渉結合信号の参照インデックスであり、 ＡＬｕは局部発振と関連干渉結合の間の電気長の等備差
を表わし、 Ｆ　　は送信信号の瞬時周波数である。

混合器５の出力で干渉結合によって生じた雑音から有用
な信号を抽出する主な困難性は、とりわけ主干渉結合信
号がお互に異なる電気長を有し、特に局部発振に関して
そうであるという事実である。本発明の実施の第１の手
段は、主干渉結合の通路を正しく識別し、かつスタティ
ック訂正調整（ｓｔａｔｉｃ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　
ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ）と呼ばれる局部発振信号の通路
に等しくするために、そしてこれらの干渉信号を局部発
振信号と同相にするためにこれらの通路の電気長を変え
ることである。しかしこの調整はその通路が局部発振の
通路から独立である波についてのみ遂行できる。従って
、混合器の漏洩から生じる上述の第３干渉信号は補償で
きないが、この後者の信号は幸にも３つの信号のうち最
低のレベルを有している。局部発振に対して参照記号β
。１、そしてスタティックに補償できる干渉結合に対し
てＦＣＰであるライン長の調整は種々の通路で遭遇する
種々のマイクロ波周波数成分を当然考慮し、これらの成
分の各々は測定できる電気長を有し、かつ関連通路に沿
う実際の伝送ラインの長さに加えられる。このようにし
てアンテナ反射信号のレベルを値−３５ｃｌＢ−２０Ａ
ｏｇ　Ｄに、そしてサーキュレータの漏洩信号を値−５
０ｄＢ　−２０βｏｇ　Ｄに低下することが可能である
。

第４図はフレネルダイアダラム（Ｆｒｅｓｎｅｌ　ｄｉ
ａｇｒａｍ）によって、基準ベクトルとして取られてい
る局部発振ベクトル１６に対して多少移動できるベクト
ルの形で、ウォブルの間の種々の干渉および有用ビート
信号の展開を例示している。固定ベクトル１６の頂上か
ら始めて、アンテナ反射とサーキュレータ漏洩を表わす
ベクトル１７が形成される。スタティック調整によって
、ベクトル１７はウォブルの間にベクトル１６に対して
固定されたま５にされ、すなわちこれらの２つのベクト
ルの合成ベクトル１８はまた固定されたま〜である。ま
た２つのベクトル１６と１７を整列しようとするのが好
ましい。スタティック調整に加えてこのことを行うた狛
に、調整可能な移相器が受信チャネル４あるいは局部発
振チャネル７に導入できる。この移相器は局部発振チャ
ネルにおいて第３図の２０における破線で表わされてお
り、それは固定された調整可能なキャパシタによって作
成できる。スタティック調整の間に移相器２０の等価電
気長を考慮する必要がある。

第４図のベクトル１７と１８の頂上から始めて、１９や
２１のような他のベクトルが示されており、これは局部
発振信号に対して位相調整できない他の干渉結合信号を
シンボル化し、すなわち、特に混合器５からの漏洩信号
のような局部発振信号に対する進みあるいは遅れをシン
ボル化している。ウォブルの間、局部発振に対して前進
しているベクトル１９の頂点は曲線２３を描き、一方、
遅れているベクトル２１の頂点２２は曲線２４を描いて
いる。点２２は合成ベクトルの終端を表わし、それから
有用信号２５を表わすベクトルが描かれ、これは前のベ
クトルに対して低い振幅を有している。ウォブルの間、
ピーク２６を持つベクトル２５は点２２のまわりでいく
つかの回転を描く。ベクトル１６に垂直な軸２７上の点
２６０投影によって、求める電圧Ｖ、の変動が得られる
。点２２と２６の運動はベクトル１６上に整列された時
間軸を導入することによりさらに良く表示さえできる。

座標軸２７と２８の平面内で、点２２と２６はそれぞれ
実線２９と点線３１で曲線を描いている。

干渉結合が無いと、曲線３１は時間軸Ｏｔに沿う正弦波
となろう。干渉結合の妨害効果を減衰することはできる
限りこの理論的正弦波に接近すること５等価である。こ
のことを行うために、合成ベクトル１８を固定したま５
にし、かつ上述のようにベクトル１６上に整列させる必
要があるが、しかし１９や２１のようなベクトルについ
ては他の尺度が必要である。干渉ベクトルの振幅の減少
は本発明の具体化に好ましい要素である。事実、第４図
のベクトル２５によって表わされた有用な信号のレベル
は、これは非常に低いが、次の式を用いて送信電力Ｐ。

と受信電力Ｐ、から計算できる。

ニーで Ｇ　：アンテナの利得 σ０　：大地の反射率 ／ｌ　：送信波長 である。

有用な信号は一６０ｄＢ−２０βｏｇ　Ｄというレベル
となるのが典型的である。もし主干渉信号について上に
既に述べられたレベルと比較がなされるなら、スタティ
ック調整のあと、信号対雑音比Ｓ／Ｎを一５０ｄＢから
一２５ｄＢに改善することは可能であるが、しかしこれ
は不充分であり、かっば’＞’＋１０ｄＢのＳ／Ｎ比を
達成するのが適当であると注意されている。示されたよ
うに、スタティック調整のあとの干渉信号のスペクトル
の包絡線は第１ｂ図の点線３３で表わされており、こ５
で、もしビート周波数ｆ、に隣接するスペクトル線のみ
が考慮されるなら、Ｓ／Ｎ比は近似的にＯｄＢであり、
もし信号の適当なフィルタリングが存在するなら、これ
は好ましい特性である。

本発明は、局部発振チアネルに挿入されるのが好ましい
ところの混合器５の出力８，９と移相器３５の間の位相
制御の形をした干渉結合のダイナミッタ減少を導入する
ことによりまた生じた技術的問題を解決している。それ
は有用な信号に干渉すること無しに干渉信号の効果を減
衰する問題である。

１５を大地上の波の反射によって生成された有用な結合
の等価電気長であるとする。位相シフトは混合器のタイ
プに依存して値λ／２あるいは値０に従属し、かつ有用
信号によって導入された位相シフトは修正されない、す
なわちそれはのようになる。

この目的のため、増幅とフィルタリングのあとで、混合
器５の出力における音声信号は移相器３５を制御する。

例えば混合器５の２重出力８，９は演算増幅器３６の２
つの入力に接続され、その出力は低域通過フィルタ３７
に接続される。この制御は音声信号のビート周波数に依
存する混合器の感度が特にｆ、の低い値で改善される感
度を得ることを可能にしている。低域通過フィルタ３７
で遂行さ　　１れたフィルタリングは有用な信号をビー
ト周波数ｆｂより低い周波数を通過させることのみから
なっている。特に、周波数ｆ、が固定値ｆ、。（例え　
　（ば２５ｋＨｚ　）に維持される場合、低域通過フィ
ルタ３７の遮断周波数ｆｃはｆ、。より低くな（ではな
らない。このように準瞬間的補償（ｑｕａｓｉ−ｉｎｓ
ｔａｎｔａｎｅｏｕｓｃｏｍｐｅｎｓａｔ　１ｏｎ）　
はスタティ７クには補償できない干渉信号の妨害効果に
対して得られている。丁度述べられた干渉信号の瞬時合
成が３８と規定されている第４図を参照すると、すべて
のことはあたかも常に合成ベクトル１８がベクトル３８
に整列するように起り、これはＳ／Ｎ比をがなり改善す
る。

第４図ではこのことはベクトル１８の原点が０′から０
′へ移動するこ５となる。ダイナミックな補償のため、
Ｓ／Ｎ比は所望通り１０ｄＢオーダーの値に上げること
ができる。第３図の増幅器３６はこれまた低域通過フィ
ルタ３７のフィルタリング機能を含む単純な演算増幅器
となり得る。この演算増幅器は例えば開ループで遮断周
波数１０Ｈｚ、利得１００１Ｂを有している。混合器５
の変換因子と移相器３５を考慮すると、閉ループの遮断
周波数は２０ｋＨｚである。このフィルタは単一極フィ
ルタであり、２０１Ｂ／オクターブの利得特性を与え、
これは良好な安定度を持つ制御ループを与えている。そ
のよな制御は有用な信号に影響を与えず、ループは干渉
信号に対してのみ閉じており、かつ干渉信号のビート周
波数が低くなるにつれて、すなわちこれらの干渉信号の
レベルが最高であるビート周波数の値に対して大きな効
果を有している。移相器３５が内部エコーの残留遅延を
補償できるから、干渉電圧信号（すなわち第４図のベク
トル４６）と局部発振信号の合成の間の位相シフトαが
移相器の作用場（ｆｉｅｌｄ　ｏｆ　ａｃｔｉｏｎ）　
内に留ることが必要であると注意されるべきである。こ
の制限は上述のスタティック調整のために基本的に満足
されている。

もっと弱い他の干渉波は全干渉波の中で大きな位相シフ
トを一般に創成できない。実際には、移相器３５は単一
ダイオードによって作成でき、ベクトル４６の位相変化
はπ／２のオーダーである。もしこの位相変化が値π／
２を越えることを要求され　　・るなら、そのような増
大された位相変化のために動作できる移相器を使う必要
がある。

有用な信号のビート周波数ｆ、が固定値ｆｂｏに　　１
維持されるべきでないこともまた注意されよう。　　　
”ある高度計では、周波数偏移ＡＦとウォブルラン　　
イブｐの傾斜ｐは一定のま−である。これらの条件　　
１テハ’＝”　−ト周波数ｆ　ｂは測定すべきレンジＤ
＋、：直１接比例している。フィルタ３７の動作に対す
る上述　　：の規準によると、フィルタの遮断周波数ｆ
ｃを各　　１周波数ｆ、に調整する必要がある。実際に
は、フィルタ３７のそのような制御は第３図の自動探索
ユニット（ａｕｔｏｍａｔｉｃ　５ｅａｒｃｈ　ｕｎｉ
ｔ）　４Ｑによって実行でき、これは傾斜ｐの値を増大
するか減少する組　　Ｉ織的テストによって、特に電波
高度計のスイッチンクオンの間に探索されたレンジＤに
ロックオン　　１することができる。　　　　　　　　
　　　　　　　　　（第５図は本発明によるレーダーの
動作を示している。４つの曲線が示されており、これは
対数スケール上のレンジＤの関数としてレベルをｄＢで
表わしている。

点線の曲線４１はスタティック補償（調整）のみを持つ
レーダーの自己眩惑雑音を表わし、点線の曲線４２はス
タティック補償とダイナミック補償を待つ自己眩惑雑音
の曲線であり、−点鎖線の曲線［４はレーダーの熱雑音
レベルを表わしている。曲線４１と４２の間にある実線
の曲線４３は最低の有用な言号のレベルを表わしている
。曲線４２と４３の間の垂直座標の差である信号対雑音
比Ｓ／ＮはＤが１００ｍから３ｍに変化するにつれて３
０（ｉＢから１０ｄＢに変１ヒする。

第６図は本発明の第２の実施例を示し、こＸで３ｄＢカ
ップラ４８が使用されている。第３図と同じ面成要素は
同じ参照記号を持っている。３ｄＢカップラ４８は第３
図のサーキユレータ３とカップラ６：こよって与えられ
た機能を統合している。第６図り装置は３つのアイソレ
ータ、すなわち、送信チャネル中の１つのアイソレータ
４９と、局部発振チャネル中の１つのアイソレータ５１
、および有用な信号の受信チャネル中の１つのアイソレ
ータ５２を含んでいる。これらのアイソレータは高いレ
ンジにおいて感度を改善するのに特に有用であるが、低
いレンジに対して必須ではないことが注意されよう。再
びオプション的な調整可能移相器２０はここでは受信チ
ャネルに示されている。局部発振チャネル７は、３ｄＢ
カップラ４８と、好ましくは対称４λ／４タイプ混合器
である混合器５の間に、減衰器として役立つ１２ｄＢカ
ップラ５３と、バリキャップダイオードによって構成さ
れた局部発振の位相を制御する移相器５４、および好ま
しくはアイソレーク５１を含んでいる。制御ループはキ
ャパシタ５６とインダクタンス５７によって構成された
マイクロ波周波数デカップリングを伴う演算増幅器５５
を含んでいる。

第６図のレーダー構成において、付加的干渉結合が考慮
されねばならない。すなわち、それはその通路が５８と
規定されている１２ｄＢカップラ５３上の送信信号の反
射である。この干渉信号はその通路が本質的に局部発振
チャネルから独立であるからスタティックに補償できる
。第４図では、それは点線のベクトル５９によって表わ
され、アンテナの反射干渉結合は点線のベクトル１７′
　によって表わされている。第６図のレーダーの主結合
は例えば以下のようになっている。

アンテナ反射二反射係数−１５ｄＢに対して２１ｄＢ。

１２ｄＢカップラの反射二反射係数−１５ｄＢに対して
一２１ｄＢ、 ３ｄＢカップラ４８の漏洩：　−２５ｄｅ。

混合器の漏洩と受信アイソレータの反射：４５ｄＢ０ スタティック低減は２つの支配的−２１ｄＢ結合によっ
て進行するライン長の調整からなっている。

アンタナ２は３ｄＢカップラ４８に非常に近接して置か
れ、かつそれが整合を含むこと、すなわちアンテナの前
面に置かれたラインがこれら２つの反射の遅延の等化を
可能にすることが好ましい。次に２つの干渉通路１４と
５８の長さは局部発振の通路（通路１５）に調整される
。ベクトル１６に対する合成ベクトル１７の位相シフト
がこのスタティック調整の段階で高過ぎる場合には、移
相器２０が導入され、その等偏重気長が測定され、かつ
ライン４および／または７の長さは従って訂正され、次
いで混合器５の入力における２つの信号間の相対位相が
オーダー５から１０度の値にもたらされるよう調整され
る。これらの調整のあと、ダイナミック補償が第３図を
参照して上に説明されたのと類似のやり方で実行できる
。ダイナミック補償のあと、双方の場合で、干渉信号の
レベルは値−５５ｄＢ−４０１ＯｇＤに減少され、これ
は信号対雑音比Ｓ　／　Ｎ＝６ｄＢ＋２０βｏｇ　Ｄを
生成する。干渉ベクトルの合成を越える局部発振の支配
は混合器５のダイオードにかなり一定な電力を与え、従
って、例えばアンテナ反射１０ｄＢの変動のような混合
器の広帯域整合は全電力において３ｄＢだけの変動を生
じる。

容量の変動が大きな位相シフトを生じるような所で、パ
リキャンプダイオード５４が局部発振器の送信ラインに
直列に置かれることが好ましい。この位置はアイソレー
タ５１の反射係数の位相によって規定することができる
。従って移相器は約９０°で動作し、これはアンテナ上
の水滴によって生じるような大きな外部エコーの補償を
可能にする。演算増幅器５５について言えば、これもま
たフィルタの役割を有している。その利得は開ループで
１０Ｈｚにおいて１００ｄＢであり、もっと高い周波数
では２０ｄＢ／オクターブで減少する。

第３図と第６図のレーダーに対して、印刷回路技術の使
用による短いラインで非常に小型なマイクロ波周波数ユ
ニットが得られる。上に述べたようにライン４，７の長
さの調整のあと印刷回路カードが得られると、それらの
カードを良好な精度で大量生産することが可能である。

アンテナもまたフランスの会社Ｔ、　ＲｏＴ、のアンテ
ナ・タイプ１２２のような印刷されたアンテナにするこ
ともてきる。

例えばテフロンガラスの膨張を考慮して５０Ωマイクロ
ス）　ＩＪツブ線の電気長は温度範囲一５０℃から７５
℃にわたって最短１％で安定である。もしこの不確定さ
が５０ｃｍの局部発振ラインにわたって考慮され、かつ
安定なアンテナ反射を仮定すると、電気長の対応する変
化は５ｍａ＋であり、これは４．３ＧＨｚの送信周波数
に対してたった１５°の位相シフトとなる。

本発明はミサイルのような「知能（ｉｎｔｅｌｌｉｇｅ
ｎｔ川武器に適用されるの用好ましく、そこでは僅かの
空間しか利用できず、２アンテナの代りに単一アンテナ
の使用が望ましい。この適用に対して、本発明による装
置は３ｍから約１０００　ｍの間の高度の測定が可能な
電波高度計に使用するのが好ましい。

この装置はまたレーダーとしても使用できる。と言うの
はミサイルが点種的の検出を容易にするその単一アンテ
ナのだ必である。この後者の場合、受信電力は次の式か
ら導かれる。

こ５で δ；等価レーダー面積（ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｒａｄ
ａｒ　ａｒｅａ）である。

本発明によるレーダーは等価面積１ｍ２を有する標的を
検出できるが、しかし最大レンジ１００ｍまでゾ、それ
以上になると熱雑音が自己眩惑雑音を越えて優勢となる
。もっと高いレンジを測定するために、高利得アンテナ
、あるいは高送信電力が必要となる。

例えば３００ＭＨｚにウォブル周波数ＡＦの値を増大す
ることにより、かつ例えばその反射係数が４００ＭＨｚ
　レンジにわたって良好な整合を有するＴ、　Ｒ，Ｔ。

社の１４０タイプアンテナのような広い通過帯域にわた
って線形位相を有するアンテナを選ぶとことによって、
本発明によるレーダーの範囲は３ｍ以下のレンジに拡げ
ることは可能である。

（要　約） このレーダーは、局部発振信号とエコー信号をサンプル
するため、およびこれら２つの信号間の減算ビート信号
をその出力に与える混合器（５）の入力にこれら２つの
信号を送信するために、線形周波数変調マイクロ周波数
信号発生器（１）と、送受信機アンテナ（２）、および
偏向手段（３，６；　４８）を含んでいる。局部発振信
号と干渉アンテナ反射信号の間の位相のスタティック調
整を生成するためにライン長が調整されている。本発明
によると、増幅器（３６）と低域通過フィルタ（３７）
を含む位相制御ループが混合器の出力と局部発信チャネ
ルに置かれた位相シフト回路（３５；　５４）の入力と
の間に接続されている。閉制御ループ遮断周波数は減算
ビート信号の周波数の丁度下にある。

Ｆ！、＋／ＣＷ電波高度計に適用される。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図は第３図および第６図に示された混合器の有用
な出力信号の波形を示し、同図すには関連するスペクト
ルを示している。 第２図はレーダーシステムの下側レンジＤに対する第１
図に類似する曲線を示している。 第３図は本発明によるレーダーシステムの第１の実施例
のブロック線図である。 第４図は説明すべきレーダーの動作を可能にするフレネ
ル線図である。 第５図はレンジＤの関数としてのレーダーの動作を示す
線図である。 第６図は本発明によるレーダーシステムの第２の実施例
のブロック線図である。 １・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ） ２・・・送受信アンテナ　　３・・・サーキユレータ４
・・・ライン　　　　　　５・・・混合器６・・・カッ
プラ　　　　　７・・・局部発振ライン８．９・・・導
線あるいは出力 １１・・・差動増幅器　　　　１２・・・出力１３・・
・処理回路　　　　　１４・・・破線あるいは干渉通路
１５・・・−点鎖線あるいは通路 １６・・・局部発振ベクトルあるいは固定ベクトル１７
、１７’・・・ベクトル　　１８・・・合成ベクトル１
９、２１・・・ベクトル　　　２０・・・移相器２２・
・・ベクトルの頂点　　２３．２４・・・曲線２５・・
・有用信号あるいはベクトル ２６・・・点あるいはピーク　２７．２８・・・座標軸
２９・・・実線　　　　　　　３１・・・点線３３・・
・点線　　　　　　　３５・・・移相器３６・・・演算
増幅器　　　　３７・・・低域通過フィルタ３８・・・
干渉信号あるいはベクトル ４０・・・自動探索ユニｙ　）　　４１．４２．４３．
４４・・・曲線４６・・・ベクトル　　　　　　４８・
・・３ｄＢカップラ４９、　５１．　５２・・・アイソ
レータ５３・・・１２ｄＢカップラ　　　５４・・・移
相器５５・・・演算増幅器　　　　５６・・・キャパシ
タ５７・・・インダクタンス　　５８・・・干渉通路５
９・・・ベクトル 特許出願人　　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイ
ランペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、レンジ測定を意図する周波数変調連続波タイプ（Ｆ
   Ｍ／ＣＷ）のレーダーシステムであって、線形周波数変
   調マイクロ波信号発生器、 送受信アンテナ、および 「局部発振信号」と呼ばれる送信波の部分信号を導出し
   、かつ受信エコー波の部分信号を導出し、かつ上記の導
   出信号を混合器の入力に転送する導出手段を含み、 こゝで、少なくともアンテナ反射による内部干渉結合信
   号がこれら２つの信号間の位相のスタティック調整の可
   能性によって混合器まで局部発振信号と同じ伝ぱん時間
   を有するように転送ラインの長さが調整されるものにお
   いて、 増幅器と低域通過フィルタを含む位相制御ループが上記
   の混合器の出力と局部発振チャネルに置かれた位相シフ
   ト回路の制御入力との間に接続され、上記の制御システ
   ムの閉ループ遮断周波数が混合器の出力に与えられた送
   信波と受信波の間の有用な減算ビート信号の周波数より
   丁度低いことを特徴とするレーダーシステム。 ２、上記の導出手段が局部発振に関してカップラによっ
   て、かつ受信エコー波の導出用のサーキュレータによっ
   て構成されている特許請求の範囲第１項に記載のレーダ
   ーシステム。 ３、上記の導出手段が３ｄＢカップラによって構成され
   、かつその局部発振チャネルが信号減衰カップラを含む
   特許請求の範囲第１項に記載のレーダーシステムにおい
   て、 スタティック調整が上記の減衰カップラ上の送信信号の
   反射によって惹起した干渉結合に応じていることを特徴
   とするレーダーシステム。 ４、上記の導出手段を上記の混合器に接続する２つの信
   号チャネルの１つに調整可能な移相器を含む特許請求の
   範囲第１項ないし第３項のいずれか１つに記載のレーダ
   ーシステム。 ５、混合器が２つの出力を有する対称４λ／４タイプ混
   合器であり、かつ上記の位相シフト回路がバリキャプダ
   イオードによって構成されている特許請求の範囲第１項
   ないし第４項のいずれか１つに記載のレーダーシステム
   。 ６、上記の増幅器と上記の低域通過フィルタが共に演算
   増幅器によって構成されていることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項ないし第５項のいずれか１つに記載のレ
   ーダーシステム。 ７、測定すべきレンジＤの関数としての上記の遮断周波
   数ｆ＿ｃを調整する自動的手段を含み、かつそれは上記
   の低域通過フィルタを制御する特許請求の範囲第１項な
   いし第６項のいずれか１つに記載のレーダーシステム。 ８、調整用の上記の自動的手段自体が少なくとも１つの
   探索レンジＤへの上記のレーダーシステムのロッキング
   を達成することを意図する自動探索装置によって制御さ
   れることを特徴とする特許請求の範囲第７項に記載のレ
   ーダーシステム。 ９、マイクロ波周波数を伝えるラインが印刷回路技術を
   用して作成されることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項ないし第８項に記載のレーダーシステム。