JPS6362121B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6362121B2 JPS6362121B2 JP56061877A JP6187781A JPS6362121B2 JP S6362121 B2 JPS6362121 B2 JP S6362121B2 JP 56061877 A JP56061877 A JP 56061877A JP 6187781 A JP6187781 A JP 6187781A JP S6362121 B2 JPS6362121 B2 JP S6362121B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- branch
- lines
- input
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
Landscapes
- Waveguides (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘電体基板上のマイクロストリツプ
線路で形成した所謂ウイルキンソン型ハイブリツ
ト回路に関する。
線路で形成した所謂ウイルキンソン型ハイブリツ
ト回路に関する。
所謂ウイルキンソン型ハイブリツド回路は、一
般に伝送信号の分配、或いは合成に広く用いられ
ている。
般に伝送信号の分配、或いは合成に広く用いられ
ている。
従来より知られる一般的なウイルキンソン型ハ
イブリツド回路の構成を第１図に示す。図中、１
は裏面に接地導体（図示せず）が形成された誘電
体基板、２Ａ，２Ｂ，２Ｃは入出力線路、３，４
は分岐線路、５，６，７は伝送信号の入口または
出口となる端子、なおＲは吸収抵抗であり、ａは
共通分岐点、ｂとｃは接続点である。
イブリツド回路の構成を第１図に示す。図中、１
は裏面に接地導体（図示せず）が形成された誘電
体基板、２Ａ，２Ｂ，２Ｃは入出力線路、３，４
は分岐線路、５，６，７は伝送信号の入口または
出口となる端子、なおＲは吸収抵抗であり、ａは
共通分岐点、ｂとｃは接続点である。
該ウイルキンソン型ハイブリツド回路をマイク
ロ波信号の伝送線路に用いる場合には、この誘電
体基板１の上に所定形状の金属パターンを形成さ
せ、ある特定の周波数をもつ伝送信号に対して一
定の伝播定数（γ、線路長が４分の１波長のとき
の位相角をπ／２とする値）と特性インピーダン
スZ0をもつハイブリツド回路に構成している。
ロ波信号の伝送線路に用いる場合には、この誘電
体基板１の上に所定形状の金属パターンを形成さ
せ、ある特定の周波数をもつ伝送信号に対して一
定の伝播定数（γ、線路長が４分の１波長のとき
の位相角をπ／２とする値）と特性インピーダン
スZ0をもつハイブリツド回路に構成している。
該ハイブリツド回路を分岐回路として用いる場
合には、図中の５はマイクロ波伝送信号の入口の
端子となり、６，７は夫々の出口の端子となる。
合には、図中の５はマイクロ波伝送信号の入口の
端子となり、６，７は夫々の出口の端子となる。
また一方、合成回路として用いる場合は、伝送
信号の入出力の方向は反転するが、端子６を入口
の端子とするときには、端子５は出口の端子に、
また端子７はアイソレーシヨン側の端子となる。
信号の入出力の方向は反転するが、端子６を入口
の端子とするときには、端子５は出口の端子に、
また端子７はアイソレーシヨン側の端子となる。
また逆に端子７を入口とするときは、端子５は
伝送信号の出口となり、端子６はアイソレーシヨ
ン側の端子となる。このため端子６と端子７より
同一振幅で同一位相の伝送信号を入力するときに
は、端子５よりは２倍の電力の伝送信号が出力さ
れるようになる。
伝送信号の出口となり、端子６はアイソレーシヨ
ン側の端子となる。このため端子６と端子７より
同一振幅で同一位相の伝送信号を入力するときに
は、端子５よりは２倍の電力の伝送信号が出力さ
れるようになる。
一般には、入出力線路２Ａ，２Ｂ，２Ｃの特性
インピーダンスは50Ω、分岐線路３と４の特性イ
ンピーダンスは70.7Ω、また吸収抵抗Ｒは100Ωに
選定されており、各々の共通分岐点ａ、接続点ｂ
とｃでインピーダンス整合されている。また端子
５，６，７の入力インピーダンスは、それぞれの
各線路の基準の特性インピーダンスと等しい値の
50Ωとなるように回路パターンを構成している。
インピーダンスは50Ω、分岐線路３と４の特性イ
ンピーダンスは70.7Ω、また吸収抵抗Ｒは100Ωに
選定されており、各々の共通分岐点ａ、接続点ｂ
とｃでインピーダンス整合されている。また端子
５，６，７の入力インピーダンスは、それぞれの
各線路の基準の特性インピーダンスと等しい値の
50Ωとなるように回路パターンを構成している。
まず第１図に示されるウイルキンソン型ハイブ
リツド回路を分岐回路として用いるときは、マイ
クロ波の伝送信号は端子５から入力し、端子６，
７からは同位相で均等値に２分して出力する。
リツド回路を分岐回路として用いるときは、マイ
クロ波の伝送信号は端子５から入力し、端子６，
７からは同位相で均等値に２分して出力する。
即ち端子５から入力したマイクロ波の伝送信号
は、入出力線路２Ａの特性インピーダンスが50Ω
であり、かつ共通分岐点ａから両分岐線路３，４
を見た特性インピーダンスは共に50Ωにそれぞれ
が等しくなるため、共通分岐点ａで均等に２分岐
されて分岐線路３，４上を伝播して接続点ｂ，ｃ
に至る。なお接続点ｂ，ｃは、分岐線路３，４間
のアイソレーシヨンを確保するために共通分岐点
ａからλg／４（λgは使用されるマイクロ波伝送信
号の伝播波長）だけ離れた位置に設定された点で
ある。このため、吸収抵抗Ｒは100Ωであること
および分岐線路４の特性インピーダンスが70.7Ω
であり、分岐線路３と分岐線路４の線路長の和が
１／２λgとなることから両接続点ｂ，ｃのインピー
ダンスはともに50Ωに整合され、入出力線路２
Ｂ，２Ｃの特性インピーダンスの50Ωと同一値と
なりインピーダンス整合されるようになる。この
結果、端子５から入力したマイクロ波信号は、線
路上の共通分岐点ａや接続点ｂや接続点ｃで反射
することなく均等に２分されて端子６と７から出
力される。
は、入出力線路２Ａの特性インピーダンスが50Ω
であり、かつ共通分岐点ａから両分岐線路３，４
を見た特性インピーダンスは共に50Ωにそれぞれ
が等しくなるため、共通分岐点ａで均等に２分岐
されて分岐線路３，４上を伝播して接続点ｂ，ｃ
に至る。なお接続点ｂ，ｃは、分岐線路３，４間
のアイソレーシヨンを確保するために共通分岐点
ａからλg／４（λgは使用されるマイクロ波伝送信
号の伝播波長）だけ離れた位置に設定された点で
ある。このため、吸収抵抗Ｒは100Ωであること
および分岐線路４の特性インピーダンスが70.7Ω
であり、分岐線路３と分岐線路４の線路長の和が
１／２λgとなることから両接続点ｂ，ｃのインピー
ダンスはともに50Ωに整合され、入出力線路２
Ｂ，２Ｃの特性インピーダンスの50Ωと同一値と
なりインピーダンス整合されるようになる。この
結果、端子５から入力したマイクロ波信号は、線
路上の共通分岐点ａや接続点ｂや接続点ｃで反射
することなく均等に２分されて端子６と７から出
力される。
また一方、該ハイブリツド回路を合成回路とし
て用いるときは、例えば入口の端子６からマイク
ロ波信号を入力するが、この時の接続点ｂから共
通分岐点ａを通つて接続点ｃに至る伝送信号の位
相差はπ（180゜）となり、また吸収抵抗Ｒの位相
差は０（0゜）となり、なお接続点ｂから共通分岐
点ａを通つて接続点ｃに至る線路のインピーダン
スと吸収抵抗Ｒはともに100Ωと等しくなる。
て用いるときは、例えば入口の端子６からマイク
ロ波信号を入力するが、この時の接続点ｂから共
通分岐点ａを通つて接続点ｃに至る伝送信号の位
相差はπ（180゜）となり、また吸収抵抗Ｒの位相
差は０（0゜）となり、なお接続点ｂから共通分岐
点ａを通つて接続点ｃに至る線路のインピーダン
スと吸収抵抗Ｒはともに100Ωと等しくなる。
従つて接続点ｃにおいては、両経路から来たマ
イクロ波信号はその振幅値は等しく、その伝送信
号の極性が逆転するため打ち消されるようにな
る。このためマイクロ波信号は、入口の端子５か
らのみ出力しアイソレーシヨン側の端子７からは
出力しない。また端子７を入口の端子とするとき
は、端子５は出口の端子、端子６はアイソレーシ
ヨン側の端子となる。
イクロ波信号はその振幅値は等しく、その伝送信
号の極性が逆転するため打ち消されるようにな
る。このためマイクロ波信号は、入口の端子５か
らのみ出力しアイソレーシヨン側の端子７からは
出力しない。また端子７を入口の端子とするとき
は、端子５は出口の端子、端子６はアイソレーシ
ヨン側の端子となる。
なお上記ウイルキンソン型ハイブリツド回路の
パターン作成に関し、共通分岐点ａにおける分岐
角度を大きくして分岐線路３，４の間隔を広げる
ことは、共通分岐点ａでの伝送信号の不連続性を
生じ易くして入出力線路２Ａおよび分岐線路３と
４の各々の特性インピーダンスを変化させること
になり、この結果として線路のインピーダンス整
合は崩れ、端子５，６，７の入力インピーダンス
が変化して線路の特性インピーダンスとの整合が
取れなくなるため好ましくない。また該ハイブリ
ツド回路では、一般に使用される伝送信号の周波
数により、回路の大きさや誘電帯基板の厚さや線
路幅が定まり、これらにばらつきがあると伝播常
数や特性インピーダンスに大きな影響を与える。
パターン作成に関し、共通分岐点ａにおける分岐
角度を大きくして分岐線路３，４の間隔を広げる
ことは、共通分岐点ａでの伝送信号の不連続性を
生じ易くして入出力線路２Ａおよび分岐線路３と
４の各々の特性インピーダンスを変化させること
になり、この結果として線路のインピーダンス整
合は崩れ、端子５，６，７の入力インピーダンス
が変化して線路の特性インピーダンスとの整合が
取れなくなるため好ましくない。また該ハイブリ
ツド回路では、一般に使用される伝送信号の周波
数により、回路の大きさや誘電帯基板の厚さや線
路幅が定まり、これらにばらつきがあると伝播常
数や特性インピーダンスに大きな影響を与える。
例えば20GHzの所謂準ミリ波帯域で使用される
回路では、波長λgは1.5cm（1/4λg＝0.375cm）と
なり、その回路規模もほぼ同様の長さと非常に小
さくなるため一定の特性インピーダンスをもつ性
格なパターン作成は困難となる。このため線路の
入出力線路２Ａ，２Ｂ，２Ｃの特性インピーダン
スを50Ωとすること、また分岐線路３と４の特性
インピーダンスび70.7Ωの一定に設定することは
困難となる。特に伝送信号の周波数が高いとき
は、分岐回路３，４の間隔を十分にとることが難
しいために、両分岐線路３，４間の電磁結合にら
り特性インピーダンス（70.7Ω）が変化してイン
ピーダンス平衡が崩れる原因となる。
回路では、波長λgは1.5cm（1/4λg＝0.375cm）と
なり、その回路規模もほぼ同様の長さと非常に小
さくなるため一定の特性インピーダンスをもつ性
格なパターン作成は困難となる。このため線路の
入出力線路２Ａ，２Ｂ，２Ｃの特性インピーダン
スを50Ωとすること、また分岐線路３と４の特性
インピーダンスび70.7Ωの一定に設定することは
困難となる。特に伝送信号の周波数が高いとき
は、分岐回路３，４の間隔を十分にとることが難
しいために、両分岐線路３，４間の電磁結合にら
り特性インピーダンス（70.7Ω）が変化してイン
ピーダンス平衡が崩れる原因となる。
即ち、この両分岐線路３と４間のインピーダン
ス整合の崩れることからくる電磁的結合の不平衡
により、分岐線路３と４の特性インピーダンスが
高くなつて両分岐線路３と４間のアイソレーシヨ
ン特性が劣化するようになり、該ハイブリツド回
路の特徴である平衡型回路としての特性は著しく
低下することになる。
ス整合の崩れることからくる電磁的結合の不平衡
により、分岐線路３と４の特性インピーダンスが
高くなつて両分岐線路３と４間のアイソレーシヨ
ン特性が劣化するようになり、該ハイブリツド回
路の特徴である平衡型回路としての特性は著しく
低下することになる。
本発明は、上記の問題点を解決することを目的
とするものであり、二つの分岐線路に夫々先端開
放路線を付設し、この両分岐線路の特性インピー
ダンスの整合をとつて各々を平衡をとるようにし
て特性インピーダンスを等価的に低下させ、両分
岐線路３と４の整合崩れによる各分岐線路３と４
の高インピーダンス化を補償するようにしてい
る。
とするものであり、二つの分岐線路に夫々先端開
放路線を付設し、この両分岐線路の特性インピー
ダンスの整合をとつて各々を平衡をとるようにし
て特性インピーダンスを等価的に低下させ、両分
岐線路３と４の整合崩れによる各分岐線路３と４
の高インピーダンス化を補償するようにしてい
る。
以下、第２図を参照して本発明の実施例につい
て説明をする。
て説明をする。
第２図は本発明のマイクロストリツプ形ハイブ
リツド回路の上面図であり、図中、第１図と同一
の参照番号で指示される領域は第１図と同一の構
成を示す。
リツド回路の上面図であり、図中、第１図と同一
の参照番号で指示される領域は第１図と同一の構
成を示す。
本発明のマイクロストリツプ形ハイブリツド回
路においては、分岐線路３，４の中間点上にそれ
ぞれに先端開放線路３１と３２が設けられてい
る。
路においては、分岐線路３，４の中間点上にそれ
ぞれに先端開放線路３１と３２が設けられてい
る。
この先端開放路線３１と３２は、共通分岐点ａ
と吸収抵抗Ｒの接続点ｂ，ｃとの略中間点に設け
られることが好ましく、その長さは分岐線路３と
４の特性インピーダンスを規定インピーダンス
値、例えば70.7Ωとなるように選定される。また
この先端開放線路３１と３２は、分岐線路３およ
び４の特性インピーダンスのばらつきは補償して
各々の特性インピーダンスを70.7Ωの設定値と
し、分岐線路３から分岐線路４の線路長の和は
λg／２となりその等価インピーダンスは100Ωと
する。これより、共通分岐点ａのインピーダンス
は50Ω、および接続点ｂまたは接続点ｃのインピ
ーダンスも入出力線路２Ｂから入出力線路２Ｃに
至る線路のインピーダンスの100Ωと吸収抵抗Ｒ
の100Ωとの整合がとられて50Ωとなり、分岐線
路３と４のインピーダンスは平衡が保たれて等価
的に低下する。
と吸収抵抗Ｒの接続点ｂ，ｃとの略中間点に設け
られることが好ましく、その長さは分岐線路３と
４の特性インピーダンスを規定インピーダンス
値、例えば70.7Ωとなるように選定される。また
この先端開放線路３１と３２は、分岐線路３およ
び４の特性インピーダンスのばらつきは補償して
各々の特性インピーダンスを70.7Ωの設定値と
し、分岐線路３から分岐線路４の線路長の和は
λg／２となりその等価インピーダンスは100Ωと
する。これより、共通分岐点ａのインピーダンス
は50Ω、および接続点ｂまたは接続点ｃのインピ
ーダンスも入出力線路２Ｂから入出力線路２Ｃに
至る線路のインピーダンスの100Ωと吸収抵抗Ｒ
の100Ωとの整合がとられて50Ωとなり、分岐線
路３と４のインピーダンスは平衡が保たれて等価
的に低下する。
この結果、入口の端子５から見た共通分岐点ａ
のインピーダンス特性を良好にし、また分岐線路
３と４間のアイソレーシヨン比を十分に確保する
ことが可能となる。また入口の端子６からアイソ
レーシヨン側の端子７に至る伝送信号について
は、抵抗Ｒと分岐線路３と４を介する伝送信号は
接続点ｃにて相殺され伝送信号の振幅（絶対値）
を小さくするようになる、即ちアイソレーシヨン
比を大きくすることができる。なお逆に、入口の
端子７からアイソレーシヨン側の端子６に至る伝
送信号についてもまた同様である。
のインピーダンス特性を良好にし、また分岐線路
３と４間のアイソレーシヨン比を十分に確保する
ことが可能となる。また入口の端子６からアイソ
レーシヨン側の端子７に至る伝送信号について
は、抵抗Ｒと分岐線路３と４を介する伝送信号は
接続点ｃにて相殺され伝送信号の振幅（絶対値）
を小さくするようになる、即ちアイソレーシヨン
比を大きくすることができる。なお逆に、入口の
端子７からアイソレーシヨン側の端子６に至る伝
送信号についてもまた同様である。
第３図は、第２図に示した本発明によるマイク
ロストリツプ形ハイブリツド回路の中心周波数で
正規化した場合の分配特性及びアイソレーシヨン
特性を示す図である。
ロストリツプ形ハイブリツド回路の中心周波数で
正規化した場合の分配特性及びアイソレーシヨン
特性を示す図である。
図中、曲線Ａは分岐線路に先端開放線路３１と
３２を設けていない場合の入口の端子６とアイソ
レーシヨン側の端子７間のアイソレーシヨン特性
を、曲線Ｂは本発明により分岐線路に先端開放線
路３１と３２を設けた場合の入口の端子６とアイ
ソレーシヨン側の端子７間のアイソレーシヨン特
性を示す。更に曲線Ｃは、分岐線路３と４に先端
開放線路３１と３２を設けていない場合の入口の
端子５から出口の端子６，７への分配特性を、曲
線Ｄは本発明により分岐線路３と４に先端開放線
路３１と３２を設けた場合の入口の端子５から出
口の端子６，７への分配特性を示す。
３２を設けていない場合の入口の端子６とアイソ
レーシヨン側の端子７間のアイソレーシヨン特性
を、曲線Ｂは本発明により分岐線路に先端開放線
路３１と３２を設けた場合の入口の端子６とアイ
ソレーシヨン側の端子７間のアイソレーシヨン特
性を示す。更に曲線Ｃは、分岐線路３と４に先端
開放線路３１と３２を設けていない場合の入口の
端子５から出口の端子６，７への分配特性を、曲
線Ｄは本発明により分岐線路３と４に先端開放線
路３１と３２を設けた場合の入口の端子５から出
口の端子６，７への分配特性を示す。
第３図ＡとＢ曲線からも明らかであるように、
本発明による先端開放線路３１と３２を夫々の分
岐線路３と４に略中間点に設けることにより線路
のインピーダンスの整合がとれるようになり、そ
の結果、入口の端子６から端子７間の伝送信号の
減衰量をその伝送中心周波数において最大とす
る、即ち伝送信号の中心周波数においてアイソレ
ーシヨン特性を向上させることが可能となる。ま
た第３図ＣとＤ曲線から、入口の端子５から出口
の端子６と７への伝送信号の分配減衰量を3dbに
近ずけて小さくする、即ち分配特性を向上させる
ことが可能となる。
本発明による先端開放線路３１と３２を夫々の分
岐線路３と４に略中間点に設けることにより線路
のインピーダンスの整合がとれるようになり、そ
の結果、入口の端子６から端子７間の伝送信号の
減衰量をその伝送中心周波数において最大とす
る、即ち伝送信号の中心周波数においてアイソレ
ーシヨン特性を向上させることが可能となる。ま
た第３図ＣとＤ曲線から、入口の端子５から出口
の端子６と７への伝送信号の分配減衰量を3dbに
近ずけて小さくする、即ち分配特性を向上させる
ことが可能となる。
以上において説明した本発明によるウイルキン
ソン型ハイブリツド回路では、分岐線路３と４の
各々に先端開放線路３１と３２を付設すると言う
簡単な構成で、分岐線路３と４間の電磁結合によ
り生じる線路の高インピーダンス化を補償し、分
岐回路３と４間のアイソレーシヨン比を十分な大
きさの値とし、また信号の分配減衰量を小さく良
好にすることができる。
ソン型ハイブリツド回路では、分岐線路３と４の
各々に先端開放線路３１と３２を付設すると言う
簡単な構成で、分岐線路３と４間の電磁結合によ
り生じる線路の高インピーダンス化を補償し、分
岐回路３と４間のアイソレーシヨン比を十分な大
きさの値とし、また信号の分配減衰量を小さく良
好にすることができる。
第１図は従来のウイルキンソン型ハイブリツド
回路の平面図、第２図は本発明によるウイルキン
ソン型ハイブリツド回路の平面図、第３図はウイ
ルキンソン型ハイブリツド回路の特性を説明する
ための図、である。 図において、１は誘電体基板、２Ａ，２Ｂ，２
Ｃは入出力線路、３，４は分岐線路、５，６，７
は伝送信号の端子、３１，３２は先端開放線路、
Ｒは吸収抵抗、を示す。
回路の平面図、第２図は本発明によるウイルキン
ソン型ハイブリツド回路の平面図、第３図はウイ
ルキンソン型ハイブリツド回路の特性を説明する
ための図、である。 図において、１は誘電体基板、２Ａ，２Ｂ，２
Ｃは入出力線路、３，４は分岐線路、５，６，７
は伝送信号の端子、３１，３２は先端開放線路、
Ｒは吸収抵抗、を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘電体基板１の上に、伝送信号の入口または
出口となる三つの端子５，６，７にそれぞれの一
端を接続した入出力線路２Ａ，２Ｂ，２Ｃと、該
入出力線路２Ａ，２Ｂ，２Ｃの中の一つの入出力
線路２Ａに設けた共通分岐点と他の二つの入出力
線路２Ｂ，２Ｃに設けた接続点をそれぞれ接続す
る分岐線路３，４と、前記入出力線路２Ｂ，２Ｃ
の両接続点間を接続し終端する吸収抵抗Ｒと、を
付設することにより伝送信号の分配と合成を行う
ウイルキンソン型ハイブリツド回路において 前記分岐線路３の線路上のほぼ中間点に付設す
る先端解放線路３１と、 前記分岐線路３と対称に付設した他の分岐線路
４の線路上のほぼ中間点分に付設する先端解放線
路３２と、 を設け、伝送信号の中心周波数における前記分岐
線路３，４のインピーダンスの整合を前記両先端
解放線路３１，３２を用いて行うことを特徴とす
るマイクロストリツプ形ハイブリツド回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6187781A JPS57181204A (en) | 1981-04-22 | 1981-04-22 | Microstrip type hybrid circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6187781A JPS57181204A (en) | 1981-04-22 | 1981-04-22 | Microstrip type hybrid circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57181204A JPS57181204A (en) | 1982-11-08 |
| JPS6362121B2 true JPS6362121B2 (ja) | 1988-12-01 |
Family
ID=13183795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6187781A Granted JPS57181204A (en) | 1981-04-22 | 1981-04-22 | Microstrip type hybrid circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57181204A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63246002A (ja) * | 1987-04-01 | 1988-10-13 | Tokyo Keiki Co Ltd | 高周波電力分配器 |
| JPH01295502A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電力分配器 |
| JP2708849B2 (ja) * | 1989-02-17 | 1998-02-04 | 三菱電機株式会社 | 電力分配器 |
| JP2688531B2 (ja) * | 1990-02-28 | 1997-12-10 | 株式会社トキメック | 電力分配／合成器 |
| US5467063A (en) * | 1993-09-21 | 1995-11-14 | Hughes Aircraft Company | Adjustable microwave power divider |
| JP2000307313A (ja) * | 1999-04-16 | 2000-11-02 | Mitsubishi Electric Corp | 電力分配合成器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5573119A (en) * | 1978-11-27 | 1980-06-02 | Toshiba Corp | Distributing compounder |
| JPS6127201U (ja) * | 1984-07-17 | 1986-02-18 | 株式会社リコー | 膜抵抗体 |
-
1981
- 1981-04-22 JP JP6187781A patent/JPS57181204A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57181204A (en) | 1982-11-08 |
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