JPS637509B2

JPS637509B2 -

Info

Publication number: JPS637509B2
Application number: JP55034456A
Authority: JP
Inventors: Tadaharu Kato
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1980-03-18
Filing date: 1980-03-18
Publication date: 1988-02-17
Also published as: JPS56131286A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、あらかじめ定められた複数個の周波
数の中から適当な数の周波数を選びその周波数を
用いて伝送されてくる多周波信号を、どの周波数
が使われているかについても自分で自動的に判別
しながら受信するようにした多周波信号受信器に
関するものである。

以下、前記周波数として音声帯域を使用し、し
かも通話の接続情報などを伝送する帯域内伝送方
式を例にとり具体的に説明を行なうが、これは説
明の便宜であり本発明を何ら限定するものではな
い。

さてここで例示する所謂帯域内伝送方式におい
ては、あらかじめ定められた周波数をもつ正弦波
信号の１つあるいは複数の組が１の局から他の局
に送信されあるまとまつた制御情報の伝達が行な
われる。こうしたもののうち最も代表的な信号方
式として、1964年に国際電信電話諮問委員会
（CCITT；Ｃomite´ Ｃonsultatif Ｉ
nternational Ｔe´le´graphique et Ｔ
e´le´phonique；International Telegraph and
Telephone Consultative Committee；以後単に
CCITTと記す。）で標準化された信号方式No.５が
あるので、以下これを例に本発明を説明する。こ
の信号方式No.５では、700Hzから200Hzおきにし
1700Hzまで配置された６周波があらかじめ定めら
れており、これら６周波（以後選択信号と記す。）
中の２周波を適宜組み合せた多周波信号を所謂接
続情報の伝達に使用しているわけである。この信
号方式No.５ではこれら６周波とは別に2400Hzと
2600Hzとにより構成される監視信号が用意されて
おり、相手局の帯域内信号受信器や課金装置の起
動や終話時等の諸制御に用いられている。そして
これらの信号は、一定の手順のもとに電話局間で
交信されるわけである。この信号方式No.５に関し
ては1973年にインターナシヨナルテレコミユニケ
ーシヨンユニオン（The Internatinal
Telecommunication Union）発行の“テレホン
シグナリングアンドスウイツチング
（Telephone Signaling and Switching）”と題
するグリーンブツクボリユームV1−２（Green
Book、Volume V1−２）に詳細に記述されてい
るので、ここではこれ以上の詳述を避ける。

さて、このような多周波信号受信器の信号検出
の根本は、受信された信号があらかじめ定められ
た多周波信号に属するものであるか、また、属す
るものであればどのような内容であるかを判断す
ることである。従つてこのような多周波信号受信
器は従来、上述のようにあらかじめ用意した複数
個の正弦波のおのおのの周波数を中心周波数とし
て持つように設計された複数個の帯域通過フイル
タとこれに続く整流回路、低域波器、閾値回路
などを用いて構成されるのが、普通であつた。

この回路構成は本質的にはアナログ構成でもデ
イジタル構成でもよいわけであるが最近の半導体
技術の進歩によるLSI（大規模集積回路）技術の
発展やこれに支えられたデイジタル信号処理技術
の急速な発展により、従来アナログ信号処理技術
で構成されていたものがデイジタル信号処理技術
で置き換えられつつある。これは、デイジタル回
路の方がIC化ないしはLSI化が容易であり、か
つ、デイジタル回路の特長である長期的に安定で
高精度な信号処理能力が期待出来るためである。

ところで、デイジタル多周波信号受信方式とし
ては次の３つの方式(1)デイジタルフイルタ方式(2)
高速フーリエ変換方式(3)離散的フーリエ変換方式
が知られている。

デイジタルフイルタ方式に関しては、たとえば
ピーカール（P.Kaul）及びエイチ．リーバー
マン（H.Lieberman）両氏による“アンオー
ルデイジタルテレホンシグナリングモジ
ユール（An All Digital Telephone Signaling
Module）”、と題する論文が「プロシーデイング
オフザナシヨナルエレクトロニクスカ
ンフアレンス73（Proceeding of the National
Electronics Conference73）」誌のpp.245〜248に
掲載されている。この論分で示された方式は、帯
域フイルタ特性をデイジタルフイルタを用いて一
応実現してはいるが、アナログ回路の諸機能をそ
のままデイジタル回路で置き換えたにすぎず、前
記諸技術の発展段階にある現時点においてはフイ
ルタ次数が高次にならざるを得ないため回路規模
が大きくなる欠点を有する。

次に高速フーリエ変換方式に関しては、たとえ
ば菊地、今川、岩瀬の３氏による研究があり、昭
和53年10月の電子通信学会通信部門全国大会にお
いて溝演番号189で“FFTを用いたMF受信器”
と題して講演され、同講演論文集第189頁にも掲
載されたものがある。この高速フーリエ変換方式
の特徴は、前記デイジタルフイルタ方式において
使用した帯域フイルタのかわりに複数（以後Ｎ
（偶数）と記述する。）点の入力データに高速フー
リエ変換（Ｆast Ｆourier Ｔransform、以後
FFTと記す。）を施しＮ個の周波数成分を求める
点にあるといつてよい。しかしこのFFT方式は、
ある特定の周波数成分に対する出力だけを得たい
時には不向きであり、演算過程が複雑となる欠点
を有している。

離散的変換方式に関しては、たとえばアイ．コ
バル（I.Koval）とジイ．ギヤラ（G.Gara）両氏
が“デイジタルエムエフレシイーバーユー
ズイングデイスクリートフーリエトランス
ホーム、（Digital MF Receiver Using
Discrete Fourier Transform）”と題して「ア
イ・イー・イー・イートランザクシヨンオン
コミユニケイシヨンズ（Transactions on
Communications）」誌のCOM−21巻pp.1331−
1335（December1973）に発表したものが知られ
ている。この従来の離散的フーリエ変換方式は、
前記デイジタルフイルタ方式において使用した帯
域フイルタのかわりに複数（以後Ｎ（偶数と記述
する。）点の入力データに離散的フーリエ変換
（Ｄiscrete Ｆourier Ｉransform、以後DFTと
略する。）を施し、ある特定の周波数成分を求め
る方式であり、デイジタルフイルタ方式よりも回
路規模が小さく、かつ、FFT方式に比較して演
算過程が簡単でしかも多周波信号の周波数成分の
みが得られるので無駄な演算がいらないという利
点を有する。従つてこれら３つの方式の中では最
も有望な方式と考えられる。

ところがこの従来のDFT方式では音声信号の
標本化周波数は8KHzが標準的であり、判定は雑
音や瞬断等による誤動作防止の必要上多数回行な
わなければならないという欠点がある。すなわち
周波数特性を改善する目的からはDFTの点数を
増加させることが有効であるがしかし、ただ単に
DFTの点数を増加させると１回の判定に要する
時間を増加させてしまう結果規格時間内で行なう
ことのできる判定回数が減少し誤動作防止能力が
低下してしまうことになるので、本当の意味での
解決にはならないわけである。

したがつて本発明の目的は、規格時間内で行な
うことのできる判定回数は減少させることなく
DFTの点数を増加させ得るようにして、周波数
特性を改善したデイジタル多周波信号受信器を提
供することにある。

この目的を達成するために本発明のデイジタル
多周波信号受信器では、乗算器、ウインド関数発
生器、閾値発生回路、DFT回路群、及び比較回
路をそれぞれＫ（２以上の整数）組用意してその
Ｋ組を並列に接続し、ウインド関数発生器の出力
にそれぞれＴ／Ｋ（ＴはDFTの積分時間、いいか
えればＮ点のDFTに要する時間）の時間差を与
えている。すなわち、Ｋ組の各DFT回路群にお
いて開始時間がそれぞれＴ／Ｋだけ異なるDFT
処理が並列に実行出来るようになつている。さら
に、１個の判定回路によりＫ組の比較回路からの
出力を周期Ｔ／Ｋで時分割に処理する。その結果
１回の判定に要する時間は短縮することなく、複
数（以後Ｍと記述する。）回の判定に要する時間
を短縮してDFTの点数を増加させ周波数特性を
改善している。

尚、すでにデイジタル量に変換されている入力
信号たとえばPCM入力などを取り扱う場合は、
受信した多周波信号は直接上記乗算器に入力させ
ればよいが、伝送されてくる多周波信号がアナロ
グ信号であるときは、アナログ／デイジタル変換
器、伸張器等々を通して所望のデイジタル多周波
信号に変換したものを、本発明のデイジタル多周
波信号受信器の入力端（通常は上記乗算器）に入
力させればよいわけである。

次に、図面を参照しつつ本発明をより詳細に説
明する。

第１図は、従来用いられている前記選択信号を
受信するDFT方式のデイジタル多周波信号受信
器の一般的な構成概念図であり、アナログ入力の
場合を示している。入力端１００に入力された入
力信号はAD変換器１０１により音声信号の標準
的な標本化周波数である8KHzで標本化された後
デイジタル量に変換される。ところで音声信号な
どのように小振幅の生起確率が高く大振幅の生起
確率の低い信号に対しては、大振幅部は相対的に
粗く、小振幅部では相対的に細かく量子化すると
好都合である。すなわち、入力振幅に応じて量子
化ステツプを変える非直線量子化がAD変換器で
行なわれるのが普通であり、AD変換器１０１に
よりデイジタル量に変換された入力信号はAD変
換器の非直線特性を持つていることになる。従つ
てその逆関数の特性をもつ伸張器１０２で伸張す
るわけである。従つて当然ながら、直線PCM入
力の場合は上記の処理は不要となる。

こうして直線PCMとなつた信号は、乗算器１
０４によつて、以後のDFT処理において施され
る必要な長さの信号切り出しによつて生ずるであ
ろうスペクトル歪みを緩和する目的で、ウインド
関数が掛けられる。このウインド関数は別途用意
されたウインド関数発生器１０３が得られる。こ
のようにウインド関数が掛けられた信号は、６個
のDFT回路からなるDFT回路群１０５と閾値発
生回路１０６に送られる。前記DFT回路群１０
５では各々のDFT回路がDFTの定義式（(1)式）
に従い X₁＝_N 〓^k=1 a_kW^-k1 (1) （但し、｛a_k｝_k＝１、２、……、Ｎ：入力データ系列Ｎ：DFTの点数（偶数） X₁：周波数１の成分）Ｗ＝exp（−ｊ2π／Ｎ）多周波信号から各々の周波数に対応する周波数
成分X₁を求め、比較回路１０７へ送り出す。一
方、閾値発生回路１０６ではこの閾値発生回路へ
入力される入力信号の累積パワーを計算してお
り、Ｎ番目の入力データが入力されて始めて多周
波信号のいずれが到来したかを判断するために、
各々のDFTの演算結果X₁と比較する際の基準と
なる閾値信号を発生し比較回路１０７へ送り出す
ようになつている。ところで、(1)式からも明らか
なように、DFT回路群１０５によつて計算され
る周波数成分X₁はＮ点の入力データが入力して
始めて正確な値を示す。それ故、比較回路１０７
ではＮ点の入力データが入力して始めて、前記
DFT回路群１０５中の６個のDFT回路からの出
力と閾値発生回路１０６の出力とを各々比較し、
その結果を判定回路１０８へ送り出すわけであ
る。

判定回路１０８では、こうして受信された信号
があらかじめ定められた多周波信号に属するもの
であるかどうか、また属するものであればたとえ
ば前記通信方式No.５についていえば所定の６周波
中のどの２周波が使われているか、さらには信号
の継続時間が規格以上あるかどうか等々について
判定し、その結果を出力する。

第２図は、第１図を用いて説明したような従来
のDFT方式によるデイジタル多周波信号受信器
のDFT回路の周波数特性を示すものであり、縦
軸に減衰量、横軸に多周波信号のあらかじめ定め
られた公称周波数からの周波数ずれをとり、公称
周波数における減衰量で規格化して示したもので
ある。第２図において、１０はDFTの点数が80
点の場合のメインローブ（main lobe）を示し、
２０は160点の場合のメインローブ、２１は160点
の場合の第１のサイドローブ（side lobe）を示
している。尚、サンプリング周波数としては8K
Hz、ウインド関数としては三角ウインドを用いて
いる。

ところで、時間幅Ｔ、最大値１の三角ウインド
の周波数特性は次式で与えられる。

Ｆ（ｆ）＝Ｔ／２｛Sin（πfT／２）／（πfT／２）
｝²(2) 従つて、三角ウインドの周波数特性の零点は fT／２＝ｍ（ｍは整数） (3) を満たす周波数ｆで与えられる。それ故零点の間
隔は Δf_z＝２／Ｔ（Hz） (4) となる。ここでサンプリング周波数をf_s、DFTの
点数をＮとすれば、Ｔ＝Ｎ／f_s〔sec〕 (5) であるから零点の間隔は次式で与えられることに
なる。

Δf_z＝2f_s／Ｎ〔Hz〕 (6) 従つてサンプリング周波数f_sが8KHzの場合、
DFTの点数Ｎを80点に選ぶと零点の間隔が200Hz
となり多周波信号の周波数間隔と同じとなるから
隣接する周波数によるスペクトルのひずみの影響
が小さくなるので好都合である。それ故、DFT
の点数は標準的に80点が選ばれるのが普通であつ
たが、第２図からも判るように160点の方が80点
の場合に比べメインローブにおける等価帯域幅い
いかえれば同一減衰量に対する周波数ずれが狭く
なるため、他の多周波信号によるスペクトルのひ
ずみの影響が小さくなることがわかる。しかし、
検出時間はDFTの点数に比例して増加するため
160点の場合は80点の場合に比べ検出時間が２倍
になるわけであり、これがこの従来のDFT方式
の最大の欠点であつた。

第３図は前記選択信号を受信する本発明のデイ
ジタル多周波信号受信器のアナログ入力の場合の
実施の一例を示す構成概念図であり、検出時間を
増加せずにDFT点数を２倍にすることを狙つた
ものである。すなわち、１組のAD変換器２０１
と伸張器２０２に対して、乗算器、ウインド関数
発生器、閾値発生回路、６個のDFT回路からな
るDFT回路群及び比較回路からなる部分につい
ては従来構成のものを２組用意して並列配置し、
各組のウインド関数にＴ／２（ＴはDFTの積分時
間）の時間差を与え、それぞれの比較回路からの
Ｔ／２ずつずれて出てくる出力を１個の判定回路
により周期Ｔ／２で時分割して信号処理を行ない
DFTの点数を従来は80点であつたものを160点に
増加させ検出精度を向上させながらそれに要する
検出時間は据置くことに成功したわけである。も
ちろん、受信する多周波信号が最初から直線
PCM入力の場合はAD変換器と伸張器は省略でき
る。

この実施例ではAD変換器２０１と伸張器２０
２を通過してきた信号は２つに分岐され、一方は
乗算器２１１によりウインド関数発生器２１２の
出力と乗じられ、６個のDFT回路からなるDFT
回路群２１３と閾値発生回路２１４に送られる。
もう一方は乗算器２２１によりウインド関数発生
器２２２の出力と乗じられ、６個のDFT回路か
らなるDFT回路群２２３と閾値発生回路２２４
に送られる。前記DFT回路群２１３ではDFT₁₁
〜DFT₁₆の６つのDFT回路がそれぞれの設定周
波数に合致した信号がくるとそれぞれに所定の
DFT処理を行ない、比較回路２１５にその結果
を送り出す。また、それと同時に閾値発生回路２
１４ではＮ点のDFTの開始時刻から終了時刻ま
での信号の累積パワーを計算しており、あらかじ
め定められた多周波信号に属するものであるか、
あるいは、属するものであればどのような内容で
あるかの判断の基準となる閾値を信号のＮ点の累
積パワーの大小により、あらかじめ定められた固
定値にするかあるいはその累積パワーにある定数
を掛けた変動値にするかの判断を行ない閾値を決
定し、比較回路２１５に送り出す。比較回路２１
５では、６個のDFT回路からなるDFT回路群２
１３の各DFT回路（DFT₁₁〜DFT₁₆）の出力と
閾値発生回路２１４からの出力とを比較し、その
比較結果を出力する。

また、他方の組でもＴ／２の時間ずれの下に同
様の処理が施され、比較回路２２５からその結果
が出力される。

判定回路２０３でＮ点のDFTに要する時間を
Ｔとすれば、周期Ｔ／２で比較回路２１５と比較
回路２２５の出力を時分割方式で処理し、各比較
回路からの出力により受信された信号があらかじ
め定められた６周波のうちの特定の選択周波、た
とえば２つの周波数を使うと定めてあるときはそ
の２周波であるかどうかを判定する。すなわち、
各DFT回路群の６個DFT回路の出力で閾値を越
えるものが２つであるかどうか、あるいはこのＮ
点のDFTを多数回繰り返すことにより信号継続
時間が規格以上あるかどうかを判定し、入力信号
が終了した時点で受信された２周波の内容を示す
信号及び信号を受信したことを示す信号を出力す
る。

第３図の実施例をより詳細に説明するために、
第４図にその信号処理方法を示す。ここで第４図
ａは受信器へのアナログ入力信号を示し、第４図
ｂは第３図に示す乗算器２１１を通る経路の信号
処理を示し、第４図ｃは第３図に示す乗算器２２
１を通る経路の信号処理を示すものとする。

まず第３図左端の入力端子２００に第４図ａの
様な入力信号が入力されると、AD変換器２０１
により標本化周波数で標本化された後デイジタル
量に変換され、伸張器２０２により伸張される。
こうして得られる標本値列を入力信号系列｛a₁、
a₂、……、a_k、……、a_N、……｝（以後簡単のた
めに｛a_k｝と略す。）とする。すると、Ｎ個ずつ
の信号群の連続である入力信号系列｛a_k｝は乗算
器２１１においてウインド関数発生器２１２が発
生するウインド関数値W₁（第４図ｂでは三角ウイ
ンドが示されている。）と乗じられて、６個の
DFT回路DFT₁₁〜DFT₁₆にそれぞれ入力され、
離散的フーリエ変換（DFT）を施されて比較回
路２１５に入る。一方、乗算器２１１を出て分岐
されたもう一方の信号は閾値発生回路２１４に入
る。

閾値発生回路２１４では、Ｎ点のDFTに使用
される入力データの累積パワーが計算され、その
累積パワーの大小により閾値が決定され、比較回
路２１５に出力される。比較回路２１５では、前
述の理由からＮ番目の入力データが入力されるた
び毎に各DFT回路からの入力と閾値発生回路２
１４からの入力とが比較され、閾値発生回路２１
４の出力した閾値以上の信号を通したDFT回路
がどれであるかを判定回路に教える。以上DFT
回路群２１３を有する方の組に注目して説明して
きたDFT方式による信号処理をDFT１と称する
こととして、第４図ｂに図形化して示した。

同様にして第４図ｃに示したDFT２はDFT回
路群２０３を有する組によつて施される信号処理
であり、DFTの開始時間がＴ／２だけ遅れてい
ることを除いてはDFT１と全く同様である。す
なわち、本発明においては、第４図ｂ，ｃに示し
たDFT１とDFT２とのように、ウインド関数発
生器からの出力W₁とW₂とに時間差いいかえれば
位相差Ｔ／２（ＴはＮ点のDFTに要する時間）を
与えておき、時分割手法によつて所定の信号処理
を行なわせるものである。するとDFT１では入
力受信号系列のうちのa₁からa_NまでのＮ点のデー
タに対し(1)式に従い第４図ｂで示される１回目の
信号処理DFT１−１が行なわれ、あらかじめ定
められた多周波信号の各周波数に対応する成分が
計算される。また、それと同時にa₁からa_Nまでの
信号の累積パワーを求めておき、そのパワーより
閾値を決定し、閾値とDFT１−１の計算結果と
を比較してその比較結果が出力される。そして次
にa_N+1からa_2NまでのＮ点に対し２回目の信号処
理DFT１−２が行なわれ、DFT１−１と同様に
DFTの計算結果と閾値との比較が行なわれその
結果が出力される。

ところで前述のように、閾値発生回路による閾
値決定、比較回路によると閾値とDFT回路群の
各DFT回路の出力との比較、および判定回路に
よる判定が、Ｎ点の入力データが入力されて始め
て行なわれるため、DFT１では受信開始時より
Ｔ×ｍ（ｍは整数）の所でDFTの計算結果と閾値
とが比較されその結果が出力されることになる。

ところが、DFT２ではDFT１に比べウインド
関数発生器からの出力がＴ／２だけ遅れているの
で（（第４図ｂ，ｃ参照）入力信号系列のa_1+N/2か
らa_N＋Ｎ／２までのＮ点のデータに対して１回目の信号処理DFT２−１が行なわれ、多周波信号各
周波数に対応する成分が計算されることになる。
第４図ｃには信号処理DFT２−０が記述されて
いるが、この信号処理ではＮ／２点のDFTであ
るため無視される。また信号処理DFT２−１と
同時にa_1+N/2からa_N+N/2までの信号の累積パワー
より閾値が決定されDFTの計算結果と閾値とが
比較されその結果が出力される。次にa_1+N+N/2か
らa_2N+N/2までのＮ点の入力信号系列に対して同様
の処理が行なわれる。従つてDFT２では受信開
始時よりＴ×ｍ＋Ｔ／２（ｍは整数）の所でDFT
の計算結果と閾値とが比較され、その比較結果が
出力されることになる。

このように、DFT１及びDFT２により、入力
信号系列のＮ点におけるDFTの計算結果と閾値
との比較結果がＴ／２毎に交互に出力されている
ことになる。従つて、１個の判定回路により周期
Ｔ／２でDFT１の出力とDFT２の出力とを交互
に処理すればDFTの処理過程が１つの場合に比
べ結果的にＭ回の判定に要する時間の総計が大幅
に短縮されることになる。たとえば、３回の判定
に要する時間を従来の方式と比較すると、従来の
方式ではDFT１だけ処理していたために、信号
処理としては第４図ｂに示したようにDFT１−
１、DFT１−２、DFT１−３をこの順に全て行
なう必要があり、総計として3Tだけ時間がかか
つていた。ところが本発明によれば信号処理して
は第４図ｂ，ｃの両方にまたがつてDFT１−１、
DFT２−１、DFT１−２と行なえばよく、所要
時間の総計は2Tですむことになる。

以上は信号方式No.５の選択信号を受信する多周
波信号受信器を例により、DFTの処理過程を２
組用意しＭ回の判定に要する時間を短縮させ
DFTの点数を従来の２倍に増加させ周波数特性
の改善を計つた一例である。ところでDFTの処
理過程をさらに多数組用意しＭ回の判定に要する
時間を短縮させることも当然できる。理論的には
DFTの処理過程をＫ組用意し判定回数Ｍを限り
なく大きくしていけば判定に要する時間は従来の
約１／Ｋになる。

もちろんこの本発明の原理は他の信号方式につ
いても応用でき、その場合はDFT回路群の中の
DFT回路の個数をあらかじめ定められた周波数
だけ用意すればよい。

しかし現実的な実施の目安を仮に前記信号方式
No.５の選択信号を受信する多周波信号受信器に関
して言えば、むやみにDFTの処理過程を増して
DFTの点数を増加させることは、回路規模が増
大するばかりでなく、さらに第２図における周波
数特性の曲線の傾斜が急になるためデイジタル多
周波信号受信器の規格を満足するように閾値レベ
ルを決定する方法が難しくなるという問題もある
ため適当ではない。また信号方式No.５の場合は、
多周波信号の公称値の間隔が200Hzであるために、
(6)式で示される周波数特性の零点の間隔の整数倍
が200Hzとなつた方がデイジタル多周波信号受信
器の検出精度を良くするので、DFTの点数とし
ては80の整数倍を選ぶことが望ましい。それ故、
多周波信号受信器の規格にある程度の余裕をみて
設計する必要上、DFTの処理過程を２組、DFT
の点数を160点に選ぶことが適当と思われる。

以上説明したように、本発明によればデイジタ
ル多周波信号受信器のＭ回の判定に要する時間の
総計が短縮でき、従つて、DFTの点数を増加さ
せ周波数特性を改善することができる。たとえ
ば、DFTの処理過程の個数をＫ組用意し、それ
ぞれのウインド関数発生器からの出力すなわち
DFTの開始時刻にＴ／Ｋの時間差を与え、周規
Ｔ／Ｋで時分割に信号処理を行なえば、Ｍ回の判
定に要する時間が従来はMTだけ必要としていた
ものが（１＋（Ｍ−１）／Ｋ）Ｔに短縮できる。

尚、以上の説明ではウインド関数として三角ウ
インドを例にとり説明を加えてきた。三角ウイン
ドは、本発明で使用するウインド関数発生器（例
えば第３図の２１２，２２２）の回路構成を簡単
化できる利点がある。信号伝達の質の点では若干
の物足りなさを云々する向きもあろうかと思う
が、本発明の構成によれば三角ウインドを使用し
てもなお充分に規格を満足するだけの質の良い特
性が得られる。

もちろん、三角ウインド以上の主成分の周波数
分解能および小振幅成分の検出能力を要求すると
きは、たとえばハニング窓やハミング窓等々の他
のウインド関数の使用も当然可能である。この場
合、ウインド関数発生器に使用するリード・オン
リー・メモリ（Ｒead Ｏnly Ｍemory；略して
ROMとも称する。）の容量が大きくなる事は考
慮しなければならないが、ウインド関数発生器を
替えるだけでよく、本発明の構成そのものには何
の変更も要しない。第４図ｂ，ｃを用いてした説
明も、ウインドの形が変更になるのみで、説明そ
のものは全てそのまま適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はDFTを用いた従来のデイジタル多周
波信号受信器の構成概念図である。第２図は第１
図のデイジタル多周波信号受信器において三角ウ
インドを使用した時の周波数特性をDFT点数が
80の場合（図中１０）と160の場合（図中の２０
がメインローブ２１がサイドローブ）について示
したものである。第３図は本発明のデイジタル多
周波信号受信器で選択信号を受信する実施の一例
について示した構成概念図であり、２０１はAD
変換器、２０２は伸張器、２１１及び２２１は乗
算器、２１２及び２２２はウインド関数発生器、
２１３及び２２３は６個のDFT回路からなる
DFT回路群、２１４及び２２４は閾値発生回路、
２１５及び２２５は比較回路、２０３は判定回路
である。第４図ａ，ｂ，ｃは本発明のデイジタル
多周波信号受信器の信号処理の一例を示す図であ
る。第４図ａは第３図左端の入力端子２００への
入力信号の一例である。今、第３図中の一方の
組、たとえばDFT回路群２１３を有する組にお
ける信号処理が第４図ｂであるとすれば、第４図
ｃはDFT回路群２２３を有する組における信号
処理である。第４図ｂ，ｃにおいて施したウイン
ド関数は三角になつているが、これは単なる例示
であり、本発明はこれに限定されるものではな
い。

Claims

【特許請求の範囲】

１あらかじめ定められた複数個の互いに異なる
周波数の中から適当な数の周波数を選びその適当
な数の周波数を用いて伝送されてくる多周波信号
に別途用意したウインド関数発生器の出力を乗算
する乗算器と、該乗算器の出力端に並列に接続さ
れ、多周波信号の各周波数成分の大きさを算出す
る複数個の離散的フーリユ変換（DFT）回路か
らなるDFT回路群と、前記乗算器に接続される
閾値発生回路と、該閾値発生回路の出力と前記
DFT回路群を構成する各々のDFT回路のすべて
の出力とをそれぞれ比較する比較回路と、該比較
回路のすべての出力を入力とし正規の組合せの多
周波信号が到来したかどうかを判定する判定回路
とからなるデイジタル多周波信号受信器におい
て、前記乗算器、ウインド関数発生器、閾値発生
回路、DFT回路群及び比較回路からなる回路部
分をＫ組用意して並列に配置し、ウインド関数発
生器の出力にそれぞれＴ／Ｋ（ＴはDFTの積分時
間）の時間差を与え、Ｋ個の比較回路からの出力
を１個の判定回路により周期Ｔ／Ｋで時分割に処
理するようにした、ことを特徴とするデイジタル
多周波信号受信器。