JPS6386335A

JPS6386335A - スペクトラム拡散通信用受信装置のコスタスル−プ復調装置

Info

Publication number: JPS6386335A
Application number: JP61232994A
Authority: JP
Inventors: Yuichi Murakami; 裕一村上; Tomohiro Yamamoto; 知弘山本
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd; Shinsangyo Kaihatsu KK
Current assignee: Shinsangyo Kaihatsu KK; Aisin Corp
Priority date: 1986-09-30
Filing date: 1986-09-30
Publication date: 1988-04-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、スペクトラム拡散通信用受信装置に関し、特
に、復調に使用されるコスタスループ復調装置のロック
検出に関する。

（従来の技術）スペクトラム拡散通信（以下、ＳＳ通信という：Ｓ　ｐ
ｒｅａｄ　Ｓ　ｐｅｃｔｒｕｍ　Ｓ　ｙｓシｅｍｓ）は
、データを予め送受間で定めた符号系列の擬似雑音信号
（以下ＰＮ符号という：　Ｐｓｅｕｄｏ　Ｎｏ１ｓｅ　
Ｃｏｄｅ）で拡散して送信し、受側で同じ符号系列のＰ
Ｎ符号列を用いて逆拡散する通信方式である。

受信は、逆拡散と復調の２段階で行なわれる。

逆拡散においては、送受間の符号を正しく同期させるこ
とが重要であり、−例を簡単に説明すると。

例えば、基準相のＰＮ符号列で逆拡散を行なう第１相関
回路、基準相より１／２ビツト遅れたＰＮ符号列で逆拡
散を行なう第２相関回路、基準相より１／２ビット進ん
だＰＮ符号列で逆拡散を行なう第３相関回路、および、
第２相関回路および第３相関回路の出力をそれぞれ差動
的に合成する合成回路を有し、まず、初期捕捉において
、送り側より早いビットレートでＰＮ符号列を発生して
受信信号を逆拡散し、相関のピークを第１の相関器で検
出すると、送り側に等しいビットレートでＰＮ符号列を
発生して仮同期とし、その後、同期維持において１合成
回路出力を０とするようにビットレートを調整して同期
引き込みを行なう、このようにして逆拡散された信号は
、送信されたデータにより変調されている。これよりデ
ータ成分のみを抽出するのが復調である。

一般に、ＳＳ通信においては、ＢＰＳＫ信号が用られる
ことか多く、その復調には、コスタスループ復調回路と
呼ばれる復調回路を使用している。

第２ｅ図を参照して従来のコスタスループ復調回路を簡
単に説明する。

コスタスループ復調回路は３つの乗算器でなり、第１の
乗算器ではｖＣＯ出力と逆拡散された信号とを乗じ、第
２の乗算器では■Ｃｏ出力を９０’移相した信号と逆拡
散された信号とを乗じ、第３の乗算器で第１．第２の乗
算器出力を乗じて、それにより■ＣＯ出力と逆拡散され
た信号との位相差がなくなるようにｖＣＯを制御する。

つまり、コスタスループ復調回路のｖＣＯは、仮に想定
した搬送波を追随するので、第１の乗算器出力に復調し
たデータを得ることができる。しかし、この出力には振
幅情報が含まれていないので、ｖＣＯが、仮に想定した
搬送波を正しく追随している（つまり、コスタスープ復
調回路がロックしている）が否かを判定することができ
ない。

そこでＶＣ○出力を±４５°移相した信号のそれぞれと
、逆拡散された信号とを第４および第５の乗算器で乗じ
て、さらに、そわら第４．第５の乗算器出力を第６の乗
算器で乗ずることにより、ロック信号を生成している。

この場合のロック信号の生成の詳細については、実施例
説明に並行して説明した方が望ましいので、後述する。

（発明が解決しようとする問題点）この種の従来のコスタスループ復調回路においては、ロ
ック信号の生成のために、さらに３つの乗算器と、±４
５°に移相する移相器を必要とし、構成が複雑になるの
みならず、高周波においては４５＠移相することが容易
でないために、高価な部品や複雑な回路を必要とするこ
とになる。

本発明は、スペクトラム拡散通信用受信装置のコスタス
ループ復調装置において、簡単な構成でコスタスループ
復調装置のロックを検出することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）上記目的を達成するため、本発明においては、上記逆拡
散において、基準相のＰＮ符号で逆拡散された信号を包
絡線検波し、そのレベルが設定レベルを超えるとき、第
１プレロック信号を検出する第１プレロック検出手段；
コスタスループ復調手段において、９０°移和された復
調信号と、上記逆拡散された信号とを乗じた信号が設定
範囲内であるとき、第２プレロック信号を検出する第２
プレロック検出手段；および、第１プレロック信号およ
び第２プレロック信号があるとコスタスループ復調手段
のロックを検出するロック検出手段を備える構成とする
。

（作用）第２プレロック信号は、復調信号と上記逆拡散された信
号との位相差が小さくなると検出されるが、該逆拡散さ
れた信号が非常に小さいとき、すなわち、逆拡散におい
て同期がとれていないときにも検出されることになる。

しかしながら、基準相のＰＮ符号で逆拡散された信号を
包絡線検波したものは受信レベルに対応し、これが設定
レベルを超えるとき検出される第１プレロック信号は、
逆拡散における同期ありを示す。つまり、第１プレロッ
ク信号および第２プレロック信号を監視することにより
コスタスループ復調手段のロックを検出することができ
る。

これによれば、従来のような±４５°移相器や。

追加の乗算器を必要としないので構成が非常に簡単にな
る。また、検波したレベルを比較するので周波数には無
関係となり、安価な部品で構成することができる。

本発明の他の目的および特徴は、以下の図面を参照した
実施例説明より明らかになろう。

（実施例）まず５本実施例装置の概略を説明する。第２ｇ図を参照
されたい。第２ｇ図はＳＳ通信（Ｓ　ｐｒｅａｄＳ　ｐ
ｅｃｔｒｕｍ　Ｓ　ｙｓｔｅ＋ｍｓ　ニスペクトラム拡
散通信）における送受信システムの概略を示すブロック
図である。

送信機Ｔ　ｒ　ｎにおいては、送信データをこれより高
いビットレートのＰＮ符号（Ｐ　５ｅｕｄｏ　Ｎ　ｏｉ
ｓｅＣｏｄｅ：擬似雑音符号）で拡散し、該拡散した信
号により搬送波にＢ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　（Ｂｉｐｈａｓｅ　
ＰｈａｓｅＳ　ｉｆｔ　Ｋ　ｅｙｉｎｇ）を行なって、
同調回路を介して送信する。なお、本実施例の送信デー
タには送信位を示す情報が含まれている。

受信機Ｒｅｃにおいては、同調回路を介して得た高周波
信号を、局発信号と混合した後、送信と同じＰＮ符号を
加えて逆拡散し、該逆拡散した信号をＢＰＳＫ復調回路
において復調して受信データを得る。

本実施例は、受信機Ｒｅ　ｃに関するものであり、５０
ｂ／ｓ　（ビット・パー・セカンド）の送信データを１
．０２３Ｍｂ／ｓのＰＮ符号で拡散した信号で、１５７
５ＭＨｚの搬送波にＢＰＳＫを行なった電波を受信する
。

第１ａ図、第１ｂ図、第１ｃ図および第１ｄ図は。

本実施例装置の一部の詳細な構成を示す回路図であり、
第２ａ図、第２ｂ図、第２ｃ図および第２ｄ図は、本実
施例装置の概略構成を示すブロック図である。これらの
図面を参照する。

ａ、（中間周波信号の生成〉まず、第２ａ図を参照すると、アンテナＡｎｔ（本実施
例では円偏波マイクロストリップアンテナを使用してい
る）から受信した電波は、高周波増幅器１０１．帯域フ
ィルタ１０２を介して、第１局発信号と混合され、第１
中間周波信号となる。

ＴＸＣＯ１０３は温度補償されたクリスタル発振器であ
り、１０ＭＨｚの信号を発振する。つまり、第１局発信
号はこの信号を１ｂ２逓倍器１０５において１５２倍し
た１５２０ＭＨｚの信号であり、ドツプラシフト等を考
慮した第１中間周波信号は、５５．４２ＭＨｚ±５ｋＨ
ｚの信号となる。第１中間周波信号は、帯域フィルタ１
０７．第１中間周波増幅器１０８および帯域フィルタ１
０９において、濾波および増幅が施された後、第２局発
信号と混合され、第２中間周波信号となる。

ＳＹＮは、第２局発信号を発振するシンセサイザであり
、第２局部発振器として機能する。これにおいては、バ
ッファ１０４を介して与えられるＴＣＸ○１０３出力の
ｌ０Ｎ）ｌｚの信号を、４逓倍器１１３で４倍しく４０
ＭＨｚ）　、　２分の１逓倍器１１４で１／２倍しく　
５　ＭＨｚ）、これらを合成して４５ＭＨｚの第１の信
号を生成する。一方、１／２逓倍器１１４の出力（５Ｍ
Ｈｚ）は、さらに１／２逓倍器１１５および１／２５０
００逓倍器１１６において１１５００００倍されて１０
０Ｈｚの第２の信号となる。

：：で、ＶＣ０１２２が４４．７２ＭＨｚ（７）第２局
発信号を出力し、１／Ｎ逓倍器１１９が１／２８００倍
にセットされている場合を考えると、前記４５ＫＨｚの
第１の信号と、　４４．７２ＭＨｚの第２局発信号とを
混合して低域フィルタ１１８によりその低い方の信号（
２８０ｋＨｚ）を抽出し、１／Ｎ逓倍器１１９により１
／２８００倍した信号は。

１００Ｈｚとなる。この信号と前記第２の信号（１００
Ｈｚ）とを混合して低域フィルタ１２０で濾波し、増幅
器１２１において直流増幅した電圧信号がＶ　Ｃ０１２
２に与えられる。つまり、１ハ逓倍器１１９の逓倍率、
を変化することにより、Ｖ　Ｃ０１２２に印加する電圧
信号が変化する。

Ｖ　Ｃ０１２２は、入力電圧信号のＯｖを中心にその偏
差に応じて、４４．７２ＭＩ（ｚ±５ｋｌ（ｚの第２局
発信号を出力する。第２局発信号の発振周波数制御は、
後述するドツプラ補正処理において、１／Ｎ逓倍器１１
９の逓倍率を設定して行なわれる。

混合器ＭＩＸでは、第１中間周波信号は５５．４２ＭＨ
ｚ±５ｋＨｚであるので、これと４４．７２ＭＨｚ±５
ｋ）ｌｚ第第２亮が等しく調整されているものとする）、低域フィルタ１
１０を通過させることにより１０．７ＭＨｚの第２中間
周波信号を得る。この第２中間周波数信号は、ＡＧＣ増
幅器１１１においてレベル調整された後、低域フィルタ
１１２を介して１次段逆拡散回路に与えられる。本実施
例のＡＧＣ増幅器１１１は、第６ａ図に示すようにダイ
オードで構成されたアッテネータＡＴＴであり、ダイオ
ードの、アノード・カソード間電位が大きいときには順
方向抵抗が小さくなり、逆に小さいときには大きくなる
という性質を利用している。ダイオードのアノードに印
加される電圧、すなわち、ＡＧＣ電圧と，ダイオードの
順方向抵抗、すなわち、アッテネータＡＴＴの減衰量と
の関係を第６ｂ図に示した。本実施例では、このグラフ
で線形に減少する部分の特性を利用してレベル調整を行
なっている。なお、ＡＧＣ電圧は、後述するマイクロコ
ンピュータ１０において設定される。

ｂ．　（逆拡散〉第１ａ図および第１ｂ図は、実施例装置の逆拡散回路の
詳細であり、第２ｂ図はるの概略構成を示すブロック図
である。これらの図面を参照すると、逆拡散回路は、第
１ａ図あるいは第２ｂ図の、上段の相関回路、中央のデ
ィレィロックループ回路（以下、ＤＬＬ回路）、下段の
ＰＮ符号発生回路、および、第１ｂ図あるいは第２ｂ図
で右側の制御回路で構成されている。

相関回路は、平衡ミキサ２ａ（本実施例ではＲ＆に社製
のダブルバランスドミキサＭ−７を使用している：２ｂ
、２ｅも同じ）、狭帯域フィルタ３ａ（本実施例ではＮ
ＤＫｔｔ製のクリスタルフィルタ１０Ｆ１５ＣＨを使用
している：３ｂ、３ｃも同じ）。

増幅回路４ａ、分配器５（本実施例ではＲＡＫ社製の２
分配器ＰＤ−２を使用している）、検波回路６　ａ　、
バッファアンプ７および低域フィルタ９ａよりなる。

ＤＬＬ回路は、平衡ミキサ２ｂ、狭帯域フィルタ３ｂ、
増幅回路４ｂおよび検波回路６ｂでなる第１の相関回路
、平衡ミキサ２ｃ、狭帯域フィルタ３　ｃ　を増幅回路
４ｃおよび検波回路６ｃでなる第２の相関回路、差動増
幅回路８および低域フィルタ９ｂよりなる。

符号発生回路は、ＶＣＯ１２およびＰＮ符号発生器（Ｐ
Ｎ　　ＧＥＮ、　　；　ＰＮ　ｃｏｄｅ　Ｇｅｎｅｒａ
ｔｏｒ）　１３よりなる。

制御回路は、マイクロコンピュータ１０（本実施例では
日立製のマイクロコンピュータＨＤ　６３７０５　Ｚ　
Ｏを使用している）を中心に、２つのＤ／Ａコンバータ
ｌｌａおよびＩｌｂ　（本実施例ではアナログデバイス
社製のＤ／ＡコンバータＤ　Ａ　Ｃ０８００を使用して
いる）により構成されている。

１０．７Ｍｔｌｚの第２中間周波信号（ＩＦと示してい
る）は、分配器（本実施例ではＲＡＫ社製の３分配器Ｐ
Ｄ−４を使用している）１により、３つの平衡ミキサ２
ａ、２ｂおよび２ｃに均等に分配される。平衡ミキサ２
ａにはＰＮ符号発生器１３より基準相のＰＮ符号列が、
平衡ミキサ２ｂには基準相を＋１／２ビット分移相した
ＰＮ符号列が、平衡ミキサ２ｃには基準相を−１／２ビ
ツト分移相したＰＮ符号列が、それぞれ与えられる。

ＰＮ符号発生器１３については後述するが、本実施例で
使用しているＰＮ符号列は、１０２３ビツトで一順する
ゴールド符号（Ｇｏｌｄ　Ｃｏｄｅ）列であり、このＰ
Ｎ符号列は送信で使用されているものに等しい。したが
って、ＰＮ符号発生器１３で発生するＰＮ符号列と受信
した信号に含まれるＰＮ符号列との符号同期がとれると
、平衡ミキサ２ａ、２ｂおよび２ｃの出力は、第２中間
周波信号１０．７ＭＨｚを中心に圧縮（逆拡散）されて
エネルギが集中する。このとき、相関のない信号、例え
ば妨害波。

ノイズ等は逆にこのＰＮ符号により拡散されるので、１
０．７ＭＨｚを中心周波数とする狭帯域フィルタ３ａ、
３ｂおよび３ｃにおいて、送信データを含む信号のみを
抽出することができる。

以下、符号同期について説明する。

ＰＮ符号発生器１３で発生するＰＮ符号列と受信した信
号に含まれるＰＮ符号列とは等しいので。

ＰＮ符号発生器１３を任意の開始位置からスタートして
も１発生するＰＮ符号列を１ビツトずつ順次ずらしてい
くことにより、１０２３ビツト分をずらし終るまでの間
に必ず全ビットの符号が一致するフレームが存在する。

それを検出し、その時点からの符号列のずれをなくすこ
とにより符号同期を行なう６より具体的に説明すると、ＰＮ符号発生器１３を、１．
０２４Ｎｂへのビットレートで付勢することにより、発
生符号列が一順するごとに、受信した信号に含まれるＰ
Ｎ符号列に対して１ビツトのずれを生ずる。ＰＮ符号発
生器１３の発生ＰＮ符号列は、平衡ミキサ２ａ、２ｂお
よび２ｃに与えられるので、全ビットが一致するフレー
ムがあると、各出力は、前述のように第２中間周波信号
は１０．７ＭＨｚを中心に圧縮されるが、それが、１ビ
ツトでもずれると拡散されてエネルギは集中しない。

したがって、狭帯域フィルタ３ａの出力を検波器６ａに
おいて包絡線検波し、低域フィルタ９ａで濾波すること
により、その出力端Ａに符号が一致したときにピークが
現われ、１ビツトのずれでノイズレベルに落ち込む相関
出力１が現われる。

第３ａ図に示した波形Ａは、この相関出力１を示す。こ
れにおいて、周期Ｔは、さらに１０２３ビツトずれて、
再び相関がとれるまでの時間である。

そこで、相関出力１を監視し、そのレベルがスレッショ
ルドレベルＴＨＩを超えたときを仮同期としてＰＮ符号
発生器１３のビットレートを１．０２３Ｍｂ八とする（
初期捕捉）。つまり、双方の符号列が一致した時点でＰ
Ｎ符号発生器１３のずれをなくす。

一方、平衡ミキサ２ｂには、平衡ミキサ２ａに与えるＰ
Ｎ符号列に対して１７２ビット分進めた符号列が与えら
れるので、上記同様に、ＤＬＬ回路の前記第１の相関回
路においては、第３ａ図に示した波形Ｂの如く波形Ａに
対して左に１／２ビット分ずれた（時間的に１／２ビッ
ト分進んだ）相関波形で示される出力が得られ、平衡ミ
キサ２ｃには、平衡ミキサ２ａに与えるＰＮ符号列に対
して１７２ビット分遅らせた符号列が与えられるので、
上記同様に、ＤＬＬ回路の前記第２の相関回路において
は、第３ａ図に示した波形Ｃの如く波形Ａに対して右に
１／２ビット分ずれた（時間的に１／２ビット分遅れた
）相関波形で示される出力が得られる。

これらの出力は、差動増幅回路８において合成され、結
局ＤＬＬ回路では、第３ａ図に示した波形りで示される
相関出力２が得られる。

第３ａ図を参照すると、仮同期では、相関出力２は、ａ
ｌとａ２との間で変化する。この出力がＯとなるように
、ＰＮ符号発生器１３のビットレート（ＶＣＯ１２の出
力周波数）を調整することにより、符号同期の引き込み
が完了する。

この調整は、例えば、第３ｂ図において、相関出力２の
レベルがａときは、ｖＣＯの出力周波数を高くして、ｂ
ときは、ＶＣＯの出力周波数を低くして、現実には相関
出力２をＯとすることができないために、そのレベルが
±ｉ０の範囲内となるように常時制御する（同期維持）
。

平衡ミキサ２ａにおいて逆拡散した信号は、上記初期捕
捉に使用する外に１分配器５により分配されて、次段コ
スタスループ復調回路に与えられる（これは逆説的な言
い方であり、逆拡散してコスタスループ復調回路に与え
る信号のエネルギ分布を監視して初期捕捉を行なってい
ると考える方が正しい）。符号同期の引き込みが完了し
ているとき、コスタスループ復調回路に与えられる信号
は、ベースバンド変調された（５０ｂ／ｓのデータによ
りＢＰＳＫされた）　１０．７ＭＨｚの変調波となる。

マイクロコンピュータ（以下ＣＰＵという）１０のアナ
ログ入力ポートＡＮＯは低域フィルタ９ａに、ＡＮＩは
低域フィルタ９ｂに、それぞれ接続されており、出力ポ
ートＡｏ−Ａ７ばＤ／Ａコンバータｌｌａに、出力ポー
トＢ。−８７はシンセサイザＳＹＮ　（第２ａ図）のｌ
ハ逓倍器１１９に、出力ポートｃ、−ｃ６はＤ／Ａコン
バータｌｌｂに、それぞれ接続されている。

Ｄ／ＡコンバータｌｌａはＣＰＵｌ０より与えられた８
ビツトのデジタルデータに応じた電圧信号（ＶＣＯ制御
電圧）を発生してＶＣＯ１２に印加する。

Ｄ／ＡコンバータｌｌｂはＣＰＵｌ０より与えられた７
ビツトのデジタルデータに応じた電圧信号（へ〇〇電圧
）を発生してＡＧＣ増幅器１１１に印加する。

ＣＰＵｌ０の動作については後述するが、概略で、まず
、ＡＮＯおよびＡＮ１入力を監視しながら、ＶＣ○制御
電圧を調整して上記初期捕捉および同期維持に関する制
御を行なった後、ＡＧＣ電圧を調整してＡＮＯ入力を所
定値（ＴＨ２）に制御し、その後、ＳＹＮの発振周波数
を制御してＡ　Ｎ　Ｏ入力を最大にするドツプラ補正を
行なってシステムイニシャライズを終了する。以降は、
ＡＧＣ調整と同期維持に関する制御を繰り返し、所定周
期でドツプラ補正を行なう。この繰り返し制御において
、同期維持が困難となり、同期はずれの状態が所定時間
以上続くと、初期捕捉に関する制御を行なって再同期し
た後５再び上記繰り返し制御を行なう。

ｃ、　（復調〉第１ｃ図は、復調を行なうコスタスループ復調回路の詳
細であり、第２ｃ図はその概略構成を示すブロック図で
ある。これらの図面を参照する。

コスタスループ復調回路には、逆拡散回路の分配器５よ
り、ベースバンド変調された（５０ｂ／ｓのデータによ
りＢＰＳＫされた）　１０．７ＭＨｚの変調波が入力す
る。この入力は、平衡ミキサ（本実施例ではＲＡＫ社製
のダブルバランスドミキサＭ−８を使用している）１４
ａおよび１４ｂに等分配される。

一方、ＶＣＯ２３は、ｌＱ、７Ｍ）ｌｚの復調信号を出
力し、増幅器２４を介して移相器２５（本実施例ではＲ
ａＫ社製のハイブリット分配器ＰＤＱ３を使用している
）に与えている。移相器２５は、復調信号を９０゜の位
相差で分配し、平衡ミキサ１４ａおよび１４ｂに印加す
る。

平衡ミキサ１４ａおよび１４ｂの出力は、それぞれ低域
フィルタ１５ａおよび１５ｂで濾波され、増幅器１６ａ
および１６ｂにおいて増幅された後、乗算器２０（本実
施例ではアナログデバイス社製の乗算器ＡＤ５３３を使
用している）において乗ぜられる。乗算器２０の出力は
、ループフィルタ２１において実質的に直流信号に変換
され、リミタ２２をとおりＶ　ＣＯ２３の制御電圧信号
となる。

以下、コスタスループ復調回路のさらに詳細な動作を説
明する。

入力信号の、ベースバンド変調された変調波を、±Ａ　
ｃｏ、ｓ（ωｔ、十φ）とし、ｖＣＯ２３がｃｏｓωｔ
なる信号を出力しているとすると、移相器２５は、平衡
ミキサ１４ａにＣＯＳωしなる信号を、平衡ミキサ１４
ｂにｓｉｎωしなる信号を、それぞれ与える。したがっ
て、平衡ミキサ１４ａの出力は、 ±Ａ／２　　（ｃｏｓφ＋００５（２（１）し＋φ））
　　　　−−−−−（１）となり、平衡ミキサ１４ａの
出力は、 ±Ａ／２　（ｓｉｎφ十５ｉｎ（２ωｔ、＋φ））　　
　・−・・（２）となる。

平衡ミキサ１４ａの出力を、低域フィルタ１５ａにおい
て濾波すると、±Ａ／２　ｃｏｓφ　となり、平衡ミキ
サ１４ｂの出力を、低域フィルタ１５ｂにおいて濾波す
ると、±Ａ／２　ｓｉｎφ　となる。

これらの２つの信号は、送信データに関する情報（ＢＰ
ＳＫ情報）と搬送波位相を含むわけであるが１乗算器２
０において乗ずることにより、その出力として、Ａ２／
２５ｉｎ２φ　が取り出され、搬送波位相のみを含む信
号となる。この信号は、ループフィルタを介してｖＣＯ
を制御し、これによりｖＣＯは入力搬送波（実際には入
力に搬送波は含まれていないので、想定の搬送波）を追
跡する。

つまり、コスタスループ復調回路においては、位相差φ
を０にするように動作する。

ここで、低域フィルタ１５ａ出力に注目すると、位相差
φが０のとき（コスタスループ復調回路がロックしてい
るとき）、この出力は、上記の記号を用いると、±Ａ／
２となり、ＢＰＳＫ情報（送信された５０ｂ／ｓのデー
タ）のみが含ま九た信号となる。したがって、これを、
ボルテージフォロアのバッファおよび低域フィルタでな
るブロック１７を介して抽出し、リミタ１８によりレベ
ル調整を行なった後、２値化回路１９においてＴＴＬレ
ベルで２値化し、ＢＰＳＫ情報を取り出している。

しかしながら、このデータは、コスタスループ復調回路
がロックしているときにのみ抽出されるものではない。

これは第１Ｃ図に示した回路を見才りば自明なことであ
る。つまり、コスタスル−プ復調回路のロック／アンロ
ックを判定する必要がある。

そこで、今度は、低域フィルタ１５ｂ出力に注目すると
、コスタスループ復調回路がロックしているとき、すな
わち、位相差φがＯのときこの出力はＯとなり、φが０
から外れると（アンロック）その値に応じて、±Ａ／２
　ｓｉｎφ　が出力される（上記の記号を用いている）
。第１ｃ図のＥ点で検出した信号の波形を第７図にＥで
示したが、区間ｅ２がアンロック時の出力であり、区間
ｅ３がロック時の出力である。したがって、この出力信
号を全波整流器２６において全波整流すると第７図にＦ
で示す如き信号（第１０図Ｆ点の信号）を得る。

これを、２値化回路２７においてＴＴＬレベルに反転２
値化したものが第７図にＧで示す信号（第１Ｃ図Ｇ点の
信号）である。

しかして、信号Ｇのレベルを監視すれば、コスタスルー
プ復調回路のロック／アンロックを判定できるがわかっ
たが、この判定は完全なものではない。つまり、逆拡散
回路（第１ａ図）が非同期であれば、コスタスループ復
調回路の入力はほぼノイズレベルとなるために、低域フ
ィルタ１５ｂ出力信号の振幅は非常に小さいものとなり
、信号ＧはＨレベルとなる（区間ｅ１）。したがって、
区間ｅ１の場合を弁別しなければ、判定は完全なものと
はならない。

そこで、本実施例装置では、逆拡散回路の相関出力１を
この弁別に使用している。相関出力ｌは、前述のように
逆拡散回路の同期がとれたときに、エネルギが集中して
大きな値となる。そこで、この相関出力１をコンパレー
タ２９において適当な閾値と比較して２値化しすると、
第７図にＨで示す信号（第１０図Ｈ点の信号）が得られ
る。この信号Ｈと上記信号Ｇとの論理積をとれば、完全
なロック信号が得られる。アンドゲート２８の出力波形
（第１ｃ図■点の信号）を第７図に工で示した。

ここで、因みに、第２ｅ図を参照して従来のロック信号
の検出と比較すると、従来は、コスタスループ復調回路
で使用する３つの乗算器の他に、さらに３つの乗算器を
使用してロック信号を検出していた。この検出を上記記
号を用いて簡単に説明する。

入力信号ｃｏｓ（ωし＋φ）は、各乗算器において、そ
れぞれ＋４５″あるいは一４５″に移相されたＶＣＯ出
力、すなわちｃｏｓ（ωし＋４５”　）ｔ　ｃｏｓ（ω
し一４５°）の信号が乗ぜられ、 ±Ａ／２　［ｃｏｓ（−４５＠＋φ）＋ｃｏｓ（２ωｔ＋４５＠＋φ）〕　　・・・・・（３
）±Ａ／２　（ｃｏｓ（＋４５”　　＋φ）＋ｃｏｓ（
２ωｔ−４５＠＋φ）〕　　・・・自（４）となる。こ
の出力信号をそれぞれ低域フィルタで濾波して夫々乗ず
ると、Ａ２／４　（ｃｏｓ（０°＋２φ）＋ｃｏｓ９０＠）　
　−（５）となり、ロック信号が検出される。

第２ｃ図に示した本実施例と第２ｅ図に示したの従来例
とを比較すれば明らかなように１本実施例の構成は至っ
て簡単なものとなっており、また、従来使用していた４
５°移相器がないので高周波における信頼性が高いとい
う利点もある。

コスタスループ復調回路において復調したデータおよび
検出したロック信号は、図示しないデータ処理回路に与
えられる。

ｄ、（ＰＮ符号発生〉第１ｄ図は１本実施例のＰＮ符号発生器１３の詳細であ
り、第２ｄ図は、その概略構成を示すブロック図である
。このＰＮ符号発生器１３は、前述したがゴールド符号
列を発生する。ゴールド符号列とは、簡単にいうと２つ
の異なる符号列のｍ系列（ｍａｘｉｍａｌ　１ｉｎｅａ
ｒ　ｃｏｄｅｓ　：最長線形符号列）符号どうしの、２
を法とする和により生成したものである。ｍ系列は、シ
フトレジスタの帰還結線法に依存するため、それほど多
くの符号列の種類を得ることができないが、ゴールド符
号列、すなわち。

異なる符号列のｍ系列符号列どうしの２を法とする和、
においては、位相シフトを行なうことにより、最長ビッ
ト数分の異なるゴールド符号列を得ることができる（基
礎になる２つのｍ系列を加えるとこの数＋２となる）。

つまり、本実施例では１０２３ビツト長の符号列を使用
しているが、１０段シフトレジスタによりｍ系列を生成
する場合には帰還結線法から、高々１０とおり程度の符
号列しか得られない。しかし、２つの異なるｍ系列発生
器を用いてゴールド符号列を生成すると、１０２３とお
りのゴールド符号列を得ることができる。

本実施例装置では、この１０２３とおりのゴールド符号
列のうち、システムに割当てられている４５とおりのゴ
ールド符号列を生成する。

第１ｄ図および第２ｄ図を参照すると、第１符号発生部
３０は、１０段シフトレジスタの第３段および第１０段
（左より第１段、第２段、第３段、・・・第１０段とす
る二以下同じ）の出力端、すなわち第３タツプおよび第
１０タツプを帰還結線したｍ系列符号発生器であり、第
２符号発生部３２は、１０段シフトレジスタの第２タツ
プ、第３タツプ、第６タツプ、第８タツプ、第９タツプ
および第１０タツプを帰還結線したｍ系列符号発生器で
ある。

第１符号発生部３０および第２符号発生部３２を構成す
るシフトレジスタの各クロック入力端子Ｃは。

共通に、バッファとして機能するインバータを介してＶ
ＣＯ１２の出力端に接続されており、ｖｃＯ１２からの
クロックが印加される。また、これらのリセット端子Ｒ
は共通に初期セット回路３３に接続されている。初期セ
ット回路３３は、セット信号ＳＥＴがあるとクロックに
同期させて全シフトレジスタをリセットする。

なお、第１符号発生部３０および第２符号発生部３２は
、負論理で構成しているので、後述するように、符号整
形部３６や、３６−および３６．で反転してゴールド符
号を生成している。

ところで、ｍ系列の符号列は、２を法とする加法におい
て閉じているので、整数ビット数分位相シフトしたｍ系
列ともとのｍ系列を２を法として加えると、もとのｍ系
列の別の位相シフトした系列が得られる。これを利用し
たものが、タップ選択回路３１である。

タップ選択回路３１は、それぞれ２つのマルチプレクサ
（本実施例では、ＴＩ社製Ａ３２５３を使用している）
でなる２組のセレクタよりなり、第２符号発生部３２の
１０個のタップから、指定された２つのタップを選択す
る。これにおいて選択されたタップの出力は、第２符号
合成部、すなわち、イクスクルーシブオアゲート３４に
おいて合成（排他的論理和）され、所定の位相シフトが
なされたｍ系列の符号列が生成される。

第２符号合成部の出力（ｍ系列）は、第１符号合成部、
すなわち、イクスクルーシブオアゲート３５において第
１符号発生部３１の出力（ｍ系列）と合成（排他的論理
和）され、ゴールド符号列（正しくは反転したゴールド
符号列）が生成される。

このとき、第２符号合成部の出力は、途中のゲートによ
る遅延を伴っているため、このゴールド符号列にはハザ
ードが発生している。そこで、符号整形部３６＋、３６
−および３６ｏにおいて、符号整形を行なっている。

符号整形部３６＋、３６−および３６．は、３つのＤフ
リップフロップよりなる。３６＋および３６−はシリー
ズに接続されて、それぞれのクロック端子Ｃに等しい前
記クロックが与えられるので、３６−出力は３６＋出力
に対して１ビツトの位相遅れを生ずる。

しかし、３６ｏは、３６やとシリーズに接続されいるが
、そのクロック端子Ｃに前記クロックが反転して与えら
れるので、その出力は３６＋出力に対して１７２ビツト
の位相遅れを生ずる。これら、符号整形部３６．，３６
−および３６ｏの出力は、それぞれのＤフリップフロッ
プの反転出力端子（第１ｄ図ではオーバラインで示す）
から摘出される。

タップ選択回路３１の、選択タップを指定するタップ選
択信号は、ディップスイッチ８１〜Ｓ８のオンオフによ
り与えられる。

次の第１表に、タップ選択信号２還択タップおよび１位
相シフトされるビット数の関係を示す。ただし、これに
おいては、スイッチ接を“１″で、スイッチ断を“０”
で示し、位相シフトを、もとのｍ系列（つまり、第２符
号発生部３２の第１０タツプ出力）に対する遅れとして
示している。

第　　１　　表（その１）第　　１　　表（その２）ここで、因みに、第２ｆ図を参照して従来のゴールド符
号発生器と比較すると、第２ｆ図に示す従来例は、−見
構成が簡単なようであるが、第１符号発生部と第２符号
発生部との位相シフトをそれぞれ第１開始位置データお
よび第２開始位置データとして与えているので、構成素
子数および信号線の数が本実施例に比べて格段に多いも
のとなる。これは、第１ｄ図に示す本実施例装置の第１
符号発生部３０および第２符号発生部３２の各シフトレ
ジスタを１つ１つセット／リセットすると考えれば良い
、つまり、各シフトレジスタを構成する１つ１つの素子
に初期セット回路を必要とするので、ＰＮ符号発生回路
の構成素子および信号線の数が非常に多いものとなる。

ｅ、〈動作〉第８図、第９図、第１０図、第１１図第１２図および第
１３図は本実施例装置の、ＣＰＵｌ０の動作概略を示す
フローチャートである。これらの図面を参照して、ＣＰ
Ｕｌ０の動作を説明する。

まず、主な記号の意味を説明する。

Ｆｌは初期捕捉の完了を示すフラグ、Ｆ２は同期引き込
みの完了を示すフラグ、Ｆ３はドツプラ補正において逓
降値の増加を示すフラグである。

ＣＮは同期外れ時間を計測するためのカウンタである。

ＧはＡＧＣ電圧対応のデータを格納するレジスタ、Ｎは
ドツプラ補正値対応のデータを格納するレジスタ、Ｙは
ｖＣ○１２に与える制御電圧対応のデータを格納するレ
ジスタである。

第８図を参照すると、電源が投入されると、各メモリ、
レジスタ、入出力ポートを初期化して、割り込みを禁止
する。

次に、フラグＦ１およびフラグＦ２をリセット（０）Ｌ
、カウンタＣＮをクリア（ｏ）して、レジスタＧ、Ｎ、
Ｙにそれぞれ初期値Ｇｏ、ＮＯ。

ＹＯをロードして、それぞれ出力ポートＣｏ〜Ｃ６から
Ｄ／Ａコンバータｌｌｂに向けて、出力ポートＢｏ−８
７から第２ａ図に示したシンセサイザＳＹＮの１ハ逓倍
器１１９に向けて、あるいは出力ポートＡ、−Ａ７から
Ｄ／Ａコンバータｌｌａに向けて出力する。これらの初
期値、すなわち、Ｇ。

は第６ｂ図に示すグラフの線形に減少している部位の中
央値に対応する値であり、ＮＯは第２ａ図に示したシン
セサイザＳＹＮの１ハ逓倍器１１９の逓倍率を１／２８
００にセットする値であり、ＹＯは第１ａ図に示したｖ
Ｃ○１２の発振周波数を１．０２４ＭＨｚにセットする
値である。

ＶＣＯ１２の発振周波数を１．０２４ＭＨｚにセットし
て受信信号に含まれる符号列に対して１フレーム当り１
ビツトをずれを生じさせているので、前述したように、
このずれが１順する間には（１０２３ビツトずれる間）
、第１ａ図に示す相関出力１に、第３ａ図Ａに示した相
関のピークが現われる。そこで、ループ処理において初
期捕捉処理を繰り返し、このピークを検出する。

第９図を参照して初期捕捉処理を説明する。これにおい
ては、アナログポートムＮ０人力、すなわち、第１ａ図
に示す相関出力１を読み取って、レジスタＤｏにロード
する。レジスタＤＯの値を閾値ＴＨＩと比較して、それ
がＴＨＩ以下であればそのままリターンし、それがＴＨ
Ｉを超えると直ちにＶＣＯＬ２の発振周波数を１．０２
３Ｍ１（ｚにセットする値Ｙ１をレジスタＹにロードし
、Ｆ１フラグをセット（１）してリターンする。メイン
ルーチンのリターンすると直ちにこのレジスタＹの値を
出力ポートＡ。−Ａ７からＤ／Ａコンバータｌｌａに向
けて出力するので、ＶＣＯ１２の発振周波数は１．０２
３ＭＨｚとなり、仮同期が完了する。

初期捕捉処理において、完了を示すフラグＦ１をセット
したので、同様のループ処理において同期維持処理を実
行する。

第１０図を参照して同期維持処理を説明する。

なお、ここでは同期引き込み完了までを説明し、同期外
れに関する説明は後述する。

再度アナログボートＡＮＯ入力を読み取り、閾値ＴＨＩ
と比較する。これは仮同期が外れていないかを調べるた
めである。

仮同期の状態では、アナログボートＡＮＩ入力、すなわ
ち、第１ａ図に示す相関出力２は、第３ａ図に示す波形
図りのａｌとａ２との間のレベルとなる。まず、このレ
ベルが第３ｂ図に示すように。

±ε０　　（０近傍の値）の範囲外にある場合を考える
（実際には、同期がとれているとき、あるいは仮同期に
おける相関出力２は、第３ａ図りあるいは第３ｂ図に示
すような波形とはならないが、以下の説明の便宜上この
波形図を用いる）。

時間をずらしてＡＮＩ入力を読み取り、先に読み取った
値をレジスタＤｌａに、後から読み取った値をレジスタ
Ｄｌｂにそれぞれロードする。

レジスタＤｌａの値が正のとき、すなわち、第３ｂ図に
示すａ点に相当するとき、後から読み取った値、すなわ
ちレジスタＤｌｂの値の方が小さければ同期が引き込ま
れていることになるのでそのままリターンする。このと
き、後から読み取った値、すなわちレジスタＤｌｂの値
の方が大きいと。

同期が外れる側にすべり出していることになるのでレジ
スタＹの値を２ΔＹだけ高くしてリターンする。レジス
タＹの値は、出力ポートＡ　（３−Ａ　７からＤ／Ａコ
ンバータｌｌａに向けて出力するので、ＶＣＯ１２の発
振周波数はわずかに高くなる。これを便宜上第３ｂ図の
波形図で説明すると、ｖＣＯ１２の発振周波数が高くな
ることにより、この波形が左にシフトする。したがって
、ＡＮＩ入力が低くなる。

レジスタＤｌａの値が負のとき、すなわち、第３ｂ図に
示すｂ点に相当するとき、後から読み取った値、すなわ
ちレジスタＤｌｂの値の方が大きければ同期が引き込ま
れていることになるのでそのままリターンする。このと
き、後から読み取った値、すなわちレジスタＤｌｂの値
の方が小さいと、同期が外れる側にすベリ出しているこ
とになるのでレジスタＹの値を２ΔＹだけ低くしてリタ
ーンする。レジスタＹの値は、出力ポートＡｏ−Ａ７か
らＤ／Ａコンバータｌｌａに向けて出力するので、ＶＣ
Ｏ１２の発振周波数はわずかに低くなる。これを便宜上
第３ｂ図の波形図で説明すると、ＶＣＯ１２の発振周波
数が低くなることにより、この波形が右にシフトする。

したがって、ＡＮＩ入力が高くなる。

以上を、ループ処理で繰り返すことにより、同期が引き
込まれて、ＡＮ１入力が±ε０の範囲内になると、Ｆ２
フラグをセット（１）する。以下は。

ＶＣＯ１２の発振周波数を更新するステップがΔＹとな
るだけで、上記と同じであるので説明を省略する。

Ｆ２フラグをセットしてメインルーチンにリターンする
と、ＡＧＣ調整処理を行なう。

第１３図を参照してＡＧＣ調整処理を説明する。

これにおいては、まず、アナログポートムＮ０人力、す
なわち相関出力１のレベルを読み取り、それをレジスタ
Ｄｏにロードする。ＤＯの値が所定値ＴＨ２±ε２　（
近傍の値）の範囲より外れているとき、ＡＧＣ電圧を変
更する。

つまり、ＤＯの値がＴＨ２より小さいときには、ＡＧＣ
増幅器１１１（第２ａ図）の減衰率が大きすぎるので、
レジスタＧの値をΔＧだけ高く更新してＡＧＣ電圧を上
げ、ＤＯの値がＴＨ２より大きいときには、ＡＧＣ増幅
器１１１の減衰率が小さすぎるので、レジスタＧの値を
ΔＧだけ低く更新してＡＧＣ電圧を下げる。

以上の処理をループ状に繰り返し、ＤＯの値が所定値Ｔ
Ｈ２近傍の値（±ε２の範囲）となると、受信レベル演
算（後述）を行なってメインルーチンにリターンする。

メインルーチンでは、次にドツプラ補正処理を実行する
。同期がとれているとき、あるいは仮同期における相関
出力１は、第４図に示す波形とは異なるが、説明の便宜
上この波形図を用いると、送信周波数がドツプラ効果等
により、設定値よりずれていると、相関出力１は第４図
Ｃまたはｄの位置となり、当然得られる可き値、つまり
頂点より低くなる。そこで第２局発信号、すなわち、シ
ンセサイザＳＹＮの発振周波数を更新してこれを補正す
る。これがドツプラ補正処理である。

第１２図を参照してドツプラ補正処理を説明する。これ
においては、まず、フラグＦ３をクリアして、アナログ
ボートＡＮＯ入力、すなわち相関出力ｌのレベルを読み
取り、それをレジスタＤ。

ａにロードする。

レジスタＮの値がＮｍａｘすなわち、２８５０未満であ
れば、Ｎの値を１インクリメントして出力する。

この後、レジスタＤＯａの値をＤＯｂレジスタにブツシ
ュして、再度アナログポートＡＮＯ入力を読み取り、そ
れをレジスタＤＯａにロードする。

このときの、レジスタＤＯａの値は変更後の、レジスタ
ＤＯｂの値は変更前の、それぞれ相関出力１のレベルで
あるので、両者を比較することによりこの変更によるレ
ベルの増加／減少を判定することができる。

増加であれば、フラグＦ３をセット（１）して以上を繰
り返す。この繰り返しで、相関出力ｌのレベルがピーク
を超えて減少すると、レジスタＤＯａの値がレジスタＤ
Ｏｂの値より小さくなる。その場合は、フラグＦ３をセ
ットしているので、レジスタＮの値を１デクリメントし
てそれを出力し。

上記同様に変更による相関出力１のレベルの増加／減少
を判定して、増加であれば最適値と判断してそのままリ
ターンし、減少であれば最適値は今回の変更前の値であ
るとしてレジスタＮを再び元の値に戻して出力し、メイ
ンルーチンにリターンする。

当初、レジスタＮを１インクリメントして出力した結果
、相関出力１のレベルが減少した場合には、フラグＦ３
はリセット（０）したままであるので。

レジスタＮの値を逐次デクリメントしながら、レジスタ
Ｎの最適値を探索するループ処理を実行する。これにつ
いては、上記の繰り返しとなるので説明を省略する。

以上で、本実施例装置のシステムイニシャライジングを
終了したので、メインルーチンにおいては、割り込みを
許可し、恒常動作ループを設定する。このループにおい
ては、上記ＡＧＣ調整処理および同期処理を繰り返し実
行し、同期外れがあると初期捕捉処理を実行し、内部タ
イマによる所定周期の割り込み要求があるとドツプラ補
正処理を実行する（第１１図参照）。

同期外れについて説明する。再度第１Ｏ図を参照された
い。

同期引き込みが完了した後に、ＡＮＯ入力、すなわち相
関出力１が低下した場合を考える。

これが徐々に低下したのであれば、上記引き込みの逆順
となり、まずＡＮＩ入力（相関出力２）が０近傍の値か
ら外れるので、フラグＦ２をリセットし、さらにＡＮＯ
入力が低下して閾値ＴＨＩ以下となると、フラグＦ２を
リセットしているので、フラグＦ１をリセットし、レジ
スタＹにＹＯ（初期値：　１．０２４ＭＨｚ対応）をセ
ットしてリターンする。

メインルーチンにリターンすると、まずレジスタＹの値
を出力してＶＣＯ１２の発振周波数を変更した後、フラ
グＦ１をセットしているので初期捕捉処理をループ処理
により実行する。以下は上記に同じである。

例えば、アンテナが一時的に遮蔽された場合など（本実
施例装置を車載した場合などでは、ビル蔭やトンネル通
過によりしばしばこのような状態が想定され得る）にお
いては、相関出力ｌが急激に低下して閾値ＴＨＩ以下と
なるる。この場合、フラグＦ２はセットしたままである
ので、カウンタＣＮにより時間計測を開始する。カウン
タＣＮが所定値ＣＮ＋ｗａｘを超える前に同期が復帰す
れば。

そのまま同期維持を実行するループ処理に戻るが、所定
値ＣＮｒｎａｘを超えると、フラグＦｌ、Ｆ２゜カウン
タＣＮおよびレジスタＹを初期化して、初期捕捉処理を
実行する。以下は上記に同じである。

これは、一般に、アンテナが一時的に遮蔽された場合程
度では大きく同期が外れることがないので、短時間の同
期外れであれば、その間状態を維持していれば、正常に
復帰したときに直ちに通信を再開できることが多い。つ
まり、短時間の同期外れで、その都度初期捕捉処理を行
なって通信が長時間遮断されることを防止している。

最後に、上記のＡＧＣ調整処理の説明において省略した
受信レベル演算の処理について説明する。

本実施例では、受信アンテナＡｎｔの円偏波マイクロス
トリップアンテナを使用しているので、例えば、実施例
装置を車輌に搭載して移動通信を行なう場合に、Ａｎｔ
を車輌のルーフに固定すると、円偏波マイクロストリッ
プアンテナは無指向性ではないので、受信点の電界強度
とは無関係に。

車輌の姿勢（向き）によりＡｎｔの出力レベルが変動す
る。このＡｎｔ出力は、さらにＡＧＣ調整により一定値
にされるので、通信状態の正しい評価が不可能となり１
通信に対する信頼性が低くなる。そこで、受信レベル演
算処理において１土、相関出力１のレベルを受信アンテ
ナＡｎｔの放射パターンおよび、ＡＧＣの逆補正により
、補正して受信点の電界強度を演算している。

なお、ＳＳ通信においては、相関のない信号についての
評価は無意味であるので、ＡＧＣ調整後の相関出力１の
レベルを使用している。

再度第１３図を参照されたい。

受信アンテナＡｎｔの放射パターンの一例を第５ａ図に
示す。これは、受信アンテナＡｎｔを設置する状態によ
り異なるが、本実施例では、装置を使用する状態で適当
な送信機を対向させて通信を行ない、一定の距離を保ち
ながら、該送信機と受信アンテナＡｎｔとの相体的な位
関係を逐次更新して、その時々の受信レベル（ＡＧＣの
調整値はは一定値としておく）を相対的なデータとして
整理し、それを、受信アンテナＡｎｔから見た前記送信
機の位置データ、すなわち、アジマスデータ（Ａｚ：方
位角データ）および、エレベーションデータ（ＥＱ：仰
俯角データ）に対応付けして第５ｂ図に示すようなテー
ブルを作成し、ＣＰＵｌ０の内部ＲＯＭに記憶させてい
る。

この本実施例装置を使用するシステムにおいては、送信
側の位置情報は送信データに含まれているので、ＲＯＭ
テーブルを参照して補正値を読み取る。

ＡＧＣ増幅器１１１における減衰量は、線形であるので
（第６ｂ図参照）レジスタＧの値より直ちに求まる。そ
こで、レジスタＤｏに格納しているＡＮｏ入力、すなわ
ち相関出力１に、放射パターンによる補正およびＡＧＣ
の逆補正を施して、受信点の電界強度（相対値）を演算
する。

以上の、受信レベル演算処理において求めた受信点の電
界強度データをシリアル出力ポートＥ。より、図示しな
い表示処理装置に出力する。

以上が、ＣＰＵ１０の動作であるが、ここで１本実施例
の特徴となる動作について列挙する。

（１）短時間の同期外れでは、そのままの状態（すなわ
ち、ＶＣＯ１２の発振周波数）を維持しているので、通
信状態が正常復帰したときに直ちに通信が再開できる。

（２）受信レベル監視を行なって第２局部発振器の周波
数ずれを逐次補正しているので、搬送波成分のない受信
信号においても良好に補正し得る。

（３）受信レベル監視を行なってＡＧＣの利得調整を行
なっているので、細かいｇ整が可能である。

（４）受信レベルをアンテナ利得およびＡＧＣ利得によ
り補正して受信点の電界強度を演算している。つまり、
受信点の正確な状況を把握して通信を正しく評価するこ
とができる。

〔発明の効果〕

以上説明したとおり本発明においては、上記逆拡散回路
が同期しているとき、コスタスループ復調回路において
、９０＠移相された復調信号と、上記逆拡散された信号
とを乗じた信号が設定範囲内であると、コスタスループ
復調回路のロックを検出しているので、従来のような±
４５°移相器や、追加の乗算器を必要としないので構成
が非常に簡単になる。また、検波したレベルを比較する
ので周波数には無関係となり、安価な部品で構成するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図、第１ｂ図、第１ｃ図および第１ｄ図は一実施
例装置の詳細を示す回路図、第２ａ図。第２ｂ図、第２Ｃ図および第２ｄ図はその概略を示すブ
ロック図、第２ｇ図は該実施例装置が用いられる通信シ
ステムの概略を示すブロック図、第２ｅ図および第２ｆ
図は従来例を示すブ９ツク図である。第３ａ図は第１ｂ図および第２ｂ図に示すマイクロコン
ピュータ１０が行なう相関波形を示す波形図、第３ｂ図
は同期維持処理を模式的に示す波形図であり、第４図は
ドツプラ補正処理を模式的に示す波形図である。第５ａ図は受信アンテナの放射パターンを示すグラフ、
第５ｂ図は第１ｂ図および第２ｂ図に示すマイクロコン
ピュータ１０が記憶するアンテナ利得の補正データテー
ブルを模式的に示した平面図である。第６ａ図は第１ａ図に示したＡＧＣ増幅回路の詳細を示
す回路図、第６ｂ図はその特性を示すグラフである。第７図は第１Ｃ図に示したコスタスループ復調回路の各
部における出力例を示す波形図である。第８図、第９図、第１０図、第１１図、第１２図、第１
３図は第１ｂ図および第２ｂ図に示すマイクロコンピュ
ータ１０が実行する制御の概略を示すフローチャートで
ある。１：分配器（拡散信号分配手段）２ａ：平衡ミキサ（第１逆拡散手段）２ｂ：平衡ミキサ（第２逆拡散手段）２ｃ：平衡ミキサ（第３逆拡散手段）３ａ：帯域フィルタ（第１信号抽出手段）３ｂ：帯域フ
ィルタ（第２信号抽出手段）３ｃ：帯域フィルタ（第３
信号抽出手段）４ａ、４ｂ、４ｃ　：増幅回路６ａ：検波回路（第１検波手段）６ｂ＝検波回路（第２検波手段）６ｃ：検波回路（第３検波手段）２５．３ａ、６ａ　：　　（第１相関検出手段）２ｂ、
３ｂ、６ｂ　：　　（第２相関検出手段）２ｃ、３ｃ、
６ｃ　：　　（第３相関検出手段）５：分配器　　　　
　７：パツフア８：差動増幅回路（合成手段）９ａ、９ｂ：低域フィルタ１０：マイクロコンピュータ１１ａ、ｌｌｂ　：　Ｄ／Ａコンバータ１０、ｌｌａ：
　　（同期制御手段）１２：ＶＣＯ（付勢手段）１３：ＰＮ符号発生器（擬似雑音信号発生手段、第１移
相手段）１４ａ、１４ｂ　：平衡ミキサ１５ａ、１５ｂ：低域フィルタ１４ａ、１５ａ　：　　（第１乗算手段）１４ｂ、１５
ｂ　：　　（第２乗算手段）１６ａ、１６ｂ：増幅器　
　１７：バツフア１ｇ、２２　：リミタ　　　１９，２
７　：　２値化回路２０：乗算器（第３乗算手段）２１：ループフィルタ（周波数制御手段）２３：ＶＣＯ
（発振手段）２５：移相器（第２移相手段）２６：余波整流回路２６．２７：　　（第２プレロック検出手段）２８：ア
ンドゲート（ロック検出手段）２９：コンパレータ（第
１プレロック検出手段）３０：第１借号発生部３２：第２信号発生部３１：タップ選析回路３３：初期セット回路３４．３５：エクスクル−シブオアゲート３６＋、３６
−．３６．　：符号整形回路１０１：高周波増幅器１０２．１０６，１０７，１０９．１１７　：帯域フィ
ルタ１０３：クリスタル発振器１０４．１２３　：バッファ　１０８：中間周波増幅器
１０５．１１３，１１４，１１５，１１６，１１９　：
逓倍器１１０．１１２，１１８　：低域フィルタ１１１
：ＡＧＣ増幅器１２２：ＶＣＯ阿工ｘ：混合器嶌２ｄ図声２ｆ区東２９図声５ａ図り声５ｂｌＤ第６ａ図東６ｂ図ＧＣ９１東７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）受信スペクトラム拡散信号を、少なくとも、第１
拡散信号、第２拡散信号および第２拡散信号と実質的に
等しい第３拡散信号の３つに分配する拡散信号分配手段
；受信スペクトラム拡散信号に含まれる擬似雑音信号と等
しい符号系列の擬似雑音信号を発生する擬似雑音信号発
生手段；擬似雑音信号発生手段の発生擬似雑音信号を受けて、少
なくとも、第１擬似雑音信号、第１擬似雑音信号よりも
所定符号ビット数分の位相進みのある第２擬似雑音信号
、および、第１擬似雑音信号よりも所定符号ビット数分
の位相遅れのある第３擬似雑音信号、を出力する第１移
相手段；擬似雑音信号発生手段を設定ビットレートで付
勢する付勢手段；前記第１擬似雑音信号により前記第１拡散信号を逆拡散
して第１逆拡散信号を生成する第１逆拡散手段；第１逆
拡散信号の信号成分を抽出する第１信号抽出手段；およ
び、第１信号抽出手段の抽出信号成分を包絡線検波する
第１検波手段；でなる第１相関検出手段；前記第２擬似雑音信号により前記第２拡散信号を逆拡散
して第２逆拡散信号を生成する第２逆拡散手段；第２逆
拡散信号の信号成分を抽出する第２信号抽出手段；およ
び、第２信号抽出手段の抽出信号成分を包絡線検波する
第２検波手段；でなる第２相関検出手段；前記第３擬似雑音信号により前記第３拡散信号を逆拡散
して第３逆拡散信号を生成する第３逆拡散手段；第３逆
拡散信号の信号成分を抽出する第３信号抽出手段；およ
び、第３信号抽出手段の抽出信号成分を包絡線検波する
第３検波手段；でなる第３相関検出手段；第２相関検出手段の出力と第３相関検出手段の出力との
差分に応じた信号を生成する合成手段；前記擬似雑音信
号発生手段の発生する擬似雑音信号のビットレートを設
定して、付勢手段に該設定ビットレートでの擬似雑音信
号発生手段の付勢を指示する制御手段であって；受信スペクトラム拡散信号に含まれる擬似雑音信号のビ
ットレートより所定値だけずれたビットレートを設定し
た後、第１相関検出手段の出力を監視して、該出力が所
定レベルより高くなると、受信スペクトラム拡散信号に
含まれる擬似雑音信号のビットレートに等しいビットレ
ートを更新設定する初期捕捉制御を実行し；初期捕捉制御においてビットレートを更新設定した後は
、第１相関検出手段の出力および合成手段の出力を監視
して、ビットレートを逐次更新設定して、合成手段出力
を基準レベルに制御する同期維持制御を継続的に実行す
る、同期制御手段；第１復調信号を発振する発振手段；
第１復調信号を９０°移相した第２復調信号を生成する
第２移相手段；第１相関検出手段の第１逆拡散手段によ
り生成される第１逆拡散信号と第１復調信号とを乗ずる
第１乗算手段；該第１逆拡散信号と第２復調信号とを乗
ずる第２乗算手段；第１乗算手段出力と第２乗算手段出
力とを乗ずる第３乗算手段；および、第３乗算手段出力
の平均値に応じて発振手段の発振周波数を制御する周波
数制御手段；を備えるコスタスループ復調手段；前記第１相関検出手段の出力が設定レベルを超えるとき
、第１プレロック信号を検出する第１プレロック検出手
段；コスタスループ復調手段の第２乗算手段出力の振幅が設
定範囲内であるとき、第２プレロック信号を検出する第
２プレロック検出手段；および、第１プレロック信号お
よび第２プレロック信号があるとコスタスループ復調手
段のロックを検出するロック検出手段；を備える、スペクトラム拡散通信用受信装置のコスタス
ループ復調装置。
（２）第１プレロック検出手段は２値化手段であり、第
２プレロック検出手段は全波整流手段および２値化手段
でなり、ロック検出手段は論理ゲートである、前記特許
請求の範囲第（１）項記載の、スペクトラム拡散通信用
受信装置のコスタスループ復調装置。