JPS645761B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、変調された信号、特に周波数変調さ
れた信号の復調器、さらにはテレビジヨンシステ
ムに使用される復調器に関する。

［従来の技術］ 周波数変調された信号を通常の周波数弁別器に
よつて復調することは公知の技術である。しかし
ながら、ノイズ抵抗という考え方からすると、こ
れら従来の周波数弁別器は定バンド幅増幅の復調
器とその働きは同じである。言換えると、総SN
比は、復調される信号の周波数バンド幅に比例す
る。この周波数バンド幅は、復調される信号を観
測する時間（期間）に依存する。

しかしながら、長い期間においては、復調され
る信号が非常に広い周波数バンドを占め、結果と
してSN比が非常に悪いものとなることがある。
信号が占めるこの周波数バンドは、いわゆる長い
期間のスペクトル（long−term spectrum）を構
成する。単一の周波数の信号によつて周波数変調
された正弦波は、次第に減少する振幅をもつ、理
論的には無限に広いスペクトル幅をもつ。しか
し、実用上、スペクトルは95％の電力を含む周波
数バンドと定義されることができ、このバンド幅
は観測の時間に依存する。すなわち、もしFM信
号が無限に短かい期間観測されると、そのFM信
号は、いわゆる瞬時周波数を周波数とし、無限に
狭いバンド幅、すなわち線スペクトルをもつ正弦
波である。この場合、瞬時周波数は変調信号の関
数であるので、搬送波周波数とは異る。

もしFM信号が短かい時間ではあるが、無限に
短かくない時間（例えば２、３マイクロ秒）観測
されるならば、そのFM信号は、周波数が変化す
るので真の正弦波ではない。この場合には、周波
数は搬送周波数を中心としない、「短かい期間の
スペクトル」と呼ばれる周波数バンドを占有す
る。そのスペクトルは、観測時間の真中の時刻に
観測された周波数をほぼ中心とすると考えられ
る。この短かい期間のスペクトル幅も95％の電力
を含む幅として定義することができ、変調信号の
変化率の関数である。一定の観測時間幅に対し
て、変調信号の変化が急激であればある程、短か
い期間のスペクトルの幅は広くなる。以下の記述
では、短い期間のスペクトルの幅を「瞬間バンド
幅」と記し、その中心の周波数をFM信号の「瞬
時周波数」と記す。

さらに、もしFM信号の長い期間のスペクトル
を定めるために、FM信号を長い時間観測する
と、そのスペクトルは前記の場合よりも広い周波
数バンドを占有し、その中心は搬送周波数にあ
る。この長い期間のスペクトルの幅も95％の電力
を含む幅として定義することができ、以下の記述
では最大周波数バンド幅と記されている。

標準的な復調器は、搬送周波数に等しい一定の
中心周波数をもち、復調された信号の歪を回避す
るために、FM信号の最大周波数バンド幅に等し
い幅をもつパスバンドをもつている。しかし、こ
のバンド幅は広過ぎて多くのノイズを拾うことに
なる。また、パスバンドが非常に狭いフイルタを
用いてフイルタの中心周波数をFM信号の瞬時周
波数に追随させることによつて不必要なバンド幅
を制御することは、変調信号がビデオ信号の場合
にはその変化率が非常に高いので不可能である。
すなわち、バンドパスフイルタの中心周波数を決
定し、調整するためには、いくらかの時間遅れが
必要であり、この時間遅れの間に、瞬時周波数は
そのような非常に狭いパスバンド外に出るであろ
うからである。

フランス特許（特許番号FR−Ａ−2400298）
は、つぎの２つの部分で設計されたバンドパスフ
イルタを利用して、ノイズを減らす復調装置につ
いて述べている。

すなわち、第４図にもとづいて、概略的に説明
すると、２つの部分のうちの１つは、第１のバン
ドパスフイルタ４３であつて、その中心周波数
は、この周波数の変化が遅い場合、変調波の瞬時
周波数に追随するように制御される。このフイル
タ４３のバンド幅は、変調波の最大周波数バンド
幅に比較して狭い。その結果、ノイズが減らされ
る。

他の１つの部分は、第２のバンドパスフイルタ
４４であつて、バンド幅は信号の最大周波数バン
ド幅に等しく、整流器５３の出力に応じて第１の
フイルタ４３に代替するためにスイツチ５４によ
つて切換えられる。周波数変化が早くて、広いパ
スバンドを必要とする場合に、前記フイルタ４３
が作動しないためである。

入力信号４５は、リミツタアンプ４６、周波数
弁別器４７によつて復調され、変調信号５０は、
ロウパスフイルタ４８によつて高周波ノイズが除
去された後、バンドパスフイルタ４３に入力さ
れ、該フイルタ４３の中心周波数を制御する。比
較器４９は、周波数弁別器４７の出力が直接に、
および遅延回路５２を介して入力され、遅延回路
５２の遅延時間において変調信号５０の変化が大
きい場合と小さい場合（変調波の周波数変化が大
きい場合と小さい場合）とで異る信号レベルを整
流器５３に出力し、スイツチ５４は、変調信号５
０の変化率が大きいときにはバンドパスフイルタ
４４が、変化率が小さいときにはバンドパスフイ
ルタ４３が回路に接続されるように開閉制御され
る。遅延回路４１は入力信号４５に対する中心周
波数制御信号５１の時間遅れを補償する。

［発明が解決しようとする問題点］ 上述した従来の復調器は、パスバンド幅が２つ
の値しかとり得ないので、バンド幅が狭すぎると
復調された信号に歪が生じ、バンド幅が広すぎる
とノイズも通過するという欠点がある。

本発明の目的は、変調信号が例えばビデオ信号
であつてもそれを歪ませることなくノイズをでき
るだけ除去するために、復調器の中心周波数とバ
ンド幅を各瞬間に調整することによつて、従来の
周波数弁別器のSN比を著しく改善することにあ
る。FM信号の瞬時周波数を決定し、弁別器のパ
スバンドの中心周波数を調整することはいくらか
の時間遅れを必要とする。したがつて、装置は無
限に短かい時間幅で信号を観測するのではなく、
例えば数マイクロ秒の短かい期間で観測し、同じ
観測期間内では、装置に備えられているフイルタ
に設定されている定数を一定に保持される。この
観測期間中FM信号の周波数は変るので、それは
純粋の正弦波と考えることはできない。したがつ
て、装置は実際にはある幅をもつFM信号の短か
い期間のスペクトルを観測していることになる。
装置は、復調器の中心周波数とバンド幅を調整す
るために必要な時間遅れに等しい短かい期間内
に、瞬時周波数と、FM信号によつて占有されて
いる周波数バンドの幅を定める。

以下の記述では、この短かい期間のスペクトル
のバンド幅は与えられた瞬間において変調波を歪
みなく復調するために必要なバンド幅であるの
で、「有用バンド幅」と記される。長い期間のス
ペクトルの残り部分（長い期間のスペクトルから
この短かい期間のスペクトルを差し引い残りの領
域）は、この与えられた短い期間ではノイズをも
たらすだけで、信号の良好な復調には不用であ
る。この残りの部分を削除すると変調波に影響を
与えるノイズは減少する。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の第１の周波数変調された信号の復調器
は、 中心周波数を調整する第１の制御入力と、パス
バンド幅を調整する第２の制御入力と、変調波を
受信する第３の入力と、１つの出力を有するバン
ドパスフイルタと、 バンドパスフイルタの出力に接続された１つの
入力と、第１の変調信号にもどすための復調器出
力を構成している１つの出力を有する第１の周波
数弁別器と、 変調波を受信する入力と、第２の変調信号を出
力し、バンドパスフイルタの第１の制御入力に結
合されている出力を有する第２の周波数弁別器
と、 第２の変調信号を受信する１つの入力と１つの
出力を有し、変調波の短かい期間のスペクトルの
幅の概略の値b′uを第２の変調信号の変化率の関
数として計算する第１の計算ユニツトと、 値b′uが不足エラーのために損なわれていると
き、該値に含まれているエラーの絶対値δb′uを概
算する計算ユニツトであつて、第１および第２の
変調信号の差の関数として補正値δb′uを計算する
ために、第１の変調信号を受信する第１の入力
と、第２の変調信号を受信する第２の入力と、１
つの出力を有する第２の計算ユニツトと、 第１の計算ユニツトの出力に接続されている第
１の入力と、第２の計算ユニツトに接続されてい
る第２の入力と、バンドパスフイルタの第２の制
御入力に値bu＝b′u＋δb′uを出力する１つの出力
を有する加算回路を有する。

本発明の第２の周波数変調された信号の復調器
は、 中心周波数を調整する第１の制御入力と、パス
バンド幅を調整する第２の制御入力と、変調波を
受信する第３の入力と、１つの出力を有するバン
ドパスフイルタと、 前記フイルタの出力に接続された１つの入力
と、復調器出力を構成する１つの出力を有し、変
調信号に復調する周波数弁別器と、 前記周波数弁別器の出力に接続された入力と、
変調信号の変化率の関数として概算された、変調
波の短かい期間のスペクトル幅の値を与える出力
を有する計算ユニツトと、 周波数弁別器の出力と計算ユニツトの出力にそ
れぞれ接続されている２つの入力と、前記フイル
タの第１および第２の入力にそれぞれ結合されて
いる２つの出力を有し、１本のイメージ線に対応
する時間遅れを有する遅延回路を有する。

本発明の第３の周波数変調された信号の復調器
は、 同一の中心周波数と、それぞれbu、0.7bu、
1.4buの異つたパスバンド幅を有し、それらの中
心周波数を調整する共通の第１の制御入力と、そ
れらのパスバンド幅を調整する共通の第２の制御
入力と、変調波を受信する共通の第３の入力を有
し、かつ各々が１つの出力を有する第１、第２お
よび第３のバンドパスフイルタと、 第１のバンドパスフイルタの出力に接続された
１つの入力と、復調器出力を構成する１つの出力
を有し、入力を第１の変調信号に復調する第１の
周波数弁別器と、 変調波を受信する１つの入力と、前記フイルタ
の共通の第１の制御入力に結合されている１つの
出力を有し、入力を第２の変調信号に復調する第
２の周波数弁別器と、 それぞれの入力が第１、第２、第３のバンドパ
スフイルタの出力にそれぞれ接続され、それぞれ
が１つの入力を有し、第１、第２、第３のバンド
パスフイルタの出力からそれぞれ出力される信号
の電力を測定する第１、第２および第３の検波器
と、 第１の検波器および第２の検波器の出力にそれ
ぞれ接続されている２つの入力と、第１の検波器
によつて検出された電力が第２の検波器によつて
検出された電力に等しいとき、論理信号Ａを出力
する１つの出力を有する第１のコンパレータと、 第１の検波器および第３の検波器の出力にそれ
ぞれ接続されている２つの入力と、第１の検波器
によつて検出された電力が第３の検波器によつて
検出された電力よりも低いときに論理信号Ｂを出
力する１つの出力を有する第２のコンパレータ
と、 それぞれ第１のコンパレータ、第２のコンパレ
ータおよび第２の弁別器の出力に接続されている
３つの入力と、変調波の短期間のスペクトルの幅
を変調信号の変化率の関数および論理信号Ａおよ
びＢの関数として概算した値である信号を第１、
第２および第３のバンドパスフイルタに出力する
ために、それらのバンドパスフイルタの第２の共
通の制御入力に結合された出力を有する計算ユニ
ツトを有する。

［実施例］ 第１図に関して以下に述べられるように、本発
明による復調器の第１の実施例は、２つの処理用
のチヤンネルを具備する。

第１のチヤンネルは、遅延ライン２、可変チユ
ーニングのフイルタ３、ならびに通常の周波数弁
別器４によつて構成され、これらはそれぞれ、適
切に増幅され、かつプリフイルタされて周波数変
調された信号、すなわち復調される信号を受信す
るための入力端子１と、この周波数変調された信
号を復調することによつて得られる変調信号を出
力するための出力端子１６との間に直列に配設さ
れている。

本発明の原理によると、フイルタ３は、２つの
同調（フイルタの中心周波数およびパスバンド幅
を所望の値にあわせる）制御信号を受信するため
の、２つの制御入力をもつバンドパスフイルタで
あり、この２つの同調制御信号はそれぞれ、変調
波の瞬時周波数ならびに「有用な」周波数バンド
の関数である。従つて、同調（チユーニング）を
このように適用することによつて、周波数弁別器
４によつて生じるSN比は、フイルタが固定同調
型である場合に得られるSN比よりも著しく良い。
実際、同調固定のフイルタは少なくとも、変調波
の最大周波数バンド幅に等しい固定されたパスバ
ンドを有する。

遅延ライン２によつて導入される遅延は、複調
器の第２のチヤネルを経由してフイルタ同調の制
御信号が伝達されるために必要な時間に相当す
る。

前記第２のチヤネルは、信号の瞬時周波数Fiに
対応する変調信号の値ｇならびに「有用な」周波
数バンドの概略値である第１の値b′uの決定のた
めの計算ユニツト１７と制御回路５によつて構成
され、このユニツト１７は、入力端子１に接続さ
れている入力、変調信号周波数の値ｇを伝送する
ための第１の出力、ならびに周波数バンド幅の概
略値b′uを伝送するための第２の出力を有し、制
御回路５は、計算ユニツト１７の第１の出力に接
続される第１の入力、加算回路８を介在して計算
ユニツト１７の第２の出力に結合される第２の入
力、ならびにフイルタ３の２つの制御入力にそれ
ぞれ接続される２つの出力を有する。加算回路８
は補正値δb′uを値b′uに加算し、有用周波数バン
ド幅の第２の値buを出力する。制御回路５の出
力は、値ｇならびに値buの関数としてフイルタ
３の同調を制御する信号を伝送する。

計算ユニツト１７は、通常の周波数弁別器１
０、サンプラ１１、アナログ／デイジタル変換器
１２、スロープ（slope）決定装置１３、および
記憶装置１９によつて構成されている。

周波数弁別器１０は、変調波が印加される入力
端子１に接続されている入力と変調波を復調する
ことによつて得られた変調信号を送出する出力を
備えている。この出力信号はサンプラ１１によつ
てサンプリングされた後、アナログ／デイジタル
変換器１２によつて一連の数値に変換される。

よく知られているように、FM信号の瞬時周波
数Fiは、搬送周波数をFcとすると、変調信号周
波数ｇ（ｔ）から次の関係によつて求められる。

Fi＝Fc＋ｋ・ｇ（ｔ） ……(1) （ここでｋは定数である。） 式(1)から明らかなようにFiはｇ（ｔ）の線形関
数である。したがつて、アナログ／デイジタル変
換器１２が出力する変調信号ｇ（ｔ）のデイジタ
ルサンプルは、変調波の瞬時周波数Fiに対応す
る。アナログ／デイジタル変換器１２の出力は、
制御回路５の第１の入力に接続されている。

前述したように、短い期間に観測される短い期
間のスペクトルの周波数バンド幅は、FM信号の
エルギーの95％を含んでいる周波数バンド幅とし
て定義することができ、この期間の長さＴおよび
変調信号の変化率dg（ｔ）／dtの関数として概算
することができる。すなわち、この期間Ｔにおけ
る瞬時周波数変化δFiは、式(1)を微分して δFi≒ｋ・dg（ｔ）／dt・Ｔ ……(2) であるので、有用バンド幅のb′uはδFiに等しくと
ることができる。期間Ｔは装置がFiと値buを決
定するために要する時間遅れに等しく置くことが
できる。較正された変調信号の変化率dg（ｔ）dt
に対応するbuの値は、記憶装置１９の、該変化
率に対応するアドレスに予め格納されている。し
たがつて、アナログ／デイジタル変換器１２の出
力をスロープ決定装置１３に入力して変調信号の
時間変化曲線の傾きを生成し、その値を記憶装置
１９にアドレス入力することにより、「有用な」
バンド幅b′uが記憶装置１９のデータ出力として
与えられる。その結果、たとえば、変調信号が速
く変化する場合にはバンド幅の広い変調波がフイ
ルタ３を通過することができる。本実施例では、
変調信号の傾きは、５つのサンプルから最小自乗
法によつて決定されている。

スロープ決定装置１３から出力された傾きのそ
れぞれの値について、記憶装置１９が出力する
「有用な」周波数バンド幅に対応する値b′uは、計
算の方法がその実際の適用を容易にするために簡
単化されているため、近似値である。さらに、ノ
イズが、値b′uの評価の正確化をそこなう場合が
あり得る。この理由のために、エラーの評価用の
計算ユニツト１８が設けられ、該ユニツト１８
は、記憶装置１９から出力される値b′uに含まれ
ているエラーの評価δb′uを考慮することによつ
て、これらの値b′uを修正する。

「有用な」周波数バンドの値b′uを修正するた
めに、補助のユニツトとして、さらに加算回路８
が設けられている。

計算ユニツト１８は、その第１ならびに第２の
入力が、周波数弁別器４の出力およびデイジタ
ル／アナログ変換器１２の出力にそれぞれ接続さ
れていて、各処理チヤネルから伝送される変調信
号を比較する。計算ユニツト１８は、周波数弁別
器４の出力に入力が接続されているサンプラ６、
サンプラ６の出力に入力が接続されているアナロ
グ／デイジタル変換器７、他のアナログ／デイジ
タル変換器１２の出力を入力とする遅延回路１
４、アナログ／デイジタル変換器７の出力および
遅延回路１４の出力を第１、第２の入力とする減
算回路９によつて構成されている。

前述したように、周波数弁別器１０は、従来用
いられている型のもので、その出力はいくらかの
ノイズを含んでいるけれど特別な歪をもつていな
い。また、アナログ／デイジタル変換器１２は瞬
時周波数Fiに対応し、変調信号のサンプルの振幅
に等しい一連の数値を出力する。これらの数値は
遅延回路１４によつて遅延され、周波数弁別器
４、サンプラ６およびアナログ／デイジタル変換
器７によつて与えられる変調信号の、アナログ／
デイジタル変換器１２の出力に同期した数値と減
算回路９によつて比較される。後者、すなわちア
ナログ／デイジタル変換器７の出力はフイルタ３
によるフイルタリングによつてノイズの影響を受
けないけれど、短い期間のスペクトルバンド幅の
概算値b′uの誤差のためにフイルタ３のバンド幅
の調整が狭すぎる場合には、歪の影響を受ける。
そのような場合には、減算回路９の２つの同期し
た数値の差は０にならない。減算回路９は、この
差をエラー信号δb′uとして出力する。もし、フイ
ルタ３のパスバンド幅の調整が狭すぎてフイルタ
３の出力が歪を生ずるときには、減算回路９は不
足エラー（short fall error）としてエラー信号
δb′uを出力する。

加算回路８は、その第１ならびに第２の入力が
それぞれ、減算回路９の出力ならびに記憶装置１
９の出力に接続されており、値b′uを値δb′uに加
えてその出力端から値bu＝b′u＋δb′uを出力する。
buは有用バンド幅のさらに正確な概算値である。

加算回路８の出力は制御回路５の第２の入力に
接続されている。その結果、制御回路５は、２つ
の制御信号を出力してフイルタ３を値ｇならびに
値buの関数として同調させる。

フイルタ３の特性の変化によつて位相変化が生
じても、サンプラ６およびサンプラ１１のそれぞ
れによつて出力されるサンプル間の同期が維持さ
れるため、サンプラ６のクロツク周波数は、制御
回路５から伝送される信号により制御される。計
算ユニツト１８は、バンド幅が小さすぎるために
ひき起こされる信号歪みだけを検出することがで
き、したがつて、値buの評価の際に生じた不足
エラーだけを訂正することができる。行き過ぎエ
ラー（overshoot error）は、不足エラーほどは
拒否すべきものではなく、最適の「有用な」バン
ド幅の値buの場合よりもわずかに多くのノイズ
が生じるだけである。

周波数決定の計算ユニツト１７、制御回路５、
加算回路８ならびにエラー評価の計算ユニツト１
８で構成されるエレメントの全アセンブリは以
後、フイルタ同調の制御システム１５として示さ
れる。

第２図に示される本発明による復調器の第２の
実施例は、おもに周波数変調されたテレビジヨン
信号に適しており、前述の実施例よりも簡単であ
る。

テレビジヨンの分野では、近接ラインの間には
密接な相関関係があるので、信号の「有用な」バ
ンド幅の評価をアプリオリ（ａ priori）にする
ことができることが知られている。実際、必要な
ことは、各ラインごとに、先行するラインですで
に決定されている「有用な」バンド幅の値を使用
することだけである。

この目的のために、フイルタ同調の制御システ
ム１５は、第２図に示すように変更されている。

この図において、変調波を受信するための入力
端子１は、可変同調式のフイルタ３の入力に直接
に接続され、遅延ライン２は省かれている。フイ
ルタ３の出力は、周波数弁別器４を経由して出力
端子１６に接続されている。

フイルタの同調制御システム１５′は、第１図
に示されている制御システム１５と同じ作用を行
う。しかし、２つのシステム１５，１５′の構造
は異なつている。

この実施例においても手続き使用される構成要
素は、サンプラ６、アナログ／デイジタル変換器
７、ならびに制御回路５である。そして遅延回路
３０、スロープ決定装置３１ならびに記憶装置３
２が付加えられている。

上記制御システム１５′の動作は以下のとおり
である。

周波数弁別器４から伝送される変調信号は、サ
ンプラ６によつてサンプリングされると共に、ア
ナログ／デイジタル変換器７によつて数値に変換
される。

該変換器７は、その出力が遅延回路３０の第１
の入力に接続されており、したがつて、第１の実
施例と同様に、変調信号の瞬時周波数の値F′iに
対応する数値サンプルg′を出力する。スロープ決
定装置３１ならびに記憶装置３２は、アナログ／
デイジタル変換器７の出力と遅延回路３０の第２
の入力との間で直列に接続され、そして第１図に
示すスロープ決定装置１３ならびに記憶装置１９
と同じ機能を有する。それらは遅延回路３０の第
２の入力に、信号の「有用な」バンド幅の値b′u
を与える。

遅延回路３０は、１つのテレビジヨンラインの
持続時間に等しい時間遅れを示し、制御回路５の
２つの入力にそれぞれ接続される２つの出力を有
する。したがつて、制御回路５は、フイルタを同
調する２つの制御信号を値ｇならびに値buの関
数として出力し、これらの値ｇならびに値buは、
先行するラインに対応する変調信号の値g′ならび
に「有用な」バンド幅の値b′uに等しくなるよう
に選択される。

第３図は本発明の第３の実施例を示し、これは
第１図のそれと同様であるが、先に述べられたエ
ラー評価用の計算ユニツト１８が、異なる原理で
動作する計算ユニツト１８′に置換えられている。
見積られた有用なバンドの補正は、見積られた値
に補正を加えるのではなく、補正されるエラーの
正負によつて、30％低い、または40％高い他の値
を記憶装置１９から読出すために、この記憶装置
１９に与えるアドレスを変更することによつて行
われる。エラーは、フイルタされて復調された信
号と、フイルタされないで復調された信号とを比
較することによつて概算されるのではなく、バン
ド値がそれぞれ値bu、値0.7buならびに値1.4buで
ある３個の並列のバンドパスフイルタ３，２０，
２１を通して、復調される信号をフイルタリング
することによつて得られる３つのフイルタされた
信号のエネルギを比較することによつて概算され
る。もしバンド幅の値buならびに値1.4buをもつ
フイルタの出力の信号のエネルギが同一でない場
合には、buの値が小さすぎる。もし、バンド幅
の値buをもつフイルタ出力の信号のエネルギー
が、値0.7buのバンド幅をもつフイルタ出力の信
号のエネルギーに等しいならば、buの値は高す
ぎる。他のすべての場合、buの値は正しいと考
えられ得る。

エラーの計算ユニツト１８′は、値0.7buのバン
ド幅をもつバンドパスフイルタ２０、および値
1.4buのバンド幅をもつバンドパスフイルタ２１
を備えている。バンド幅の値buをもつバンドパ
スフイルタ３と同じように、これら２つのフイル
タは、値ｇおよび値buの関数である２つの信号
を受信し、それらの中心周波数ならびにそれらの
パスバンド幅がをそれぞれ制御される。さらに、
前記フイルタ３，２０，２１は、遅延ライン２か
ら出力される変調波を受信する。バンド幅buを
もつフイルタ３の出力は、一方で周波数弁別器４
に接続され、他方で第１の検波器２２に接続され
ている。値0.7buのバンド幅をもつバンドパスフ
イルタ２０の出力は、第２の検波器２３に接続さ
れ、値1.4buのバンド幅をもつバンドパスフイル
タ２１の出力は、第３の検波器２４に接続されて
いる。第１および第２の検波器２２，２３の出力
は、第１の比較器２５の２つの入力にそれぞれ接
続され、例えば、もしこれらの入力にあらわれる
信号が同じ値を有するならば、この第１の比較器
２５は“１”に等しい論理信号Ａを出力する。該
論理信号Ａは記憶装置１９の第１のアドレス入力
に伝えられる。

第１ならびに第３の検波器２２，２４の出力
は、第２の比較器２６の第１の入力およびに第２
の入力にそれぞれ接続されている。該比較器２６
は、例えば、第２の入力にあらわれる値が第１の
入力にあらわれる値よりも高い場合には、“１”
に等しい論理信号Ｂを出力する。この論理信号Ｂ
は、記憶装置１９の第２のアドレス入力に伝送さ
れる。該記憶装置１９は、変調信号の変化の割合
の値を受信するための第３のアドレス入力を有し
ており、この値はスロープ決定装置１３によつて
すでに計算されている。

使用される可変同調式のフイルタは、セルシン
（selsyns）によつて同調される機械的なフイルタ
３であるか、またはバンド消去型もしくはYIGフ
イルタ（イツトリウム−鉄−ガーネツトフイル
タ）型の電気的なフイルタでよい。

本発明は、添付図面に関して前述の記載された
実施例に限定されるものではない。多くの代わり
の実施例、特に整合することができる
（matchable）フイルタと瞬時周波数および変調
波の「有用」パスバンドを決定する装置の設計に
関して、多くの代案の実施例が考えられ得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による周波数復調器の第１の実
施例を図示しており、第２図は本発明による周波
数復調器の第２の実施例を図示し、この実施例は
テレビジヨン信号の復調に適用されている。第３
図は、本発明による周波数復調器の第３の実施例
を図示するものであり、第４図は従来のブロツク
図を示している。 １：入力端子、２：遅延ライン、３：可変同調
フイルタ、４，１０：周波数弁別器、５：制御回
路、６，１１：サンプラ、７，１２：アナログ／
デイジタル（Ａ／Ｄ）変換器、８：加算回路、
９：減算回路、１３：スロープ決定装置、１４：
遅延回路、１５：フイルタ同調の制御システム、
１６：出力端子、１７，１８，１８′：計算ユニ
ツト、１９：記憶装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 中心周波数を調整する第１の制御入力と、パ
   スバンド幅を調整する第２の制御入力と、変調波
   を受信する第３の入力と、１つの出力を有するバ
   ンドパスフイルタと、 バンドパスフイルタの出力に接続された１つの
   入力と、第１の変調信号にもどすための復調器出
   力を構成している１つの出力を有する第１の周波
   数弁別器と、 変調波を受信する入力と、第２の変調信号を出
   力し、バンドパスフイルタの第１の制御入力に結
   合されている出力を有する第２の周波数弁別器
   と、 第２の変調信号を受信する１つの入力と１つの
   出力を有し、変調波の短い期間のスペクトルの幅
   の概略の値b′uを第２の変調信号の変化率の関数
   として計算する第１の計算ユニツトと、 値b′uが不足エラーのために損なわれていると
   き、該値に含まれているエラーの絶対値δb′uを概
   算する計算ユニツトであつて、第１および第２の
   変調信号の差の関数として補正値δb′uを計算する
   ために、第１の変調信号を受信する第１の入力
   と、第２の変調信号を受信する第２の入力と、１
   つの出力を有する第２の計算ユニツトと、 第１の計算ユニツトの出力に接続されている第
   １の入力と、第２の計算ユニツトに接続されてい
   る第２の入力と、バンドパスフイルタの第２の制
   御入力に値bu＝b′u＋δb′uを出力する１つの出力
   を有する加算回路を有する、周波数変調された信
   号の復調器。 ２ 中心周波数を調整する第１の制御入力と、パ
   スバンド幅を調整する第２の制御入力と、変調波
   を受信する第３の入力と、１つの出力を有するバ
   ンドパスフイルタと、 前記フイルタの出力に接続された１つの入力
   と、復調器出力を構成する１つの出力を有し、変
   調信号に復調する周波数弁別器と、 前記周波数弁別器の出力に接続された入力と、
   変調信号の変化率の関数として概算された、変調
   波の短い期間のスペクトル幅の値を与える出力を
   有する計算ユニツトと、 周波数弁別器の出力と計算ユニツトの出力にそ
   れぞれ接続されている２つの入力と、前記フイル
   タの第１および第２の入力にそれぞれ結合されて
   いる２つの出力を有し、１本のイメージ線に対応
   する時間遅れを有する遅延回路を有する、テレビ
   ジヨンの周波数変調された信号の復調器。 ３ 同一の中心周波数と、それぞれbu、0.7bu、
   1.4buの異つたパスバンド幅を有し、それらの中
   心周波数を調整する共通の第１の制御入力と、そ
   れらのパスバンド幅を調整する共通の第２の制御
   入力と、変調波を受信する共通の第３の入力を有
   し、かつ各々が１つの出力を有する第１、第２お
   よび第３のバンドパスフイルタと、 第１のバンドパスフイルタの出力に接続された
   １つの入力と、復調器出力を構成する１つの出力
   を有し、入力を第１の変調信号に復調する第１の
   周波数弁別器と、 変調波を受信する１つの入力と、前記フイルタ
   の共通の第１の制御入力に結合されている１つの
   出力を有し、入力を第２の変調信号に復調する第
   ２の周波数弁別器と、 それぞれの入力が第１、第２、第３のバンドパ
   スフイルタの出力にそれぞれ接続され、それぞれ
   が１つの入力を有し、第１、第２、第３のバンド
   パスフイルタの出力からそれぞれ出力される信号
   の電力を測定する第１、第２および第３の検波器
   と、 第１の検波器および第２の検波器の出力にそれ
   ぞれ接続されている２つの入力と、第１の検波器
   によつて検出された電力が第２の検波器によつて
   検出された電力に等しいとき、論理信号Ａを出力
   する１つの出力を有する第１のコンパレータと、 第１の検波器および第３の検波器の出力にそれ
   ぞれ接続されている２つの入力と、第１の検波器
   によつて検出された電力が第３の検波器によつて
   検出された電力よりも低いときに論理信号Ｂを出
   力する１つの出力を有する第２のコンパレータ
   と、 それぞれ第１のコンパレータ、第２のコンパレ
   ータおよび第２の弁別器の出力に接続されている
   ３つの入力と、変調波の短期間のスペクトルの幅
   を変調信号の変化率の関数および論理信号Ａおよ
   びＢの関数として概算した値である信号を第１、
   第２および第３のバンドパスフイルタに出力する
   ために、それらのバンドパスフイルタの第２の共
   通の制御入力に結合された出力を有する計算ユニ
   ツトを有する、周波数変調された信号の復調器。