JPS648934B2 - - Google Patents
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- JPS648934B2 JPS648934B2 JP54161746A JP16174679A JPS648934B2 JP S648934 B2 JPS648934 B2 JP S648934B2 JP 54161746 A JP54161746 A JP 54161746A JP 16174679 A JP16174679 A JP 16174679A JP S648934 B2 JPS648934 B2 JP S648934B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F7/00—Parametric amplifiers
- H03F7/04—Parametric amplifiers using variable-capacitance element; using variable-permittivity element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3094—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in parametric amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
パラメトリツク受信機入力回路、すなわち可変
サセプタンス（バラクタダイオード）を有する回
路は、可変実効コンダクタンスを有するコンバー
タを使用した従来型の受信機よりも感度の点で優
れていることは公知である。受信機入力段用パラ
メトリツク回路の公知の種々の形態のうち、位相
整合ダウンコンバータに関して特に次のような例
について述べる。
サセプタンス（バラクタダイオード）を有する回
路は、可変実効コンダクタンスを有するコンバー
タを使用した従来型の受信機よりも感度の点で優
れていることは公知である。受信機入力段用パラ
メトリツク回路の公知の種々の形態のうち、位相
整合ダウンコンバータに関して特に次のような例
について述べる。
１ AMまたはFM変調されたポンプ源を有する
周波数反転形のダウンコンバータ ２ 非相反的縮退コンバータ縦続増幅器 ３ 大きな変換比を有しかつイメージ周波数にお
いて実抵抗により終端した非反転形ダウンコン
バータ これらの例は、系の雑音温度が非常に低い点
（第３例）またはＳ／Ｎ比が改善される点（第１
例、第２例）において優れている。
周波数反転形のダウンコンバータ ２ 非相反的縮退コンバータ縦続増幅器 ３ 大きな変換比を有しかつイメージ周波数にお
いて実抵抗により終端した非反転形ダウンコン
バータ これらの例は、系の雑音温度が非常に低い点
（第３例）またはＳ／Ｎ比が改善される点（第１
例、第２例）において優れている。
このような特性を得るための装置は、非常によ
く知られている。特に第１例および第２例の系に
対しては、雑音指数の概念を拡張しなければなら
ない。一般化した定義（ドイツ連邦共和国特許第
2153244号明細書または特公昭52−30207号公報参
照）によつて、Ｓ／Ｎ比改善のための過程（Ｆ＜
１を有する系）が明らかである。さらに従来の系
も定義に含まれることによる。
く知られている。特に第１例および第２例の系に
対しては、雑音指数の概念を拡張しなければなら
ない。一般化した定義（ドイツ連邦共和国特許第
2153244号明細書または特公昭52−30207号公報参
照）によつて、Ｓ／Ｎ比改善のための過程（Ｆ＜
１を有する系）が明らかである。さらに従来の系
も定義に含まれることによる。
これらの形式の受信機を取扱う際に、とりわけ
２つの特性面でＳ／Ｎ比の改善が図られる。すな
わち１つは高周波平面から中間周波平面へ系帯域
幅を減少させること（帰還形FM受信機）、もう
１つは信号電力および雑音電力を異なつた増幅度
で増幅する（帰還形AM受信機、コンバータ縦続
増幅器）ことである。
２つの特性面でＳ／Ｎ比の改善が図られる。すな
わち１つは高周波平面から中間周波平面へ系帯域
幅を減少させること（帰還形FM受信機）、もう
１つは信号電力および雑音電力を異なつた増幅度
で増幅する（帰還形AM受信機、コンバータ縦続
増幅器）ことである。
マイクロ波領域における系の設計仕様に際し
て、コンバータ縦続増幅器において第１のコンバ
ータがアツプコンバータであること、つまり高い
ポンプ周波数で動作することは、言う迄もなく不
利なことである。また周波数反転形ダウンコンバ
ータは、信号スペクトルを反転する。それ故にさ
らに別の周波数反転形混合過程抜きでは使用でき
ない。
て、コンバータ縦続増幅器において第１のコンバ
ータがアツプコンバータであること、つまり高い
ポンプ周波数で動作することは、言う迄もなく不
利なことである。また周波数反転形ダウンコンバ
ータは、信号スペクトルを反転する。それ故にさ
らに別の周波数反転形混合過程抜きでは使用でき
ない。
特許請求の範囲第１項に記載した本発明の構成
要件によれば、上記の公知の技術手段の有利な特
性面を生かしつつ欠点を除去して、大きな電力増
幅度が得られ、固有雑音が僅かなものにし、コン
バータの入出力端子間の伝達特性上のＳ／Ｎ比が
改善される。
要件によれば、上記の公知の技術手段の有利な特
性面を生かしつつ欠点を除去して、大きな電力増
幅度が得られ、固有雑音が僅かなものにし、コン
バータの入出力端子間の伝達特性上のＳ／Ｎ比が
改善される。
本発明の主要点は第１図ａ，ｂにおける従来技
術の場合と異なり、請求範囲の特徴部分にて規定
したように、Ｐ＝2ZおよびＰ＋Ｚ＝3Zの関係が
得られるように同期制御されるポンプ発振器
VCOによつて当該コンバータを励振するという
周波数配置関係の選定等に存し、上記第１図ａ，
ｂに示したような従来技術のダウンコンバータに
おける当該の周波数配置関係（非縮退ないし擬似
縮退の場合）とは明確に異なつている。
術の場合と異なり、請求範囲の特徴部分にて規定
したように、Ｐ＝2ZおよびＰ＋Ｚ＝3Zの関係が
得られるように同期制御されるポンプ発振器
VCOによつて当該コンバータを励振するという
周波数配置関係の選定等に存し、上記第１図ａ，
ｂに示したような従来技術のダウンコンバータに
おける当該の周波数配置関係（非縮退ないし擬似
縮退の場合）とは明確に異なつている。
本発明の理解を容易にするために公知の従来技
術（ドイツ連邦共和国特許第2153244号明細書）
について説明する。第３図は公知のAMまたは
FM受信機のブロツク図である。この受信機は、
周波数反転形パラメトリツクダウンコンバータ
Mdownを有する。この装置のポンプ源は、入力
信号の変調形式に依存して、低周波復調信号をフ
イードバツクすることにより、AMまたはFM変
調される。受信信号を中間周波数に変換するため
にこの装置は、周波数反転形パラメトリツクダウ
ンコンバータMdownを有している。安定度を高
めるために、アイソレータＪが、信号源とパラメ
トリツクダウンコンバータMdownとの間の入力
回路に接続されている。アイソレータＪにより、
信号源のコンダクタンスGsの変動がパラメトリ
ツクダウンコンバータMdownの入力側へ伝送さ
れることが防止される。従つて、周波数反転形パ
ラメトリツクダウンコンバータの既知の負の入力
コンダクタンスのため生じる不安定性が回避され
る。ダウンコンバータMdownの出力側は、中間
周波増幅器ＶおよびAMまたはFM復調器Ｄに接
続されている。さらにダウンコンバータMdown
は発振器ないしポンプ源Ｐに接続されている。こ
の例では、受信機の低周波出力側に現れる低周波
電圧信号SLF、即ち復調器Ｄの出力は変調器MOD
を介してポンプ源Ｐにフイードバツクされる。そ
れにより、ポンプ源の信号は低周波出力信号によ
つて変調される。変調器はAM変調器またはFM
変調器であり、入力信号の変調形式に応じて変調
する。従つて、ポンプ源はAM変調入力信号の場
合AM変調され、FM変調入力信号の場合FM変
調される。
術（ドイツ連邦共和国特許第2153244号明細書）
について説明する。第３図は公知のAMまたは
FM受信機のブロツク図である。この受信機は、
周波数反転形パラメトリツクダウンコンバータ
Mdownを有する。この装置のポンプ源は、入力
信号の変調形式に依存して、低周波復調信号をフ
イードバツクすることにより、AMまたはFM変
調される。受信信号を中間周波数に変換するため
にこの装置は、周波数反転形パラメトリツクダウ
ンコンバータMdownを有している。安定度を高
めるために、アイソレータＪが、信号源とパラメ
トリツクダウンコンバータMdownとの間の入力
回路に接続されている。アイソレータＪにより、
信号源のコンダクタンスGsの変動がパラメトリ
ツクダウンコンバータMdownの入力側へ伝送さ
れることが防止される。従つて、周波数反転形パ
ラメトリツクダウンコンバータの既知の負の入力
コンダクタンスのため生じる不安定性が回避され
る。ダウンコンバータMdownの出力側は、中間
周波増幅器ＶおよびAMまたはFM復調器Ｄに接
続されている。さらにダウンコンバータMdown
は発振器ないしポンプ源Ｐに接続されている。こ
の例では、受信機の低周波出力側に現れる低周波
電圧信号SLF、即ち復調器Ｄの出力は変調器MOD
を介してポンプ源Ｐにフイードバツクされる。そ
れにより、ポンプ源の信号は低周波出力信号によ
つて変調される。変調器はAM変調器またはFM
変調器であり、入力信号の変調形式に応じて変調
する。従つて、ポンプ源はAM変調入力信号の場
合AM変調され、FM変調入力信号の場合FM変
調される。
情報を障害なしに検出するためには、低周波の
Ｓ／Ｎ比を可能な限り高くして、無雑音AMまた
はFM変調されるポンプ信号に基づいた理論的考
察を行えるようにするとよい。このように低周波
信号のＳ／Ｎ比（Ｓ／Ｎ）LFを設定することによ
り、高周波受信部分の得られる雑音指数がわかつ
ているものとすると、受信機の入力側における高
周波信号のＳ／Ｎ比（Ｓ／Ｎ）Iは、例えば単側波
帯AM受信機に対して、 （Ｓ／Ｎ）LF＝２・（Ｓ／Ｎ）I／総合雑音指数 または低雑音高利得前置段を有する場合はF1
１から、 （Ｓ／Ｎ）LF＝２・（Ｓ／Ｎ）I によりそれぞれ与えられる。
Ｓ／Ｎ比を可能な限り高くして、無雑音AMまた
はFM変調されるポンプ信号に基づいた理論的考
察を行えるようにするとよい。このように低周波
信号のＳ／Ｎ比（Ｓ／Ｎ）LFを設定することによ
り、高周波受信部分の得られる雑音指数がわかつ
ているものとすると、受信機の入力側における高
周波信号のＳ／Ｎ比（Ｓ／Ｎ）Iは、例えば単側波
帯AM受信機に対して、 （Ｓ／Ｎ）LF＝２・（Ｓ／Ｎ）I／総合雑音指数 または低雑音高利得前置段を有する場合はF1
１から、 （Ｓ／Ｎ）LF＝２・（Ｓ／Ｎ）I によりそれぞれ与えられる。
AM変調ないしFM変調のため、パラメトリツ
クコンバータのポンプ源への低周波信号のフイー
ドバツクによつて、ダウンコンバータMdownの
中間周波出力側におけるＳ／Ｎ比（S2／N2）の
改善を行うことができる。
クコンバータのポンプ源への低周波信号のフイー
ドバツクによつて、ダウンコンバータMdownの
中間周波出力側におけるＳ／Ｎ比（S2／N2）の
改善を行うことができる。
第４図はパラメトリツク増幅器のコンバータ縦
続回路を示す。図示のように、、各コンバータ
M1，M2は非線形可変容量ダイオードD1または
D2、および共調共振LC回路対を有する。この同
調LC回路対の１つはアイドラ回路を構成し、ア
イドラ周波数fiに同調している。
続回路を示す。図示のように、、各コンバータ
M1，M2は非線形可変容量ダイオードD1または
D2、および共調共振LC回路対を有する。この同
調LC回路対の１つはアイドラ回路を構成し、ア
イドラ周波数fiに同調している。
本発明の実施例を以下図面によつて説明する。
第１図はコンバータにおける周波数位置を示
す。第１図ａと第１図ｂは後置のコンバータによ
るものである。その際第１図ａにおいて大きな変
換比を有するコンバータにおける周波数位置が示
されており、第１図ｂに疑似縮退モードコンバー
タにおける周波数位置が示されており、第１図ｃ
に本発明による縮退モードコンバータにおけるも
のが示されている。図中ｐはポンプ周波数を、ｚ
は中間周波数を、ｐ＋ｚは信号周波数を、ｐ−ｚ
は影像周波数を、また2p−ｚは２倍の混合積を
表わしている。
す。第１図ａと第１図ｂは後置のコンバータによ
るものである。その際第１図ａにおいて大きな変
換比を有するコンバータにおける周波数位置が示
されており、第１図ｂに疑似縮退モードコンバー
タにおける周波数位置が示されており、第１図ｃ
に本発明による縮退モードコンバータにおけるも
のが示されている。図中ｐはポンプ周波数を、ｚ
は中間周波数を、ｐ＋ｚは信号周波数を、ｐ−ｚ
は影像周波数を、また2p−ｚは２倍の混合積を
表わしている。
第２図は本発明による縮退モードダウンコンバ
ータを有する位相整合受信機入力回路を示す。第
２図においてダウンコンバータＭの後に中間周波
増幅器Ｖおよび位相検出器PDが接続されている。
混合器Ｍは、電圧制御ポンプ発振器VCOから給
電され、このポンプ発振器は、同時に分周器Ｔを
介して位相検出器PDの第２の入力端子に接続さ
れている。この位相検出器PDはローパスフイル
タTPを介してポンプ発振器VCOに接続されてお
り、このローパスフイルタから低周波数SNFが取
出し可能である。ローパスフイルタTPは、ポン
プ発振器VCOの入力端子に接続されている。
ータを有する位相整合受信機入力回路を示す。第
２図においてダウンコンバータＭの後に中間周波
増幅器Ｖおよび位相検出器PDが接続されている。
混合器Ｍは、電圧制御ポンプ発振器VCOから給
電され、このポンプ発振器は、同時に分周器Ｔを
介して位相検出器PDの第２の入力端子に接続さ
れている。この位相検出器PDはローパスフイル
タTPを介してポンプ発振器VCOに接続されてお
り、このローパスフイルタから低周波数SNFが取
出し可能である。ローパスフイルタTPは、ポン
プ発振器VCOの入力端子に接続されている。
入出力端子特性全体を求める上で基礎となるの
は、ポンプ発振器周波数が中間周波数のほぼ２倍
に等しい場合（第１図ｂによるいわゆる疑似縮退
モードの場合）におけるコンバータの小信号変換
マトリクスの計算である。それにより縮退（デイ
ゼネレーシヨン）または位相整合（同期）の場合
の入出力特性も導出される。
は、ポンプ発振器周波数が中間周波数のほぼ２倍
に等しい場合（第１図ｂによるいわゆる疑似縮退
モードの場合）におけるコンバータの小信号変換
マトリクスの計算である。それにより縮退（デイ
ゼネレーシヨン）または位相整合（同期）の場合
の入出力特性も導出される。
縮退（デイゼネレーシヨン）の場合、すなわち
ｐ＝2z、ｐ＋ｚ＝3zの場合、位相制御ループはロ
ツクされており、かつ第１図ｂの５つの周波数系
は、第１図ｃの３つの周波数系に移行する。変換
マトリクスの評価により次のことが明らかとな
る。すなわち、縮退の場合中間周波数に等しい影
像周波数においてなされる終端特性に基づき、後
続の中間周波数増幅器の入力インピーダンス（ド
イツ連邦共和国特許第2230536号明細書または特
公昭59−15402号公報参照）によつて中間周波回
路の減衰等化がなされる。この減衰等化によつて
１より大きな電力利得を得ることができることは
明らかである。この利得の大きさは、ポンプ周波
数と中間周波数との間の位相状態に依存してい
る。回路の共振同調の際次式があてはまる。
ｐ＝2z、ｐ＋ｚ＝3zの場合、位相制御ループはロ
ツクされており、かつ第１図ｂの５つの周波数系
は、第１図ｃの３つの周波数系に移行する。変換
マトリクスの評価により次のことが明らかとな
る。すなわち、縮退の場合中間周波数に等しい影
像周波数においてなされる終端特性に基づき、後
続の中間周波数増幅器の入力インピーダンス（ド
イツ連邦共和国特許第2230536号明細書または特
公昭59−15402号公報参照）によつて中間周波回
路の減衰等化がなされる。この減衰等化によつて
１より大きな電力利得を得ることができることは
明らかである。この利得の大きさは、ポンプ周波
数と中間周波数との間の位相状態に依存してい
る。回路の共振同調の際次式があてはまる。
その際、
ｍ＝Rp＋ｚ／RDは、リアクタンスダイオード
の損失抵抗に対する変換された信号発生器インピ
ーダンスの比、 γＯ〜ｐ＋ｚは、信号周波数におけるリアクタン
スダイオードのダイナミツクＱ は、ポンプ発振器と中間周波数との間の位相
差を表わしている。
の損失抵抗に対する変換された信号発生器インピ
ーダンスの比、 γＯ〜ｐ＋ｚは、信号周波数におけるリアクタン
スダイオードのダイナミツクＱ は、ポンプ発振器と中間周波数との間の位相
差を表わしている。
位相制御系による直交制御の際誤差角は＝０
であり、かつ有能電力利得はその最大値をとる。
この値は、無損失の場合次のようになる。
であり、かつ有能電力利得はその最大値をとる。
この値は、無損失の場合次のようになる。
Gv,n＝ｚ／ｐ＋ｚ １／１−ａ
その際ａは、実効減衰等化の量を表わす。ａは
１の近くの値を有するが、安定性の理由から１よ
り小さくしなければならない。
１の近くの値を有するが、安定性の理由から１よ
り小さくしなければならない。
総合雑音指数を計算するためには、縮退の場
合、有能電力利得の他に信号伝送利得も必要であ
る。この伝送利得は、信号源抵抗および負荷抵抗
RSおよびRLを含めて変換マトリクスから次のよ
うにして得られる。
合、有能電力利得の他に信号伝送利得も必要であ
る。この伝送利得は、信号源抵抗および負荷抵抗
RSおよびRLを含めて変換マトリクスから次のよ
うにして得られる。
Lu¨,deg＝ｚ／ｐ＋ｚ4RsRLｋ〔１＋ｂ／１＋b2〕2
その際ｋは定数であり、回路損失と中間周波増
幅器への整合状態に依存し、無損失かつ整合状態
においては値１をとる。
幅器への整合状態に依存し、無損失かつ整合状態
においては値１をとる。
量ｂは、ａと類似して１の近くの値をとり、か
つ中間周波増幅器による、終端状態に応じての減
衰等化を表わしている。安定性の理由からｂ＜ａ
＜１の関係を満たすようにしなければならない。
つ中間周波増幅器による、終端状態に応じての減
衰等化を表わしている。安定性の理由からｂ＜ａ
＜１の関係を満たすようにしなければならない。
信号周波数、ポンプ周波数および中間周波数の
間に固定的な周波数関係および位相関係が無い不
確定性（位相と周波数の点で相互間の関係）
（deterministische）信号に対する混合器の変換
特性は、第１図ｂの５周波数の場合の変換マトリ
クスによつて説明される。
間に固定的な周波数関係および位相関係が無い不
確定性（位相と周波数の点で相互間の関係）
（deterministische）信号に対する混合器の変換
特性は、第１図ｂの５周波数の場合の変換マトリ
クスによつて説明される。
この場合混合過程は、縮退モードコンバータに
おけるよりもかなり複雑である。ｐ＋ｚにおける
入力周波数と、ｐとの混合によりｚが生ぜしめら
れる。ｚおよびｐの各成分により、ｐ−ｚの周波
数反転位置にて混合積が惹起される。この混合積
は、ｐ2zであるからｚの近くにある。更になお
2p−ｚにおける成分を考慮する必要がある。こ
の成分は、ｐとｐ−ｚの混合過程の結果生じるも
のである。
おけるよりもかなり複雑である。ｐ＋ｚにおける
入力周波数と、ｐとの混合によりｚが生ぜしめら
れる。ｚおよびｐの各成分により、ｐ−ｚの周波
数反転位置にて混合積が惹起される。この混合積
は、ｐ2zであるからｚの近くにある。更になお
2p−ｚにおける成分を考慮する必要がある。こ
の成分は、ｐとｐ−ｚの混合過程の結果生じるも
のである。
高次の混合積は、リアクタンスダイオードを電
流制御で作動すれば、無視できるようになる。疑
似縮退変換マトリクスから次のように伝送利得を
計算し得る。
流制御で作動すれば、無視できるようになる。疑
似縮退変換マトリクスから次のように伝送利得を
計算し得る。
Lu¨,quasi＝ｚ／ｐ＋ｚ4RsRLｋ〔１／１−b2〕2
従つて縮退の場合の伝送利得よりも小さな値と
なる。従つて混合器は、相異なる伝送利得で位相
的に整合および非整合状態の信号を処理する。
なる。従つて混合器は、相異なる伝送利得で位相
的に整合および非整合状態の信号を処理する。
それ故に両方の利得の比、すなわち疑似縮退の
場合の改善率は次のようになる。
場合の改善率は次のようになる。
Vquasi＝Lu¨,deg／Lu¨,quasi＝（１＋ｂ）2
かつｂを１にしようとする場合、値４になり、
これは6dBに相当する。一方これらのことは、共
振および最適位相関係にもあてはまる。一般にｂ
は実数ではなく、周波数および位相に関する複素
関数である。
これは6dBに相当する。一方これらのことは、共
振および最適位相関係にもあてはまる。一般にｂ
は実数ではなく、周波数および位相に関する複素
関数である。
雑音特性の計算は２つの問題に分けられる。す
なわち第１に混合器の付加的な雑音指数の計算で
あり、この雑音指数は、変換特性、内部損失およ
び中間周波増幅器の雑音特性によつて決まるもの
である。また第２に雑音信号に対する伝送利得の
計算であり、この伝送利得は、実際の改善率を検
出するために必要である。この伝送利得は、疑似
縮退モードの場合不確定性（deterministische）
の信号に対する伝送利得とは異なる。入力信号と
して、位相整合していない多くの調波信号を重ね
合わせたものとして取扱うことができる例えば帯
域制限されたホワイトノイズ信号を考えた場合、
この雑音信号のそれぞれのスペクトル成分が原則
的に疑似縮退伝送利得で増幅されることは明らか
である。
なわち第１に混合器の付加的な雑音指数の計算で
あり、この雑音指数は、変換特性、内部損失およ
び中間周波増幅器の雑音特性によつて決まるもの
である。また第２に雑音信号に対する伝送利得の
計算であり、この伝送利得は、実際の改善率を検
出するために必要である。この伝送利得は、疑似
縮退モードの場合不確定性（deterministische）
の信号に対する伝送利得とは異なる。入力信号と
して、位相整合していない多くの調波信号を重ね
合わせたものとして取扱うことができる例えば帯
域制限されたホワイトノイズ信号を考えた場合、
この雑音信号のそれぞれのスペクトル成分が原則
的に疑似縮退伝送利得で増幅されることは明らか
である。
しかしより正確に見てみれば、２つの入力周波
数ｐ＋ｚおよび2p−ｚがあるためそれぞれのス
ペクトル成分は、中間周波数側において入力雑音
の２つの成分から合成されていることがわかる。
この２つの側波帯を考察すると、雑音信号伝送利
得は時間平均すると次式のようになる。
数ｐ＋ｚおよび2p−ｚがあるためそれぞれのス
ペクトル成分は、中間周波数側において入力雑音
の２つの成分から合成されていることがわかる。
この２つの側波帯を考察すると、雑音信号伝送利
得は時間平均すると次式のようになる。
Lu¨,r＝ｚ／ｐ−ｚ4RsRLｋ１＋b2／（１−b2）2
従つてこの時改善率は次のようになる。
Ｖ＝Lu¨,deg／Lu¨,r＝（１＋ｂ）2／１＋b2
この改善率は、ｂ＝１に対して値２になり、
3dBに相当する。両方の改善率の意味は明らかで
ある。疑似縮退（モード）の場合の改善率
Vquasiは、受信系の妨害搬送波抑圧度を表わし
ている。後続の位相制御ループのロツク状態を生
じさせない信号は、ロツクされた信号に対して
6dBだけ減衰される。本来の改善率Ｖは、雑音が
無いと考えられる混合器において入出力端子間の
Ｓ／Ｎ比の改善率を表わしており、従つて最大
3dBにすることができる。
3dBに相当する。両方の改善率の意味は明らかで
ある。疑似縮退（モード）の場合の改善率
Vquasiは、受信系の妨害搬送波抑圧度を表わし
ている。後続の位相制御ループのロツク状態を生
じさせない信号は、ロツクされた信号に対して
6dBだけ減衰される。本来の改善率Ｖは、雑音が
無いと考えられる混合器において入出力端子間の
Ｓ／Ｎ比の改善率を表わしており、従つて最大
3dBにすることができる。
混合器が無雑音ではない場合、ドイツ連邦共和
国特許第2153244号明細書によれば総合雑音指数
は次のようになる。
国特許第2153244号明細書によれば総合雑音指数
は次のようになる。
Ｆ＝１／Ｖ（１＋Fz）
その際Ｖは、前記の改善率、Fzは、混合器の
付加的な雑音指数である。
付加的な雑音指数である。
この計算の際第１図ｂによる特別な周波数状態
に特に注意しなければならない。混合器の出力端
子において中間周波数と影像周波数とが同時に生
起するため、つまり中間周波数端子対は、入出力
端子対をなしているので、中間周波数増幅器の雑
音は、混合器中間周波数増幅器のチエーン雑音指
数ばかりでなく、混合器だけの付加雑音指数内に
も入る。変換式においてすべての信号源を基準状
態（零状態）にし、かつ内部雑音源からの影響だ
けを考慮する。中間周波増幅器の雑音は、入力端
子における等価雑音源によつて表わされる。混合
器と中間周波増幅器の間に変成器を接続し、この
変成器の変成比を、所定の混合器出力抵抗が中間
周波数増幅器の最適雑音抵抗に変換されるように
選定する。これら前提条件の下に混合器は次のよ
うな付加雑音指数を有する。
に特に注意しなければならない。混合器の出力端
子において中間周波数と影像周波数とが同時に生
起するため、つまり中間周波数端子対は、入出力
端子対をなしているので、中間周波数増幅器の雑
音は、混合器中間周波数増幅器のチエーン雑音指
数ばかりでなく、混合器だけの付加雑音指数内に
も入る。変換式においてすべての信号源を基準状
態（零状態）にし、かつ内部雑音源からの影響だ
けを考慮する。中間周波増幅器の雑音は、入力端
子における等価雑音源によつて表わされる。混合
器と中間周波増幅器の間に変成器を接続し、この
変成器の変成比を、所定の混合器出力抵抗が中間
周波数増幅器の最適雑音抵抗に変換されるように
選定する。これら前提条件の下に混合器は次のよ
うな付加雑音指数を有する。
Fz＝Tn／TA Rv,p+z＋RD／Rp+z＋ｂ／１＋b2 ｐ＋ｚ／ｚ
（１＋ Rv,p+z＋RD／Rp+z）（Rv,z＋RD／R+）＋TZF,nio／TA RE
,ZF／u¨2R+ b2／１＋b2（１＋Rv,p+z＋RD／Rp+z）×ｐ＋ｚ／ｚ Tmは、混合器周囲温度 TAは、アンテナ温度 TZF,nioは、中間周波数増幅器の最小雑音温度、 Rv,p+z、Rv,z、RDは、信号回路、中間周波数回
路およびダイオードの損失抵抗、 Rp＋ｚは、信号発生器回路の抵抗、 R+は、中間周波数側の減衰抵抗、 これらの量に対して実際の値を代入すれば、十
分に雑音の少ない中間周波数増幅器においてFz
も総合雑音指数をさ程悪化しないことが明らかと
なる。
（１＋ Rv,p+z＋RD／Rp+z）（Rv,z＋RD／R+）＋TZF,nio／TA RE
,ZF／u¨2R+ b2／１＋b2（１＋Rv,p+z＋RD／Rp+z）×ｐ＋ｚ／ｚ Tmは、混合器周囲温度 TAは、アンテナ温度 TZF,nioは、中間周波数増幅器の最小雑音温度、 Rv,p+z、Rv,z、RDは、信号回路、中間周波数回
路およびダイオードの損失抵抗、 Rp＋ｚは、信号発生器回路の抵抗、 R+は、中間周波数側の減衰抵抗、 これらの量に対して実際の値を代入すれば、十
分に雑音の少ない中間周波数増幅器においてFz
も総合雑音指数をさ程悪化しないことが明らかと
なる。
入力信号Ｓは周波数変調されている場合、ポン
プ発振器も周波数変調されている。このことは、
まずリアクタンスダイオードの変換特性を一般的
の取扱うことを必要とする。しかしながら変換式
は、ポンプ発振器が同期している際一定周波数を
有するポンプ発振器用の定常的な式に移行するこ
とが明らかである。その結果帯域幅拡大が要求さ
れる点を除けば、単一スペクトル特性とFM信号
特性との間に根本的な相違はない。しかしFMの
場合の特別な条件により、雑音特性のそれ以上の
改善が可能である。位相ロツク同期状態にポンプ
がおかれると高周波平面から中間周波平面へ次の
ような周波数偏移の圧縮が行われる。
プ発振器も周波数変調されている。このことは、
まずリアクタンスダイオードの変換特性を一般的
の取扱うことを必要とする。しかしながら変換式
は、ポンプ発振器が同期している際一定周波数を
有するポンプ発振器用の定常的な式に移行するこ
とが明らかである。その結果帯域幅拡大が要求さ
れる点を除けば、単一スペクトル特性とFM信号
特性との間に根本的な相違はない。しかしFMの
場合の特別な条件により、雑音特性のそれ以上の
改善が可能である。位相ロツク同期状態にポンプ
がおかれると高周波平面から中間周波平面へ次の
ような周波数偏移の圧縮が行われる。
Ωz＝Ωp+z−Ωp
ここから中間周波数において減少した変調指数
に相当するカーソン（Carson）帯域幅は、FM信
号のひずみを生じることなく減少できることがわ
かる。
に相当するカーソン（Carson）帯域幅は、FM信
号のひずみを生じることなく減少できることがわ
かる。
理想フイルタの場合ドイツ連邦共和国特許第
2153244号明細書に相応して次のようになる。
2153244号明細書に相応して次のようになる。
Ｆ＝BZF／BHF Lu¨,r／Lu¨,deg（１＋Fz）
その際BZFは中間周波数帯域幅、またはBHFは
高周波帯域幅を表わしている。現実の通過特性を
有するフイルタにおいては相応してそれぞれの雑
音帯域幅が用いられる。
高周波帯域幅を表わしている。現実の通過特性を
有するフイルタにおいては相応してそれぞれの雑
音帯域幅が用いられる。
Ｓ／Ｎ比のこれ以上の改善は乗算的に行われ
る。なぜなら帯域幅圧縮と、信号および雑音を異
なつた利得で増幅することとは相関の無い過程で
あり、従つて別個に利用できるからである。
る。なぜなら帯域幅圧縮と、信号および雑音を異
なつた利得で増幅することとは相関の無い過程で
あり、従つて別個に利用できるからである。
得ることができる改善の量は、変調指数、低周
波帯域幅の要求度および後続の復調器に依存し、
かつ最大で（ｐ＋ｚ）／ｚ＝３＝4.7dBの値に達
することができる。
波帯域幅の要求度および後続の復調器に依存し、
かつ最大で（ｐ＋ｚ）／ｚ＝３＝4.7dBの値に達
することができる。
前記の位相整合状態のダウンコンバータの有利
な系特性は、原則として一連の受信系に基礎利用
できる。
な系特性は、原則として一連の受信系に基礎利用
できる。
縮退モードパラメトリツクダウンコンバータの
前に、例えば通常の低雑音前置増幅器を接続する
ことができる。前置増幅器が十分な有能増幅度お
よび小さな雑音指数を有するならば、受信機入力
回路の総合雑音指数は次式によつて与えられ、 Ｆ＝Lu¨,r／Lu,deg｜混合器（１＋Fz｜前置増幅器） すなわち内部源に関する雑音特性は前置増幅器
によつて決まり、混合器はその改善率を維持す
る。従つてチエーン回路はＦ＜１の系である。こ
の構成は、混合器の雑音特性に関し最適化する必
要がないという利点を有し、それによりずつと多
くの自由度が得られ、かつ例えば混合器帯域幅を
拡大するために利用できる。
前に、例えば通常の低雑音前置増幅器を接続する
ことができる。前置増幅器が十分な有能増幅度お
よび小さな雑音指数を有するならば、受信機入力
回路の総合雑音指数は次式によつて与えられ、 Ｆ＝Lu¨,r／Lu,deg｜混合器（１＋Fz｜前置増幅器） すなわち内部源に関する雑音特性は前置増幅器
によつて決まり、混合器はその改善率を維持す
る。従つてチエーン回路はＦ＜１の系である。こ
の構成は、混合器の雑音特性に関し最適化する必
要がないという利点を有し、それによりずつと多
くの自由度が得られ、かつ例えば混合器帯域幅を
拡大するために利用できる。
マイクロ波領域においては十分に雑音の少ない
前置増幅器は得られない。ここでは例えばドイツ
連邦共和国特許第2230536号明細書に記載された
影像周波数において実終端抵抗を有するパラメト
リツクダウンコンバータが前置段として利用でき
る。この混合器は、１より大きい電力増幅度を有
し、かつ高い変換比において次のような雑音温度
を有する。
前置増幅器は得られない。ここでは例えばドイツ
連邦共和国特許第2230536号明細書に記載された
影像周波数において実終端抵抗を有するパラメト
リツクダウンコンバータが前置段として利用でき
る。この混合器は、１より大きい電力増幅度を有
し、かつ高い変換比において次のような雑音温度
を有する。
Tn＝ｐ＋ｚ／ｐ−ｚaTspTsp
その際Tspは、影像周波数における終端抵抗の
雑音温度である。このような系の十分に高い変換
比においてアンテナを、影像周波数における終端
抵抗として共用すると、高いアンテナにおいて
（TA＝50〓）非常に低い雑音温度が得られる。従
つて後続の混合器は、その改善率を完全に利用で
きる。
雑音温度である。このような系の十分に高い変換
比においてアンテナを、影像周波数における終端
抵抗として共用すると、高いアンテナにおいて
（TA＝50〓）非常に低い雑音温度が得られる。従
つて後続の混合器は、その改善率を完全に利用で
きる。
本発明による受信機入力回路は、次の特性にお
いて優れている。
いて優れている。
●低いポンプ周波数を有する周波数非反転形ダウ
ンコンバータ ●得られる電力増幅度＞１ ●低い固有雑音指数＜１ ●Ｓ／Ｎ比の改善 ●FMに有効 ●バラクタダイオードの技術により上限周波数が
決まる。
ンコンバータ ●得られる電力増幅度＞１ ●低い固有雑音指数＜１ ●Ｓ／Ｎ比の改善 ●FMに有効 ●バラクタダイオードの技術により上限周波数が
決まる。
それ故にいくらかの予備安全度で0dBの近くの
系閾値が期待される。すなわち現時点で存在する
衛星受信機用の周辺データに対して、特に衛星送
信出力と最大距離の点で格段の改善が行われる。
系閾値が期待される。すなわち現時点で存在する
衛星受信機用の周辺データに対して、特に衛星送
信出力と最大距離の点で格段の改善が行われる。
第１図は、混合器における周波数位置関係を示
す図、第２図は、縮退（モード）ダウンコンバー
タを有する位相整合した受信機入力回路の図、第
３図は本発明の説明に供する公知のAMまたは
FM受信機のブロツク図、第４図は同様に説明に
供するパラメトリツク増幅器のコンバータ縦続回
路を示す図である。 Ｍ…混合器、Ｖ…中間周波増幅器、PD…位相
検出器、TP…ローパスフイルタ、VCO…ポンプ
発振器。
す図、第２図は、縮退（モード）ダウンコンバー
タを有する位相整合した受信機入力回路の図、第
３図は本発明の説明に供する公知のAMまたは
FM受信機のブロツク図、第４図は同様に説明に
供するパラメトリツク増幅器のコンバータ縦続回
路を示す図である。 Ｍ…混合器、Ｖ…中間周波増幅器、PD…位相
検出器、TP…ローパスフイルタ、VCO…ポンプ
発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ パラメトリツクダウンコンバータおよび後続
の復調器を具備している、復調器の前における
Ｓ／Ｎ比の改善付受信機入力回路において、 当該コンバータＭは、制御ループを介して周波
数および位相に関して同期制御されるポンプ発振
器VCOによつてｐ＝2Zおよびｐ＋Ｚ＝3Zの関係
が得られるように励振され、その際ｐはポンプ発
振器周波数、Ｚは中間周波数を表わし、またコン
バータは、イメージ周波数において実抵抗により
終端されており、かつ電力増幅を行わせ得ること
を特徴とする、Ｓ／Ｎ比の改善付受信機入力回
路。 ２ コンバータＭの前に低雑音前置増幅器が接続
されている、特許請求の範囲第１項記載の受信機
入力回路。 ３ 信号周波数において実終端抵抗を有するパラ
メトリツクダウンコンバータが前置増幅器として
使用される、特許請求の範囲第２項記載のマイク
ロ波用受信機入力回路。 ４ 周波数変調された入力信号のため、位相検出
器PDとして形成された復調器とコンバータＭと
の間に中間周波数増幅器Ｖがそう入されており、
また復調器の出力端子にローパスフイルタTPが
接続されており、このローパスフイルタから低周
波SNFが取出し可能である、特許請求の範囲第１
項記載の受信機入力回路。 ５ 付加的に高周波平面から中間周波平面へ周波
数偏移の圧縮が行われる、特許請求の範囲第４項
記載の受信機入力回路。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE2854128A DE2854128C3 (de) | 1978-12-15 | 1978-12-15 | Empfängerschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5583348A JPS5583348A (en) | 1980-06-23 |
| JPS648934B2 true JPS648934B2 (ja) | 1989-02-15 |
Family
ID=6057244
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16174679A Granted JPS5583348A (en) | 1978-12-15 | 1979-12-14 | Receiver input circuit improved in s*n ratio |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4387470A (ja) |
| JP (1) | JPS5583348A (ja) |
| CA (1) | CA1139846A (ja) |
| DE (1) | DE2854128C3 (ja) |
| FR (1) | FR2444376B1 (ja) |
| GB (1) | GB2039430B (ja) |
| IT (1) | IT1127681B (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS604335A (ja) * | 1983-06-23 | 1985-01-10 | Clarion Co Ltd | 受信機 |
| DE3335024A1 (de) * | 1983-09-28 | 1985-04-11 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung fuer einen empfaenger mit zwei phasenregelkreisen |
| GB8501035D0 (en) * | 1985-01-16 | 1985-02-20 | Senior J | Prostaglandins |
| US5983077A (en) * | 1997-07-31 | 1999-11-09 | Ericsson Inc. | Systems and methods for automatic deviation setting and control in radio transmitters |
| GB2469159B (en) | 2009-04-03 | 2011-12-21 | Siemens Ag | Upconverter |
| GB0905752D0 (en) * | 2009-04-03 | 2009-05-20 | Siemens Ag | Hybrid amplifier |
| GB0905770D0 (en) | 2009-04-03 | 2009-05-20 | Siemens Ag | Bias control |
| GB0905768D0 (en) * | 2009-04-03 | 2009-05-20 | Siemens Ag | Antenna feed |
| GB0905755D0 (en) * | 2009-04-03 | 2009-05-20 | Siemens Ag | Directional coupler |
| GB0915657D0 (en) * | 2009-09-08 | 2009-10-07 | Siemens Ag | Amplifier |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL277424A (ja) * | 1961-04-25 | |||
| US3231822A (en) * | 1961-12-22 | 1966-01-25 | Bell Telephone Labor Inc | Frequency modulation feedback receiver |
| US3428900A (en) * | 1965-11-26 | 1969-02-18 | Rca Corp | Distributed feedback frequency compression in frequency modulation reception |
| US3544899A (en) * | 1966-02-17 | 1970-12-01 | Igor Alexandrovich Gusyatinsky | Frequency-modulated receiver with decreased threshold level |
| JPS5230207B2 (ja) * | 1971-10-26 | 1977-08-06 | ||
| DE2230536C3 (de) * | 1972-06-22 | 1975-07-24 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Mikrowellen-Eingangsschaltung mit einem para metrischen Abwärtsmischer |
| US4042884A (en) * | 1975-02-20 | 1977-08-16 | Rixon, Inc. | Phase demodulator with offset frequency reference oscillator |
-
1978
- 1978-12-15 DE DE2854128A patent/DE2854128C3/de not_active Expired
-
1979
- 1979-12-06 GB GB7942099A patent/GB2039430B/en not_active Expired
- 1979-12-07 IT IT28004/79A patent/IT1127681B/it active
- 1979-12-14 JP JP16174679A patent/JPS5583348A/ja active Granted
- 1979-12-14 CA CA000341971A patent/CA1139846A/en not_active Expired
- 1979-12-14 FR FR7930776A patent/FR2444376B1/fr not_active Expired
- 1979-12-17 US US06/104,022 patent/US4387470A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IT1127681B (it) | 1986-05-21 |
| CA1139846A (en) | 1983-01-18 |
| GB2039430B (en) | 1983-04-13 |
| JPS5583348A (en) | 1980-06-23 |
| DE2854128B2 (de) | 1981-06-19 |
| GB2039430A (en) | 1980-08-06 |
| DE2854128A1 (de) | 1980-06-19 |
| US4387470A (en) | 1983-06-07 |
| FR2444376A1 (fr) | 1980-07-11 |
| DE2854128C3 (de) | 1982-02-18 |
| IT7928004A0 (it) | 1979-12-07 |
| FR2444376B1 (fr) | 1985-06-07 |
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