JPWO1998011663A1 - 誘導モータ制御装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 直流制動時でもトリップレスで停止時の振動の少ない直流制動機能を有するベクトル制御装置を提供することにある。直流制御演算器１とそれにより制御されるスイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ４を備え、ベクトル制御時には直流制御演算器１がＳ１，Ｓ３，Ｓ４は全てａ側とし，ベクトル制御される。この状態から直流制御状態にする場合電圧ベクトルの位相を計算し，Ｓ１，Ｓ３をｂ側とし，ｉｑの絶対値を基準値αに比較して，ｉｑの絶対値が小さいときはＳ４をｂ側に切り換え，ｄ軸ＡＣＲのみとする。本発明によれば，トリップレスの直流制動機能を有するベクトル制御装置が提供可能であり，停止時の振動も小さくできるので非常時での直流制動などの停止位置精度を上げることができ、また低騒音なシステムを供給できる。

Description

【発明の詳細な説明】 誘導モータ制御装置およびその制御方法 技術分野 本発明は回転座標上で電流制御を行い，直流制動機能を有する誘導モータ制御 装置に関する。

背景技術 誘導モータを制御する場合，モータ印加電圧Ｖと周波数ｆを一定の比率で変化 せさてモータの回転数を制御するＶ／ｆ制御やモータの電流を磁束分（ｄ軸）と トルク分（ｑ軸）に分解して直流機と同じように制御するベクトル制御がある。

前記のＶ／ｆ制御は制御方式が簡単なため，従来から良く用いられている。また ，後者はマイクロコンピュータの発達により，リアルタイムでの制御演算が可能 となり，従来の直流サーボの置き換えとして，用いられようになってきた。

前者のＶ／ｆ制御では電機子抵抗の電圧降下などのため，低速度域でトルクが 出ず，かつ，位置決めがＶ／ｆ制御では困難なため，誘導モータに直流電流を流 して制動を掛ける直流制動が用いられてきた。

後者のベクトル制御では低速度域で十分なトルクを確保でき，位置決めも行う ことができる。しかし，ベクトル制御では速度（位置）情報が必要なため，誘導 モータにエンコーダなどの位置センサを付け速度検出したり，電流，電圧から速 度を推定する速度推定器が必要となる。これらの速度検出手段が故障した場合， 非常停止などのため，前述した直流制動が用いられる場合が多い。

後者のベクトル制御装置でも，この直流制動時はＶ／ｆ制御の誘導 モータ制御装置と同様な使われ方をするので従来と同一な制御手法が用いられる ことが多い。この直流制動の手法は所望の直流制動力に応じた直流電圧を誘導モ ータに加えるだけのものである。

第４図に従来の直流制動機能を有したベクトル制御装置のブロック図を示す。

従来のベクトル制御装置では直流制動機能を設けるため，第４図に示すように本 来のベクトル制御制御用の演算部２〜１１に加えて，直流制動制御演算部１とス イッチＳ１，Ｓ２を設けている。ベクトル制御状態ではＳ１，２はａ側で，直流 制動時にはＳ１，２はｂ側とする。Ｓ２をｂ側にすることで、ｄ−ｑＡＣＲ４の 出力は効かなくなり，一方の電圧（v d*）に制動力に応じた値が入力され，他方 （v q*）を０とし，誘導モータ１３には直流電圧が加わる。また，切り換えショ ックを少なくするため，Ｓ１は電圧位相θ vを直流制動制御演算部１で演算し， 電圧位相にｄ軸を一致させる。

ベクトル制御装置は前述のように位置決めなどのサーボとして使われる場合が あり，過電流などで停止することは許されない。これは，ベクトル制御装置が非 常用に直流制動モードに入った場合でも同様である。ベクトル制御装置では十分 に低速トルクが確保でき，位置決めなども行えるため，直流制動は不必要である が，前述のように位置（速度）センサの故障時などを考えると不可欠な制御モー ドと言える。

ここで，従来通りの直流制動の手法を用いるとベクトル制御状態から直流制動 に切り換えた後，過電流保護などによりトリップする場合がある。これは従来の 直流制動のように直流電圧を加えるだけでは電流を十分に制御できないため，電 流が成長しやすい回転数が高い場合や負荷が重い場合に起こりやすい。ベクトル 制御装置では上記のように直流制動が故障時に用いられことになるため，使用条 件をトリップしにくい負荷状態に限ることはできず，どんな状態でもトリップし な い直流制動の手法が必要である。

本発明の目的は，高性能なベクトル制御装置に内蔵されるトリップしない直流 制動の手法を提供することにある。また，第２の目的は停止時に振動の少ない直 流制動の手法を提供することにある。

発明の開示 第１の目的を達成するため，ベクトル制御装置にあるｄ，ｑの電流制御装置（ ＡＣＲ）を用い，ＡＣＲのｄ軸電流指令とｑ軸電流指令のうちいずれか一方の電 流指令を０，他方の電流指令を直流制動力に応じた電流指令として入力して直流 制動モードを実現する，また，第２の目的のため，電流指令を０にした一方の電 流値の絶対値を見て，あるいは誘導モータの回転数を見て、予め定めた基準値以 下ならこの軸のＡＣＲを０（ｖｑ＊＝０）として，残り他方だけで電流を制御す るように切り換える手段を設けた。

これにより、直流制動時でもベクトル制御装置のＡＣＲを用いるため，どんな 負荷状態であっても電流を制御できるので，過電流でトリップすることはない。

また，直流制動に切り換えるときにはＡＣＲの指令電流を操作するだけなので， 切り換え前後で電力変換器の電圧が変に不連続にならないため，切り換えショッ クが少なく，切り換え時のトリップも起きにくい。

また，ｄ軸，ｑ軸両方のＡＣＲで直流制動を行うとモータの全位相角３６０° 方向に電圧ベクトルが出力可能なため，停止寸前にロータ回転位置が微振動する 。そのため，０に絞った方の軸の電流、あるいは誘導モータの回転数を見て基準 値以下になったら，他方の軸のＡＣＲだけで制御するようにしているので、電圧 出力方向はこのＡＣＲ制御している他方の軸方向だけとなり，停止時にロータは 振動しないよ うになる。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明による具体的一実施例の制御ブロック図である。

第２図は、本発明による具体的一実施例の直流制動演算器の動作を示したフロ ーチャートである。

第３図は、ｄ，ｑ軸での電圧，電流のベクトル図である。

第４図は、従来の制御装置の制御ブロック図である 発明を実施するための最良の形態 以下，本発明の一実施例を第１図により説明する。第１図は誘導モータ１３を 電力変換回路７により制御する誘導モータのベクトル制御装置である。本実施例 を、理解し易いように，速度制御系に基づいて説明する。

第１図の本実施例のベクトル制御装置は良く知られている速度センサ付きのベ クトル制御と同一で，ｄ軸，ｑ軸は誘導モータの回転磁界に同期して回転する座 標系である。速度制御演算部２では、このベクトル制御装置の外部のシステムか ら入力された速度指令ω*と速度検出演算部１０から入力された速度検出値ωｒ に基づいてトルク電流（トルク相当）指令i q*が演算される。速度検出演算部１ ０はエンコーダなどの位置検出器１２からの信号で速度を演算したり，位置検出 レスの場合は電流などから速度推定演算を行う。このｉｑ*が磁束演算部３に入 力され，良く知られているようにベクトル制御条件を満足するような磁束分電流 指令i d*とすべり周波数ωｓを演算し、i d*，i q*、ωｓが出力される。これら のi d*，i d*に回転座標ｄ−ｑ変換部１１からの電流検出値ｉｄ，ｉｑを追随さ せるような電圧指令v d*、 v q*をｄ−ｑ軸ＡＣＲ４で演算する。

これらのv q*、v q*は回転座標ｄ−ｑ軸から３相への逆ｄ−ｑ変換器５により ，３相の電圧指令にし，ＰＷＭ演算部６で電力変換器７のスイッチング素子をON /OFFする点弧パタンを演算する。また，磁束演算部３の出力のωｓはすべり補償 演算部８に入力され，誘導モータの１次周波数ωｌを演算し，これを積分器９で 積分してｄ軸の位相θｌを計算し，ｄ−ｑ変換部１１，逆ｄ−ｑ変換部５に出力 する。

本発明は直流制動制御演算器１とそれにより制御されるスイッチＳ１，Ｓ３， Ｓ４から構成される。直流制動制御演算部１には直流制動の制動力目標値と直流 制動運転に移行する際の直流制動指令（図示せず）が与えられる。ベクトル制御 時には直流制動制御演算器１によりＳ１，Ｓ３，Ｓ４は全てａ側となるように切 り換えられており，前記のようにベクトル制御が行われる。この状態から直流制 動制御状態にする場合の直流制動制御演算器１の動作を第２図に示すフローで説 明する。

直流制動制御演算器１は電圧ベクトルθ vの位相を算出する（ステップ 101） 。このステップ 101はベクトル制御から直流制動に切り換える瞬間のみの演算だ けで良い。誘導モータの３相巻線ｕ，ｖ，ｗ相、ｄ−ｑ軸電圧ベクトルＶ１，電 流ベクトルＩ１の関係は第３図に示すとおりで，図よりθ vは θ v=θ l＋tan^-1(Ｖｑ／Ｖｄ) ………… （１） より，演算できる。Ｖｑ，Ｖｄは切り換え直前で演算していたｄ，ｑ軸の電圧値 を用いる。次にスイッチＳ１をｂ側に切り換え，θdqにθ vを入力する（ステッ プ 102）。これにより，第３図にあるように電圧ベクトルＶ１の位相にｄ軸を合 わせ，ｄ’軸とすることで電圧ベクトルＶ１を直流制動切り換え時に不連続にな らないようにする。これ により，切り換え時のショックが小さくなり，トリップしにくくなる。この例で は電圧ベクトルＶ１を連続にしたが，電流ベクトルＩ１を連続的に切り換えても 良く，その場合は（１）式のＶをｉに読み変えれば良い。また，これらの切り換 えはＡＣＲの応答が早い場合には自動的に連続になるように働くので不要とする こともできるが，ＡＣＲの応答が遅い場合にはこの切り換えが特に有効となる。

この後，Ｓ３をｂ側に切り換え，ｄ軸のＡＣＲの指令i d*を直流制動制御演算 器１に入力された制動力に応じた値をｄ−ｑ軸ＡＣＲ４に入力し，ｑ軸のＡＣＲ の指令i q*を０にする（ステップ 103）。このように従来とは異なり，ｄ軸，ｑ 軸のＡＣＲを直流制動時でも効かしているので，交流モータの負荷状態で電流が 成長し，過電流ではトリップすることはない。

そして，ｉｑの絶対値と予め定めた基準値αと比較し（ステップ 104），これ よりも大きい場合はＳ４をａ側に切り換え，前述のようにｄ−ｑＭＡＣＲ４の出 力をＰＷＭ演算部６に渡す（ステップ 105a）。逆に基準値αに比して小さい場 合はＳ４をｂ側に切り換え，ｄ軸のＡＣＲ出力を生かし，ｑ軸の電圧指令Ｖｑ* ＝０、即ちｑ軸のＡＣＲを無効にして，ＰＷＭ演算部６に電圧指令を出力する（ ステップ 105b）。このステップ 104，105により交流モータのロータ位置決め停 止時の振動を防止できる。この位置決め停止時に振動する理由は、ｄ，ｑ２軸の 両方のＡＣＲを掛け放しの状態にすると第３図の電圧ベクトルから理解されるよ うにｄ，ｑ軸成分が３６０°全ての方向に出力され，ｑ軸の電圧分でＡＣＲの出 力が振動的になってしまい、ロータが振れてしまうからである。

また，基準値αをＳ４切り換えのしきい値としたが，場合により電流が振動的 になったり，ノイズが乗ってしまい，切り換えがバタツク 時がある。この場合には基準値αに対して数〜数十％のヒステリシスを付けるこ とで防止できる。さらに制動力に応じて基準値αを変えることで停止時の振動を 小さくできる。例えば，制動力が誘導モータの定格電流の４０％の時と８０％の 時ではｄ軸電流指令がこれに伴い，４０％、８０％となり，同じ回転数でのｄ軸 電流の干渉電圧が異なるため，４０％に比べ８０％の場合の方が早めにｄ軸のみ に切り換わるように基準値αを大きくした方が，停止時の振動を小さくできる。

さらに基準値αは過電流検出レベルより当然小さくするべきで，過電流検出レベ ルの８０％以下にするとトリップしにくく，停止時の振動も小さくできる。

ここで，説明の都合上ｑ軸のＡＣＲの指令i q*を０にしたが，これはｄ軸のＡ ＣＲの指令i d*でも同様なことが実現できる。この場合には第３図のｄ’軸をＶ １に合わせるのではなくｑ’軸をＶ１に合わせるようにθ vを次式のように演算 し，第２図のフローではｄ，ｑのサフィックスを読み変えれば良いことは明らか である。

θ v=θ l＋tan^-1(Ｖｑ／Ｖｄ)−π/2 ……………（２） また，前記のように電流ベクトルＩ１を連続にする場合は前記と同様に（２）式 のＶをｉに読み変えれば良い。

また，ｄ，ｑ軸でＡＣＲを掛ける場合，ｄ，ｑ軸干渉電圧を演算し，これをＡ ＣＲ出力にフィードフォワードとして加算し，ｄ，ｑ軸干渉電圧を相殺すると言 った非干渉制御を行うと良い。本発明では直流制動時でもｄ，ｑ軸のＡＣＲを掛 けるため，この非干渉制御は有効でこの非干渉により，ｄ，ｑ軸の電流の振動を 小さくできるため，停止時の振動を抑制できる。この場合には干渉電圧としては １次周波数ωｌ＝０として干渉電圧を演算すれば良い。色々な干渉電圧演算式が 考えられるが，一例として次式のような干渉電圧Ｖzdqを非干渉化してい るとする。

ただし， ｌσ：もれインダクタンス，Ｍ：相互インダクタンス，Ｌ２： ２次自己インダクタンス，Ｔ２：２次時定数，ωｒ：ロータの電気角周波数，φ ＊：２次磁束指令とした。

上式において ω₁＝０ ………………（４） として として非干渉化すれば良い。

以上，説明は速度センサ付きベクトル制御で行ったが，全てのベクトル制御装 置に本発明は適用可能であり，速度センサなしのベクトル制御装置にも適用可能 である。

また、以上の実施例では、誘導モータを直流制動する際、まず電流指令の位相 を固定し、次いでこの固定された電流指令位相に対し直交する実電流成分が所定 値以下になったら電圧指令の位相を固定するようにしたが、電流が成長しやすい のは回転数が高い場合に起こりやすいから、誘導モータを直流制動する際、まず 電流指令の位相を固定し、次いで誘導モータの回転数が所定値以下になったら電 圧指令の位相を固定するようにＳ４をｂ側に切り換えるようにしても同様に過電 流や振動を防止できる。この場合も誘導モータが所定回転数以下の状態から負荷 によって回されるなどして再び所定回転数を越えるようになったらＳ４をａ側に 戻すようにする。この実施例の場合は速度検出演算部１０の速度検出値ωｒを直 流制動制御演算部１に入力して 所定回転数以下になったことを判断しＳ４を切り換える信号を出力するようにす ればよい。

本発明を用いたシステムとしてはクレーンなどの昇降機が挙げられる。クレー ンなどのシステムでは荷物を上げ，下げする駆動部に大容量のため誘導モータを 使うことが多い。このようなシステムでは位置センサなどの故障時に荷物が落ち ないように直流制動が用いられる。この場合，モータには常に重力方向に負荷が かかり，切り換え瞬間にトリップしたり，制動時でも常にトリップはさせられな い。本発明はこの場合に有効で２軸のＡＣＲのため，成長する電流をＡＣＲで抑 制でき，非常時でもトリップレスで，抑えが効くようになり，荷落ちなどが無く なる効果がある。また，定常的に制動状態になり，荷物の横揺れで負荷変動する ような場合でもｑ軸の電流が大きくなれば２軸のＡＣＲで抑えが効くため，直流 制動も効果的に効く。また，このようなシステムではギヤなど使われる場合が多 いが，停止時の振動を小さくできるので，騒音も小さくなる。

産業上の利用可能性 本発明によれば，トリップレスの直流制動機能を有するベクトル制御装置が提 供可能できる。また、停止時の振動も小さくできるので非常時での直流制動など の停止位置精度を上げることができると共に低騒音なシステムを供給できる。

───────────────────────────────────────────────────── （注）この公表は、国際事務局（ＷＩＰＯ）により国際公開された公報を基に作 成したものである。 なおこの公表に係る日本語特許出願（日本語実用新案登録出願）の国際公開の 効果は、特許法第１８４条の１０第１項（実用新案法第４８条の１３第２項）に より生ずるものであり、本掲載とは関係ありません。

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. １． 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに前記電力変換装 置から供給される電流をベクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導モ ータの制御装置において、直流制動指令後に電流位相の振れが所定値以下になる ように制御する手段を備えた誘導モータ制御装置。
2. ２． 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに前記電力変換装 置から供給される電流をベクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導モ ータの制御装置において、直流制動指令後に電流指令の位相が固定された状態で 電圧の位相を固定する手段を備えた誘導モータの制御装置。
3. ３． 任意の周波数の交流電力に変換する電力変換装置により誘導モータに供給 する電流を磁束分とトルク分のベクトル成分に分けて制御するようにした誘導モ ータの制御装置において、直流制動指令に応答して電流指令の位相を固定する手 段と、前記固定された電流指令の位相に対し直交する位相成分の実電流が所定値 以下になったら電圧指令の位相を固定する手段を備えた誘導モータの制御装置。
4. ４． 任意の周波数の交流電力に変換する電力変換装置により誘導モータに供給 する電流を磁束分とトルク分のベクトル成分に分けて制御するようにした誘導モ ータの制御装置において、直流制動指令に応答して電流指令の位相を固定する手 段と、直流制動動作中に前記誘導モータの回転数が所定値以下になったら電圧指 令の位相を固定する手段を備えた誘導モータの制御装置。
5. ５． 電力変換装置と、該電力変換装置の出力に接続された誘導モータと、前記 誘導モータの電流を磁束を発生するためのｄ軸電流とトルクを発生するためのｑ 軸電流にベクトル分解するｄｑ変換器と，トル ク指令値からｄ，ｑ軸電流指令値を演算して出力する電流指令演算器と，前記ｄ ，ｑ軸電流指令値に前記ｄ，ｑ軸電流を追随させるようにｄ，ｑ軸電圧を演算す るｄｑ軸電流制御演算器を備えて、前記誘導モータの回転を制御する誘導モータ 制御装置において， 前記電流指令演算器は、直流制動指令を受けｄｑ軸電流指令の一方の軸電流指令 値を０，他方の軸電流指令値を制動力に応じた指令値として出力し，前記ｄｑ軸 電流制御演算器は前記電流指令値を０とした一方の軸の電流の絶対値が所定値以 下のときは他方の軸の電流のみで前記誘導モータを制御することを特徴とした誘 導モータ制御装置。
6. ６． 前記請求項５載の誘導モータ制御装置において，前記ｄｑ軸電流制御演算 器は電流の絶対値をヒステリシス特性をつ比較手段で前記所定値と比較すること を特徴とする誘導モータ制御装置。
7. ７． 前記請求項５，６記載の誘導モータ制御装置において，前記所定値は直流 制動時に指令される制動力に応じた値にしたことを特徴とする誘導モータ制御装 置。
8. ８． 請求項５乃至７記載の誘導モータ制御装置において，直流制動時に前記所 定値と比較する電流はｑ軸電流とした誘導モータ制御装置。
9. ９． 請求項５乃至８記載の誘導モータ制御装置において，前記所定値を過電流 検出レベルの８０％以下とすることを特徴とする誘導モータ制御装置。
10. １０． 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに前記電力変換 装置から供給される電流をベクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導 モータの制御において、前記誘導モータを直流制動する際、まず電流指令の位相 を固定し、次いで前記固定された電流指令の位相に対し直交する位相成分の実電 流が所定値以下にな ったら電圧指令の位相を固定するようにした誘導モータの制御方法。
11. １１． 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに電気電力変換 装置から供給される電流をベクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導 モータの制御において、前記誘導モータを直流制動する際、まず電流指令の位相 を固定し、次いで前記誘導モータの回転数が所定値以下になったら電圧指令の位 相を固定するようにした誘導モータの制御方法。
12. １２． 誘導モータと、電力変換装置とを備え、前記誘導モータに電気電力変換 装置から供給される電流をベクトル成分に分けて制御するようにようにした誘導 モータの制御において、前記誘導モータを直流制動する際、電流の位相を固定す るように制御する誘導モータの制御方法。