KR20020004878A

KR20020004878A - 시간 역전 시공 블록 송신기 다이버시티 인코딩을 하는코드 분할 다중 접속 무선 시스템

Info

Publication number: KR20020004878A
Application number: KR1020010039969A
Authority: KR
Inventors: 다박아낸드지.; 옹고사누시에코엔.; 슈미들티모씨엠.; 개더러앨런
Original assignee: 윌리엄 비. 켐플러; 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
Priority date: 2000-07-05
Filing date: 2001-07-05
Publication date: 2002-01-16
Anticipated expiration: 2021-07-05
Also published as: KR100814155B1; EP1172944A3; JP2002164826A; EP1172944A2; US20020018529A1; EP1172944B1; US7154958B2

Abstract

무선 통신망(10)이 무선 송신기(12)를 포함한다. 이 송신기(12)는 복수의 안테나 AT1₁, AT1₂를 포함하고, 복수의 안테나 각각은 신호를 송신하도록 동작가능하다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 Dⁿ각각에 대해, 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼의 복수의 그룹을 제공하는 회로(22ⁿ)를 포함한다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 각각에 대해, 사용자 채널에 대응하고 복수의 다른 사용자 채널 서로간에 사용자 채널을 구별하는 고유한 코드를 사용하여 사용자 채널에 대한 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼을 변조하여 사용자 채널에 대한 제1 변조된 심볼 그룹 시퀀스를 형성하는 회로() 및 제1 변조된 심볼 그룹 시퀀스를 결합하고 이를 제1 안테나 AT1₁에 의해 송신하기 위해 제공하는 회로(26₁)를 포함한다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 각각에 대해, 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼의 그룹을 재정렬하고 최소한 일부의 심볼의 그룹에서 심볼을 시간 역전시켜서 제2 심볼 그룹 시퀀스를 형성하는 회로(22ⁿ)를 포함한다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 각각에 대해, 사용자 채널에 대한 제2 심볼 그룹 시퀀스의 심볼을 사용자에 대응하고 복수의 다른 사용자 채널 서로간에 사용자를 구별하는 고유 코드를 사용하여 변조하여 사용자 채널에 대한 제2 변조된 심볼 그룹 시퀀스를 형성하는 회로()를 포함한다. 최종적으로, 송신기는 제2 변조된 심볼그룹 시퀀스를 결합하고 이를 제2 안테나 AT1₂를 통해 송신하기 위해 제공하는 회로(26₂)를 포함한다.

Description

시간 역전 시공 블록 송신기 다이버시티 인코딩을 하는 코드 분할 다중 접속 무선 시스템{CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS WIRELESS SYSTEM WITH TIME REVERSED SPACE TIME BLOCK TRANSMITTER DIVERSITY ENCODING}

<관련 출원에 대한 >

본 출원은 2001년 7월 5일에 출원된 미국 가출원 제60/215,806호의 우선권을 주장한다.

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는 동일한 사용자 심볼간 간섭(ISI)를 감소시키면서도 코드 분할 다중 접속(CDMA) 셀룰러 통신 시스템의 수신기 복잡도를 감소시키는 것에 관한 것이다.

무선 통신은 사업용, 개인용 및 다른 응용 분야에서 매우 널리 사용되어지게 되었고 결과적으로 이러한 통신을 위한 기술이 다양한 영역에서 진보를 계속하고 있다. 이러한 진보 중의 하나는 CDMA 시스템 셀룰러 통신의 이용을 포함하여 확산 스펙트럼 통신의 사용을 포함한다. CDMA 시스템은 다른 데이터 신호(예를 들면, 다른 사용자에 대응하는)의 각 신호에 고유한 코드를 할당하여 공통 안테나 채널을 통해 동시 송신하는 것을 특징으로 한다. 이 고유한 코드는 데이터 신호의 적절한 수신을 판정하기 위해서 셀 내에서 선택된 사용자국의 코드와 일치되어 있다.

CDMA 통신이 무선 매체를 통해 된다는 사실을 포함한 다양한 요인으로 인해, 기지국으로부터 사용자국으로 원송신된 통신은 다중 및 다른 시간에 사용자국에 도착할 수 있다. 동일한 원통신에 기초한 다른 도착 신호 각각은 동일한 송신 통신으로부터 기인한 다른 도착 신호에 대해 다이버시티를 가진다고 한다. 다양한 다이버시티 유형이 CDMA 통신에서 발생할 수 있고, CDMA 기술은 신호에 영향을 주는 하나 이상의 다이버시티에 의해 야기된 각 신호 상의 효과를 이용하여 궁극적으로 원송신된 데이터를 수신하고 처리하려 한다.

CDMA 다이버시티의 한 유형은 기지국으로부터 송신된 신호가 만나는 지면, 산, 빌딩 및 기타 물건과 같은 물체에서 반사되는 것에 기인한다. 결국, 동일한 단일 송신 통신은 수신기에서 다수의 다른 시간에 수신될 수 있고, 이러한 각 도착이 시간상 충분히 떨어져 있다고 가정하면, 다른 각 도착 신호는 다른 채널을 통해 이동하고 다른 "경로"로서 도착한다고 한다. 이 다중 신호는 이 기술분야에서 다중 경로 또는 멀티패스라고 지칭된다. 여러 다중 경로가 사용자국에 최종적으로 도착할 수 있고 이 각각에 의해 이동된 채널은 각 경로가 다른 위상, 진폭 및 신호대 잡음비(SNR)를 갖도록 할 수 있다. 따라서, 기지국과 사용자 간의 통신을 대해서, 각 다중 경로는 동일한 사용자 정보의 복사본이고, 각 경로는 각 다중 경로에 대한 다른 (상관되지 않은) 페이딩/잡음 특성을 야기하는 도착 시간상의 차이로 인한 다른 다중 경로에 대한 시간 다이버시티를 갖는다고 한다. 다중 경로가 동일한 사용자 정보를 수신기로 송신하지만, 이들은 각 다중 경로의 도착 타이밍에 기초하여 수신기에서 개별적으로 인식될 수 있다. 보다 구체적으로, CDMA 통신은 일련의 이진 펄스를 포함하는 확산 코드를 사용하여 변조되고, 이 코드는 심볼 데이터 레이트보다 레이트가 높고 실제 전송 대역을 결정한다. 현재의 산업계에서, 이 코드에 따라 송신된 CDMA 신호의 각 부분은 "칩"으로 지칭되고, 각 칩은 CDMA 코드의 구성요소에 대응된다. 그러므로, 칩 주파수는 CDMA 코드의 레이트를 정의한다. 칩을 사용한 CDMA 신호의 전송을 사용하면, 하나 이상의 칩만큼 시간상 분리된 다중 경로는 이 기술분야에 공지된 것과 같이 CDMA 코드의 낮은 자기상관도 때문에 수신기에서 구별될 수 있다.

자연적인 현상인 다중 경로 다이버시티와 대조적으로, 다른 유형의 다이버시티가 신호 성능을 개선하기 위한 노력으로 CDMA 시스템에 설계되어, 다양한 데이터 정확성 측도[예를 들면, 비트 에러 레이트(BER), 프레임 에러 레이트(FER), 심볼에러 레이트(SER)]를 개선한다. 이러한 설계된 다이버시티 기법의 예는 안테나 다이버시티이고, 이하 언급된 양호한 실시예에 특정 응용되므로 본 명세서에서 소개되었다. 종종 안테나 어레이 다이버시티로도 지칭되는 안테나 다이버시티는 동일한 국에서 하나 이상의 안테나를 사용하는 무선 시스템을 기술한다. 안테나 다이버시티는 종종 다른 안테나사이에서 페이딩이 독립적이기 때문에 유용함을 입증한다. 보다 최근의 시스템이 단일 안테나 이동국으로 송신될 신호를 송신하기 위해서 다중 안테나를 사용하는 기지국을 제안하기도 했지만, 보다 전형적으로는 다중 안테나를 사용하는 국의 개념은 단일 안테나 이동국으로부터 송신된 신호를 수신하기 위해 다중 안테나를 사용하는 기지국에 관련되어 있다. 이 두가지 각각에 대해 이하 더 설명한다.

소정 안테나 어레이 다이버시티 기술은 수신기에서 하나 이상의 안테나를 사용하는 것을 제안하고, 이 방법은 수신 안테나 다이버시티라 지칭된다. 예를 들면, 종래의 아날로그 시스템에서, 종종 기지국 수신기는 각각이 단일 안테나 이동국으로부터 신호를 수신하는 두 안테나를 구비하였었다. 그러므로, 단일 안테나 이동국이 기지국으로 송신할 때, 각 수신기 안테나는 처리하기 위한 최소한 한 대응 수신 신호를 제공한다. 다중 수신 안테나를 구현하여, 수신 신호에 대응하는 각각이 보다 데이터 정확도를 높이기 위해 별도로 처리되어 결합되므로 이상적인 수신기의 성능이 증강된다.

더욱 최근에는 송신기에서 하나 이상의 안테나를 사용하는 것이 제안되었고, 이 방법은 송신 안테나 다이버시티라 지칭된다. 예를 들면, 이동 통신 분야에서,기지국이 단일 안테나 이둥국에 송신하기 위한 두 안테나를 구비할 수 있다. 전형적으로 이동국이 휴대 또는 그에 견줄 수 있는 장치이고, 이러한 장치는 기지국의 장치에 비해서 보다 낮은 전력 및 처리 요구사항을 갖는 것이 바람직하므로, 이동국에서 다중 안테나를 사용하는 것에 비해 기지국에서 송신을 위해 다중 안테나를 사용하는 것이 바람직한 것으로 생각된다. 그러므로, 이동국의 감소된 자원은 다중 안테나를 덜 지원하는 반면, 상대적으로 높은 전력을 갖는 기지국이 안테나 다이버시티에 보다 잘 사용된다. 모든 경우에서, 송신 안테나 다이버시티는 또한 수신기에서 보다 높은 데이터 정확도를 위해 다이버스 신호를 별도로 처리하고 결합시킴으로써 신호 성능이 단일 안테나 통신보다 개선될 수 있는 다이버시티 형태를 제공한다. 또한, 송신 안테나 다이버시티와 관련하여 그리고 전술한 다중 경로 다이버시티와 이를 더 대비하기 위해서, 단일국에서의 다중 송신 안테나는 전형적으로 서로 수 미터(예를 들면, 3 내지 4 미터) 내에 있고, 또한 이 공간적 관계는 공간적 다이버시티를 제공하는 것으로 지칭된다. 공간적 다이버시티 거리가 주어지면, 각 안테나에서 송신된 동일한 신호는 송신 안테나 사이의 거리에 관련된 각자의 시간에 목적지에 도착할 것이다. 그러나, 이 시간 차이는 칩의 폭에 비해 상당히 작으므로, 도착 신호는 전술한 다중 경로와 같은 방식으로 구별해낼 수 없다.

부가적인 종래기술로서, CDMA는 차세대 광대역 CDMA("WCDMA")를 제시했던 대응 표준을 따라 진보를 계속한다. WCDMA는 데이터 전달의 대안적인 방법을 포함하는데, 그중 하나는 시간 분할 이중화(TDD)이고, 다른 하나는 주파수 분할 이중화(FDD)이다. 본 실시예는 TDD 또는 FDD를 포함할 수 있으므로, 이 두 방식은본 명세서에서 더 소개된다. TDD 데이터는 직교 위상 편이 키잉(QPSK) 심볼, 또는 직교 진폭 변조(QAM) 또는 8 위상 편이 키잉(PSK)와 같은 다른 고차원 변조 기법과 같은 다양한 다른 형태 중의 하나로 송신된다. 이 심볼은 미리 정해진 간격 또는 타임 슬롯의 데이터 패킷으로 전송된다. 이 슬롯의 15개를 갖는 데이터 프레임 내에서, 양방향 통신이 허용된다. 즉, 하나 이상의 슬롯이 기지국으로부터 사용자국으로의 통신에 대응될 수 있고, 동일한 프레임의 다른 슬롯이 사용자로부터 기지국으로의 통신에 대응될 수 있다. TDD를 위해 사용된 확산 인수는 상대적으로 작은 반면, FDD는 크거나 작은 확산 인수를 사용할 수 있다. TDD가 양방향에서 단일 주파수를 사용하고 FDD가 하향 통신(즉, 기지국에서 사용자국으로)과 상향 통신(즉, 사용자국에서 기지국으로)을 위해 다른 주파수 대역을 허용하지만, FDD 데이터는 15 슬롯 프레임의 사용을 포함하여 TDD에 비해 많은 면에서 견줄 수 있다.

종래 기술의 형태가 다양한 형태의 셀룰러 통신을 지원하고는 있지만, 본 발명은 CDMA 통신에서 신호 성능이 더 개선될 수 있음을 보였다. 특히, 송신기 안테나 다이버시티를 갖는 CDMA 시스템에서, ISI는 소정 수준이다. 종래에는, ISI가 다른 사용자간의 심볼간에 발생하므로 CDMA 기술의 초점이 이 ISI에 맞추어져 있었다. 단순한 예로서, 제1 사용자의 심볼이 제1 안테나를 통해 송신되는 동시에 제2 사용자의 심볼이 제2 안테나를 통해 송신되는 임의의 시간을 고려한다. 이 예에서, 제1 사용자의 심볼과 제2 사용자의 심볼간에 소정 양의 ISI가 있고, 이 ISI가 산업계에서 연구되어 왔다. 이와 대조적으로, 본 발명의 발명자들은 본 명세서에서 종래 기술의 관심에서 벗어난 영역에 초점을 맞추어 CDMA 시스템에서 다른 유형의 ISI를 관찰하여 전체 성능을 개선하고자 하였다. 구체적으로, 이전의 예에서, 제1 사용자 심볼은 제1 안테나를 통해 송신되면서 또한 제2 안테나를 통해서도 송신된다. 결국, 제1 및 제2 안테나를 통한 송신으로부터 발생하는 다중 경로로 인해, 동일한 사용자를 위한 통신간에도 ISI가 있다. 또한, 이러한 ISI는 둘 이상의 안테나를 갖는 시스템에서 보다 큰 문제가 된다. 따라서, 본 발명의 발명자들은 이러한 측면에 초점을 돌려 본 명세서에서 이에 대한 다양한 실시예를 설명할 것이다.

양호한 실시예에서, 무선 송신기를 포함하는 무선 통신망이 있다. 이 송신기는 복수의 안테나를 포함하고, 복수의 안테나 각각은 신호를 송신하도록 동작가능하다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 각각에 대해, 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼의 복수의 그룹을 제공하는 회로를 포함한다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 각각에 대해, 사용자 채널에 대응하고 복수의 다른 사용자 채널 서로간에 사용자 채널을 구별하는 고유한 코드를 사용하여 사용자 채널에 대한 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼을 변조하여 사용자 채널에 대한 제1 변조 심볼 그룹 시퀀스를 형성하는 회로 및 제1 변조 심볼 그룹 시퀀스를 결합하고 이를 제1 안테나에 의해 송신하기 위해 제공하는 회로를 포함한다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 각각에 대해, 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼의 그룹을 재배열하고 최소한 일부의 심볼의 그룹에서 심볼을 시간 역전시켜서 제2 심볼 그룹 시퀀스를 형성하는 회로를 포함한다. 또한, 송신기는, 복수의 다른 사용자 채널 각각에 대해, 사용자 채널에 대한 제2 심볼 그룹 시퀀스의 심볼을 사용자에 대응하고 복수의 다른 사용자 채널 서로간에 사용자를 구별하는 고유 코드를 사용하여 변조하여 사용자 채널에 대한 제2 변조 심볼 그룹 시퀀스를 형성하는 회로를 포함한다. 최종적으로, 송신기는 제2 변조 심볼 그룹 시퀀스를 결합하고 이를 제2 안테나를 통해 송신하기 위해 제공하는 회로를 포함한다. 다른 회로, 시스템 및 방법이 개시되어 있고 청구되고 있다.

도 1은 양호한 실시예가 동작하는 현재의 코드 분할 다중 접속 예로서의 셀룰러 통신 시스템의 블록도.

도 2는 양호한 실시예에 따른 송신기의 기능 블록도.

도 3은 도 2의 송신기에 구현될 수 있는 제1 양호한 실시예 변조기의 기능 블록도.

도 4는, 양호한 실시예에 따른, 기지국의 두 안테나에 결합될 시간 역전되고 STTD 인코딩된 심볼을 순서화하고 처리할 때 도 3의 변조기의 동작 출력의 타이밍 시퀀스를 도시하는 도면.

도 5는 대응 코드에 의한 처리된 심볼의 다중화를 따르는 도 4의 타이밍 시퀀스를 도시하는 도면.

도 6a는 도 5의 신호를 수신하고 처리하기 위한 양호한 수신국의 기능 블록도.

도 6b의 도 5의 신호를 수신하고 처리하기 위한 대안적인 양호한 수신국의 기능 블록도.

도 7은 도 2의 송신기에 구현될 수 있는 제2 양호한 실시예의 기능 블록도.

도 8a는 도 7의 변조기를 사용하여 송신된 신호를 수신하고 처리하기 위한 양호한 수신국의 기능 블록도.

도 8b는 도 7의 변조기를 사용하여 송신된 신호를 수신하고 처리하기 위한 대안적인 양호한 수신국의 기능 블록도.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

12 : 송신기

22¹- 22^L: 시간 역전 STTD 인코더

32 : RF 복조기

34 : A/D 변환기

36, 36' : 정합 필터

36a, 36d : 역확산기

36b, 36c : STTD 인코더 및 레이크

도 1은 양호한 실시예가 동작되는 현재의 코드 분할 다중 액세스("CDMA") 예를 통한 셀룰러 통신 시스템(10)의 도면을 도시한다. 시스템(10) 내에는 2개의 기지국 BST1 및 BST2이 도시되어 있다. 각 기지국 BST1 및 BST2은 각기 CDMA 신호를 송수신할 수 있는 각각의 안테나 세트 AT1₁내지 AT1_n및 AT2₁내지 AT2_n를 포함한다. 각 기지국이 도달하고자 하는 일반적인 범위는 대응 셀을 정의하므로, 기지국 BST1은 일반적으로 셀(1) 내의 셀룰러 디바이스와 통신하고자 하는 반면, 기지국 BST2은 일반적으로 셀(2) 내의 셀룰러 디바이스와 통신하고자 한다. 물론, 하나의 셀에서 다른 셀로의 통신국이 이동하도록 연속 통신을 지원하는 설계에 의해 셀(1 및 2)의 통신 도달 범위들간의 어느 정도의 중첩은 존재한다. 실제로, 이 점에 있어서, 시스템(10)은 또한 사용자국 UST을 포함하며, 이러한 사용자국은 사용자국 UST이 이동체인 것을 설명하기 위해 차량 V과 관련하여 도시되어 있다. 게다가, 예로서 사용자국 UST은 셀룰러 통신을 송수신하기 위한 단일 안테나 ATU를 포함한다. 마지막으로, 본 기술 분야의 숙련자라면 시스템(10) 및 양호한 실시예가 WCDMA 시스템을 포함한 다양한 CDMA 시스템에 적용된다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

어떤 점에서는, 시스템(10)은 CDMA 통신을 포함한 다양한 형태의 셀룰러 또는 다른 스펙트럼 확산 통신 방식을 위한 공지된 일반 기술에 따라 동작할 수 있다. 이러한 일반적인 기술은 본 기술 분야에 공지되어 있으며 사용자국 UST으로부터의 호 개시 및 기지국 BST1 및 BST2중 하나 또는 둘다에 의한 호의 처리를 포함한다. 그러나, 그 결과로서 사용자국 UST에서의 수신 장치의 복잡성을 감소시킨다는 것 외에도, 각각의 기지국 안테나 세트(예를 들어, AT1₁내지 AT1_n)로부터 사용자국 UST으로의 신호 통신 시스템 및 방법인 본 발명의 시스템(10)은 종래 기술과는 다르다. 이러한 차이에 대해서는 도 2 내지 도 8과 관련하여 더 상세히 후술하기로 한다.

도 2는 양호한 실시예에 따른 송신기(12)의 블럭도를 도시하며, 이러한 송신기는 도 1의 기지국 BST1 및 BST2중 하나 또는 둘다에서 사용될 수도 있다. 많은 점에서, 송신기(12)는 본 기술 분야에 공지되어 있는 원리에 따라 구성될 수 있지만, 보다 상세히 후술되는 바와 같이, 그러한 공지된 특징들은 심볼 변조 블럭에 관한 구성 및 동작의 개선으로 인해 전체적으로 개선된다. 보다 구체적으로 송신기(12)에 대해 살펴보면, 송신기는 채널 인코더(14)에 대한 입력에서 정보 비트 B_i를 수신한다. 채널 인코더(14)는 초기 비트 에러 레이트를 개선하기 위한 노력으로 정보 비트 B_i를 인코드한다. 채널 인코더(14), 및 컨벌루션 코드, 블럭 코드, 터보 코드 또는 이들 코드 임의의 조합을 사용하는 것을 포함한 예에서 비트 B_i에 적용되는 다양한 인코딩 기술이 사용될 수도 있다. 채널 인코더(14)의 인코딩된 출력은 인터리버(16)의 입력에 결합된다. 인터리버(16)는 인코딩된 비트의 블럭에 대해 동작하며 채널 인코더(14)에 의한 인코딩과 이러한 동작의 조합으로 정보의 타임 다이버시티를 이용할 수 있도록 이들 비트 순서를 섞어놓는다. 예를 들어, 인터리버(16)에 의해 수행될 수 있는 셔플링 기술(shuffling technique)은 비트가 행×행 방식으로 행렬로 수신되도록 행렬 방식으로 비트를 수신한 후 이들 비트는 행렬로부터 열×열 방식으로 심볼 대응기(symbol mapper)(18)로 출력되는 것이다. 그 후, 심볼 대응기(18)는 입력 데이터를 일반적으로 S_i로 표시한 심볼로 변환한다. 변환된 심볼 S_i은 직각 위상 편이 변조("QPSK") 심볼, 2진 위상 편이 변조("BPSK") 심볼 또는 직각 진폭 변조("QAM") 심볼 등의 다양한 형태를 취할 수 있다. 어떠한 경우에도, 심볼 S_i은 송신 파워 제어("TPC") 심볼 및 레이트 정보("RI") 심볼 등의 파일럿 심볼 및 제어 심볼 이외에 사용자 데이터 심볼 등의 다양한 정보를 나타낼 수도 있다.

심볼 S_i은 변조기(20)에 결합된다. 일반적으로, 변조기(20)는 의사 잡음("PN") 디지털 신호 또는 PN 코드 또는 다른 확산 코드(즉, 확산 스펙트럼 기술을 사용함)일 수 있는 CDMA 확산 시퀀스와 각 데이터 심볼을 결합하거나 CDMA 확산 시퀀스와 각 데이터 심볼을 승산함으로써 변조한다. 변조기(20)의 부가적인 신규한 특징을 소개하기 위해, 수신 및 디코드될 때 신호의 ISI를 감소시키기 위한 2가지의 부가적 형태의 인코딩을 덧붙이는 데, 즉 (1) 심볼은 시공 블럭 코디드 송신 안테나 다이버시티(STTD: Space Time block coded Transmitter antenna Diversity)를 사용하여 송신되며, (2) 그러한 심볼중 선택된 심볼들은 시간 역전(time reversed)되며, 이러한 시간 역전에 대해서는 후술될 것이다. 모든 경우에, 변조기(20)에 의해 신호에 덧씌워진 확산 시퀀스는 송신 중에 사용자 신호 각각에 고유의 코드를 할당함으로써 공통 채널을 통한 여러 사용자로부터의 정보 의 동시 송신을 용이하게 한다. 또한, 이러한 고유 코드는 동일한 대역폭을 통해 동시에 송신된 신호를 수신기(예를 들어, 도 1의 사용자국 UST 또는 다른 수신기)에서 구별할 수 있게 한다. 변조기(20)는 각각의 안테나 AT1₁내지 AT1_n에 각각이 접속된 다수의 출력을 갖는다.

도 3은 도 2로부터의 변조기(20)의 블럭도를 도시하며, 좀 더 상세하게는, 종래 기술 분야의 숙련자는 다음의 설명을 고려하여 변조기(20)를 달성하는 다양한 소프트웨어/하드웨어 구현을 쉽게 이해할 수 있을 것이다. 상술된 바와 같이, 변조기(20)는 심볼 S_i을 수신하며, 도 3에서 이들 심볼은 D¹내지 D^L로 표시된 사용자 채널용의 데이터로 분할됨으로써, 전체 L개의 사용자 채널을 나타낸다. 각 사용자 데이터 채널은 시간 역전 STTD 인코더(22¹내지 22^L) 각각으로의 입력으로서 연결된다. 게다가, 도시 및 나머지 논의를 간략화하기 위해 도시되지는 않았지만, 확대된 실시예의 변조기(20)는 양호하게는 STTD 인코드되지 않은 부가적 사용자 채널을 포함한다. 도시된 실시예를 다시 보면, 보다 상세히 후술되는 바와 같이, 각각의 시간 역전된 STTD 인코더(22¹내지 22^L)는 2개의 각 출력에 따라 2가지 형태로 수신한 데이터를 출력한다. 시간 역전된 STTD 인코더(22¹)에 대한 예를 통해, 상위 출력을 따라 후술되는, D¹과 동일한 형태인로 표시된 형태로 데이터 심볼을 출력하고, 하위 출력을 따라로 표시된 형태로 데이터 심볼을 출력하는 것이 도시되어 있다. 또한 후술되는 바와 같이, 이러한 후자의 출력은 미리 도입된 2가지 기술, 즉 STTD 및 시간 역전 기술을 사용하여 인코딩된다. 유사하게, 나머지 시간 역전 STTD 인코더(22²내지 22^L)는 또한 상위 출력이 입력 데이터를 제공하고 하위 출력이 시간 역전 STTD 데이터를 제공하는 것으로 이해되는 이러한 방식으로 각각에 데이터 입력을 출력한다.

시간 역전 STTD 인코더(22¹내지 22^L)로부터의 각각의 상위 출력은 각각의 코드 승산기(내지)의 입력으로서 접속되고, 시간 역전 STTD 인코더(22¹내지 22^L)로부터의 각각의 하위 출력은 각각의 코드 승산기 (내지)의 입력으로서 접속된다. 각각의 코드 승산기는 그 입력과 그 입력에 제공된 사용자데이타에 대응하는 상이한 코드를 승산하며, 여기서 각 코드는 일반적으로 예시하여 표시하였다. 예를 들어, 코드 승산기()에 있어서는 입력에서의 데이타와 코드 C¹를 승산한다. 코드 C¹로 구현되는 특정 타입의 코드는 변할 수 있지만, 일반적인 CDMA 구현 코드 C¹와, 다른 코드 승산기에서의 상당하는 다른 코드는 왈시 코드(또는 다른 PN 코드)이다. 나중에 보다 명백해질 바와 같이, 각 코드(예를 들어, C¹)는 어느 한 코드 승산기(예를 들어,)에서 데이타 그룹(예를 들어,)과 승산되는 한편, 동일 코드(예를 들어, C¹)가 다른 코드 승산기(예를 들어,)에서 동일 그룹 데이타(예를 들어,)의 시간 역전된 STTD 인코딩된 형태와 승산된다. 코드 승산기(내지)의 출력 모두는 가산기(26₁)에 접속되는 한편, 코드 승산기(내지)의 출력 모두는 가산기(26₂)에 접속된다. 도면과 기술을 간략히 하기 위해, 변조기(20)는 단지 두 안테나 AT1₁및 AT1₂에만 접속되는 것으로 도시되어 있으며, 보다 상세하게는 가산기(26₁)의 출력은 안테나 AT1₁에 접속되고, 가산기(26₂)의 출력은 안테나 AT1₂에 접속되어 있다. 그러나, 후술하는 바로부터, 본 기술 분야의 숙련자라면 가산기, 안테나, 코드 승산기, 및 시간 역전 STTD 인코더를 추가하여 상응하는 구성을 구현할 수 있다는 것을 인식할 수 있을 것이다.

지금부터 송신기(12)의 동작에 대해 기술하기로 한다. 각각의 시간 역전STTD 인코더(22¹내지 22^L)는 수신 심볼 S_i에 응답하여, 우선 다수의 심볼을 버퍼링하는 데, 여기서 바람직하게는 이들 심볼들은 블럭으로 그룹핑되고, 버퍼링된 블럭의 수는 송신 안테나의 수와 동일하다. 두 송신 두 안테나 AT1₁및 AT1₂를 구비한 도 3의 예에서, 각각의 시간 역전 STTD 인코더(22¹내지 22^L)는 두 심볼 블럭을 버퍼링한다. 예시를 간략화하기 위해, D¹을 시간 역전 STTD 인코더(22¹)의 입력이라 하고, 두 심볼 블럭(1) 및(2)으로 이루어지며, 여기서 "1" 또는 "2"의 (n) 표시는 시간 증진을 의미한다. 상술하자면, 이들 블럭은 아래의 수학식 1 및 2에서 도시된 시간 시퀀스의 심볼들을 갖는 것으로 한다.

이와 같이, 시간 역전 STTD 인코더(22¹)는 우선적으로 심볼 블럭(1) 및(2)를 버퍼링한다.

지금부터 시간 역전 STTD 인코더(22¹내지 22^L) 각각의 다음 단계의 동작에 대해 도 4에 도시된 예에 관련하여 기술하기로 한다. 구체적으로, 도 4는 시간 역전 STTD 인코더(22¹)의 상위 및 하위 출력및각각의 타이밍 시퀀스를 도시한다. 또한, 시간 역전 STTD 인코더(22¹)의 이들 출력들은 안테나 AT1₁및 AT1₂각각에 관련하여 도시되며, 본 기술분야의 숙련자라면 도 3으로부터 추가 동작 후에 시간 역전 STTD 인코더(22¹)에 의해 출력된 심볼들이 추가로 처리되어 이들 각 안테나를 통해 송신된다는 것을 인식할 수 있을 것이다. 우선, 안테나 AT1₁에 대해 살펴보면, 도 4에서는 또한 시간 역전 STTD 인코더(22¹)가 그 상위 출력에서 데이타 D¹이 수신된 순서와 동일한 순서로 심볼들을 출력하는 제안에 대해 도시하고 있다. 이와 같이, 시각 t₁내지 t₅에서는 시간 역전 STTD 인코더(22¹)에 의해 블럭(1) (즉, S₁내지 S₄)이 출력되고, 시각 t₅내지 t₉에서는 시간 역전 STTD 인코더(22¹)에 의해 블럭(2) (즉, S₅내지 S₈)이 출력된다. 그러나, 동일 시간 동안, 및 안테나 AT1₂를 통한 송신 중에, 시간 역전 STTD 인코더(22¹)는 블럭(1) 및(2)의 심볼에 대해 여러 조작을 행한 후 이들 블럭을 데이타로서 출력한다. 상술하자면, 다음과 같은 4번의 조작을 행한다. 즉, (i) 블럭들을 D¹에 대해 순서를 역전시키는 데, 즉(1) 전에(2)를 송신하고; (ii) 심볼의 복소 공액을 형성하고 도 4에서 아스트릭 윗첨자를 사용하여 표시되는 것으로 하고; (iii) 출력된 두 블럭 심볼 중 제1 블럭 심볼의 마이너스(-)값을 출력하고 출력된 두 블럭 심볼 중 제2 블럭 심볼의 포지티브(-)값을 출력하여, -(2)를 우선 출력하고 나서 +(1)을 출력하며; (iv) 각 블럭 내의 심볼들을, 시퀀스에서 통상적으로 제1 심볼이 제2 심볼에 바로 선행하는 것을 의미하는 시간 순서를 역전시키는 데, 시간 역전은 이러한 순서를 한 번 시간 역전된 제1 심볼을 제2 심볼에 바로 뒤따르도록 역전시킨다. 그러므로, 도 4의 예에서는, 시간 역전된 시퀀스는 블럭(2)의 경우는 S₈내지 S₅로 구성되고, 블럭(1)의 경우에는 S₄내지 S₁로 구성된다. 사실상, 상기 (i) 내지 (iii)에 기술된 조작들은 본 출원과 동일 양수인에게 양도되었고 본 원 명세서의 일부로서 포함되는 2000년 2월 25일자 출원된 발명의 명칭이 "Space Time Transmit Diversity For TDD/WCDMA Systems"(TI-28984)인 미국 특허 출원 제09/514,452호에 상세히 기술되어 있다. 그러나, 본 실시예에서는 상기 (iv)에 기술된 조작 구현을 통해 추가의 다른 효과를 발휘한다.

이하에서는, 수학식 3 및 4의 규칙을 이용하여 시간 역전된 STTD 인코더(22¹)의 출력및을 도시하는 것으로 한다.

수학식 3은 D¹이 블럭(1)에 후속하는 블럭(2)를 포함하며, 이들 블럭의 데이타는 심볼들이 송신 전에는 임의적으로 변경되지 않는 본원에서는 비조작된 것으로 참조할 수 있으며, 이로부터 시간 역전된 STTD 인코더(22¹)는 그 상위 출력으로 이 입력을 송신하는 것으로 확립된 것을 도시한다. 수학식 4에서는 상술된 4개의 조작을 예시하며, 여기서의 각 블럭 상의 좌향 화살표(예를 들어,)는 그 블럭의 각 심볼의 순서에 대한 시간 역전을 나타내는 것으로 한다.

전술한 바와 같이, 각 시간 역전 STTD 인코더(22¹내지 22^L)의 각 출력은 각 코드 승산기(내지)로의 입력으로서 연결되고, 이러한 각 코드 승산기는 그 입력 및 도 3에 피승수로서 도시된 해당 코드를 사용하여 적산치(product)를 형성한다는 것을 알 수 있을 것이다. 그리고, 도 5는 안테나 AT1₁및 AT1₂와 연결된, 도 4로부터 상위 및 하위 출력및의 코드 승산기(,)에 의해 코드와 승산된 후 타이밍 시퀀스를 도시한다. 전술한 약속으로, 코드 승산기()의 출력이 다음의 수학식 5에 도시된 두 블록의 출력을 제공하는 것으로 표현될 수 있다.

또한, 코드 승산기()는 다음의 수학식 6에 도시된 두 블록의 출력을 제공하는 것으로 표현될 수 있다.

최종적으로 및 이후 참조를 위해, 전술한 관측은, 상위 신호및 하위 신호를 출력하는 모든 시간 역전 STTD 인코더에 대해, 승산기에 대한 출력이 수학식 7 및 8에 도시된 출력을 제공하게 연결되도록, 모든 시간 역전 STTD 인코더(22¹내지 22^L) 및 각 코드 승산기(내지, 또는내지)에 대해 일반화될 수 있다.

코드 승산기(내지)의 동작에 이어서, 각각의 출력이 가산기(26₁)에의해 합산되어 안테나 AT1₁로 제공된다. 그리고 나서, 가산기(26₁)의 출력은 다음의 수학식 9에 의해 표현될 수 있다.

마찬가지로, 코드 승산기(내지)의 동작에 이어서, 각각의 출력이 가산기가산기(26₂)에 의해 합산되어 안테나 AT1₂로 제공된다. 그리고 나서, 가산기(26₂)의 출력은 다음의 수학식 10에 의해 표현될 수 있다.

전술한 것으로부터, 안테나 AT1₁및 AT1₂는 상기 수학식 9 및 10에 도시된 바와 같은 신호를 송신한다. 또한, 각 무선 신호는 소정 양의 잡음과 함께 수신기로 통과하면서 각 채널 효과를 받는데, 이 부가적인 영향은 이후 설명한다.

도 6a는 송신기(12)로부터 통신된 신호를 수신하기 위한 제1 실시예로서 수신기(30)의 블록도를 도시하는데, 이 기술분야의 당업자는 이에 대한 이하의 설명 관점에서 수신기(30)를 달성하기 위한 다양한 하드웨어/소프트웨어 구현에 대해 알 수 있을 것이다. 또한, 수신기(30)는 도 1의 사용자국 UST의 구현으로서 사용될 수 있다. 수신기(30)는 도 1로부터 안테나 ATU를 포함하는 것으로 도시되어 있고,이는 자신이 수신한 신호를 RF 복조기(32)의 입력으로 제공한다. RF 복조기(32)의 아날로그 출력은 정합 필터(36)로의 입력으로서 그 출력이 연결된 아날로그 대 디지털(A/D) 변환기(34)로의 입력으로서 연결된다. 정합 필터(36)는 A/D 변환기(34)의 출력에 연결된 입력을 구비한 역확산기(36a)를 포함한다. 역확산기(36a)의 출력은 STTD 디코더 및 레이크(RAKE) 블록(36b)의 입력에 연결된다. 별도로 도시되지는 않았지만, 블록(36b)는 다수의 심볼에 대응하는 충분한 수의 칩을 저장하기 위한 크기를 갖는 버퍼를 포함하고, 양호하게는 그 수는 송신기(12)의 모든 안테나에 의해 동시에 통신된 모든 그룹에 의해 송신된 심볼의 총수와 동일하다. 그러므로, 두 개의 송신 안테나가 사용되는 예에서, 버퍼는 최소한 두 그룹의 심볼과 동일한 다수의 칩을 저장하고, 이러한 그룹은 도 4의 예를 통해 도시되었다. 블록(36b)은 두 출력(36₁및 36₂)을 구비하고, 출력(36₁)은 블록 1 등화기(block 1 equalizer)(38₁)로의 입력으로서 연결되고 출력(36₂)은 블록 2 등화기(38₂)로의 입력으로서 연결된다. 블록 1 등화기(38₁)는로 명시된 데이터 블록의 추정 벡터를 출력하고 이 벡터의 블록은 수학식 1에 도시된 데이터의 블록은 물론 다른 모든 사용자의 대응 블록을 추정하고, 블록 2 등화기(38₂)는로 명시된 데이터 블록의 추정 벡터를 출력하고, 이 벡터의 블록은 수학식 2에 도시된 데이터의 블록은 물론 다른 모든 사용자의 대응 블록을 추정한다. 이 블록들은 이하 동작 설명에서 더 잘 알 수 있다.

수신기(30)의 동작을 설명하기 전에, 도 6b는 송신기(12)로부터 통신된 신호를 수신하기 위한 제2 실시예로서 수신기(30')의 블록도를 도시한다는 것을 알자. 수신기(30')는 수신기(30')의 정합 필터(36')의 구현을 제외하고는 도 6a의 수신기(30)와 동일하다. 구체적으로, 정합 필터(36')내에서, 정합 필터(36)에 도시된 것과 동일한 블록 기능이 제시되고 있지만, 연결의 순서가 뒤바뀌었다. 즉, A/D 변환기(34)의 출력이 STTD 디코더 및 레이크 블록(36c)의 입력에 연결되어 있고, 블록(36c)의 출력이 역확산기(despreader)(36d)의 입력에 연결되어 있다. 블록(36d)는 두 출력(36₁, 36₂)을 제공하고 이 출력들은 블록 1 등화기(38₁) 및 블록 2 등화기(38₂)에 각각 연결된다.

수신기(30 및 30')의 동작에 대해 이제 설명하는데, 다음의 설명은 두 수신기의 동작이 얼마나 유사한지를 보이며 역확산 기능{즉, 블록(36a, 36d)]에 대한 STTD 디코더 및 레이크 기능[즉, 블록(36b, 36c)]의 순서는 다음의 설명과 같이 역전될 수 있다. 또한, 다음의 동작 설명으로부터, 이 기술분야의 당업자는 이 블록 장치를 구현하기 위한 다양한 하드웨어 및/또는 소프트웨어 기술을 개발할 수 있으며, STTD 디코더 및 레이크 기능에 관해서 이러한 구현의 한 예는 1998년 12월 3일에 출원되고 본 명세서에 참조로서 결합된 미국특허출원제09/205,029(TI-28441)에서 찾을 수 있다. 수신기(30)(및 30')의 동작으로 돌아가면, 무선 주파수 신호가 수신 안테나 ATU에 의해 수신되고, 복조기(32)에 의해 다운변환되며, A/D 변환기(34)에 의해 아날로그에서 디지털 신호로 변환되는데, 이는 모두 공지되어있다. 또한, CDMA 기술에 공지되어 있는 바와 같이, 송신기(12)로부터 수신기(30)에 의해 수신된 신호에 대한 경우와 같이, 잡음과 함께 공통 채널을 따라 모두 수신된 다중 신호가 있을 때, 이러한 신호는 잡음의 효과를 감소시키기 위해, 즉 이 신호들의 신호 대 잡음비(SNR)를 높이기 위해, 정합 필터에 의해 공통적으로 처리된다. 양호한 실시예에서, 그러므로, A/D 변환기(34)로부터 신호는 정합 필터(36)(또는 36')의 형태인 이러한 정합 필터에 의해 처리되지만, 이하에서 상세하게 설명하는 바와 같이, 정합 필터(36)(또는 36')는 송신기(12)에 의해 인코딩된 심볼의 다양한 조작을 수용하도록 구체적으로 구현되여야 한다. 또한, 역확산 기능 및 STTD 디코딩 및 레이크 기능이 이하 수학적으로 도시한 바와 같이 선형적인 동작이기 때문에, 이 두 기능의 순서는 뒤바뀔 수 있고, 도 6a의 필터(36) 또는 도 6b의 필터(36')를 내놓는다. 모든 경우에, 정합 필터(36)(또는 36')의 각 출력은 처리된 심볼 신호의 시퀀스를 표현한다. 또한, 이하 증명된 바와 같이, 양호한 실시예는 송신기(12)에 의해 송신되었던 방식의 관점에서 이 심볼들이 등화기(38₁및 38₂)에 의해 별도로 처리될 수 있게 하여, 수신기(30)(또는 30')의 복잡도를 감소시킨다.

이제 정합 필터(36)(또는 36'), 블록 1 등화기(38₁) 및 블록 2 등화기(38₂)의 동작에 대해 설명한다. 구체적으로, 데이터(D¹)는 두 블록(1) 및(2)을 포함한다는 전술한 약속을 상기하자. 블록이 주어지고 도 3의 변조기(20)의 도시를 상기하면, 안테나 AT1₁로부터의 데이터에 대응하는 사용자에 대한 네트 복합 응답(net composite response)이 다음의 수학식 11에 도시된 바와 같다고 하자.

여기서, H₁(n)은 안테나 AT1₁로부터의 채널 임펄스 응답이며,는 신호의 컨벌루션을 나타낸다. 유사하게, 안테나 AT1₂로부터의 데이터에 대응하는 사용자에 대한 네트 복합 응답을 다음의 수학식 12로 나타내도록 하자:

여기서, H₂(n)은 안테나 AT1₂로부터의 채널 임펄스 응답이다. 수학식 11 및 12로부터, 수학식 13 및 14의 다음의 Z 변환을 각각 얻을 수 있다:

또한, Z 변환의 특성으로부터 다음의 수학식 15 및 16이 정해질 수 있다:

는 시간 역전 신호의 Z 변환이며:

은 시간 역전 신호의 Z 변환이다. 수학식 17 및 18은 Z 변환의 또 다른 특성을 설명한다:

안테나 AT1₁및 AT1₂에 대한 응답에 관한 다양한 파라메터를 설정하면, 정합 필터(36)(또는 36'), 블럭 1 등화기(38₁), 블럭 2 등화기(38₂)에서 바람직하게 구현되는 기능을 개발하기 위해 상기의 것이 적용된 후 부가적 정의가 제공될 수도 있다. 특히,(1) 및(2)를 단일 사용자에 대한 비조작 심볼이라 정의하면, 다음의 수학식 19 및 20은 대응하는 복합 데이터 블럭을 정의하며 여기서 각각의 이러한 복합 블럭은 주어진 시간 (n)에서 동시에 통신되는 모든 사용자의 비조작 심볼을 포함한다. 따라서, 수학식 19는 시간 (1)에 대한 복합 데이터 블럭을 정의하며, 수학식 20은 시간 (2)에 대한 복합 데이터 블럭을 정의한다.

또한, 데이터 블럭의 채널에 대한 네트 복합 Z 변환을 다음의 수학식 21 및 22로 표현되게 하자:

그 후, 2개의 서브 블럭의 네트 수신 벡터의 Z 변환, 즉 정합 필터(36)(또는 36')로 입력된 네트 신호는 다음의 수학식 23 및 24으로 주어진다:

여기서, 수학식 24의 제2 서브 블럭의 경우 다음의 수학식 25로 재기록될 수 있다.

블럭및은 데이터 블럭및각각의 부가적 백색 가우시안 잡음(AWGN)의 Z 변환이다.

행렬 형태로 바꾸면 다음의 수학식 26을 얻을 수 있다.

수학식 26에서는, 공액 전치(conjugate transpose), 데이터 및 잡음에 관한 성분을 제공하는 것을 볼 수 있다.

앞에서 유도되었지만, 이들 등화기에 대한 신호가 정합 필터(36)(또는 36')에 의해 복합 네트 신호로서 먼저 처리된다는 것을 인식함으로써 블럭 1 등화기(38₁) 및 블럭 2 등화기(38₂)의 양호한 동작 조건들이 설정된다. 따라서, 처리 원리에 따라 정합 필터의 효과가 다음 수학식 27에서와 같이 설명될 수 있으므로, 인수 Ω을 달성하기 위한 정합 필터(36)(또는 36')의 양호한 동작 구성에 대한 안내를 또한 제공한다:

여기서,는 행렬의 공액 전치 및 전치를 각각 나타낸다. 다음에, 수학식 27에 의해 제공된 정합 필터 효과는 수학식 26의 양측에 승산될 수 있으며 다음의 수학식 28을 산출한다:

다음의 Λ항의 수학식 29를 수학식 28의 데이터 관련 피승수 행렬로 대체되게 하자:

여기서,이며,

수학식 29로부터, 본 기술 분야의 숙련자는 블럭 1 등화기(38₁) 및 블럭 2 등화기(38₂)를 구현하기 위해 그러한 등화기중 하나는 Λ에 관한 구현으로 지시되지만, 다른 하나는 Γ에 관한 구현으로 지시된다는 것 알 것이다. 그러나, 본 발명자는 양호한 실시예에서의 STTD 인코딩의 심볼 레벨 시간 역전으로 인해 행렬 Γ이 대각선 항을 따라 0을 갖는 것을 관측하였다. 또한, 상이한 사용자들간의 상호 상관(cross-correlations)으로 인해 비대각선 항이 작으며 복잡성 감소를 위해 무시될 수 있으며, 사실은 이러한 비대각선 항은 양호한 실시예에서 심볼 방식 시간 역전의 부가적인 구현으로 인해 0(또는 무시할 정도의 양)에 근접한다. 이러한 관측이 주어진다면, 정합 필터(36)(또는 36')로부터 수신된 데이터는 다음의 수학식 30을 산출하기 위해 Γ=0을 수학식 28에서 대체함으로써 효율적으로 근사화될 수 있다

이제, 수학식 30을 고려하여 도 6a(또는 6b)의 블럭 1 등화기(38₁) 및 블럭 2 등화기(38₂)를 보면, 블럭 1 등화기(38₁)는 시간 n=1에 대응하는 정합 필터(36)(또는 36')로부터의 신호들(즉, 안테나 AT1₁를 통해 송신된 비조작 심볼 및 코드 및 AT1₂를 통해 송신된 조작된 심볼 및 코드)을 수신하며, 블럭 2 등화기(38₂)는 시간 n=2에 대응하는 정합 필터(36)로부터의 신호들을 수신한다. 그러나, 수학식 30의 유도 및 그것을 발생시키는 관측은 이들 신호들이 Λ를 고수하는 역행렬을 승산하여 데이터를 검색하여, 등화기(38₁및 38₂)의 양호한 실시예는 그들 각각의 입력에대해 이러한 방식으로 동작한다는 것을 나타낸다. 그 결과, 출력및은 Λ와 관한 공통 역행렬에 응답하여, 즉 Λ^-1에 응답하여 결정되는 것이 바람직하다. 특히, 출력(36₁)으로부터 입력된 신호에 Λ^-1를 승산함으로써, 블럭 1 등화기(38₁)는 수학식 19의에 대응하는 시간의 신호의 추정치인를 제공하고, 출력(36₂)으로부터 입력된 신호에 Λ^-1를 승산함으로써, 블럭 1 등화기(38₁)는 수학식 20의에 대응하는 시간의 신호의 추정치인를 제공한다. 따라서, 등화기(38₁)는 안테나 AT₁로부터 송신 채널을 반영하는 신호의 추정치를 출력하도록 동작하며, 등화기(38₂)는 안테나 AT₂로부터 송신 채널을 반영하는 신호의 추정치를 출력하도록 동작한다. 개별 결정은 각각의 입력으로부터 발생되며 이중 하드웨어/소프트웨어를 병렬 동작으로 사용하거나 동일한 하드웨어/소프트웨어를 직렬 동작으로 사용하여 달성될 수 있다. 그러나, 어떠한 경우에도, 필요한 결정으로부터 행렬 Γ를 제거할 수 있는 상술된 결과로 인해 복잡성이 비교적 감소된다. 마지막으로,및가 얻어지면, 이것은 본 기술 분야의 숙련자에 의해 확인될 수 있는 방식으로 수신기(30)에 의해 또한 사용되거나 처리될 수도 있다.

진행에 앞서, 블럭 1 등화기(38₁) 및 블럭 2 등화기(38₂)의 바람직한 실시예의 단일의 공통 행렬 승수는, 제1 데이터 세트가 제1 대응 행렬과 곱해져야 하고, 제2 데이터 세트가 제2 및 그 외의 대응 행렬에 곱해져야 하는 시스템을 상당히 개선시킨다는 것에 주목할 필요가 있다. 특히, 행렬 연산에서 알려져 있는 바와 같이, 사이즈 M의 행렬에 대한 역행렬을 구하기 위해서는 M³차수의 복잡한 산술을 행해야 한다. 그러나, 수학식 30은 그 대각 성분이 0인 행렬을 포함하므로, 기초적인 연산에서는 대각 행렬의 역행렬만을 구하면 되므로, 복잡한 계산이 상당히 감소된다. 그 결과, 추가의 행렬 조작을 필요로 하는 시스템과 비교해볼 때, 블럭 1 등화기(38₁) 및 블럭 2 등화기(38₂)의 복잡성은 현저하게 감소된다. 또한, 송신기(12)와 관련하여 상술한 바와 같이, 입력되는 인코딩된 신호에서 심볼간 간섭(ISI)가 감소된다.

블럭 1 등화기(38₁) 및 블럭 2 등화기(38₂)와 관련된 추가의 관찰로서, 양 등화기가 Λ₁를 고수하는 상호 행렬(mutual matrix)을 갖는다는 것을 미리 알고 있다면, 다른 실시예가 이루어질 수 있다는 점에 주목한다. 예를 들어, MMSE 등화기와 같은 다른 표준 수신기는 피드백을 갖거나 갖지 않는 것을 포함하여 상호 행렬 이점을 구현하도록 변경될 수 있다. 예를 들어, 대안적인 실시예에서는, 입력 신호 세트에 Λ₁ ^-1만을 곱하는 것 대신에, 평균 제곱 에러를 감소시키는 데에 이용되던 것과 같은 행렬 (Λ₁+ σ²I)^-1의 곱과 같은 추가적인 인자가 구현될 수 있다. 이와 같은 경우에서, σ²은 AWGN 노이즈의 분산이고, I는 단위 행렬이다. 본 기술 분야의 숙련된 기술자라면, 그 외의 다른 실시예들들도 생각해낼 수 있을 것이다.

상기와 같은 조건에서, 본 발명자들은 CDMA 시스템에서 STTD에 더하여 시간 역전을 행하면 동일 사용자 또는 송신에 대한 안테나들 간에서와 같이 ISI가 제거된다는 것을 관찰하였다. 예를 들어, 데이터 D¹는 제1 사용자에 대응하는 심볼을 나타낸다. 상기로부터, D¹의 한 형태, 즉 C¹D¹ ₁과 같은 형태에서의 사용자의 심볼은 안테나 AT1₁을 따라 통신된다. 동시에, 대안적인 심볼 세트, 즉 C¹D¹ ₂는 안테나 AT1₂를 따라 통신된다. 이러한 방식의 인코딩의 바람직한 실시예에 따르면, 안테나 AT1₁을 경유하여 제공되는 이러한 동일 사용자 데이터로부터 ISI를 제거하며(제거되지 않을 경우에는 안테나 AT1₂에 ISI를 제공함), 마찬가지로 안테나 AT1₂를 경유하여 제공되는 이러한 동일 사용자 데이터로부터 ISI를 제거한다(제거되지 않을 경우에는 안테나 AT1₁에 ISI를 제공함).

도 7은, 도 1의 송신기(12)에서 이용되는 변조기의 대안적인 실시예로서 도 3의 변조기(20)와 동일한 기능 접속을 갖는 변조기(20')의 블럭도이며, 도 7의 대안적인 변조기(20')는 선택된 코드들에 대해 시간 역전을 구현한다는 점에서 변조기(20)와 다르다. 특히, 도 7의 하반부를 보면, 코드 승산기(24¹ ₂내지 24^L ₂)에서 확인된 피승수는, 이들 승산기들에 의해 피승수로서 제공된 코드들이 시간 역전된 것임을 나타낸다는 것을 알 수 있다 (각 코드 피승수에 대해 상기 도입된 좌향 화살표 개념을 사용함). 한편, 도 7의 상반부는 도 3에서와 동일하다.

도 7의 변조기(20')의 동작은, 변조기(20)에 대한 상기의 논의와, 변조기(20')에 의해 제공되는 신호를 수신하는 수신기(이하에 기술될 바람직한 실시예의 수신기임)의 이해를 용이하게 하는 아래의 추가의 관찰들에 의해 쉽게 이해될 것이다. 다음의 수학식 31 및 32에 나타나 있는 바와 같이, 수학식 19 및 20과 마찬가지로,을 확산 코드의 복합 신호로 하고,및를 확산 코드 및 데이터 블럭의 복합 신호로 한다.

변조기(20')의 상반부는 변조기(20)에서와 동일한 방식으로 동작하므로, 안테나 AT1₁으로의 출력을 지정하는 수학식 9를 참조한다. 변조기(20')의 하반부에 대하여, 가산기(26₂)의 출력은 다음의 수학식 33에 의해 표현될 수 있으며, 본 기술분야의 숙련된 기술자들이라면, 상술한 수학식 10과 코드 승산기(24¹ ₂내지 24^L ₂)의 코드의 시간 역전이 주어지면 쉽게 유도해낼 수 있다.

수학식 33에 따라 제공된 신호는, 제1 실시예와 관련하여 상기에서 설명한 방식과 유사한 방식으로 동일 사용자 ISI를 감소시킴으로써, 수신국에서의 신호 성능을 개선시킬 수 있다. 그러나, 또한 아래에 설명되는 바와 같이, 이 신호는 도 6a의 수신기(30)[또는 도 6b의 수신기(30')]에 비교하여, 일정한 이점을 갖는 수신기 구조를 용이하게 한다.

도 8a는 도 7의 변조기(20')를 이용하여 송신되는 신호를 수신하고 처리하기 위한 바람직한 수신국(40)의 기능 블럭도를 도시하고 있으며, 본 기술 분야의 숙련된 기술자라면, 아래의 설명을 숙지함으로써 수신기(40)를 실현하기 위한 다양한 하드웨어/소프트웨어 구현을 쉽게 생각해낼 수 있을 것이다. 수신기(40)는 도 1의 안테나(ATU)를 포함하며, 상기 안테나는 자신이 수신한 신호를 RF 복조기(42)의 입력에 제공한다. RF 복조기(42)의 아날로그 출력은, 그 출력이 아래에 설명되는 바와 같이 정합 필터의 기능을 구현하는 STTD 디코더 및 레이크 블럭(46)에 입력으로서 접속된 아날로그 대 디지탈("A/D") 컨버터(44)에 입력으로서 접속된다. 개별적으로 도시되진 않았지만, 블럭(46)은 다수의 심볼에 대응하는 충분한 수의 칩을 저장할 수 있는 사이즈의 버퍼를 포함하며, 이 때 칩의 수는 송신기(12)에서 모든 안테나에 의해 동시에 통신되는 모든 그룹에 의해 송신되는 심볼의 총수와 동일한 것이 바람직하다. 따라서, 두개의 송신 안테나가 이용되는 예에서는, 버퍼가 적어도 두개의 심볼 그룹과 동일한 다수의 칩을 저장하며 이 그룹들은 도 4에 도시된 예에 의해 나타내어져 있다. 블록(46)은 두개의 출력(46₁및 46₂)을 가지며, 출력(46₁)은 블록 1 역확산기(48₁)에 입력으로서 접속되고, 출력(46₂)은 블록 2 역확산기(48₂)에 입력으로써 접속되어 있다. 블록 1 역확산기(48₁)의 출력은으로 나타내어진 데이타 블록의 이전 도입된 추정 벡터를 출력하는 블록 1 등화기(50₁)에 입력으로써 접속되고, 블록 2 역확산기(48₂)의 출력은으로 나타내어진 데이타 블록의 이전 도입된 추정 벡터를 출력하는 블록 2 등화기(50₂)에 입력으로써 접속된다. 이 블록들은 하기의 동작상의 설명으로 더 이해되어진다.

수신기(40)의 동작을 논의하기 전에, 도 8b는 도 7의 변조기(20')로부터 통신된 신호를 수신하기 위한 제2 실시예로서 수신기(40')의 블록도를 도시한다. 수신기(40')는 수신기(40)와 동일하지만, 역확산 기능과 블록 등화 기능의 순서를 구현하는 점에서 다른데, 즉 이러한 기능들의 접속 순서가 뒤바뀐다. 특히, STTD 디코더 및 레이크(46)의 두개의 출력들(46₁및 46₂)은 각각 블록 1 등화기(52₁) 및 블록 2 등화기(52₂)에 대한 입력으로써 접속된다. 블록 1 등화기(52₁)의 출력은 블록1 역확산기(54₁)에 대한 입력으로써 접속되고, 블록 2 등화기(52₂)의 출력은 블록 2 역확산기(54₂)에 대한 입력으로써 접속된다. 또한, 블록 1 역확산기(54₁)와 블록 2 역확산기(54₂)의 출력들은 각각및를 제공한다.

지금부터 수신기(40 및 40')의 동작이 설명되며, 또한, 두 수신기의 동작이 얼마나 유사한지, 및 등화 기능에 관한 역확산 기능의 순서가 아래에 수학적으로 표현된 것처럼 역전될 수 있는 이유가 설명된다. 또한, 후속할 동작의 설명으로부터, 당업자는 이러한 블록 장치를 구현하기 위한 다양한 하드웨어 및/또는 소프트웨어를 개발할 수 있을 것이다. 이제, 수신기(40)(및 40')의 동작으로 돌아가보면, 하기의 수학식 34 및 35는 각각 안테나 AT₁및 AT₂로부터의 채널 임펄스 응답의 Z 변환을 나타낸다:

따라서, 두개의 서브 블록에 대해 수신된 심볼들은 다음 수학식 36 및 37에 의해 주어진다:

수학식 37에 보여지는 제2 서브 블록은 아래의 수학식 38로 다시 쓸 수 있다.

수학식 38은 아래의 수학식 39에 나타낸 행렬 방정식으로 기술될 수 있다는 것은 의미한다.

앞의 실시예에 대한 수학식 27과 비교되는 방식의 처리 이론에 따라, STTD 디코더 및 레이크(46)에서 구현된 것처럼 그러한 정합 필터의 효과가 다음의 수학식 40에서처럼 나타내어질 수 있으며, 따라서 STTD 디코더 및 레이크(46) 내에서 정합 필터의 바람직한 동작 구성에 대한 안내를 제공하여 아래 식의 인수를 달성할 수 있다.

여기서, 표기 []^H는 행렬의 공액 전치를 나타낸다. 다음에, 정합 필터의,수학식 40에 의해 제공된 효과를 수학식 39의 양 항에 곱하여 수학식 41이 생긴다.

Λ에 대한 식으로 이루어진 아래의 수학식 42는 수학식 41의 데이타 관련된 피승수 행렬을 치환한 것이다.

이때, Λ=H ₁ ^* (Z ^-1 )H ₁ (Z)+H ₂ (Z)H ₂ ^* (Z ^-1 )이다. 또한, 수학식 42에 대하여 수신기(40과 40')의 경우에, 그리고 도 7의 변조기(20')로부터의 코드 역전의 결과로써, Λ에 기초한 행렬의 대각선이 수학식 29와 30과 관련하여 기술된 것같이 변조기(20)에 대한 경우에서처럼 0에 근접한다기 보다는 0임을 유의한다. 그 결과 이러한 실시예에서 ISI 에서의 큰 감소가 예상된다.

수학식 42에서 STTD 디코더 및 레이크(46)의 필터링 동작을 유도하면서, 수학식 41로 치환되어 아래의 수학식 43을 생기게 한다:

수학식 43으로부터, 데이타를 획득하기 위하여 두개의 추가 동작이 필요하며, 그러한 동작이 도 8에서의 역확산 및 등화 기능에 의해 그 순서에 관계없이 달성되는지를 설명한다. 특히, 도 8a 또는 도 8b중의 어느 하나에서, 한 세트의 역확산 및 등화 기능(즉, 48₁및 50₁, 혹은 52₁및 54₁)은 시간 n=1 에 대응하는 STTD 디코더 및 레이크(46)의 정합 필터 동작으로부터 신호 세트를 수신하는 한편(즉, 안테나 AT1₁를 통하여 송신된 비조작된 심볼과 신호, 및 안테나 AT1₂를 통하여 송신된 조작된 심볼과 코드), 역확산 및 등화 기능의 다른 세트(즉, 48₂및 50₂, 혹은 52₂및 54₂)는 시간 n=2 에 대응하는 STTD 디코더 및 레이크(46)의 정합 필터 동작으로부터 신호 세트를 수신한다. 여기에서, 수학식 43을 유도하는 것과 그 식을 발생시키는 관찰은 이 신호 세트 모두 Λ를 고수하는 행렬의 역행렬을 곱한 것일 수도 있으나, 그 결과는 도 6a 및 6b에서의 경우처럼 데이타에 직접적으로 관련된 것이라기 보다는, 수학식 33에 나타낸것처럼 데이타 및 승산된 코드의 조합에 관한 것이다. 그러므로, 데이타를 검색하기 위해서, 바람직한 실시예는 STTD 디코더 및 레이크(46) 후에 역확산[예를 들면, 블록(48₁및 48₂) 혹은 블록(54₁및 54₂)]하는 것을 이용하여 결과로부터 코드를 제거하고, 또한 등화기[예를 들면, 블록(50₁및 50₂) 혹은 블록(52₁및 52₂)]에 의해 Λ를 고수하는 행렬의 역행렬을 승산한다. 그 결과, 두 출력및는 코드 제거 뿐만 아니라 Λ를 고수하는 상호 행렬의 역행렬(즉, Λ^-1)에 응답하여 바람직하게 결정된다. 또한, 역확산 기능 및 등화 기능은선형 동작이기 때문에, 이러한 두 기능들이 뒤바뀔 수 있는 순서는 도 8a의 수신기(40) 혹은 도 8b의 수신기(40)의 근원이 된다. 또한, 도 8a 및 도 8b에 대하여 역확산기 및 등화기의 한 결합이 안테나 AT₁으로부터의 송신 채널을 반영하는 신호의 추정치를 출력하기 위해 동작가능하고, 역확산기 및 등화기(38)의 별도의 다른 결합은 안테나 AT₂로부터의 송신 채널을 반영하는 신호의 추정치를 출력하기 위해 동작가능하다는 점을 유의한다. 다시, 각각의 결정이 별개의 입력으로부터 발생하고, 듀얼 하드웨어/소프트웨어를 병렬 동작으로 혹은 동일 하드웨어/소프트웨어를 직렬 동작으로 이용하여 달성될 수 있다. 그러나, 어느 경우에도 Λ를 고수하는 행렬에 대한 0 대각선을 찾는 결과에 기인하여 복잡성이 상대적으로 감소된다. 일단및가 획득되면, 이들은 당업자에 의해 명백한 방식으로 수신기(30)(또는 30')에 의해 더 이용되거나 혹은 처리될 수 있다.

신호 처리를 위한 변조기(20') 및 2개의 대안적인 양호한 수신기(40 및 40')의 구현 및 동작을 상세히 설명하면서, 또한 수학식 33의 구현에 의해, 2개의 추가의 실시예가 발생되는데, 이 실시예에 기초하여, CDMA 시스템에서 데이터 전송의 대안적 방법, 즉, 시스템이 TDD 데이터와 통신할지 FDD 데이터와 통신할지를 구현한다. 특히, TDD 시스템을 제공하는 제1 실시예에서는, 각 코드 C"이 왈쉬 코드와 스크램블링 코드의 적산치를 나타낼 수 있다. 공지된 바와 같이, 왈쉬 코드 및 스크램블링 코드 각각은 심볼과 동일한 주기를 갖는데, 즉, 각 코드 내의 칩의 수는 심볼의 칩의 수와 같다. 따라서, 이러한 코드의 시간 역전을 성취하기 위해, 각코드 칩은 시간이 역전된다. 환언하면, 칩 P₀내지 P_n-1을 갖는 스크림블링 코드와 왈쉬 코드의 적산치의 경우, 코드 승산기(내지)중의 하나에 의한 피승수로서 제공된 코드의 시간 역전은 P_n-1내지 P₀이다. 따라서, 심볼 S_i와 관련하여 코드 역전을 성취하기 위해, 대응하는 승산기(내지)는 수학식 44의 다음과 같은 적산치를 결정한다.

그러나, FDD 시스템을 제공하는 제2 실시예에서는, 먼저, FDD 시스템이 왈쉬 코드에 추가하여 소위 롱 코드를 구현다는 것이 알려져 있다는 것을 유의해야 한다. 이러한 시스템에 양호한 실시예를 적용할 때, 각 피승수 코드 C"은 왈쉬 코드 및 롱 코드 둘의 적산치를 나타낼 수 있다. 왈쉬 코드는 칩 기반으로 수학식 28에 도시된 바와 같은 동일한 방식으로 시간 역전된다. 그러나, 롱 코드는 단일 심볼보다도 훨씬 큰 기간을 갖는다. 특히, 롱 코드 카운트는 2²⁴-1 칩과 동일한 기간을 갖는다. 따라서, 이 예에 의해, 1.2288㎒와 동일한 전형적인 칩 레이트의 경우, 각 롱 코드는 대략 3,579,139초 또는 대략 41.425일 정도로 길다. 양호하게는, 따라서, 변조기(20')는 길이가 상당히 긴 롱 코드의 시간을 역전하려고 하지 않는다. 대신에, FDD 시스템에 적용되는 바와 같은 양호한 실시예에서는, 주어진 심볼 블럭을 고수하는 롱 코드 칩만이 그 심볼의 승산 전에 시간 역전된다. 예를 들면, 도4에 도시된 블럭(1) 및(2)로서 표시된 심볼의 예를 수학식 1 및 2에 이미 설명한 것으로 가정한다. 또한, 이 동일한 블록들이 도 7의 변조기(20')에서 처리되었다고 가정한다. 그러므로, 심볼의 시간 역전 없는 블록(2) 및 왈쉬 코드에 대해, 심볼 S₅은 왈쉬 코드(즉, W₀내지 W_n01)와 승산되고 또한 각각 롱 코드 칩 LCC_s내지 LCC_x+n-1과 승산되고, 심볼 S₆은 왈쉬 코드와 승산되고 또한 각각 롱 코드 칩 LCC_s+n내지 LCC_x+2n과 승산되며, 심볼 S₇은 왈쉬 코드와 승산되고 또한 각각 롱 코드 칩 LCC_s+2n+1내지 LCC_x+3n과 승산되고, 최종적으로 심볼S₈은 왈쉬 코드와 승산되고 또한 각각 롱 코드 칩 LCC_s+3n+1내지 LCC_x+4n과 승산되된다. 그러나, 본 실시예에서, 롱 코드는 심볼의 블록에 대응되는 전체 롱 코드를 역전시켜 시간 역전되고, 이 예에서는 그러므로 심볼(2)의 블록에 대응하는 칩 LCC_s내지 LCC_x+4n이 시간 역전된다(또한, 왈쉬 코드는 상기 설명한 바대로 시간 역전된다). 결국, 코드 승산기()는 수학식 45 내지 48에 도시된 다음의 4 적산치 시퀀스를 결정한다.

본 기술 분야의 숙련된 기술자라면, 수학식 45 내지 48로부터, 비교 가능한 코드 역전이 블록(1)에 어떻게 적용되는지를 이해할 수 있을 것이다. 이 때, 그 블록의 조작된 심볼에 적용되는 롱 코드 칩도 그 블록에 대응하는 모든 칩에 걸쳐 시간 역전될 것이다.

상기 도 6a 및 6b와 도 8a 및 8b는, 제공되는 대안과 관련하여 이들 수신기에 신호를 송신하는 변조기(20 및 20')의 관점에서 추가의 결과를 유도하도록 비교될 수 있다. 특히, 도 8b의 수신기(40')에 대해서는 그 역확산 동작[즉, 블록(54₁및 54₂)]이 등화 동작에 후속할 수 있는 데에 반하여, 도 6a 및 6b의 수신기(30 및 30')와 도 8a의 수신기(40)에 대해서는 역확산 동작이 등화 동작에 선행한다. 따라서, 수신기(40')에 관하여, 수신기가 기지국에서 송신되는 다른 사용자 코드에 대해 알지 못하는 경우에서 유리하다.

상기로부터, 상기 실시예들은 송신기 및 수신기를 포함하는 무선 통신 네트워크를 제공하며, 상기 네트워크에서 송신기는 ISI를 감소시키는 방식으로 송신 안테나 다이버시티를 이용하여 신호를 송신하고, 수신기는 그 결과로서 장치 복잡성을 감소시키게 된다는 것을 예상할 수 있다. 또한, 본 실시예들이 상세하게 설명되었지만, 상기 예들에서 설명된 변경들로부터 명백하듯이, 다양한 대체, 수정 및 변경이 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위 내에서 이루어질 수 있다. 다른 예로서, CDMA/WCDMA가 바람직한 무선 환경으로서 설명되었지만, 다른 무선 시스템들도 바람직한 실시예를 구성할 수 있다. 또 다른 예로서, 상기 설명된 수신기들은 단일 수신기 안테나를 기술하고 있지만, 본 기술 분야의 숙련된 기술자라면, 다수의 수신 안테나에 대한 종래의 교시를 쉽게 응용할 수 있을 것이다. 따라서, 이러한 결과들은 물론, 본 기술 분야의 숙련된 기술자들에 의해 확신될 수 있는 다른 결과들도 첨부된 특허 청구 범위에서 정의되는 것과 같은 발명의 범위를 설명하는 것이다.

Claims

제1 안테나 및 제2 안테나를 구비하는 송신기에 의한 송신을 수신하기 위한 무선 수신기에 있어서,

상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나에 의한 송신에 응답하는 신호를 필터링하기 위한 회로와,

상기 제2 안테나에 응답하는 신호를 등화하기(equalizing) 위한 회로와는 독립적으로 상기 제1 안테나에 응답하는 신호를 등화하기 위한 회로

를 포함하는 무선 수신기.
제1항에 있어서, 상기 필터링 회로는 상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나에 의한 송신에 응답하는 상기 신호를 역확산(despreading)하기 위한 회로를 포함하는 무선 수신기.
제2항에 있어서, 상기 필터링 회로는 상기 역확산 회로에 후속하여 STTD 디코딩 및 레이크 처리를 행하기 위한 회로를 포함하는 무선 수신기.
제2항에 있어서, 상기 필터링 회로는 STTD 디코딩 및 레이크 처리를 하기 위한 회로에 후속하여 역확산을 하기 위한 회로를 포함하는 무선 수신기.
제1항에 있어서, 상기 제2 안테나에 의한 송신에 응답하는 상기 신호를 역확산하기 위한 회로와는 독립적으로 상기 제1 안테나에 의한 송신에 응답하는 상기 신호를 역확산하기 위한 위한 회로를 더 포함하는 무선 수신기.
제5항에 있어서, 상기 역확산 회로는 상기 등화 회로에 입력을 제공하는 무선 수신기.
제5항에 있어서, 상기 등화 회로는 상기 역확산 회로에 입력을 제공하는 무선 수신기.
제1항에 있어서, 복수의 수신 안테나를 더 포함하는 무선 수신기.
제1항에 있어서, 상기 송신기는

상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나를 구비하며, 각각이 신호를 송신하도록 동작하는 복수의 안테나와,

복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 복수 그룹의 심볼들을 제1 심볼 그룹 시퀀스로 제공하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 상기 사용자 채널의 상기 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼들을, 상기 사용자 채널에 대응하며 상기 사용자 채널과 상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각을 구별하는 고유 코드를 사용하여 변조함으로써 상기 사용자 채널의 제1 변조된 심볼 그룹 시퀀스를 형성하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각의 상기 제1 변조된 심볼 그룹 시퀀스를 결합시켜 결합된 제1 변조된 심볼 시퀀스가 상기 복수의 안테나 중 제1 안테나에 제공되어 송신되도록 하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 상기 제1 심볼 그룹 시퀀스의 심볼 그룹들을 재정렬하고, 또한 심볼 그룹들 중 적어도 몇몇 그룹의 심볼들을 시간 역전시킴으로써 상기 제1 심볼 그룹 시퀀스와 다른 제2 심볼 그룹 시퀀스를 형성하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 상기 사용자 채널의 상기 제2 심볼 그룹 시퀀스의 심볼들을, 상기 사용자 채널에 대응하며 상기 사용자 채널과 상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각을 구별하는 고유 코드를 사용하여 변조함으로써 상기 사용자 채널의 제2 변조된 심볼 그룹 시퀀스를 형성하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각의 상기 제2 피변조 심볼 그룹 시퀀스를 결합시켜 결합된 제2 피변조 심볼 시퀀스가 상기 제2 안테나에 제공되어 송신되도록 하기 위한 회로

를 포함하고,

상기 필터링 회로는 상기 복수 그룹의 심볼들의 칩 수와 동일한 수의 칩을 저장하기 위한 버퍼를 포함하는 무선 수신기.
무선 송신기에 있어서,

상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나를 구비하며, 각각이 신호를 송신하도록 동작하는 복수의 안테나와,

복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 제1 심볼 시퀀스를 제공하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 상기 사용자 채널의 상기 제1 심볼 시퀀스를 상기 사용자 채널에 대응하며 상기 사용자 채널과 상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각을 구별하는 고유 코드를 사용하여 변조함으로써 상기 사용자 채널의 제1 변조된 심볼 시퀀스를 생성하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각의 상기 제1 변조된 심볼 시퀀스를 결합시켜 결합된 제1 변조된 심볼 시퀀스가 상기 제1 안테나에 제공되어 송신되도록 하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 상기 각 사용자 채널의 상기 제1 심볼 시퀀스를 상기 제1 심볼 시퀀스에 대해 시간 역전된 심볼들을 구비하는 제2 심볼 시퀀스로 재정렬하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각마다, 상기 사용자 채널의 상기 제2 심볼 시퀀스를 상기 사용자 채널에 대응하며 상기 사용자 채널과 상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각을 구별하는 고유 코드를 사용하여 변조함으로써 상기 사용자 채널의 제2 변조된 심볼 시퀀스를 생성하기 위한 회로와,

상기 복수의 상이한 사용자 채널 각각의 상기 제2 변조된 심볼 시퀀스를 결합시켜 결합된 제2 변조된 심볼 시퀀스가 상기 제2 안테나에 제공되어 송신되도록하기 위한 회로

를 포함하는 무선 송신기.
제10항에 있어서, 상기 결합된 제1 변조된 심볼 시퀀스는 상기 결합된 제2 변조된 심볼 시퀀스가 상기 제2 안테나에 의해 송신될 때의 시점과는 다른 시점에서 상기 제1 안테나에 의해 송신되는 무선 송신기.
제10항에 있어서, 상기 제2 심볼 시퀀스를 변조시키는 회로에서 사용되는 상기 고유 코드는 상기 복수의 사용자 채널 중 주어진 사용자 채널에 대해서는 상기 주어진 사용자 채널의 상기 제1 심볼 시퀀스를 변조시키는 회로에서 사용되는 상기 고유 코드와 동일한 무선 송신기.
제10항에 있어서, 상기 제2 심볼 시퀀스를 변조시키는 회로에서 사용되는 상기 고유 코드는 상기 복수의 사용자 채널 중 주어진 사용자 채널에 대해서는 상기 주어진 사용자 채널의 상기 제1 심볼 시퀀스를 변조시키는 회로에서 사용되는 상기 고유 코드에 대해 시간 역전된 무선 송신기.
제10항에 있어서,

상기 제1 심볼 시퀀스는 복수 그룹의 심볼 중에서 한 그룹의 심볼을 포함하며,

상기 복수 그룹의 심볼의 각 그룹은 동일 개수의 심볼들을 포함하며,

상기 복수의 사용자 채널 각각의 심볼 그룹수를 버퍼링하기 위한 회로를 더 포함하며,

상기 버퍼링된 심볼 그룹 개수는 상기 복수의 안테나 개수와 동일한 무선 송신기.
제14항에 있어서,

상기 복수의 안테나 개수는 2개이며,

상기 버퍼링된 심볼 그룹은 제1 심볼 그룹에 이어지는 제2 심볼 그룹을 포함하고,

상기 제2 심볼 그룹은 상기 제1 심볼 시퀀스를 포함하는 무선 송신기.
제14항에 있어서, 상기 제2 안테나에 의해 송신되어지기 전에 상기 제2 심볼 시퀀스 중에서 적어도 선택된 심볼들의 네가티브값을 결정하기 위한 회로를 더 포함하는 무선 송신기.
제16항에 있어서, 상기 제2 안테나에 의해 송신되어지기 전에 상기 제2 심볼 시퀀스의 각 심볼에 대한 복소 공액을 결정하기 위한 회로를 더 포함하는 무선 송신기.