KR20130100285A - 영상 덤프 저항에 연결된 중성점을 갖는 ｈｖｄｃ 컨버터 - Google Patents

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Abstract

고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터(30)로서, 상기 전력 전자 컨버터(30)는, 성형 결선(36)을 규정하는 3개의 위상 소자(32)와, 사용시 DC 네트워크(56)에 연결하기 위한 제1 및 제2 DC 단자(50, 52)와 3개의 AC 단자(54)가 구비된 컨버터 유닛(34)을 포함하고, 상기 컨버터 유닛(34)은 사용시 AC 네트워크(44)와 DC 네트워크(56) 간의 전력 변환이 용이하도록 제어가능한 복수의 스위칭 소자(70, 74)를 포함하며, 상기 전력 전자 컨버터(30)는 제1 및 제2 DC 단자(50, 52) 사이에 연결된 제3 DC 단자(78)를 더 포함하고, 상기 제3 DC 단자(78)는 보조 연결(82)을 규정하기 위해 상기 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에 연결되며, 상기 보조 연결(82)은 상기 공통 접합점(40)과 상기 제3 DC 단자(78) 사이에 연결된 적어도 하나의 덤프 저항(84)을 포함하고, 상기 컨버터 유닛(34)의 스위칭 소자(70, 74)는, 트리플린 고조파 주파수에서 덤프 저항(84)에 의해 실효 전력(real power)을 소모하기 위해, 사용시 트리플린 고조파 전압 성분을 갖도록 각 AC 단자(54)에서 상전압(phase voltage)을 변경하도록 제어가능하다.

Description

영상 덤프 저항에 연결된 중성점을 갖는 ＨＶＤＣ 컨버터{HVDC CONVERTER WITH NEUTRAL-POINT CONNECTED ZERO-SEQUENCE DUMP RESISTOR}
본 발명은 고전압 직류(HVDC) 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터에 관한 것이다.
전력 전송망(power transmission network)에 있어서, 교류(AC) 전력은 가공선(overhead line) 및/또는 해저 케이블을 경유하여 전송하기 위해 일반적으로 직류(DC) 전력으로 변환된다. 이러한 변환은 전송 선로나 케이블에 의해 미치는 AC 용량성 부하의 영향을 보상할 필요가 없고, 이에 의해 전송 선로 및/또는 케이블의 킬로미터 당 비용이 절감된다. 이와 같이, AC에서 DC로의 변환은, 전력이 장거리에 걸쳐 전송될 필요가 있을 때, 비용 효율이 높다.
AC-DC 전력 변환은 상이한 주파수로 동작하는 AC 네트워크를 상호 연결할 필요가 있는 전력 전송망에서 이용되기도 한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 이와 같은 전력 전송망에서, 요구된 변환을 실행하기 위해 AC 전력과 DC 전력 간의 각 인터페이스에 컨버터(10)가 요구된다.
AC에서 DC로의 전력 변환 동안, 컨버터(10)는 AC 네트워크(12)로부터 전력을 들여오고 DC 네트워크(14)로 전력을 내보내는데, 이에 의해 컨버터(10) 내의 네트 파워 변환(net power change)은 일반적으로 없다. 그러나, 컨버터(10)의 DC 측 상에 고장 발생시 DC 네트워크(14)의 전력 수요의 급하강을 초래하여, DC 네트워크(14)로 보내지는 전력의 감소로 이어질 수 있다. 그러나, 풍력 발전소(wind driven generation plant)와 같이, AC 네트워크(12)의 전력 발생원은 즉시 정지할 수 없기 때문에, 컨버터는 AC 네트워크(10)로부터 전력 들여오기를 계속한다. 이것은 컨버터(10)내 초과 실효 전력(excess real power)의 증강(build up)을 초래하고, 이 초과 실효 전력은 한정된 에너지 저장 능력으로 인해 DC 링크 커패시터(16)나 컨버터(10)의 다른 용량성 구성 요소 내에 완전하게 저장될 수 없다.
컨버터(10) 내의 초과 실효 전력의 존재는 컨버터 하드웨어 부품들에 과전압을 초래할 뿐만 아니라, AC 전압 주파수의 증가로 이어지는, AC 네트워크(12)의 전기적 발전기들의 가속화를 초래할 수 있다. 이런 시나리오들은 컨버터 하드웨어 및 연결된 AC 네트워크(12)와 DC 네트워크(14)의 손상으로 이어질 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 컨버터(10) 내의 초과 실효 전력의 악영향을 최소화하기 위한 하나의 해결책으로서, 컨버터(10)의 DC 링크 커패시터(16)와 병렬로 연결된, 덤프 저항(18)과 IGBT(20)의 직렬 연결 형태의 추가 하드웨어를 사용한다. 컨버터(10) 내 초과 실효 전력이 상승하는 동안, DC 링크 커패시터(16)는 그 초과 실효 전력을 저장하기 시작한다. 이 단계에서 IGBT(20)는 회로 내로 덤프 저항(18)을 스위칭하기 위해 턴온(turn on)되어, 덤프 저항(18)을 통해 전류를 흐르게 하고 이에 따라 덤프 저항(18)을 통해 초과 실효 전력의 소모를 가능하게 한다.
직렬 연결된 덤프 저항(18)과 IGBT(20)가 DC 링크 커패시터(16)와 병렬로 연결되어 있기 때문에, 각각의 덤프 저항(18)과 IGBT(20)는 컨버터(10)의 신뢰 가능한 동작을 보장하기 위해 DC 링크 전압의 최대 크기(full magnitude)를 초과하거나 최대 크기와 같은 전압 등급을 갖도록 요구된다. 요구된 전압 등급을 갖기 위해, 덤프 저항(18)의 크기와 중량, 및/또는 IGBT(20)의 수를 증가시킬 필요가 있어, 이는 컨버터 하드웨어 크기, 중량 및 비용의 전반적인 증가로 이어진다.
본 발명의 제1 형태에 따르면, 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터를 제공한다. 상기 전력 전자 컨버터는, 성형 결선(star connection)을 규정하는 3개의 위상 소자(phase element)를 포함하고, 여기서, 각 위상 소자의 제1 단(end)은 공통 접합점(common junction)에 연결된다. 상기 전력 전자 컨버터는, 사용시 DC 네트워크에 연결하기 위한 제1 및 제2 DC 단자와 3개의 AC 단자가 구비된 컨버터 유닛을 더 포함한다. 각 AC 단자는 성형 결선의 각 위상 소자의 제2 단과 직렬로 연결된다. 상기 컨버터 유닛은 사용시 AC 네트워크와 DC 네트워크 간의 전력 변환이 용이하도록 제어가능한 복수의 스위칭 소자(switching element)를 포함한다. 상기 전력 전자 컨버터는 제1 DC 단자와 제2 DC 단자 사이에 연결된 제3 DC 단자를 더 포함한다. 제3 DC 단자는 보조 연결(auxiliary connection)을 규정하도록 상기 성형 결선의 공통 접합점에 연결된다. 상기 보조 연결은 상기 공통 접합점과 제3 DC 단자 사이에 연결된 적어도 하나의 덤프 저항을 포함한다. 여기서, 컨버터 유닛의 스위칭 소자는, 트리플린(triplen) 고조파 주파수에서 덤프 저항에 의해 실효 전력(real power)을 소모하기 위해, 사용시 트리플린 고조파 전압 성분을 포함하게 각 AC 단자에서 상전압(phase voltage)을 변경하도록 제어가능하다.
앞서 개략 설명된 바와 같이, 컨버터 유닛에 관한 덤프 저항의 배치는, 상기 전력 전자 컨버터가 각 AC 단자에서 상전압에 트리플린 고조파 전압 성분을 도입함으로써 초과 실효 전력을 제거할 수 있게 한다. 상기 성형 결선의 공통 접합점에서의 전압이 상전압의 평균과 같기 때문에, 상전압의 논-트리플린 고조파 전압 성분(non-triplen harmonic voltage components)이 공통 접합점에서 상쇄된다. 이것은 공통 접합점(common junction)에서 나타나는 전압이 트리플린 고조파 전압 성분의 크기와 같다는 것을 의미한다. 이와 같이, 덤프 저항을 통하는 트리플린 고조파 전압이 나타나서, 상기 초과 실효 전력이 대응되는 트리플린 고조파 주파수에서 덤프 저항에 의해 소모되게 한다.
전력 변환과 초과 실효 전력 제거를 개시하기 위해 컨버터 유닛의 스위칭 소자 사용은, 전력 전자 컨버터로부터 초과 실효 전력을 제거하기 위해 분리된 스위칭 하드웨어에 대한 요구를 간소화하거나 제거할 수 있다. 이는 컨버터 하드웨어의 비용, 크기 및 중량의 감소로 이어질 뿐만 아니라, 전력 전자 컨버터의 동작 절차(operating procedure) 및 제어 방식(control scheme)을 간소화시킨다.
추가적으로, 덤프 저항은 오직 상기 성형 결선의 공통 접합점에서 나타나는 트리플린 고조파 전압 성분의 크기(magnitude)를 위해 지정되도록 요구된다. 이것은 DC 링크 전압의 최대 크기(full magnitude)와 같거나 최대 크기를 초과하도록 덤프 저항의 전압 등급이 요구되는 종래의 전력 전자 컨버터와 비교하여, 하드웨어의 크기, 중량 및 비용의 절감으로 이어진다.
그러므로, 전력 전자 컨버터의 보조 연결에 있어서 적어도 하나의 덤프 저항을 제공하는 것은, 기본(fundamental) 및 트리플린(triplen) 고조파 성분을 갖는 AC 상전압이 발생 가능한 토폴로지(topology)를 갖는 전력 전자 컨버터로부터 초과 실효 전력을 제거하는 더 비용이 효율적인 방법이다.
본 발명에 따른 실시 형태에 있어서, 컨버터 유닛의 스위칭 소자는, 사용시 기본 전압 성분 및 트리플린 고조파 전압 성분을 동시에 포함하도록 각 AC 단자에서 상전압을 변경하도록 제어가능하다.
이런 식으로, 컨버터 유닛의 동작은, 전력 전자 컨버터의 지속적인 동작을 가능하게 하기 위해, 초과 실효 전력 제거 절차가 전력 전환 처리에 쉽게 통합되게 한다. 그 외에, 초과 실효 전력 제거 절차를 개시하기 전에 전력 전자 컨버터의 정상 동작(normal operation)을 차단할 필요가 있다.
바람직하게는, 각 트리플린 고조파 전압 성분은 같은 크기를 갖는다.
각 AC 단자에서 같은 크기의 트리플린 고조파 전압 성분을 발생하는 것은, 컨버터 유닛의 스위칭 소자의 표준 스위칭 동작이 각 AC 단자에 대해 수행되도록 하게 하여, 전력 전자 컨버터의 제어 방식을 간소화시킨다.
바람직하게는, 상기 전력 전자 컨버터는 제3 DC 단자와 각각의 제1, 제2 DC 단자 사이에서 직렬로 연결된 적어도 하나의 DC 링크 커패시터를 더 포함한다.
DC 링크 커패시터를 포함하는 것은, DC 리플의 존재를 최소화시킴으로써, 전력 전자 컨버터가 DC 네트워크에 있는 DC 전압을 조정가능하게 한다.
다른 실시 형태로서, 각 위상 소자는 변압기 권선(transformer winding)을 포함할 수 있다.
상기 성형 결선(star connection)은, 변압기의 2차측을 규정할 수 있다. 여기서, 상기 성형 결선의 각 변압기 권선은 사용시 변압기의 1차측에서 각각의 1차 권선과 서로 연결된다. 각각의 1차 권선(primary winding)은 라인 인덕터(line inductor)를 통하여 3상 AC 네트워크의 각 위상에 연결된다. 이는 각 위상 소자가 사용시 3상 AC 네트워크의 각 위상과 동작가능하게 연관되게 한다.
또 다른 실시 형태로서, 상기 컨버터 유닛은 3개의 컨버터 림(converter limb)을 더 포함할 수 있다. 각 컨버터 림은 AC 단자들의 각 하나를 포함한다. 각 컨버터 림은 제1 및 제2 DC 단자들 중 각 하나와 AC 단자 사이에서 직렬로 각각 연결되는 제1 및 제2 림부(limb portion)를 규정한다. 각 림부는 체인 링크 컨버터를 포함한다. 각 체인 링크 컨버터는 직렬로 연결된 복수의 모듈을 포함한다. 각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장 소자에 연결된 적어도 하나의 1차 스위칭 소자를 포함한다. 각 체인 링크 컨버터의 1차 스위칭 소자는, 사용시 직렬로 연결된 복수의 모듈이 계단식 가변 전압원을 규정하도록, 동작가능하다.
상기 체인 링크 컨버터의 구조는, 각각이 체인 링크 컨버터로 전압을 제공하는 다수 모듈의 삽입을 통해 각 모듈에 의해 제공되는 전압보다 큰, 결합 전압의 증강(build-up)을 가능하게 한다. 상기 결합 전압값을 변경함으로써, 체인 링크 컨버터는 가변적인 진폭(amplitude)과 위상각(phase angle)을 갖는 전압 파형을 생성하도록 동작될 수 있다. 이와 같이, 각 림부의 체인 링크 컨버터는, 트리플린 고조파 전압 성분 및/또는 기본 고조파 전압 성분을 포함하도록, 각 위상 소자의 상전압을 변경할 수 있다.
체인 링크 컨버터를 사용하는 실시 형태에 있어서, 각 림부는 각 체인 링크 컨버터와 직렬로 연결된 적어도 하나의 2차 스위칭 소자를 더 포함할 수 있다. 각 림부의 2차 스위칭 소자는 사용시, 각 체인 링크 컨버터가 회로 안팎으로 스위칭되도록 제어가능하다.
이런 식으로, 각 림부의 체인 링크 컨버터와 2차 스위칭 소자의 동작은, AC 네트워크와 DC 네트워크 간의 전력변환이 용이하도록, 전력 전자 컨버터가 정류(rectification)와 인버전(inversion)처리를 실행 가능하게 한다.
각각의 DC 단자와 AC 단자 사이에서 회로 안팎으로 상기 림부를 스위칭하기 위해 각 림부에서 체인 링크 컨버터와 직렬로 연결된 하나 이상의 스위칭 소자들을 직렬 조합하는 것은, 각 체인 링크 컨버터가 생성하도록 요구되는 전압 범위(voltage range)를 줄여주는 이점이 있다. 결국 이것은 각 체인 링크 컨버터에서 부품(components) 수를 최소화시켜, 크기, 중량 및 비용에 관한 절감으로 이어진다.
체인 링크 컨버터를 사용하는 다른 실시 형태로서, 각 체인 링크 컨버터의 각 모듈은 영전압 또는 양전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는, 2상한 유니폴라 모듈(2-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해 에너지 저장 소자와 병렬로 연결된 한 세트의 직렬 연결된 1차 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
체인 링크 컨버터를 사용하는 또 다른 실시 형태로서, 각 체인 링크 컨버터의 각 모듈은, 음전압, 영전압 또는 양전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4상한 유니폴라 모듈(4-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해 에너지 저장 소자와 병렬로 연결된 2 세트의 직렬 연결된 1차 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
에너지 저장 소자를 사용하는 실시 형태에 있어서, 각 모듈의 에너지 저장 소자는 커패시터, 연료전지, 광전지(photovoltaic cell), 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기일 수 있다.
각 에너지 저장 소자는, 전압을 제공하기 위해 전기 에너지를 저장하고 방출할 수 있는 어느 소자일 수 있다. 이러한 융통성(flexibility)은 구역성(locality)이나 수송 곤란성(transport difficulties)으로 인하여 장비의 유용성이 가변될 수 있는 상이한 위치들에서 컨버터 스테이션(converter station)을 설계할 때 유용하다. 예를 들면, 해양 풍력발전소에서, 에너지 저장 소자는 풍력발전용 터빈에 연결된 보조 AC 발전기일 수 있다.
본 발명의 실시 형태에 있어서, 각 스위칭 소자는 적어도 하나의 반도체 소자(semiconductor device)를 포함할 수 있다. 그런 실시 형태에서, 적어도 하나의 반도체 소자는, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor), 게이트 턴오프 사이리스터(gate turn-off thyristor), 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor), 절연 게이트 정류 사이리스터(insulated gate commutated thyristor), IEGT(injection enhanced gate transistor), 통합 게이트 정류 사이리스터(integrated gate commutated thyristor)일 수 있다.
적어도 하나의 반도체 소자를 사용하는 실시 형태에 있어서, 각 스위칭 소자는 각 반도체 소자와 병렬로 연결된 역병렬 다이오드(anti-parallel diode)를 더 포함할 수 있다.
반도체 소자의 사용은, 그 소자가 크기와 중량이 작고, 비교적 저전력 손실(low power dissipation)을 가져, 냉각 장비의 필요성을 최소화시키기 때문에 유리한 면이 있다. 따라서 이는 전력 컨버터의 비용, 크기 및 중량의 대폭적인 감소으로 이어진다.
이러한 반도체 소자의 고속 스위칭 능력은, 전력 전자 컨버터가 전력 전자 컨버터의 AC측 및/또는 DC측에 주입하기 위한 복합 파형(complex waveform)을 합성 가능하게 한다. 이러한 복합 파형의 주입은 예를 들면, 선-정류 사이리스터 기반(line-commutated thyristor-based)의 전력 전자 컨버터와 일반적으로 연관된 고조파 왜곡(harmonic distortion)의 레벨을 최소화시키기 위해 사용될 수 있다. 또한 이러한 반도체 소자를 포함하는 것은, 전력 전자 컨버터가 전력 전자 컨버터 내의 초과 실효 전력의 증가에 신속히 반응하게 하여, 전력 전자 컨버터의 신뢰성을 향상시킬 수 있다.
다른 실시 형태로서, 상기 전력 전자 컨버터는 3개의 1차 권선을 더 포함할 수 있다. 여기서, 성형 결선의 각 위상 소자는 1차 권선들의 각 하나와 서로 연결된다. 각 1차 권선의 제1 단(end)은 다른 1차 권선의 제2 단(end)에 연결되어, 1차 권선들의 상호 접속이 폐루프(closed loop)를 규정하고, 사용시 3상 AC 네트워크의 각 위상에 접속하기 위해 2개의 1차 권선들 간에 각 접합점(junction)이 존재한다.
상기 방식에서, 1차 권선들의 배열은 델타 결선(delta connection)을 규정한다. 델타 결선에서 중성선(neutral wire)의 결핍은, 트리플린 고조파 전류가 중성선으로 이동하는 것을 방지한다. 이것은 트리플린 고조파 전류가 델타 결선을 규정하는 권선들에 의해 형성된 루프 내에 갇혀서, 연결된 3상 AC 네트워크로 들어갈 수 없다는 것을 의미한다. 이와 같이, 트리플린 고조파 전압 성분을 포함하기 위해 각 상전압의 변경은 연결된 3상 AC 네트워크에 무시해도 될 정도의 영향을 미친다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여, 한정되지 않는 실시예에 의해 본 발명의 바람직한 실시 형태에 관하여 설명한다.
도 1 및 도 2는, 도식적인 형태로 종래 기술의 전압원 컨버터를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 전력 전자 컨버터를 나타낸다.
도 4는 체인 링크 컨버터를 이용하여 50Hz의 사인 전압 파형의 합성을 나타낸다.
도 5a 및 도 5b는 각각, 각 컨버터 림의 AC 단자에서 AC 전압 파형의 양(positive) 및 음(negative)의 반주기 생성을 나타낸다.
도 6은 AC 전압 파형의 계단식 근사치(step-wise approximation)를 나타낸다.
도 7은 초과 실효 전력 제거 절차 동안 전력 전자 컨버터 내의 전력 변화를 나타낸다.
도 8은 AC 상전압 및 AC 상전류에 3차 고조파 성분의 도입 중 AC 상전압 및 AC 상전류의 변화를 나타낸다.
본 발명의 일 실시 형태에 따른 전력 전자 컨버터(30)는 도 3에 나타낸다.
전력 전자 컨버터(30)는 3개의 위상 소자(phase element)(32)와, 컨버터 유닛(converter unit)(34)을 포함한다.
각 위상 소자(32)는 변압기 권선을 포함한다. 3개의 위상 소자(32)는, 각 위상 소자(32)의 제1 단(38)이 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에 연결되는, 제1 성형 결선(36)을 규정한다. 제1 성형 결선(36)은, 제1 성형 결선(36)의 각 변압기 권선이 사용시 변압기의 1차 측에서 각각의 1차 권선(42)과 서로 연결되는, 변압기의 2차 측을 규정한다. 각 1차 권선은 라인 인덕터(46)를 통해 3상 AC 네트워크(44)의 각 위상에 연결된다. 이는 각 위상 소자(32)가 사용시 3상 AC 네트워크(44)의 각 위상과 동작가능하게 연관되게 한다. 변압기의 1차 측에서 1차 권선(42)은 전력 전자 컨버터(30)의 제1 성형 결선(36)과 유사한 방식으로 제2 성형 결선(48)을 규정한다.
컨버터 유닛(34)은 제1 및 제2 DC 단자(50, 52)와 3개의 AC 단자(54)를 포함한다.
제1 및 제2 DC 단자(50, 52)는 사용시 DC 네트워크(56)의 양의 단자와 음의 단자에 각각 연결되고, 각 AC 단자(54)는 제1 성형 결선(36)의 각 위상 소자(32)의 제2 단(58)과 직렬로 연결된다.
컨버터 유닛(34)은 3개의 컨버터 림(60)을 더 포함한다. 각 컨버터 림(60)은 AC 단자(54)의 각 하나와, 제1 및 제2 림부(62, 64)를 포함한다. 각 컨버터 림(60)에 있어서, 제1 림부(62)는 AC 단자(54)와 제1 DC 단자(50) 사이에서 직렬로 연결되고, 제2 림부(64)는 AC 단자(54)와 제2 DC 단자(52) 사이에서 직렬로 연결된다.
각 림부(62, 64)는 체인 링크 컨버터(66)를 포한한다. 각 체인 링크 컨버터(66)는 직렬로 연결된 복수의 모듈(68)을 포함한다. 각 체인 링크 컨버터(66)에서 모듈(68)의 수는 각 림부(62, 64)의 요구되는 전압 등급에 따라 결정된다. 각 체인 링크 컨버터(66)의 각 모듈(68)은 음전압, 영전압 또는 양전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4상한 바이폴라 모듈을 규정하기 위해 커패시터(72)와 병렬로 연결된 두 쌍의 1차 스위칭 소자(70)를 포함한다.
각 림부(62, 64)는, 각 체인 링크 컨버터(66)와 직렬로 연결된, 복수의 직렬 연결된 2차 스위칭 소자(74)를 더 포함한다. 다른 실시 형태로서, 각 림부는, 각 림부의 요구된 전압 등급에 따라, 단일의 2차 스위칭 소자나 다수의 2차 직렬 연결된 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
다른 실시 형태로서, 복수의 직렬 연결된 2차 스위칭 소자(74)와, 제1 및 제2 림부(62, 64)의 각각의 체인 링크 컨버터(66) 간의 직렬 접속은, AC 단자(54)와 각각의 DC 단자(50, 52) 사이에서 역순으로 연결될 수 있다는 것을 의미한다.
각각의 1차 및 2차 스위칭 소자(70, 74)는 역병렬 다이오드와 병렬로 연결된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT: insulated gate bipolar transistor)를 포함한다.
전력 전자 컨버터(30)는 한 쌍의 DC 링크 커패시터(76)와 제3 DC 단자(78)를 더 포함한다. 한 쌍의 DC 링크 커패시터(76)는, 제1 및 제2 DC 단자(50, 52) 사이에서 직렬로 연결되며, 각 컨버터 림(66)과 병렬로 연결된다. DC 링크 커패시터(76) 쌍 사이의 접합점(junction)은, 접지(80)로 연결되는 제3 DC 단자(78)를 규정한다.
제3 DC 단자(78)는, 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)과 제3 DC 단자(78) 사이에 직렬로 연결된 덤프 저항(dump resistor)(84)을 더 포함하는, 보조 연결(82)을 규정하기 위해 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에 연결된다.
다른 실시 형태로서, 희망하는 전체 덤프 저항을 제공하기 위해서, 덤프 저항은 다양한 구성으로 연결된 복수의 덤프 저항들로 교체될 수 있다는 것도 고려될 수 있다.
또 다른 실시 형태로서, 제3 DC 단자(78)는 접지(80)에 직접적으로 연결되지 않고, 대신에 제3 DC 단자(78)는 덤프 저항(84)을 통해서 접지에 연결될 수 있다는 것도 고려될 수 있다.
각 체인 링크 컨버터(66)의 모듈(68)의 1차 스위칭 소자(70)는, 사용시, 각 체인 링크 컨버터(66)가 계단식 가변 전압원을 제공하도록 동작가능하며, AC 네트워크(44)의 기본 주파수(fundamental frequency)에 가깝게 스위칭된다.
각 모듈(68)의 커패시터(72)는, 1차 스위칭 소자(70)의 상태를 변화시킴으로써, 각각의 체인 링크 컨버터(66)로 바이패스되거나 삽입될 수 있다.
각 모듈(68)의 커패시터(72)는, 해당 쌍의 1차 스위칭 소자(70)가 모듈(68) 내에 단락(short circuit)을 형성하도록 구성되는 경우에 바이패스되어, 전력 전자 컨버터(30) 내에서 전류가 상기 단락을 통과하여 커패시터(72)를 바이패스하게 할 수 있다. 이는 모듈(68)이 영 전압을 제공가능하게 한다.
각 모듈(68)의 커패시터(72)는, 해당 쌍의 1차 스위칭 소자(70)가 컨버터 전류를 커패시터(72)의 내, 외부로 흐르게 할 수 있도록 구성되는 경우에, 각각의 체인 링크 컨버터(66)에 삽입되어, 그 저장된 에너지를 충전하거나 방전시켜 전압을 제공할 수 있다. 4상한 바이폴라 모듈(68)의 양방향 특성(bidirectional nature)은, 커패시터(72)가 양전압 또는 음전압을 제공하기 위해 순방향 또는 역방향으로 모듈(68)에 삽입될 수 있다는 것을 의미한다.
따라서, 각각 그 자체 전압을 제공하는 다수 모듈(68)의 커패시터(72)를 체인 링크 컨버터(66)에 삽입함으로써, 각각 개개의 모듈(68)로부터 이용 가능한 전압보다 높은, 체인 링크 컨버터(66)를 통하는 결합 전압을 증강시키는 것이 가능하다.
양전압 또는 음전압을 제공하기 위해 4상한 바이폴라 모듈(68)의 기능은, 각 체인 링크 컨버터(66)를 통하는 전압이 양전압 또는 음전압을 제공하는 모듈(68)의 조합으로부터 증강될 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, 개개의 커패시터(72)에서 에너지 레벨은, 제공하는 양전압 또는 음전압 사이를 번갈아 모듈(68)을 제어함으로써 최적의 레벨로 유지될 수 있다.
다른 실시 형태로서, 각 체인 링크 컨버터의 각 모듈은, 영전압 또는 양전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2 상한 유니폴라 모듈을 규정하기 위해 하프 브리지 구조(half-bridge arrangement)로 각 커패시터와 병렬로 접속된, 한 세트의 직렬 연결된 1차 스위칭 소자를 포함할 수 있다는 것도 고려될 수 있다.
그 밖에, 체인 링크 컨버터(66)에서 개개의 모듈(68)의 커패시터(72)의 삽입 및/또는 바이패스에 의해 전압 파형을 생성시킬 수 있도록, 각각의 모듈(68)에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 변화시키는 것도 가능하다. 도 3에서 체인 링크 컨버터를 이용하여 생성된 전압 파형의 일례는 도 4에 도시되어 있고, 도 4에 있어서, 개개의 모듈의 커패시터의 삽입이 50Hz의 정현 파형을 생성하기 위해 엇갈리게 되어 있다. 다른 파형의 형상은, 체인 링크 컨버터(66)의 각 모듈(68)에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 조절함으로써 생성될 수 있다.
다른 실시형태로서, 각 스위칭 소자는, 게이트 턴 오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 정류 사이리스터, IEGT(injection enhanced gate transistor), 통합 게이트 정류 트랜지스터 또는, 바람직하게는 역병렬 다이오드와 병렬 접속된 그 밖의 강제 정류나 자체 정류 반도체 스위치와 같은, 다른 반도체 소자를 포함할 수 있다는 것도 고려될 수 있다.
이러한 반도체 소자의 고속 스위칭 능력은, 전력 전자 컨버터(30)가 전력 전자 컨버터(30)의 AC측 및/또는 DC측에 주입(injection)하기 위한 복합 파형을 합성 가능하게 한다. 이러한 복합 파형의 주입은 예를 들면, 선-정류 사이리스터 기반 전압원 컨버터와 일반적으로 연관된 고조파 왜곡의 레벨을 최소화시키기 위해 사용될 수 있다.
그 밖에 다른 실시예로서, 각 모듈의 커패시터는, 연료전지, 배터리, 광전지 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기와 같은, 다른 에너지 저장 소자로 교체될 수 있다는 것도 고려될 수 있다.
사용시, 제1 및 제2 림부(62, 64)의 2차 스위칭 소자(74)는, 각각의 DC 단자(50, 52)와 AC 단자(54) 사이에서 회로의 내외부로 각각의 체인 링크 컨버터(66)를 스위칭하도록 동작가능하다. 회로 내로 스위칭 될 때, 각 체인 링크 컨버터(66)는 사용시 AC 네트워크(44)와 DC 네트워크(56) 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 각각의 AC 단자(54)에서 전압 파형을 생성하도록 동작가능하다.
도 5a 및 도 5b는, 각 컨버터 림(60)의 AC 단자(54)에서 AC 전압 파형의 양 및 음의 반주기(half-cycle)를 생성하기 위해, 도 3의 전력 전자 컨버터(30)의 동작을 나타낸다.
컨버터 림(60)을 이용하여 AC 전압 파형의 양의 반주기를 생성하기 위해, 도 5a에 도시된 바와 같이, 제1 림부(62)는 회로 내로 스위칭되고, 제2 림부(64)는 회로 밖으로 스위칭된다. 그리고 제1 림부(62)의 체인 링크 컨버터(66)는 AC 단자(54)에서 양의 반 사인파(half-sine wave)(86)를 합성하기 위해, 제1 DC 단자(50)에서 전압을 옵셋(offset)하도록 전압이 변경 제어된다.
컨버터 림(60)을 이용하여 AC 전압 파형의 음의 반주기를 생성하기 위해, 도 5b에 도시된 바와 같이, 제1 림부(62)는 회로 밖으로 스위칭되고, 제2 림부(64)는 회로 내로 스위칭된다. 그리고 제2 림부(64)의 체인 링크 컨버터(66)는 AC 단자(54)에서 음의 반 사인파(88)를 합성하기 하기 위해, 제2 DC 단자(52)에서 전압을 옵셋(offset)하도록 전압이 변경 제어된다.
다시 도 3을 참조하여, 각 컨버터 림(60)의 제1 및 제2 림부(62, 64)의 동작은, 각 컨버터 림(60)의 AC 단자(54)에서 AC 상전압을 생성하게 하여, 3상 AC 네트워크(44)에 접속가능하게 한다. AC 네트워크(44)의 기본 주파수에 가깝게 체인 링크 컨버터(66)를 스위칭하는 것은 각 AC 단자(54)에서 기본 AC 전압 파형의 생성을 야기한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 바람직하게는, 체인 링크 컨버터는 계단식 근사치(step-wise approximation)를 이용하여 사인 곡선의 전압 파형(90)을 생성하도록 동작가능하다. 체인 링크 컨버터는, 각각의 AC 단자에서 출력 전압이 증가하거나 감소하도록 스텝 전압(voltage step)(92)을 제공하는 기능이 있어서, 계단식 파형 생성에 사용하기에 적합하다. 전압 파형(90)의 계단식 근사치는 스텝 전압(92)의 수가 증가하도록 저전압 레벨을 갖는 보다 많은 수의 모듈을 이용함으로써 향상될 수 있다.
제1 성형 결선(36)에 있어서, 공통 접합점(40)에서의 전압은 상전압의 평균과 같다. 각 상전압은 기본 AC 전압 성분만을 포함하기 때문에, 이들 기본 AC 전압 성분은 공통 접합점(40)에서 상쇄되어, 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에서 나타나는 영전압을 초래한다. 덤프 저항(84)을 통하는 전압은 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)과 접지된 제3 DC 단자(78) 사이의 전압차와 같다. 따라서, 덤프 저항(84)을 통하는 전압은 영전압과 같아서, 덤프 저항(84)을 통해서 흐르는 영전류 및 덤프 저항(84)의 영전력 소모(zero power dissipation)로 이어진다.
전력 전자 컨버터(30)내 초과 실효 전력을 야기하는 DC 네트워크(56)에서의 고장 발생시, 각 림부(62, 64)의 체인 링크 컨버터(66)는, 기본 전압 성분과 영상 시퀀스, 트리플린 고조파 전압 성분을 포함하는 각 AC 단자(54)에서의 AC 상전압을 생성하기 위해, 사용시 전압을 변경하도록 제어가능하며, 각 AC 단자(54)에서 AC 상전압의 트리플린 고조파 전압 성분은 같은 크기(magnitude)를 갖는다. 기본 및 트리플린 고조파 전압 성분을 포함하는 각 AC 상전압의 생성은, 복합 전압 파형을 합성하기 위한 각 체인 링크 컨버터(66)의 기능에 의해 가능해진다.
트리플린 고조파 전압 성분은, 전력 전자 컨버터(30)가 복합 전압 파형을 정확히 따르도록 하기 위해, 3차, 9차, 15차 고조파 전압 성분인 것이 바람직하다.
앞서 언급한 바와 같이, 상전압(phase voltage)의 기본 AC 전압 성분은 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에서 상쇄된다. 그러나, 트리플린 고조파 전압 성분은 그 영상 시퀀스 특성(zero-phase sequence nature)으로 인해 공통 접합점(40)에서 상쇄되지 않는다. 이는 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에서 나타나는 전압을 야기하며, 그 전압은 트리플린 고조파 전압 성분에 대한 크기(magnitude)와 같다.
이렇게, 덤프 저항(84)을 통하는 전압이, 트리플린 고조파 전압 성분에 대한 크기와 같아서, 덤프 저항(84)을 통하는 전류의 흐름과, 대응하는 트리플린 고조파 주파수에서 덤프 저항(84)내 전력 소모를 야기한다.
덤프 저항(84)에서 전력 소모율은 덤프 저항(84)의 저항값(resistance value)에 따라 달라질 수 있다. 덤프 저항(84)의 저항(resistance)은, AC 네트워크(44)로부터 전력이 지속적으로 들어오는 전력 전자 컨버터(30) 내의 초과 실효 전력량을 줄이기 위해서, 전력을 소모하기에 충분할 만큼 큰 것이 바람직하다.
도 7은 초과 실효 전력 제거 절차 동안 전력 전자 컨버터 내의 전력 변화를 나타낸다. 50Hz의 기본 주파수로 AC 네트워크로부터 들어오는 전력(96)과 150Hz의 트리플린 고조파 주파수에서 덤프 저항에 의해 소모된 전력(98) 간에 무시해도 될 정도의 차이(94)가 있다. 그것은 전력 전자 컨버터(30)에 의해 AC 네트워크로부터 들어오는 초과 실효 전력을 완전히 소모 가능하게 한다.
이와 같이, AC 네트워크(44)에서 전력 발생원이 AC 네트워크(44)로부터 전력 전자 컨버터(30)로 전력의 이동을 멈추도록 정지되지 않는 한, 초과 실효 전력은 트리플린 고조파 주파수에서 덤프 저항(84)에 의한 전력 소모를 통해 도 3의 전력 전자 컨버터(30)로부터 지속적으로 제거될 수 있다.
그 밖에 초과 실효 전력 제거 절차(excess real power removal procedure)는, 전력 전자 컨버터(30)의 DC 측 상에 DC 전압을 제어하기 위해, 전력 전자 컨버터 전압 추적 신호에 영상 시퀀스 트리플린 고조파의 제어된 양을 가함으로써 개시될 수 있다.
기본 및 트리플린 고조파 전압 성분을 동시적으로 생성하기 위해 체인 링크 컨버터(66)의 기능은, 초과 실효 전력 제거 절차가 전력 전자 컨버터(30)의 지속적인 동작을 가능하게 하기 위해 전력 변환 처리(power conversion process)에 쉽게 통합되도록 하게 한다. 그 외에, 초과 실효 전력 제거 절차를 개시하기 전에 전력 전자 컨버터(30)의 정상 동작을 차단할 필요가 있다.
각 컨버터 림(60)의 스위칭 소자(70, 74)에서 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 사용하는 것은, 전력 전자 컨버터(30)가 전력 전자 컨버터(30) 내의 초과 실효 전력의 증가에 신속히 반응할 수 있게 하여, 전력 전자 컨버터(30)의 신뢰성을 향상시킨다. 추가적으로, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터의 고속 스위칭 능력은, 전력 전자 컨버터(30)가 기본 전압 파형만 포함하는 상전압의 생성과, 기본 및 트리플린 고조파 전압 성분을 포함하는 상전압의 생성 사이에서 균일하게 스위칭할 수 있게 한다.
이렇게 전력 변환과 초과 실효 전력 제거를 개시하도록 컨버터 림(60)의 스위칭 소자(70, 74)를 사용하는 것은, 전력 전자 컨버터(30)로부터 초과 실효 전력을 제거하기 위해 분리된 스위칭 하드웨어를 위한 필요성(need)을 제거하거나 간소화시킨다. 이는 컨버터 하드웨어의 비용, 크기 및 중량의 감소로 이어질 뿐만 아니라, 전력 전자 컨버터(30)의 동작 절차 및 제어 방식을 간소화 시킨다.
게다가, 덤프 저항(84)은 오직 제1 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에서 나타나는 트리플린 고조파 전압 성분의 크기(magnitude)를 위해 지정되도록 요구된다. 이것은 DC 링크 전압의 최대 크기(full magnitude)와 같거나 최대 크기를 초과하도록 덤프 저항의 전압 등급이 요구되는 종래의 전력 전자 컨버터와 비교하여, 하드웨어 크기, 중량 및 비용의 절감으로 이어진다.
그러므로, 전력 전자 컨버터(30)의 보조 연결(82)에 있어서 덤프 저항(84)을 제공하는 것은 전력 전자 컨버터(30)로부터 초과 실효 전력을 제거하는 보다 비용 효율적인 방법을 야기한다.
다른 실시 형태로서, 전력 전자 컨버터의 컨버터 유닛은, 기본 및 트리플린 고조파 성분을 갖는 AC 상전압을 발생 가능하게 하고 3개의 AC 상단자(phase terminal)를 갖는 다른 토폴로지(topology)를 가질 수도 있다. 그것은 컨버터 유닛이 전술한 제1 성형 결선 및 보조 연결과 함께 사용될 때 초과 실효 전력의 제거를 가능하게 한다.
도 8로부터 알 수 있듯이, AC 상전압(100) 및 AC 상전류(102)로 3차 고조파 성분을 도입하는 것은, 기본 AC 성분만을 포함하는 AC 상전압(100) 및 AC 상전류(102)의 원래 모양(original shape)과 비교할 때, 왜곡된 AC 상전압(104) 및 AC 상전류(106)를 야기한다. 그 밖에 3차 고조파 전압 성분의 도입은 컨버터와 변압기 전류의 최대 크기(peak magnitude)에 영향을 미친다.
트리플린 고조파 전압의 (AC 네트워크의 기본 주파수에 관한) 위상 및 최대 크기 및 덤프 저항의 적절한 값은, AC 상전압 및 AC 상전류의 왜곡을 줄여서 전력 전자 컨버터의 동작을 최적화시키도록 선택될 수 있다. 이는 관련된 시설의 등급(rating)을 증가시켜야 할 필요없이, 트리플린 고조파 주파수에서 덤프 저항에 의한 전력 소모(power dissipation)를 통해 전력 전자 컨버터로부터 초과 실효 전력이 제거될 수 있게 한다.
다른 실시 형태로서, 전력 전자 컨버터는 3개의 1차 권선을 더 포함할 수 있다. 여기서, 제1 성형 결선의 각 위상 소자는 각 하나의 1차 권선과 서로 연결되며, 각 1차 권선의 제1 단은 다른 1차 권선의 제2 단에 연결되어 1차 권선들의 상호 접속(interconnection)이 폐루프를 규정하게 하고, 사용시 3상 AC 네트워크의 각 위상에 접속하기 위해 2개의 1차 권선들 간에 각 접합점이 존재한다.
상기 방식에서, 1차 권선들의 배열은 델타 결선(delta connection)을 규정한다. 델타 결선에서 중성선(neutral wire)의 결핍은, 트리플린 고조파 전류가 중성선으로 이동하는 것을 방지한다. 이것은 트리플린 고조파 전류가 델타 결선을 규정하는 권선들에 의해 형성된 루프 내에 갇혀서, 연결된 3상 AC 네트워크로 들어갈 수 없다는 것을 의미한다. 이와 같이, 트리플린 고조파 전압 성분을 포함하기 위해 각 상전압의 변경은 연결된 3상 AC 네트워크에 무시해도 될 정도의 영향을 미친다.

Claims (14)

  1. 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터(30)로서,
    상기 전력 전자 컨버터(30)는, 각 위상 소자(32)의 제1 단(first end)(38)이 공통 접합점(common junction)(40)에 연결되는 성형 결선(star connection)을 규정하는 3개의 위상 소자(32)를 포함하고,
    상기 전력 전자 컨버터(30)는, 사용시 DC 네트워크(56)에 연결하기 위한 제1 및 제2 DC 단자(50, 52)와, 3개의 AC 단자(54)가 구비된 컨버터 유닛(34)을 더 포함하며,
    각 AC 단자(54)는 성형 결선(36)의 각 위상 소자(32)의 제2 단(second end)(58)과 직렬로 연결되고,
    상기 컨버터 유닛은 사용시 AC 네트워크(44)와 DC 네트워크(56) 간의 전력 변환이 용이하도록 제어가능한 복수의 스위칭 소자(70, 74)를 포함하며,
    상기 전력 전자 컨버터는 제1 및 제2 DC 단자(50, 52) 사이에 연결된 제3 DC 단자(78)를 더 포함하고,
    상기 제3 DC 단자(78)는 보조 연결(auxiliary connection)(82)을 규정하기 위해 상기 성형 결선(36)의 공통 접합점(40)에 연결되며,
    상기 보조 연결은 상기 공통 접합점(40)과 상기 제3 DC 단자(78) 사이에 연결된 적어도 하나의 덤프 저항(84)을 포함하고,
    상기 컨버터 유닛(34)의 스위칭 소자(70, 74)는, 트리플린(triplen) 고조파 주파수에서 덤프 저항에 의해 실효 전력(real power)을 소모하기 위해, 사용시 트리플린 고조파 전압 성분을 갖도록 각 AC 단자에서 상전압(phase voltage)을 변경하도록 제어가능한, 전력 전자 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 컨버터 유닛의 스위칭 소자는, 사용시 기본 전압 성분 및 트리플린 고조파 전압 성분을 동시에 포함하도록, 각 AC 단자에서 상전압을 변경하도록 제어가능한, 전력 전자 컨버터.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    각 트리플린 고조파 전압 성분은 같은 크기(magnitude)를 갖는, 전력 전자 컨버터.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제3 DC 단자와, 각각의 제1 및 제2 DC 단자 사이에서 직렬로 연결된 적어도 하나의 DC 링크 커패시터(16)를 더 포함하는, 전력 전자 컨버터.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 위상 소자는 변압기 권선(transformer winding)을 포함하는, 전력 전자 컨버터.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 컨버터 유닛은 3개의 컨버터 림(60)을 더 포함하고,
    각 컨버터 림은 AC 단자들 중 각 하나를 포함하며,
    각 컨버터 림은 제1 및 제2 DC 단자들 중 각 하나와 AC 단자 사이에서 직렬로 각각 연결되는 제1 및 제2 림부(62, 64)를 규정하고,
    각 림부는 체인 링크 컨버터(66)를 포함하며,
    각 체인 링크 컨버터(66)는 직렬로 연결된 복수의 모듈을 포함하고,
    각 모듈은 적어도 하나의 에너지 저장 소자에 연결된 적어도 하나의 1차 스위칭 소자(70)를 포함하며,
    각 체인 링크 컨버터의 상기 1차 스위칭 소자(70)는, 사용시 직렬로 연결된 복수의 모듈이 계단식 가변 전압원(stepped variable voltage source)을 규정하도록 동작가능한, 전력 전자 컨버터.
  7. 제 6 항에 있어서,
    각 림부는 각 체인 링크 컨버터와 직렬로 연결된 적어도 하나의 2차 스위칭 소자(74)를 더 포함하며,
    각 림부의 2차 스위칭 소자(74)는 사용시, 각 체인 링크 컨버터가 회로 안팎으로 스위칭되도록 제어가능한, 전력 전자 컨버터.
  8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
    각 체인 링크 컨버터(66)의 각 모듈은, 영전압 또는 양전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는, 2상한 유니폴라 모듈(2-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해 에너지 저장 소자와 병렬로 연결된 한 세트의 직렬 연결된 1차 스위칭 소자를 포함하는, 전력 전자 컨버터.
  9. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
    각 체인 링크 컨버터(66)의 각 모듈은, 음전압, 영전압 또는 양전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는, 4상한 유니폴라 모듈(4-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해 에너지 저장 소자와 병렬로 연결된 2 세트의 직렬 연결된 1차 스위칭 소자를 포함하는, 전력 전자 컨버터.
  10. 제 6 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 모듈의 에너지 저장 소자는, 커패시터, 연료전지, 광전지(photovoltaic cell), 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기인, 전력 전자 컨버터.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 스위칭 소자는 적어도 하나의 반도체 소자(semiconductor device)를 포함하는, 전력 전자 컨버터.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 반도체 소자는, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor), 게이트 턴오프 사이리스터(gate turn-off thyristor), 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor), 절연 게이트 정류 사이리스터(insulated gate commutated thyristor), IEGT(injection enhanced gate transistor) 또는 통합 게이트 정류 사이리스터(integrated gate commutated thyristor)인, 전력 전자 컨버터.
  13. 제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,
    각 스위칭 소자는 각각의 반도체 소자와 병렬로 연결된 역병렬 다이오드(anti-parallel diode)를 더 포함하는, 전력 전자 컨버터.
  14. 제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    3개의 1차 권선(primary winding)을 더 포함하되,
    상기 성형 결선의 각 위상 소자는 1차 권선들의 각 하나와 서로 연결되고,
    각 1차 권선의 제1 단은 다른 1차 권선의 제2 단에 연결되어, 1차 권선들의 상호 접속이 폐루프를 규정하며, 사용시 3상 AC 네트워크의 각 위상에 접속하기 위해 2개의 1차 권선들 간에 각 접합점(junction)이 존재하는, 전력 전자 컨버터.
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