KR20140038546A - 무선 통신 시스템에서 무선 링크 모니터링 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 무선 링크 모니터링 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 무선 링크 모니터링을 수행하는 방법은, 프리코딩된 제어 채널을 수신하는 단계; 및 상기 수신된 프리코딩된 제어 채널에 대해서 무선 링크 품질을 추정하는 단계를 포함하고, 상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 상기 단말의 가정(assumption)에 기초하여 추정될 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 무선 링크 모니터링 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR MONITORING A WIRELESS LINK IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 무선 링크 모니터링 방법 및 장치에 대한 것이다.

기지국과 단말 간의 무선 링크(Radio Link)는 다양한 원인에 의해서 그 품질이 저하될 수 있다. 예를 들어, 단말이 기지국으로부터의 제어 신호를 수신할 수 없는 경우(예를 들어, 물리하향링크제어채널(PDCCH)을 올바르게 디코딩할 수 없는 경우)를 무선 링크 실패(Radio Link Failure; RLF)라고 정의할 수 있다. 무선 링크 실패(RLF)를 처리하기 위해서 단말은 우선 물리 계층에서의 문제를 검출하고 물리 계층 문제의 복구를 시도하며, 복구에 실패하는 경우에는 RLF 를 검출한 것으로 판단하고 기지국으로 연결 재확립 요청(connection re-establishment request)을 전송할 수 있다.

기지국과 단말의 연결을 유지/복구하기 위해서는, 올바른 무선 링크 모니터링이 수행될 필요가 있다. 무선 링크 모니터링의 결과가 실제 무선 링크 품질을 올바르게 추정(estimate)하지 못하는 경우, 단말은 무선 링크의 품질이 양호한데도 RLF를 선언하여 불필요한 동작을 유발하거나, 또는 무선 링크의 품질이 저하되었는데도 RLF를 선언하지 않아 데이터 송수신의 에러를 해결하지 못하는 문제가 발생하게 된다.

발전된 무선 통신 시스템에서는 제어 채널(예를 들어, PDCCH)성능을 향상시키기 위한 다양한 기법이 제안되고 있다. 기존의 무선 링크 모니터링(RLM) 동작에서의 PDCCH 디코딩 에러 확률 추정은, 기존의 PDCCH 송수신 기법을 고려하여 정의된 것이므로, 새로운 PDCCH 송수신 기법이 적용되는 경우에는 기존의 RLM 동작의 결과는 실제 링크 품질을 올바르게 반영하지 못할 수 있다.

본 발명에서는 새로운 제어 채널 송수신 기법을 고려하여 정확하고 효율적으로 RLM을 수행하기 위한 방안을 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 무선 링크 모니터링을 수행하는 방법은, 프리코딩된 제어 채널을 수신하는 단계; 및 상기 수신된 프리코딩된 제어 채널에 대해서 무선 링크 품질을 추정하는 단계를 포함하고, 상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 상기 단말의 가정(assumption)에 기초하여 추정될 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 무선 링크 모니터링을 수행하는 단말은, 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하는 수신 모듈; 상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모듈; 및 상기 수신 모듈 및 전송 모듈을 포함하는 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 상기 수신 모듈을 통해서, 프리코딩된 제어 채널을 수신하도록 구성되고; 상기 수신된 프리코딩된 제어 채널에 대해서 무선 링크 품질을 추정하도록 구성되며, 상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 상기 단말의 가정(assumption)에 기초하여 추정될 수 있다.

상기 본 발명에 따른 실시예들에 있어서 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.

상기 단말의 가정은, 상기 단말에 의해서 추정되는 하향링크 채널에 최적인 프리코딩 행렬이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된다는 것일 수 있다.

여기서, 상기 하향링크 채널은 채널상태정보-참조신호 또는 셀-특정 참조신호로부터 추정될 수 있다.

또한, 상기 최적의 프리코딩 행렬은, 상기 단말이 상기 기지국에게 보고하는 프리코딩행렬지시자(PMI)에 대응할 수 있다.

상기 단말의 가정은, 소정의 코드북 내에서 랜덤하게 선택된 프리코딩 행렬이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된다는 것일 수도 있다.

여기서, 상기 소정의 코드북에서 정의하는 전송 랭크는, 상기 프리코딩된 제어 채널의 전송 랭크 이하일 수 있다.

상기 단말의 가정은, 미리 정해진 하나의 프리코딩 행렬이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된다는 것일 수 있다.

단말-특정 참조신호를 이용하여 추정된 채널에 기초하여 상기 프리코딩된 제어 채널의 복조가 수행되고, 상기 단말-특정 참조신호에 대해서 적용되는 프리코딩과 동일한 프리코딩이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용될 수 있다.

상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 정보는 상기 단말에게 제공되지 않을 수 있다.

상기 무선 링크 품질 추정은, 상기 수신된 프리코딩된 제어 채널의 디코딩 에러 확률에 기초할 수 있다.

상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널이 전송되는 슬롯, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 심볼의 개수 또는 자원 요소의 개수 중 하나 이상이 일정하다는 가정에 기초하여 추정될 수 있다.

프리코딩되지 않은 제어채널이 수신되고; 상기 프리코딩되지 않은 제어채널에 대한 무선 링크 품질을 추정될 수 있으며, 상기 무선 링크 품질의 상태는, 상기 프리코딩된 제어 채널에 대한 무선 링크 품질과 상기 프리코딩되지 않는 제어 채널에 대한 무선 링크 품질 중에서 적어도 하나와 소정의 임계치의 비교에 의해서 결정될 수 있다.

프리코딩되지 않은 제어채널이 수신되고; 상기 프리코딩되지 않은 제어채널에 대한 무선 링크 품질을 추정될 수 있으며, 상기 무선 링크 품질의 상태는, 상기 프리코딩된 제어 채널에 대한 무선 링크 품질과 상기 프리코딩되지 않는 제어 채널에 대한 무선 링크 품질 모두와 소정의 임계치의 비교에 의해서 결정될 수 있다.

상기 프리코딩된 제어 채널은 E-PDCCH(Enhanced-Physical Downlink Control CHannel)일 수 있다.

본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.

본 발명에 따르면 새로운 제어 채널 송수신 기법을 고려한 정확하고 효율적인 RLM을 수행 방안이 제공될 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 CRS 및 DRS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
도 7은 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
도 8은 DMRS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
도 9는 E-PDCCH의 예시적인 구조를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 RLM 방법에 대한 흐름도이다.
도 11은 본 발명에 따른 송수신 장치의 구성을 도시한 도면이다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.

도 1를 참조하여 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.

셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.

하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.

일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.

도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.

무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다. 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록(RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼을 포함하지만, 확장된 CP(extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소(resource element)라 한다. 하나의 자원블록은 12×7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 N^DL의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합(aggregation)으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.

다중안테나( MIMO ) 시스템의 모델링

도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.

도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 N _T 개로, 수신 안테나의 수를 N _R 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(R _o )에 레이트 증가율(R _i )이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.

다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 N _T 개의 송신 안테나와 N _R 개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.

송신 신호를 살펴보면, N _T 개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 N _T 개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

각각의 전송 정보

는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을

라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

또한,

는 전송 전력의 대각행렬

를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.

전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬

가 적용되어 실제 전송되는 N _T 개의 송신신호

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬

는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다.

는 벡터

를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기에서,

는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다.

는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.

수신신호는 N _R 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호

은 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.

다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을

로 표시하기로 한다.

에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

한편, 도 5(b)은 N _T 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시한 도면이다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서, 총 N _T 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, N _T 개의 송신 안테나로부터 N _R 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.

실제 채널에는 채널 행렬

를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. N _R 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

한편, 채널 상태를 나타내는 채널 행렬

의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬

에서 행의 수는 수신 안테나의 수 N _R 과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N _T 와 같다. 즉, 채널 행렬

는 행렬이 N _R ×N _T 된다.

행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬

의 랭크(

)는 다음과 같이 제한된다.

랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해(singular value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크. 의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

본 문서의 설명에 있어서, MIMO 전송에 대한 '랭크(Rank)' 는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

참조 신호 ( Reference Signal ; RS )

무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.

다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.

하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호(Common Reference Signal; CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 있다. 이러한 참조신호들에 의해 채널 추정 및 복조를 위한 정보가 제공될 수 있다.

수신측(단말)은 CRS로부터 채널의 상태를 추정하여 CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신측(기지국)으로 피드백할 수 있다. CRS는 셀-특정(cell-specific) 참조신호라 불릴 수도 있다. 또는 CQI/PMI/RI 와 같은 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI)의 피드백과 관련된 RS를 별도로 CSI-RS로 정의할 수도 있다.

한편, DRS는 PDSCH 상의 데이터의 복조가 필요한 경우에 해당 RE를 통하여 전송될 수 있다. 단말은 상위계층으로부터 DRS의 존재 여부에 대하여 지시받을 수 있고, 해당 PDSCH가 매핑된 경우에만 DRS가 유효하다는 것에 대하여 지시받을 수 있다. DRS는 단말-특정(UE-specific) 참조신호 또는 복조용 참조신호(Demodulation Reference Signal; DMRS)라 불릴 수도 있다.

도 6은 기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어, 릴리즈-8)에서 정의하는 CRS 및 DRS가 하향링크 자원블록 쌍 (RB pair) 상에 매핑되는 패턴을 나타내는 도면이다. 참조신호가 매핑되는 단위로서의 하향링크 자원블록 쌍은 시간 상으로 하나의 서브프레임×주파수 상으로 12 부반송파의 단위로 표현될 수 있다. 즉, 하나의 자원블록 쌍은 시간 상으로 일반 CP의 경우(도 6(a))에는 14 개의 OFDM 심볼 길이, 확장된 CP의 경우(도 6(b))에는 12 개의 OFDM 심볼 길이를 가진다.

도 6은 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 참조신호의 자원블록 쌍 상에서의 위치를 나타낸다. 도 6에서 '0', '1', '2' 및 '3' 으로 표시된 자원 요소(RE)는, 각각 안테나 포트 인덱스 0, 1, 2 및 3에 대한 CRS의 위치를 나타낸다. 한편, 도 6에서 'D'로 표시된 자원 요소는 DRS의 위치를 나타낸다.

이하에서는 CRS에 대하여 구체적으로 설명한다.

CRS는 물리 안테나단의 채널을 추정하기 위해 사용되며, 셀 내에 있는 모든 단말(UE)들이 공통적으로 수신할 수 있는 참조신호로서, 전대역에 걸쳐 분포한다. CRS는 채널 상태 정보 (CSI) 획득 및 데이터 복조의 목적으로 사용될 수 있다.

CRS는 송신측(기지국)의 안테나 구성에 따라 다양한 형태로 정의된다. 3GPP LTE(예를 들어, 릴리즈-8) 시스템은 다양한 안테나 구성(Antenna configuration)을 지원하며, 하향링크 신호 송신측(기지국)은 단일 안테나, 2 전송 안테나, 4 전송 안테나 등 3 종류의 안테나 구성을 가진다. 기지국이 단일 안테나 전송을 하는 경우에는 단일 안테나 포트를 위한 참조신호가 배치된다. 기지국이 2 안테나 전송을 하는 경우에는 2개의 안테나 포트를 위한 참조신호가 시간분할다중화(Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수분할다중화(Frequency Division Multiplexing) 방식으로 배치된다. 즉, 2 개의 안테나 포트를 위한 참조신호가 상이한 시간 자원 및/또는 상이한 주파수 자원에 배치되어 서로 구별될 수 있다. 또한, 기지국이 4 안테나 전송을 하는 경우에는 4개의 안테나 포트를 위한 참조신호가 TDM/FDM 방식으로 배치된다. CRS를 통해 하향링크 신호 수신측(단말)에 의하여 추정된 채널 정보는 단일 안테나 전송(Single Antenna Transmission), 전송 다이버시티(Transmit diversity), 폐-루프 공간 다중화(Closed-loop Spatial multiplexing), 개-루프 공간 다중화(Open-loop Spatial multiplexing), 다중-사용자(Multi-User) MIMO(MU-MIMO) 등의 전송 기법으로 송신된 데이터의 복조를 위해 사용될 수 있다.

다중 안테나를 지원하는 경우, 어떤 안테나 포트에서 참조신호를 전송할 때에 참조신호 패턴에 따라 지정된 자원요소(RE) 위치에 참조신호를 전송하고, 다른 안테나 포트를 위해 지정된 자원요소(RE) 위치에는 어떠한 신호도 전송하지 않는다.

CRS가 자원 블록 상에 매핑되는 규칙은 아래의 수식 12에 따른다.

수식 12에서, k 는 부반송파 인덱스이고, l은 심볼 인덱스이며, p는 안테나 포트 인덱스이다.

는 하나의 하향링크 슬롯의 OFDM 심볼의 개수이고,

는 하향링크에 할당된 자원블록의 개수이고,

는 슬롯 인덱스이고,

는 셀 ID를 의미한다. mod 는 모듈러 연산을 의미한다. 주파수 영역에서 참조신호의 위치는 V_shift 값에 의존한다. V_shift 값은 또한 셀 ID에 의존하므로, 참조신호의 위치는 셀 별로 상이한 주파수 시프트 값을 가지게 된다.

구체적으로는, CRS를 통한 채널 추정 성능을 높이기 위해 셀 별로 CRS의 주파수 영역 상의 위치를 시프트(shift)시켜 다르게 할 수 있다. 예를 들어, 참조신호가 3 부반송파 마다 위치하는 경우에, 어떤 셀은 3k 의 부반송파 상에, 다른 셀은 3k+1의 부반송파 상에 배치 되도록 할 수 있다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조신호는 주파수 영역에서 6 RE 간격(즉, 6 부반송파 간격)으로 배치되고, 다른 안테나 포트를 위한 참조신호가 배치되는 RE 와는 주파수 영역에서 3 RE 간격을 유지한다.

또한, CRS에 대해서 전력 부스팅(power boosting)이 적용될 수 있다. 전력 부스팅이란, 하나의 OFDM 심볼의 자원요소(RE)들 중 참조신호를 위해 할당된 RE가 아닌 다른 RE로부터 전력을 가져와서 참조신호를 보다 높은 전력으로 전송하는 것을 의미한다.

시간 영역에서 참조신호 위치는 각 슬롯의 심볼 인덱스 (l) 0을 시작점으로 하여 일정한 간격으로 배치된다. 시간 간격은 CP 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 CP 경우는 슬롯의 심볼 인덱스 0 및 4에 위치하며, 확장된 CP 경우는 슬롯의 심볼 인덱스 0 및 3에 위치한다. 하나의 OFDM 심볼에는 최대 2개의 안테나 포트를 참조신호만이 정의된다. 따라서 4 전송 안테나 전송 시, 안테나 포트 0 및 1을 위한 참조신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 및 4 (확장된 CP 경우는 심볼 인덱스 0 및 3)에 위치하며, 안테나 포트 2 및 3을 위한 참조신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다. 단, 안테나 포트 2 및 3을 위한 참조신호의 주파수 위치는 2 번째 슬롯에서는 서로 스위칭된다.

이하에서는 DRS에 대하여 구체적으로 설명한다.

DRS (또는 단말-특정 참조신호)는 데이터 복조를 위해 사용되는 참조신호로, 다중안테나 전송을 할 때 특정 단말에 사용되는 프리코딩 가중치를 참조신호에도 그대로 사용함으로써 단말이 참조신호를 수신했을 때에 각 송신안테나에서 전송되는 프리코딩 가중치와 전송 채널이 결합된 균등 채널(Equivalent channel)을 추정할 수 있도록 한다.

기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어, 릴리즈-8)은 최대 4 송신 안테나 전송을 지원하고, 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS가 정의되어 있다. 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS는 안테나 포트 인덱스 5 에 대한 참조신호로 표시되기도 한다. DRS가 자원블록 상에 매핑되는 규칙은 아래의 수식 13 및 14에 따른다. 수식 13은 일반 CP의 경우에 대한 것이고, 수식 14는 확장된 CP의 경우에 대한 것이다.

수식 13 및 14에서, k 는 부반송파 인덱스이고, l은 심볼 인덱스이며, p는 안테나 포트 인덱스이다.

는 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내며 부반송파의 개수로 표현된다.

는 물리자원블록 넘버를 나타낸다.

는 대응하는 PDSCH 전송의 자원 블록의 대역폭을 나타낸다.

는 슬롯 인덱스이고,

는 셀 ID를 의미한다. mod 는 모듈러 연산을 의미한다. 주파수 영역에서 참조신호의 위치는 V_shift 값에 의존한다. V_shift 값은 또한 셀 ID에 의존하므로, 참조신호의 위치는 셀 별로 상이한 주파수 시프트 값을 가지게 된다.

기존의 3GPP LTE (예를 들어, LTE 릴리즈-8 또는 릴리즈-9) 시스템보다 높은 스펙트럼 효율성(Spectral Efficiency)를 지원하기 위하여, 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템(예를 들어, LTE-A(Advanced) 시스템)을 설계할 수 있다. 확장된 안테나 구성은, 예를 들어, 8개의 전송 안테나 구성일 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템에서 기존의 안테나 구성에서 동작하는 단말들을 지원, 즉, 역방향 호환성(backward compatibility)을 지원할 필요가 있다. 따라서, 기존의 안테나 구성에 따른 참조신호 패턴을 지원하고, 추가적인 안테나 구성에 대한 새로운 참조신호 패턴을 설계할 필요가 있다.

LTE 시스템에서의 하향링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대해서만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS로서, 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 고려되어야 한다.

RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS를 추가하는 경우, RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서, 최대 8 안테나 포트에 대한 RS를 새롭게 설계함에 있어서 RS 오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.

LTE-A 시스템에서 새롭게 도입되는 RS는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 RI, PMI, CQI 등의 계산/선택을 위한 채널 측정 목적의 RS인 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)이고, 다른 하나는 최대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한 목적의 RS 인 복조-참조신호(DM RS) (또는 단말-특정 RS)이다.

채널 측정 목적의 CSI-RS는, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS가 채널 측정, 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리, 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS와 달리, 매 서브프레임마다 전송되지 않아도 된다. 따라서, CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로(예를 들어, 주기적으로) 전송되도록 설계될 수 있다.

도 7은 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다. 도 7에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록 쌍(일반 CP 의 경우 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CSI-RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 7(a) 내지 7(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 8 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 15 내지 22)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 7(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 7(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 7(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 7(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 7(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 7(b) 내지 7(e)의 각각에 적용될 수 있다.

한편, 전술한 바와 같이, 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는, 데이터 전송이 스케줄링된 단말에게 전용으로(dedicated) DM RS가 전송된다. 특정 단말 전용의 DM RS는, 해당 단말이 스케줄링된 자원영역, 즉 해당 단말에 대한 데이터가 전송되는 시간-주파수 영역에서만 전송되도록 설계될 수 있다. LTE-A 시스템에서는 높은 차수(order)의 MIMO, 다중-셀 전송, 발전된 MU-MIMO 등이 고려되고 있는데, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DM RS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 기존의 3GPP LTE (예를 들어, 릴리즈-8) 에서 정의하는 랭크 1 빔포밍을 위한 DMRS(안테나 포트 인덱스 5) (도 6의 D)와는 별도로, 추가된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DMRS를 정의할 수 있다.

도 8은 LTE-A에서 정의하는 DMRS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다. 도 8의 DMRS 패턴은 일반 CP 서브프레임에서 하나의 자원블록 쌍(RB pair) (14 OFDM 심볼×12 부반송파)에서 DMRS가 매핑되는 자원요소 위치를 나타낸 것이다.

도 8을 참조하여, PDSCH의 랭크가 1 또는 2이면 하나의 자원블록 쌍에서 총 12개의 RE(도 8에서 'L'로 표시된 RE)가 DMRS 전송을 위해 사용될 수 있다. 레이어 1과 레이어 2를 위한 DMRS는 확산인자(spreading factor)가 2인 직교코드(orthogonal code)에 의해 CDM 방식으로 다중화될 수 있다. 구체적으로, 레이어 1을 위한 DMRS와 레이어 2를 위한 DMRS는 시간 축으로 확산(spreading)되며 단일 부반송파 상에 총 4 개의 RE가 DMRS의 전송을 위해 사용되므로, 레이어 1 및 2를 위한 DMRS는 슬롯 경계에서 반복된다. 즉, 레이어 1을 위한 DMRS와 레이어 2를 위한 DMRS는 동일한 RE상에 매핑되며, 시간 영역에서(OFDM 심볼들에 걸쳐) 곱해지는 직교코드(OC)에 의해서 레이어 1을 위한 DMRS와 레이어 2를 위한 DMRS가 구분될 수 있다.

또한, 도 8을 참조하여, PDSCH의 랭크가 3 이상인 경우에 12개의 RE(도 7에서 'H'로 표시된 RE)를 추가로 사용하여 DMRS를 전송할 수 있다. 레이어 3과 4를 위한 DMRS는 레이어 1과 2를 위한 DM RS와 FDM 방식으로 다중화될 수 이다. 즉, 레이어 3 및 4를 위한 DMRS가 매핑되는 부반송파와 레이어 1 및 2가 매핑되는 부반송파는 상이하다. 또한, 레이어 3을 위한 DMRS 및 레이어 4를 위한 DMRS에 대해서 시간영역에서 확산인자가 2인 직교코드에 의한 CDM될 수 있다.

랭크 5 이상인 경우에, 레이어 5, 6, 7 및 8을 위한 DMRS를 위하여 랭크 1, 2, 3, 4 인 경우에 사용되는 RE 이외의 추가적인 RE가 사용되지 않는다. 다만, 레이어 1, 2, 3 또는 4의 DMRS가 매핑되는 RE를 재사용하되, 레이어 5, 6, 7 및 8을 위한 DMRS에 대해서는 시간축에서 확산인자가 4인 직교코드가 곱해짐으로써, 레이어 1, 2, 3 또는 4의 DMRS와 CDM 방식으로 구분될 수 있다. 예를 들어, 레이어 5, 7을 위한 DMRS는 레이어 1, 2을 위한 DMRS가 매핑되는 RE(도 8에서 'L'로 표시된 RE)와 동일한 RE 상에 매핑될 수 있고, 레이어 6, 8을 위한 DMRS는 레이어 3, 4를 위한 DMRS가 매핑되는 RE(도 8에서 'H'로 표시된 RE)와 동일한 RE 상에 매핑될 수 있다. 이러한 경우, 레이어 1, 2, 5, 7을 위한 DMRS는 시간영역에서 CDM 방식으로 구분될 수 있고, 레이어 3, 4, 6, 8을 위한 DMRS는 시간영역에서 CDM 방식으로 구분될 수 있으며, 레이어 1, 2, 5, 7을 위한 DMRS와 레이어 3, 4, 6, 8을 위한 DMRS 간에는 FDM 방식으로 구분되는 것으로 표현할 수도 있다.

예를 들어. 레이어 1을 위한 DMRS는 하나의 부반송파 상에서 4 개의 RE에서 확산인자 4인 직교코드 [+1 +1 +1 +1]로 확산되는 것으로 볼 수 있고, 레이어 1을 위한 DMRS와 직교성을 유지하기 위해서, 레이어 5를 위한 DMRS는 확산인자 4인 직교코드 [+1 +1 -1 -1]로 확산될 수 있다. 동일한 의미를 달리 표현하자면, 레이어 5, 6, 7, 8을 위한 DMRS에 적용되는 직교코드는, 레이어 1, 2, 3, 4를 위한 DMRS와 동일한 RE를 사용하면서도 직교성을 유지하기 위해서, 확산인자 2의 직교코드를 사용하면서 슬롯 경계에서(즉, 제 1 슬롯과 제 2 슬롯에서) 위상차가 180도가 되도록 조절한 (즉, 위상을 반전시킨) 코드를 사용한다고 할 수 있다.

아래의 표 1은 전술한 바와 같은 DMRS 패턴에 적용되는 확산코드를 나타낸 것이다.

상기 표 1에서 안테나 포트(p) 7 내지 14는 각각 PDSCH 전송 레이어 1 내지 8을 위한 DMRS가 전송되는 논리적 안테나(즉, 안테나 포트)를 의미한다. 안테나 포트 7, 8, 11, 13을 위한 DMRS는 동일한 12 개의 RE(도 8에서 'L'로 표시된 RE)에 매핑되고, 안테나 포트 9, 10, 12, 14를 위한 DMRS는 또 다른 동일한 12 개의 RE(도 8에서 'H'로 표시된 RE)에 매핑될 수 있다.

협력 멀티 포인트( Coordinated Multi - Point : CoMP )

3GPP LTE-A 시스템의 개선된 시스템 성능 요구조건에 따라서, CoMP 송수신 기술(co-MIMO, 공동(collaborative) MIMO 또는 네트워크 MIMO 등으로 표현되기도 함)이 제안되고 있다. CoMP 기술은 셀-경계(cell-edge)에 위치한 단말의 성능을 증가시키고 평균 섹터 수율(throughput)을 증가시킬 수 있다.

일반적으로, 주파수 재사용 인자(frequency reuse factor)가 1 인 다중-셀 환경에서, 셀-간 간섭(Inter-Cell Interference; ICI)으로 인하여 셀-경계에 위치한 단말의 성능과 평균 섹터 수율이 감소될 수 있다. 이러한 ICI를 저감하기 위하여, 기존의 LTE 시스템에서는 단말 특정 전력 제어를 통한 부분 주파수 재사용(fractional frequency reuse; FFR)과 같은 단순한 수동적인 기법을 이용하여 간섭에 의해 제한을 받은 환경에서 셀-경계에 위치한 단말이 적절한 수율 성능을 가지도록 하는 방법이 적용되었다. 그러나, 셀 당 주파수 자원 사용을 낮추기보다는, ICI를 저감하거나 ICI를 단말이 원하는 신호로 재사용하는 것이 보다 바람직할 수 있다. 위와 같은 목적을 달성하기 위하여, CoMP 전송 기법이 적용될 수 있다.

하향링크의 경우에 적용될 수 있는 CoMP 기법은 크게 조인트-프로세싱(joint processing; JP) 기법 및 조정 스케줄링/빔포밍 (coordinated scheduling/beamforming; CS/CB) 기법으로 분류할 수 있다.

JP 기법은 CoMP 협력 단위의 각각의 포인트(기지국)에서 데이터를 이용할 수 있다. CoMP 협력 단위는 협력 전송 기법에 이용되는 기지국들의 집합을 의미한다. JP 기법은 조인트 전송(Joint Transmission; JT) 기법과 동적 셀 선택(Dynamic Cell Selection; DCS) 기법으로 분류할 수 있다.

조인트 전송(JT) 기법은, PDSCH 가 한번에 복수개의 포인트(CoMP 협력 단위의 일부 또는 전부)로부터 전송되는 기법을 말한다. 즉, 단일 단말로 전송되는 데이터는 복수개의 전송 포인트로부터 동시에 전송될 수 있다. 조인트 전송 기법에 의하면, 코히어런트하게(coherently) 또는 넌-코히어런트하게 (non-coherently) 수신 신호의 품질이 향상될 수 있고, 또한, 다른 단말에 대한 간섭을 능동적으로 소거할 수도 있다.

동적 셀 선택(DCS) 기법은, PDSCH가 한번에 (CoMP 협력 단위의) 하나의 포인트로부터 전송되는 기법을 말한다. 즉, 특정 시점에서 단일 단말로 전송되는 데이터는 하나의 포인트로부터 전송되고, 그 시점에 협력 단위 내의 다른 포인트는 해당 단말에 대하여 데이터 전송을 하지 않으며, 해당 단말로 데이터를 전송하는 포인트는 동적으로 선택될 수 있다.

한편, CS/CB 기법에 의하면 CoMP 협력 단위들이 단일 단말에 대한 데이터 전송의 빔포밍을 협력적으로 수행할 수 있다. 여기서, 데이터는 서빙 셀에서만 전송되지만, 사용자 스케줄링/빔포밍은 해당 CoMP 협력 단위의 셀들의 조정에 의하여 결정될 수 있다.

한편, 상향링크의 경우에, 조정(coordinated) 다중-포인트 수신은 지리적으로 떨어진 복수개의 포인트들의 조정에 의해서 전송된 신호를 수신하는 것을 의미한다. 상향링크의 경우에 적용될 수 있는 CoMP 기법은 조인트 수신(Joint Reception; JR) 및 조정 스케줄링/빔포밍(coordinated scheduling/beamforming; CS/CB)으로 분류할 수 있다.

JR 기법은 PUSCH 를 통해 전송된 신호가 복수개의 수신 포인트에서 수신되는 것을 의미하고, CS/CB 기법은 PUSCH 가 하나의 포인트에서만 수신되지만 사용자 스케줄링/빔포밍은 CoMP 협력 단위의 셀들의 조정에 의해 결정되는 것을 의미한다.

이러한 CoMP 시스템을 이용하면, 단말은 다중-셀 기지국(Multi-cell base station)으로부터 공동으로 데이터를 지원받을 수 있다. 또한, 각 기지국은 동일한 무선 주파수 자원(Same Radio Frequency Resource)을 이용하여 하나 이상의 단말에 동시에 지원함으로써 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다. 또한, 기지국은 기지국과 단말 간의 채널상태정보에 기초하여 공간 분할 다중접속(Space Division Multiple Access: SDMA) 방법을 수행할 수도 있다.

CoMP 시스템에서 서빙 기지국 및 하나 이상의 협력 기지국들은 백본망(Backbone Network)을 통해 스케줄러(scheduler)에 연결된다. 스케줄러는 백본망을 통하여 각 기지국이 측정한 각 단말 및 협력 기지국 간의 채널 상태에 관한 채널 정보를 피드백 받아 동작할 수 있다. 예를 들어, 스케줄러는 서빙 기지국 및 하나 이상의 협력 기지국에 대하여 협력적 MIMO 동작을 위한 정보를 스케줄링할 수 있다. 즉, 스케줄러에서 각 기지국으로 협력적 MIMO 동작에 대한 지시를 직접 내릴 수 있다.

상술한 바와 같이 CoMP 시스템은 복수개의 셀들을 하나의 그룹으로 묶어 가상 MIMO 시스템으로 동작하는 것이라 할 수 있으며, 기본적으로는 다중 안테나를 사용하는 MIMO 시스템의 통신 기법이 적용될 수 있다.

하향링크 채널상태정보( CSI ) 피드백

MIMO 방식은 개-루프(open-loop) 방식과 폐-루프(closed-loop) 방식으로 구분될 수 있다. 개-루프 MIMO 방식은 MIMO 수신단으로부터의 채널상태정보의 피드백이 없이 송신단에서 MIMO 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐-루프 MIMO 방식은 MIMO 수신단으로부터의 채널상태정보를 피드백 받아 송신단에서 MIMO 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐-루프 MIMO 방식에서는 MIMO 송신 안테나의 다중화 이득(multiplexing gain)을 얻기 위해서 송신단과 수신단의 각각이 채널상태정보를 바탕으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 수신단(예를 들어, 단말)이 채널상태정보를 피드백할 수 있도록 송신단(예를 들어, 기지국)은 수신단(예를 들어, 단말)에게 상향링크 제어 채널 또는 상향링크 공유 채널을 할당할 수 있다.

피드백되는 채널상태정보(CSI)는 랭크 지시자(RI), 프리코딩 행렬 인덱스(PMI) 및 채널품질지시자(CQI)를 포함할 수 있다.

RI는 채널 랭크에 대한 정보이다. 채널의 랭크는 동일한 시간-주파수 자원을 통해서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 레이어(또는 스트림)의 최대 개수를 의미한다. 랭크 값은 채널의 장기간(long term) 페이딩에 의해서 주로 결정되므로, PMI 및 CQI 에 비하여 일반적으로 더 긴 주기에 따라(즉, 덜 빈번하게) 피드백될 수 있다.

PMI는 송신단으로부터의 전송에 이용되는 프리코딩 행렬에 대한 정보이며, 채널의 공간 특성을 반영하는 값이다. 프리코딩이란 전송 레이어를 송신 안테나에 매핑시키는 것을 의미하며, 프리코딩 행렬에 의해 레이어-안테나 매핑 관계가 결정될 수 있다. PMI 는 신호대잡음및간섭비(Signal-to-Interference plus Noise Ratio; SINR) 등의 측정값(metric)을 기준으로 단말이 선호하는(preferred) 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스에 해당한다. 프리코딩 정보의 피드백 오버헤드를 줄이기 위해서, 송신단과 수신단이 여러 가지 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 미리 공유하고 있고, 해당 코드북에서 특정 프리코딩 행렬을 지시하는 인덱스만을 피드백하는 방식이 사용될 수 있다.

CQI는 채널 품질 또는 채널 세기를 나타내는 정보이다. CQI는 미리 결정된 MCS 조합으로서 표현될 수 있다. 즉, 피드백되는 CQI 인덱스는 해당하는 변조기법(modulation scheme) 및 코드 레이트(code rate)를 나타낸다. 일반적으로, CQI 는 기지국이 PMI 를 이용하여 공간 채널을 구성하는 경우에 얻을 수 있는 수신 SINR 을 반영하는 값이 된다.

확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템(예를 들어, LTE-A 시스템)에서는 다중사용자-MIMO (MU-MIMO) 방식을 이용하여 추가적인 다중사용자 다이버시티를 획득하는 것을 고려하고 있다. MU-MIMO 방식에서는 안테나 영역(domain)에서 다중화되는 단말들 간의 간섭 채널이 존재하므로, 다중사용자 중 하나의 단말이 피드백하는 채널상태정보를 기지국에서 이용하여 하향링크 전송을 수행하는 경우에 다른 단말에 대해서 간섭이 발생하지 않도록 하는 것이 필요하다. 따라서, MU-MIMO 동작이 올바르게 수행되기 위해서는 단일사용자-MIMO (SU-MIMO) 방식에 비하여 보다 높은 정확도의 채널상태정보가 피드백되어야 한다.

이와 같이 보다 정확한 채널상태정보를 측정 및 보고할 수 있도록, 기존의 RI, PMI 및 CQI 로 구성되는 CSI 를 개선한 새로운 CSI 피드백 방안이 적용될 수 있다. 예를 들어, 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보가 2 개의 PMI 의 조합에 의해서 지시될 수 있다. 2 개의 PMI 중 하나(제 1 PMI)는, 장기간 및/또는 광대역(long term and/or wideband)의 속성을 가지고, W1으로 지칭될 수 있다. 2 개의 PMI 중 다른 하나(제 2 PMI)는, 단기간 및/또는 서브대역(short term and/or subband)의 속성을 가지고, W2으로 지칭될 수 있다. W1 및 W2의 조합(또는 함수)에 의해서 최종적인 PMI가 결정될 수 있다. 예를 들어, 최종 PMI 를 W 라 하면, W=W1*W2 또는 W=W2*W1 과 같이 정의될 수 있다.

여기서, W1 은 채널의 주파수 및/또는 시간상 평균적인 특성을 반영한다. 다시 말하자면, W1 은 시간 상에서 장기간(long term) 채널의 특성을 반영하거나, 주파수 상에서 광대역(wideband) 채널의 특성을 반영하거나, 또는 시간상에서 장기간인 동시에 주파수 상에서 광대역 채널의 특성을 반영하는 채널 상태 정보로서 정의될 수 있다. W1 의 이러한 특성을 간략하게 표현하기 위해서, 본 문서에서는 W1 를 장기간-광대역 속성의 채널 상태 정보(또는, 장기간-광대역 PMI)라고 한다.

한편, W2 는 W1 에 비하여 상대적으로 순간적인(instantaneous) 채널 특성을 반영한다. 다시 말하자면, W2 는 시간 상에서 단기간(short term) 채널의 특성을 반영하거나, 주파수 상에서 서브대역(subband) 채널의 특성을 반영하거나, 또는 시간상에서 단기간인 동시에 주파수 상에서 서브대역 채널의 특성을 반영하는 채널 상태 정보로서 정의될 수 있다. W2 의 이러한 특성을 간략하게 표현하기 위해서, 본 문서에서는 W1 를 단기간-서브대역 속성의 채널 상태 정보(또는, 단기간-서브대역 PMI)라고 한다.

채널 상태를 나타내는 2 개의 서로 다른 속성의 정보(예를 들어, W1 및 W2)로부터 하나의 최종 프리코딩 행렬(W)을 결정할 수 있도록 하기 위해서, 각각의 속성의 채널 정보를 나타내는 프리코딩 행렬들로 구성되는 별도의 코드북 (즉, W1 에 대한 제 1 코드북 및 W2 에 대한 제 2 코드북)을 구성할 필요가 있다. 이와 같이 구성되는 코드북의 형태를 계층적 코드북(hierarchical codebook)이라 할 수 있다. 또한, 계층적 코드북을 이용하여 최종 사용될 코드북을 결정하는 것을, 계층적 코드북 변환(hierarchical codebook transformation)이라 할 수 있다.

계층적 코드북 변환 방식의 일례로서, 다음 수학식 15 와 같이 채널의 장기간 공분산 행렬(long term covariance matrix)을 이용하여 코드북을 변환할 수 있다.

상기 수학식 15 에서 W1(장기간-광대역 PMI)은 장기간-광대역 속성의 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 코드북(예를 들어, 제 1 코드북)을 구성하는 요소(즉, 코드워드(codeword))를 나타낸다. 즉, W1은 장기간-광대역 속성의 채널 정보를 반영하는 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬에 해당한다. 한편, W2(단기간-서브대역 PMI)는 단기간-서브대역 속성의 채널 정보를 반영하기 위해서 만들어진 코드북(예를 들어, 제 2 코드북)을 구성하는 코드워드를 나타낸다. 즉, W2는 단기간-서브대역 속성의 채널 정보를 반영하는 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬에 해당한다. W는 변환된 최종 코드북의 코드워드를 나타낸다. norm(A)는 행렬 A의 각각의 열(column)별 norm이 1로 정규화(normalization)된 행렬을 의미한다.

W1과 W2는 예시적으로 다음의 수학식 16과 같은 구조를 가질 수 있다.

상기 수학식 16 에서 W1는 블록대각행렬(block diagonal matrix) 형태로서 정의될 수 있고, 각각의 블록은 동일한 행렬(X _i )이다. 하나의 블록(X _i )은 (Nt/2)×M 크기의 행렬로서 정의될 수 있다. 여기서, Nt 는 전송 안테나의 개수이다. 상기 수학식 16 에서 W2의

(p=k, l, ..., m)는 M×1 크기의 벡터이며, M 개의 벡터 성분 중에서 p 번째 성분은 1 이고, 나머지 성분들은 0 인 벡터를 나타낸다.

가 W1과 곱해지는 경우에 W1의 열들(columns) 중에서 p 번째 열이 선택되므로, 이러한 벡터를 선택 벡터(selection vector)라고 할 수 있다. 여기서, M 값이 커질수록 장기간-광대역(long term/wideband) 채널을 표현하기 위해 한번에 피드백되는 벡터의 수가 많아지게 되며, 이에 따라 피드백 정확도가 높아지게 된다. 하지만 M 값이 커질 수록, 낮은 빈도로 피드백되는 W1의 코드북 크기(codebook size)는 줄어들고, 높은 빈도로 피드백되는 W2의 코드북 크기가 늘어남에 따라 결과적으로 피드백 오버헤드가 늘어나게 된다. 즉, 피드백 오버헤드와 피드백 정확도 간에 트레이드-오프(tradeoff)가 존재한다. 따라서, 적절한 피드백 정확도를 유지하면서도 피드백 오버헤드가 너무 크게 증가하지 않도록 M 값을 결정할 수 있다. 한편, W2 에서

,

,

는 각각 소정의 위상값을 나타낸다. 상기 수학식 16 에서 1≤k,l,m≤M 이고, k, l, m 은 각각 정수(integer)이다.

상기 수학식 16 과 같은 코드북 구조는, 크로스-극성(cross polarized; X-pol) 안테나 구성(configuration)을 사용하면서 안테나 간 간격이 조밀한 경우(통상적으로, 인접 안테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우)에 발생하는 채널의 상관(correlation) 특성을 잘 반영하도록 설계한 구조이다. 예를 들어, 크로스-극성 안테나 구성은 다음의 표 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 표 2에서 8Tx 크로스-극성 안테나 구성은, 2 개의 서로 직교하는 극성을 가지는 안테나 그룹으로 구성된다고 표현할 수 있다. 안테나 그룹 1 (안테나 1, 2, 3, 4)의 안테나들은 동일한 극성(예를 들어 수직 극성(vertical polarization))을 가지고 안테나 그룹 2(안테나 5, 6, 7, 8)의 안테나들은 동일한 극성(예를 들어 수평 극성(horizontal polarization))을 가질 수 있다. 또한, 두 안테나 그룹은 동일한 위치에 위치한다(co-located). 예를 들어, 안테나 1 과 5 는 동일한 위치에 설치되고, 안테나 2 과 6 은 동일한 위치에 설치되고, 안테나 3 과 7 은 동일한 위치에 설치되고, 안테나 2 과 8 은 동일한 위치에 설치될 수 있다. 달리 표현하자면, 하나의 안테나 그룹 내의 안테나들은 ULA(Uniform Linear Array)와 같이 동일한 극성을 가지고, 하나의 안테나 그룹 내의 안테나 간의 상관(correlation)은 선형 위상 증가(linear phase increment) 특성을 가진다. 또한, 안테나 그룹 간의 상관은 위상 회전(phase rotation)된 특성을 갖는다.

코드북은 채널을 양자화(quantization)한 값이기 때문에, 실제 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북을 설계하는 것이 필요하다. 이와 같이 실제 채널 특성이 상기 수학식 16 과 같이 설계된 코드북의 코드워드에 반영되었음을 설명하기 위해서, 랭크 1 코드북을 예시적으로 설명한다. 아래의 수학식 17은 랭크 1 인 경우의 W1 코드워드와 W2 코드워드의 곱으로 최종 코드워드(W)가 결정되는 예시를 나타낸 것이다.

상기 수학식 17에서 최종 코드워드는 Nt×1 의 벡터로 표현되며, 상위 벡터(

)와 하위 벡터(

)의 두 개의 벡터로 구조화되어 있다. 상위 벡터(

)는 크로스 극성 안테나의 수평 극성 안테나 그룹의 상관 특성을 나타내고, 하위 벡터 (

)는 수직 극성 안테나 그룹의 상관 특성을 나타낸다. 또한,

는 각각의 안테나 그룹 내의 안테나 간 상관 특성을 반영하여 선형 위상 증가를 갖는 벡터(예를 들어, DFT 행렬)로 표현할 수 있다.

전술한 바와 같은 코드북을 이용하는 경우에 단일 코드북을 이용하는 경우에 비하여 높은 정확도의 채널 피드백이 가능해진다. 이와 같이 높은 정확도의 채널 피드백을 이용하여 단일-셀 MU-MIMO가 가능해질 수 있고, 이와 유사한 이유로 CoMP 동작에서도 높은 정확도의 채널 피드백이 요구된다. 예를 들어, CoMP JT 동작의 경우 여러 기지국이 특정 UE에게 동일한 데이터를 협력 전송하므로 이론적으로 복수개의 안테나가 지리적으로 분산되어 있는 MIMO 시스템으로 간주할 수 있다. 즉, CoMP JT에서 MU-MIMO 동작을 하는 경우에서도, 단일-셀 MU-MIMO와 마찬가지로, 공동-스케줄링(co-scheduling)되는 UE간 간섭을 피하기 위해 높은 수준의 채널 정보의 정확도가 요구된다. 또한, CoMP CB 동작의 경우 역시 인접 셀이 서빙 셀에게 주는 간섭을 회피하기 위해서 정교한 채널 정보가 요구된다.

무선 링크 모니터링

단말은 서빙 셀(복수개의 서빙 셀이 설정되는 경우에는 주(primary) 서빙 셀)에 대한 하향링크 무선 링크 품질을 모니터링하고, 해당 링크의 상태를 상위 계층에게 지시(indicate)할 수 있다. 하위계층(예를 들어, 물리계층)에서 측정하는 링크 품질이 소정의 임계치(예를 들어, Q_out) 보다 낮은 경우에 "out-of-sync" 지시(indication)가 상위 계층에게 제공될 수 있다. 그 반대의 경우, 즉, 링크 품질이 소정의 임계치(예를 들어, Q_in)보다 높은 경우에는 "in-sync" 지시가 하위계층으로부터 상위계층으로 제공될 수 있다. 무선 링크의 품질은 PDCCH의 디코딩 에러 확률(예를 들어, 블록 에러 레이트(BLER)) 또는 SINR(Signal-to-Interference plus Noise Ratio)이 소정의 기준을 만족하는지 여부 등에 기초하여 결정될 수 있다. 단말은 측정된 링크 품질이 소정의 시간 기간 동안 계속하여 소정의 기준 이하에 머무르는 경우에는 더 이상 서빙 셀과의 연결을 유지하기 어렵다고 판단하여 무선링크실패(Radio Link Failure; RLF)를 선언할 수 있다.

이와 같이 RLM은 PDCCH의 디코딩 에러 확률에 기초하여 추정되는 링크 품질에 기초한다. 한편, 발전된 무선 통신 시스템에서는 PDCCH 성능을 향상시키기 위한 다양한 기법이 제안되고 있다. 새로운 PDCCH 송수신 기법이 도입되는 경우에도 기존의 방식에 따른 RLM이 수행되는 경우, PDCCH 디코딩 에러 확률의 추정이 정확하게 수행되지 않아 실제 링크 품질을 올바르게 모니터링하지 못할 수 있다. 따라서, 새로운 PDCCH 송수신 기법을 고려하여 RLM 기법을 수정하는 것이 요구된다. 본 발명에서는 새로운 PDCCH 송수신 기법을 고려하여 정확하고 효율적으로 RLM을 수행하기 위한 다양한 방안들을 제안한다.

단말-특정 RS 기반 PDCCH

기존의 무선 통신 시스템에서는 PDCCH에 대해서 적용될 수 있는 다중 안테나 전송 기법으로서 개-루프(open-loop) 전송 다이버시티만이 정의되어 있다. 개-루프 전송 다이버시티 방식에 따르면, 수신단으로부터의 피드백 없이 프리코딩 행렬(즉, 레이어와 안테나 포트의 매핑 관계)이 미리 결정되어 있으므로, 변경되는 채널 상태에 적합한 프리코딩을 적용할 수 없는 문제가 있다.

한편, 발전된 무선 통신 시스템에서는 PDCCH를 위해서 단말-특정 RS를 사용하는 방안이 논의되고 있다. 단말-특정 RS는 개별 단말에게만 전송되는 RS이다. 또한, 단말-특정 RS 자체에 프리코딩이 적용되고, 이와 동일한 프리코딩이 데이터 전송에도 적용될 수 있다. 단말-특정 RS와 데이터 전송에 적용되는 프리코딩 행렬은 기정의된 프리코딩 행렬의 집합(또는 코드북) 내에서 결정될 수도 있다. 이에 따라, 수신단에서 단말-특정 RS에 기초하여 추정한 채널은 프리코딩이 적용된 채널에 해당하고, 이를 이용하여 데이터 복조를 수행하는 경우 데이터 복조를 위한 별도의 프리코딩 정보(예를 들어, 기정의된 코드북 내에서 어떤 프리코딩 행렬에 해당하는지를 지시하는 정보, 또는 전송 PMI)를 알려줄 필요가 없다. 동일한 의미를 달리 표현하자면, 단말-특정 RS에 기초하여 채널을 추정하고 추정된 채널에 기초하여 데이터를 복조하는 동작에 있어서, 단말-특정 RS와 데이터에 어떠한 프리코딩이 적용되었는지는 단말에게 트랜스패런트(transparent)하다. 즉, 단말-특정 RS를 이용하여 PDCCH를 전송하는 경우에는 프리코딩 정보에 대한 시그널링이 필요하지 않고, 기지국은 PDCCH에 대해서 채널 상황에 맞는 적절한 프리코딩을 적용할 수 있게 된다. 예를 들어, 이동성이 높지 않아서 신뢰도가 높은 CSI 피드백이 가능한 단말에 대해서는 PDCCH 성능을 보다 향상시킬 수 있다. 즉, 기지국은 단말로부터 피드백받은 채널 상태에 적절한 프리코딩을 결정하여 PDCCH 및 단말-특정 RS에 적용할 수 있고, 이 프리코딩은 채널 상태의 변동이 적은 경우에는 단말이 PDCCH를 수신하는 시점의 채널 상태에도 최적이라고 볼 수 있으므로, 단말이 단말-특정 RS를 이용하여 추정한 채널에 기초하여 PDCCH를 복조하는 성능이 향상될 수 있다.

이와 같이, 단말-특정 RS 기반 PDCCH의 경우에는, 기존의 채널 구조(structure)에 비하여 적절하게 변형된 구조가 이용될 수 있다. 예를 들어, 도 3과 같은 기존의 하향링크 서브프레임 구조에서 제어 영역 이외의 데이터 영역(즉, 하나의 서브프레임에서 처음 몇 개의 OFDM 심볼을 제외한 나머지 OFDM 심볼 영역)이 새로운 PDCCH 전송을 위해서 사용될 수 있다. 이러한 새로운 구조의 PDCCH를 기존의 PDCCH와 구분하기 위해서 E-PDCCH(Enhanced-PDCCH)라고 칭할 수 있다.

도 9는 E-PDCCH의 예시적인 구조를 나타내는 도면이다. 도 9의 예시에서는 E-PDCCH의 타입에 따라서 전송되는 시간 영역(예를 들어, 슬롯 또는 OFDM 심볼)이 상이하게 설정될 수 있다. 예를 들어, E-PDCCH1은 하향링크 할당에 관련된 DCI를 나르는 E-PDCCH라고 정의될 수 있고, 도 9의 예시에서와 같이 PDSCH 영역 중에서 첫 번째 슬롯에 해당하는 영역에 매핑될 수 있다. E-PDCCH2는 상향링크 그랜트에 관련된 DCI를 나르는 E-PDCCH라고 정의될 수 있고, 도 9의 예시에서와 같이 PDSCH 영역 중에서 두 번째 슬롯에 해당하는 영역에 매핑될 수 있다. 또는, E-PDCCH3의 경우는 하향링크 할당이나 상향링크 그랜트에 대한 구분 없이 E-PDCCH가 PDSCH 영역의 두 슬롯에 걸쳐서 매핑될 수 있는 타입을 나타낸다. 이러한 E-PDCCH의 타입 및/또는 자원 위치는 예시적인 것이며 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니다.

한편, RLM에 있어서 링크 품질은 PDCCH 디코딩 에러 확률에 기반하여 결정될 수 있으므로, E-PDCCH(특히, 단말-특정 RS 기반 E-PDCCH)에 기초하여 링크 품질을 추정하는 경우에는, E-PDCCH에 적용되는 프리코딩이 반영되어야 올바르고 정확한 RLM이 수행될 수 있다. 그러나, 전술한 바와 같이 단말-특정 RS 기반 E-PDCCH의 경우에는, 단말-특정 RS과 E-PDCCH가 동일하게 프리코딩되므로, 어떤 프리코딩이 적용되었는지 자체는 단말에게 트랜스패런트하다. 즉, 단말은 E-PDCCH에 어떠한 프리코딩이 적용되었는지를 알 수 없게 된다. 이 경우, RLM을 위해 E-PDCCH의 디코딩 확률을 결정함에 있어서 불명료성이 존재하게 된다.

이하에서는 이러한 불명료성을 제거하고, 단말-특정 RS 기반 E-PDCCH에 기반한 RLM을 정확하고 효율적으로 수행할 수 있는 본 발명의 다양한 예시들에 대하여 설명한다. 이하의 설명에서는 혼동의 여지가 없는 한, 단말에게 알려지지 않은(또는 트랜스패런트한) 프리코딩 정보에 기초하여 프리코딩된 제어 채널(예를 들어, 단말-특정 RS 기반 E-PDCCH 또는 다른 제어채널)을 "프리코딩-기반 제어채널"이라고 칭한다. 즉, 이하에서 설명하는 예시들은 프리코딩-기반 제어채널에 기초한 RLM을 정확하고 효율적으로 수행하는 방안들에 해당한다.

실시예 1

이하의 실시예들은 프리코딩-기반 제어채널의 수신단(예를 들어, 단말)에서 프리코딩-기반 제어채널에 대한 프리코딩 정보를 결정하는 방안에 대한 것이다.

실시예 1-1

본 실시예에서는 프리코딩-기반 제어채널에 대한 RLM을 수행할 때, 단말은 특정 프리코딩 행렬이 프리코딩-기반 제어채널에 대해서 적용된 것으로 가정(assume)하고 이에 기초하여 링크 품질을 추정하는 것을 제안한다. 예를 들어, 단말은 단말-특정 RS 및/또는 프리코딩-기반 제어채널에 적용되는 프리코딩 행렬이 무엇인지를, 다른 참조신호로부터 추정되는 채널 상태 등으로부터 유추하여 가정함으로써, 프리코딩-기반 제어채널에 대한 RLM을 수행할 수 있다.

예를 들어, 단말은 프리코딩-기반 제어 채널에 대한 RLM을 위해 사용할 프리코딩 정보를, CSI-RS로부터 유도할 수 있다. 전술한 바와 같이, 기지국은 단말에게 CSI-RS 설정을 알려주고 CSI-RS를 전송할 수 있으며, 단말은 CSI-RS에 기초하여 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬을 선택하고 기지국으로 피드백할 수 있다. 본 발명에 있어서는, 단말은 CSI-RS를 이용하여 채널을 추정하고, 추정된 채널 상태에 최적의 PMI를 선택한 다음, 해당 PMI가 사용된다는 가정에 기초한 링크 품질을 추정하도록 동작할 수 있다. 여기서 최적의 PMI는, 하향링크 전송이 지원하는 소정의 랭크 값에 따라서 미리 결정되어 있는 코드북(즉, 프리코딩 행렬들의 집합) 내에서, 현재 채널 상태에서 첫 번째로 선호되는 (예를 들어, 가장 높은 SINR이 기대되는) 프리코딩 행렬에 해당할 수 있다. 또는, 단말은 반드시 코드북 내에서 첫 번째로 선호되는 프리코딩 행렬을 가정하도록 제한되지 않고, 두 번째로 또는 세 번째로 선호되는 프리코딩 행렬을 가정하여 링크 품질을 추정할 수도 있다. 이는 기지국의 프리코딩 행렬 선택의 자유도를 제공하기 위함이다. 단말이 기지국에게 프리코딩 정보를 피드백하는 경우에 기지국은 단말로부터의 피드백 정보에 제한되지는 않지만 이를 고려하여 실제로 적용될 프리코딩을 결정할 수 있다. 만약 단말에서 링크 품질 추정을 위해 가정할 수 있는 프리코딩 행렬의 개수가 증가한다면, 기지국에서 실제로 프리코딩을 적용할 때에도 선택가능한 후보의 범위가 증가하므로 프리코딩 적용의 자유도가 높아진다고 표현할 수 있다.

한편, 기존의 무선 통신 시스템에서 단말은 하향링크 데이터(예를 들어, PDSCH)의 전송을 가정하여 CSI를 계산/결정하여 보고하도록 설정될 수 있다. 그러나, 새로운 구조의 제어 채널(예를 들어, E-PDCCH)의 전송을 가정한 CSI 보고는 정의되어 있지 않다. 이 경우, 단말이 PDSCH에 대한 CSI 피드백으로서 PMI를 기지국에게 보고하도록 설정된 경우에, 단말은 보고된 PMI에 해당하는 프리코딩 행렬이 E-PDCCH의 전송에 사용된다는 가정에 기초하여 링크 품질을 추정할 수 있다.

또한, E-PDCCH의 전송 랭크가 제한적일 수 있다. 예를 들어, 무선 통신 시스템에서 하향링크 데이터 전송을 위해서는 최대 랭크 8까지 지원하더라도, E-PDCCH 전송을 위해서는 보다 낮은 랭크(예를 들어, 랭크 1 또는 2)까지만 지원할 수도 있다. 따라서, E-PDCCH를 통한 링크 품질 계산의 가정으로서 단말이 PMI를 선택할 때에서, 제한된 랭크 내에서만 PMI를 선택할 수 있다. 구체적으로, 단말이 기지국에게 보고하는 PMI(즉, PDSCH 전송을 가정한 PMI)를 사용하여 E-PDCCH 디코딩 에러 확률을 추정하는 상황에서, PDSCH에 대해서는 랭크 2 이상의 PMI가 보고되는 반면, E-PDCCH에 대해서는 전송 랭크가 1로 제한되는 경우를 가정한다. 이 경우, 단말은 보고되는 PMI에 해당하는 프리코딩 행렬의 복수개의 열 벡터의 각각이 E-PDCCH에 대해서 동일한 확률로 사용된다는 가정하에서 E-PDCCH 디코딩 에러 확률을 추정할 수 있다.

한편, 단말은 CSI-RS 대신 CRS를 사용하여, 프리코딩-기반 제어 채널에 대한 RLM을 위해 사용할 프리코딩 정보를 유도할 수도 있다. 예를 들어, 기지국이 CSI-RS를 설정하지 않는 경우이거나 또는 CSI-RS에서 설정된 안테나 포트의 개수가 소정의 개수 이하인 경우에는, CSI-RS를 이용하여 프리코딩-기반 제어 채널에 적용된 프리코딩 정보를 가정하기가 어려울 수 있다. 이 경우에 단말은, CRS를 통하여 채널 상태에 적절한 프리코딩 행렬을 선택하고, 해당 프리코딩 행렬을 기지국이 사용한다고 가정하여, E-PDCCH의 디코딩 에러 확률(즉, 링크 품질)을 추정할 수 있다.

이와 같이 CRS를 사용하는 방식은, TDD 시스템과 같이 상향링크와 하향링크를 위해서 동일한 주파수 대역이 사용되어, 상향링크 채널과 하향링크 채널 간의 유사도가 매우 높은 경우에 효과적일 수 있다. 상향링크와 하향링크 채널의 상태가 유사하다면, 기지국은 상향링크로 전송되는 사운딩 참조 신호(SRS)로부터 상향링크 채널을 추정하고, 하향링크 채널 추정을 상향링크 채널 추정으로부터 유도할 수 있다. 단말은 기지국이 SRS를 통해 유도한 하향링크 채널 상태에 적절한 프리코딩을 결정하여, 하향링크 전송에 적용할 것이라고 가정할 수 있다. 이 경우 기지국은 별도의 CSI-RS 설정 없이도 하향링크 채널 추정이 가능해지므로, CRS를 사용하여 프리코딩-기반 제어 채널의 디코딩 에러 확률을 추정하는 동작이 기준 신호의 오버헤드를 줄이는데 도움이 될 수 있다.

또한, 단말은 자신이 상향링크 전송에 적용하는 프리코딩이, 기지국으로부터의 하향링크 전송에도 적용될 것으로도 기대할 수 있다. 따라서, 단말은 CRS로부터 추정되는 하향링크 채널과 함께 상향링크 채널 상태를 고려하여, 프리코딩-기반 제어 채널에 적용될 프리코딩 정보를 가정할 수 있다. 예를 들어, 상향링크 다중 안테나 전송을 지원하는 단말은 기지국으로부터의 상향링크 스케줄링 정보를 통해서 상향링크 전송에 대한 프리코딩 정보와 레이어의 개수를 시그널링 받을 수 있는데, 상향링크와 하향링크가 유사하다면, 단말은 이러한 상향링크 프리코딩 정보가 하향링크 전송에도 동일하게 적용될 가능성이 높은 것으로 기대할 수 있다. 따라서, 단말은 프리코딩-기반 제어채널에 적용된 프리코딩 정보를 가정함에 있어서, CRS를 통해 추정되는 하향링크 채널 상태 및 상향링크 채널에 대한 프리코딩 정보를 동시에 고려하여 실제로 적용되는 프리코딩 정보에 보다 근접하게 프리코딩 정보를 가정할 수 있다. 물론, CSI-RS를 통하여 프리코딩-기반 제어채널에 적용되는 프리코딩 정보를 가정함에 있어서도 상향링크/하향링크 유사도가 높은 경우에는 상향링크에 적용되는 프리코딩 정보를 함께 고려하여 프리코딩 가정의 정확도를 항상시킬 수 있다. 이에 따라, 프리코딩 정보 가정에 기반한 RLM이 정확하게 수행될 수 있다.

실시예 1-2

본 실시예에서는 프리코딩-기반 제어채널에 대한 RLM을 수행할 때, 단말은 프리코딩-기반 제어채널에 적용되는 프리코딩 행렬이 코드북 내에서 랜덤(random)하게 선택된다고 가정(assume)하고 이에 기초하여 링크 품질을 추정하는 것을 제안한다.

여기서, 단말이 고려하는 코드북은 프리코딩-기반 제어채널의 전송 랭크에 대응하는 것으로 제한될 수 있다. 예를 들어, E-PDCCH가 랭크 1로만 전송된다면, 단말은, PMI 보고를 위해 기정의된 랭크 1 코드북에 포함된 프리코딩 벡터들 중 하나가 랜덤하게(예를 들어, 균일한 확률로) 선택되어 E-PDCCH 전송에 적용되는 것으로 가정하고, E-PDCCH의 디코딩 에러 확률을 결정하여 RLM을 수행할 수 있다.

본 실시예는 프리코딩-기반 제어채널이 특정 단말에 최적화되도록 프리코딩될 수 없는 경우에 효과적일 수 있다. 예를 들어, 다수의 단말을 대상으로 시스템 정보가 전송되는 공통 탐색 공간(common search space)이 E-PDCCH 영역에 설정되는 경우에는, 다수의 단말이 수신하기에 적절한 프리코딩이 적용되어야 하므로 특정-단말에 최적화된 프리코딩이 적용되기 어렵다. 이러한 경우에, 단말은 E-PDCCH에 적용되는 프리코딩 행렬은 코드북 내에서 임의적으로 선택된 것을 가정하고 RLM을 수행할 수 있다.

여기서, 프리코딩-기반 제어채널을 통한 RLM을 위해서 단말이 코드북 내에서 임의의 프리코딩 행렬을 가정함에 있어서, 프리코딩-기반 제어채널이 전송되는 자원을 고려할 수 있다. 예를 들어, 단말은 E-PDCCH가 전송되는 전체 자원에서 임의의 하나의 프리코딩 행렬이 적용된다고 가정할 수 있다. 또는, 하나의 E-PDCCH가 복수개의 자원블록(예를 들어, 복수개의 PRB)에 걸쳐서 전송되는 경우에, 각각의 자원블록마다 하나의 프리코딩 행렬이 적용되고, 각각의 자원블록에 대해서 적용되는 프리코딩 행렬은 상이할 수 있다고 단말이 가정할 수도 있다. 예를 들어, 전송 다이버시티를 위해서, 하나의 E-PDCCH가 복수개의 자원블록에 걸쳐서 전송될 때에, 하나의 자원블록에서 적용된 프리코딩 행렬은 가장 인접한 자원블록에서는 사용되지 않는 것으로 가정하거나, 또는 하나의 자원블록에서 적용된 프리코딩 행렬과 직교하는 프리코딩 행렬이 가장 인접한 자원블록에서 사용되는 것으로 가정할 수 있다. 또는, 하나의 자원블록 내에서도 전송 다이버시티를 제공하기 위해서, 하나의 E-PDCCH를 구성하는 하나의 자원블록 내의 복수개의 자원요소(RE) 또는 자원요소그룹(REG) 별로 랜덤하게 프리코딩 행렬이 적용된다고 단말이 가정할 수도 있다. 단말은 이러한 가정을 통해서 프리코딩-기반 제어채널에 적용되는 프리코딩을 가정하여, 프리코딩-기반 제어채널의 디코딩 에러 확률을 추정함으로써 RLM을 수행할 수 있다. 또한, 이와 같은 가정과 동일하게 기지국에서 E-PDCCH(특히, 공통탐색공간의 경우)의 프리코딩이 실제로 적용될 수도 있다.

실시예 1-3

본 실시예에서는 프리코딩-기반 제어채널에 대한 RLM을 수행할 때, 단말은 프리코딩-기반 제어채널에 대해서 사전에 정해진 특정 프리코딩 행렬이 적용되는 것으로 가정(assume)하고 이에 기초하여 링크 품질을 추정하는 것을 제안한다.

예를 들어, 단말은 기지국이 [1 1 1 ... 1]^T 라는 프리코딩 벡터를 사용하여 E-PDCCH를 전송한다고 가정하고, E-PDCCH 디코딩 에러 확률을 추정함으로써 RLM을 수행할 수 있다. 여기서, 단말이 가정하는 프리코딩 벡터의 요소의 개수는 기지국이 설정한 CRS 또는 CSI-RS의 안테나 포트의 개수와 동일하도록 설정하는 것이 적절하다. 전술한 예시는 E-PDCCH 전송 랭크가 1인 경우에 적용되는 예시이거나, E-PDCCH의 실제 전송 랭크에 무관하게 적용되는 예시에 해당할 수 있다. 또는, E-PDCCH에 대해서 지원되는 전송 랭크 별로 하나씩의 특정 프리코딩 행렬을 사전에 정하여 두고, 이를 이용하여 RLM을 수행할 수도 있다.

다른 예시로서, 프리코딩-기반 제어채널에 적용되는 프리코딩은 아래의 수학식 18과 같은 사전에 정해진 STC(space-time code) 방식으로 수행된다고 가정하고, 이에 기초하여 RLM이 수행될 수 있다.

상기 수학식 18에서 S(k)는 k번째 E-PDCCH 변조심볼(modulation symbol)을 나타내며, S^*(k)는 S(k)의 켤레 복소수(conjugate)를 의미한다.

상기 수학식 18의 STC 방식 프리코딩은, 기지국이 2 개의 안테나(antenna a 및 antenna b)를 가진 경우에 적용되는 것으로 이해될 수도 있지만, 이 2 개의 안테나 포트는 기지국이 설정한 CRS 또는 CSI-RS의 안테나 포트 중에서 처음 2 개에 대응하는 것으로 이해될 수도 있다. 즉, 단말이 CRS를 가정하는 경우에 상기 수학식 18에서 antenna a 및 b는 각각 안테나 포트 0 및 1에 해당하고, 단말이 CSI-RS를 가정하는 경우에는 각각 안테나 포트 15 및 16에 해당할 수 있다. 또한, 상기 수학식 18에서 제안하는 본 발명의 원리는 2 초과의 안테나의 경우로 확장하여 적용할 수 있음은 자명하다.

실시예 1-4

본 실시예에서는 프리코딩-기반 제어채널에 대한 RLM을 수행할 때, 단말은 단말-특정 RS를 직접 측정하고 여기에 적절한 프리코딩을 가정(assume)하고 이에 기초하여 링크 품질을 추정하는 것을 제안한다.

전술한 예시들에서는 CSI-RS나 CRS를 이용하여 프리코딩-기반 제어채널을 통한 RLM을 수행하는 방안에 대하여 설명하였다. 이는, 기지국으로부터 단말로의 하향링크 전송이 없는 경우에는 단말-특정 RS가 전송되지 않지만 CSI-RS 및/또는 CRS는 전송될 수 있기 때문이다. CSI-RS나 CRS를 이용하여 프리코딩-기반 제어채널의 링크 품질을 유도하는 경우에는, 단말이 단말-특정 RS의 전력을 직접 측정하지 않으므로, 기지국은 프리코딩-기반 제어채널의 전송 전력(예를 들어, CRS나 CSI-RS의 전력 대비 E-PDCCH의 전송 전력)에 대한 정보를 단말에게 사전에 제공하여 줄 수 있다.

본 예시에서는 단말-특정 RS가 전송되는 경우에는 이를 이용하여 RLM을 수행하는 방안에 대해서 제안한다. 일반적으로 단말-특정 RS는 해당 채널이 전송되는 주파수 영역에서만 유효하므로, 기지국은 사전에 시스템 정보 또는 상위계층(예를 들어, RRC) 시그널링을 통하여, RLM의 대상이 되는 프리코딩-기반 제어채널의 전송에 관련된 정보를 단말에게 제공할 수 있다. 예를 들어, RLM의 대상이 되는 E-PDCCH가 전송되는 RB 집합, E-PDCCH 전송에 사용하는 단말-특정 RS의 안테나 포트, 스크램블 시퀀스 파라미터(scramble sequence parameter) 및/또는 E-PDCCH에 적용되는 전송 모드 등의 정보가 단말에게 제공될 수 있다. 특징적으로 상기 RLM의 대상이 되는 프리코딩-기반 제어채널의 전송 관련 정보(예를 들어, RB 집합, 안테나 포트 등)는, 해당 단말이 제어 정보를 검출하기 위해서 수신하는 프리코딩-기반 제어채널에 대해서 실제로 적용되는 전송 관련 정보와 별개의 것으로 설정될 수도 있으며 (즉, 동일할 수도 있고 동일하지 않을 수도 있음), 혹은 프리코딩-기반 제어채널에 대해서 실제로 적용되는 전송 관련 정보의 일부분으로 설정될 수도 있다. 단말은 이러한 정보에 기초하여 단말-특정 RS를 이용한 채널 추정을 수행하여, 하향링크 채널에 적용되는 프리코딩 정보를 추정 및 가정할 수 있고, 이에 기초하여 프리코딩-기반 제어채널의 디코딩 에러 확률을 추정함으로써 RLM을 수행할 수 있다.

실시예 2

본 실시예에서는 프리코딩-기반 제어채널이 매핑되는 자원을 고려하여 보다 정확한 RLM을 수행하는 방안에 대하여 제안한다.

도 9에서와 같이 프리코딩-기반 제어채널(예를 들어, E-PDCCH)의 타입이 다양한 경우에는, 그 중에서 한 가지 타입에 대해서만 RLM이 수행되는 것으로 정할 수 있다. 이 경우 단말의 구현이 단순화되는 장점이 있다. 예를 들어, 기지국은 RLM에 사용할 E-PDCCH 타입을 RRC 등의 상위계층 신호를 통하여 단말에게 알려줄 수 있다. 또는, 별도의 시그널링 없이 RLM에 사용할 E-PDCCH 타입이 미리 정해지거나 고정될 수도 있다. 예를 들어, 하향링크 할당이 전송되는 타입(예를 들어, 도 9에서 E-PDCCH1) 만이 RLM에 이용된다고 미리 정해질 수 있다. 또는, E-PDCCH 전송을 위해서 사용되는 OFDM 심볼 개수가 상대적으로 적은 첫 번째 슬롯에서 전송되는 타입(예를 들어, 도 9에서 E-PDCCH1) 만이 RLM에 이용된다고 미리 정해질 수 있다.

또는, 프리코딩-기반 제어채널을 이용한 RLM에 있어서, 프리코딩-기반 제어채널이 전송되는 시간 영역에 대한 미리 정해진 가정을 적용할 수 있다. 예를 들어, RLM의 관점에서 E-PDCCH가 특정한 개수의 OFDM 심볼 상에서 전송된다고 가정할 수 있다. 예를 들어, 특정 서브프레임의 모든 OFDM 심볼이 E-PDCCH 전송을 위해 이용된다는 가정, 또는 특정 서브프레임의 처음 N (N=1, 2 또는 3) 개의 OFDM 심볼을 제외한 나머지 OFDM 심볼이 E-PDCCH 전송을 위해 이용된다는 가정 등이 적용될 수 있다. 이는 실제로 E-PDCCH의 전송이 특정 OFDM 심볼에서 수행됨을 의미하는 것이 아니라, RLM에서의 단말의 가정을 의미한다. 따라서, 실제로 E-PDCCH 전송에 이용되는 OFDM 심볼의 개수가 (예를 들어, PDCCH 길이의 변경 등으로 인해) 변경되는 경우에도, 이에 영향을 받지 않고 단말의 RLM 동작이 상기 가정에 따라 일정하게 수행될 수 있는 장점이 있다. 여기서 RLM의 관점에서 가정할 E-PDCCH 전송 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보는 RRC 등의 상위계층의 시그널링을 통하여 단말에게 전달될 수 있다. 한편, TDD 시스템에서는 DL/UL 서브프레임 사이에 존재하는 특별 서브프레임(도 1(b) 참조)에서는 제한된 개수의 OFDM 심볼만이 E-PDCCH 전송을 위해 사용될 수 있으므로, 이러한 특별 서브프레임은 RLM의 대상 자원 영역에서 배제되도록 설정될 수도 있다.

또한, RLM의 대상 서브프레임 내에 CRS 및/또는 CSI-RS가 전송되는 경우에는, 프리코딩-기반 제어채널을 위해 사용가능한 자원요소(RE) 개수가 변경될 수 있다. 프리코딩-기반 제어채널 전송 RE의 개수에 대한 가정에 따라 디코딩 에러 확률의 결과는 달라진다. 따라서, 프리코딩-기반 제어채널이 전송될 수 있는 RE의 개수에 대한 가정은 RLM에 있어서 중요한 요소이다. 이러한 CRS 및/또는 CSI-RS에 대한 RS 설정 또는 RS 오버헤드(CRS 및/또는 CSI-RS가 차지하는 RE 개수)는 서브프레임 별로 달라질 수 있기 때문에, RLM을 위해서 RS 설정 또는 RS 오버헤드에 대한 일정한 가정을 하는 경우 단말의 동작을 단순화시킬 수 있다. 예를 들어, 단말은 CRS 및/또는 CSI-RS가 E-PDCCH가 전송되는 영역에는 존재하지 않는다고 가정하고(즉, 낙관적인 가정), 이에 따라 RLM을 수행할 수 있다. 또는, 단말은 E-PDCCH 전송 RE의 개수가 적은 경우에도 무선 링크의 품질을 확인하기 위해서, CRS 및/또는 CSI-RS가 E-PDCCH가 전송되는 영역에서 많은 RE를 차지한다고 가정하고(즉, 비관적인 가정), 이에 따라 RLM을 수행할 수도 있다. 비관적인 가정의 경우에는, 예를 들어, 4-포트 CRS 또는 8-포트 CSI-RS와 같이 일정한 수준의 RS 오버헤드를 가정하여 RLM을 수행할 수도 있다. 이러한 CRS 및/또는 CSI-RS에 대한 설정 및/또는 오버헤드에 대한 정보는 RRC 등의 상위 계층 신호를 통하여 단말에게 사전에 제공될 수 있다.

실시예 3

본 실시예에서는, 기존의 PDCCH를 이용한 RLM과 전술한 예시들에서 제안한 프리코딩-기반 제어채널을 이용한 RLM을 선택적으로 또는 함께 고려하는 RLM 방안에 대해서 제안한다.

도 9의 예시에서와 같이 프리코딩-기반 제어채널(예를 들어, E-PDCCH)가 사용되는 경우에도, 단말은 또한 기존의 PDCCH를 디코딩할 수 있다. 예를 들어, 시스템 정보와 같이 셀 내의 모든 단말이 수신하는 신호에 대한 스케줄링 정보를 포함하는 PDCCH는 공통 탐색 공간을 상에서 전송될 수 있으므로, E-PDCCH를 디코딩할 수 있는 단말이라고 하더라도 일부 제어 정보는 기존의 PDCCH를 통하여 수신할 수 있다. 이와 같이 단말이 PDCCH와 E-PDCCH를 모두 디코딩하는 경우에는, 링크 품질을 측정하는 기준이 PDCCH인지 E-PDCCH인지 또는 PDCCH와 E-PDCCH 모두인지를 명확하게 하여야 RLM이 올바르게 수행될 수 있다.

따라서, 본 실시예에서는 단말이 PDCCH와 E-PDCCH를 모두 디코딩하는 경우에(또는 그러한 능력(capability)이 있는 경우에), 기지국과 단말이 링크 품질 추정에 대한 기준을 공유하는 것을 제안한다.

예를 들어, 기지국은 RRC 등의 상위계층 신호를 통해서 PDCCH와 E-PDCCH 중 어떤 채널을 이용하여 RLM을 수행할 지를 단말에게 알려줄 수 있다.

다른 예시로서, 단말은 PDCCH와 E-PDCCH 모두를 이용해서 RLM을 수행할 수도 있다. 예를 들어, PDCCH를 이용하여 추정된 링크 품질(Q_PDCCH)과 E-PDCCH를 이용하여 추정된 링크 품질(Q_{E - PDCCH}) 모두가 소정의 임계치(Q_out) 보다 낮은 경우에, RLM 관점에서의 무선 링크의 품질이 Q_out 보다 나빠진 것으로 또는 "out-of-sync" 인 것으로 판정할 수 있다. 또는, Q_PDCCH와 Q_{E - PDCCH} 중에서 적어도 하나라도 Q_out 보다 낮은 경우에, RLM 관점에서의 "out-of-sync" 인 것으로 판정할 수 있다. 또는, Q_PDCCH과 Q_{E -PDCCH}를 대표하는 (또는 평균값의) 링크 품질을 추정하고, 해당 대표 링크 품질이 소정의 임계치(Q_out) 보다 낮은 경우에, RLM 관점에서의 "out-of-sync" 인 것으로 판정할 수 있다.

또한, PDCCH를 이용한 RLM에 적용되는 소정의 임계치를 Q_{out _1} 이라고 정의하고, E-PDCCH를 이용한 RLM에 적용되는 소정의 임계치를 Q_{out _2} 라고 정의할 수도 있다. 이 경우, Q_PDCCH를 Q_{out _1}과 비교하고, Q_{E - PDCCH}를 Q_{out _2} 과 비교하여, 두 비교 결과가 모두 임계치 보다 낮은 경우에 RLM 관점에서 링크 품질이 RLM 관점에서의 "out-of-sync" 인 것으로 판정할 수 있다. 또는, Q_PDCCH를 Q_{out _1}과 비교하고, Q_{E - PDCCH}를 Q_{out_2} 과 비교하여, 두 비교 결과 중 적어도 하나라도 임계치보다 낮은 경우에, RLM 관점에서의 무선 링크의 품질이 RLM 관점에서의 "out-of-sync" 인 것으로 판정할 수 있다.

이와 유사하게, Q_PDCCH과 Q_{E - PDCCH} 모두가 소정의 임계치(Q_in) 보다 높은 경우에, RLM 관점에서의 무선 링크의 품질이 Q_in 보다 좋아진 것으로 또는 "in-sync" 인 것으로 판정할 수 있다. 또는, Q_PDCCH와 Q_{E - PDCCH} 중에서 적어도 하나라도 Q_in 보다 높은 경우에, RLM 관점에서의 "in-sync" 인 것으로 판정할 수 있다. 또는, Q_PDCCH과 Q_{E -PDCCH}를 대표하는 (또는 평균값의) 링크 품질을 추정하고, 해당 대표 링크 품질이 소정의 임계치(Q_in) 보다 높은 경우에, RLM 관점에서의 "in-sync" 인 것으로 판정할 수 있다.

또한, PDCCH를 이용한 RLM에 적용되는 소정의 임계치를 Q_{in _1} 이라고 정의하고, E-PDCCH를 이용한 RLM에 적용되는 소정의 임계치를 Q_{in _2} 라고 정의할 수도 있다. 이 경우, Q_PDCCH를 Q_{in _1}과 비교하고, Q_{E - PDCCH}를 Q_{in _2} 과 비교하여, 두 비교 결과가 모두 임계치 보다 높은 경우에 RLM 관점에서 "in-sync" 인 것으로 판정할 수 있다. 또는, Q_PDCCH를 Q_{in _1}과 비교하고, Q_{E - PDCCH}를 Q_{in _2} 과 비교하여, 두 비교 결과 중 적어도 하나라도 임계치보다 높은 경우에, RLM 관점에서의 "in-sync" 인 것으로 판정할 수 있다.

만약 PDCCH와 E-PDCCH 중 한 쪽 제어 채널에서만 링크 품질이 임계치보다 나빠진 것으로(또는 RLM 관점에서의 "out-of-sync" 인 것으로) 추정되는 경우, 단말은 그 사실을 다른 쪽 채널을 통해서(즉, 다른 쪽 채널에 의해서 제어되는 상향링크 전송을 통해서) 기지국에게 보고할 수 있다. 이를 수신한 기지국은 링크 품질이 나빠진 제어 채널을 통해서 전송되던 다양한 정보를 다른 제어 채널을 통해서 전송되도록 설정을 전환할 수 있다. 예를 들어, 공통 탐색 공간에서 전송되는 제어 정보를 PDCCH를 통하여 전송하고 있던 기지국에 대해서, 단말이 RLM을 수행한 결과 PDCCH에 대한 링크 품질이 임계치보다 나빠진 것으로 추정되는 경우에, 단말은 E-PDCCH를 통하여 수신한 UL 그랜트에 대응하는 PUSCH를 통하여 그 사실을 기지국에게 보고할 수 있다. 이를 수신한 기지국은 공통 탐색 공간에서 전송되는 제어 정보가 E-PDCCH를 통해서 전송되도록 설정을 전환할 수 있다.

나아가, 단말은 특정 제어 채널(예를 들어, E-PDCCH)의 채널 상태 정보를 기지국에게 주기적으로 또는 비주기적으로 보고할 수 있다. 특정 제어 채널에 대한 채널 상태 정보는, 현재 채널 상태에서의 E-PDCCH의 디코딩 에러 확률이 얼마인지, 소정의 에러 확률(예를 들어, 1% 에러 확률)을 만족하는 조합 레벨(aggregation level)이 무엇인지 등의 형태로 보고될 수 있다. 이러한 보고를 위해서 단말은 주어진 채널 상태에 따른 E-PDCCH 에러 확률을 추정해야 하며, 이를 위해서 전술한 다양한 실시예들에서 설명한 가정(예를 들어, PDSCH에 대한 프리코딩이 E-PDCCH에 대해서도 동일하게 적용된다는 가정 등)이 적용될 수 있다. 이러한 단말의 보고에 대해서, E-PDCCH에 대한 채널 상태 정보를 위한 프리코딩 정보는 PDSCH를 위해서 정의된 프리코딩 정보(또는 코드북)을 재사용할 수 있다. 또한, PDSCH에 대한 채널상태정보의 보고에 추가적으로 E-PDCCH의 링크 품질에 대한 정보 또는 비트를 포함시키는 형태로 구현할 수도 있다.

실시예 4

본 실시예에서는 제어 채널에 CoMP 기법이 적용되는 경우에 RLM을 정확하고 효율적으로 수행할 수 있는 방안에 대하여 제안한다. 기지국이 CoMP 동작을 수행함으로써 제어 채널(예를 들어, PDCCH 및/또는 E-PDCCH)에 대한 셀간 간섭(inter-cell interference)이 감소될 수 있다. 기지국이 적용할 수 있는 CoMP 방식에는 JT, CS/CB, DCS 등이 있다.

기지국의 CoMP 동작에 따른 단말의 동작이 설정되는 경우, 단말이 RLM을 수행함에 있어서 기지국의 CoMP 동작을 가정하고 링크 품질을 추정할 수 있다. 예를 들어, 단말이 JT에 대한 피드백을 수행하도록 설정되는 경우에는 (예를 들어, 다수의 셀로부터 전송되는 신호가 공중(air)에서 잘 결합될 수 있도록 하는 셀-간(inter-cell) CSI를 피드백하는 경우), 단말은 제어채널(PDCCH 및/또는 E-PDCCH)이 JT에 참여하는 셀(들)로부터 전송된다고 가정하고 링크 품질을 추정하도록 설정될 수 있다.

또한, 기지국이 CoMP 동작을 위해서 특정 자원(예를 들어, 제한된(restricted) 측정 자원으로서, 특정 0-전력(zero-power) CSI-RS 설정에 해당하는 자원)에 대해서 간섭을 추정하여 CQI를 계산하도록 단말에게 설정할 수 있다. 이 경우, 상기 특정 자원은 해당 셀의 전송 전력이 최소화되거나 뮤트(mute)되는 자원요소에 해당할 수 있으며, 해당 자원에서 단말은 다른 셀로부터의 간섭을 측정할 수 있다. 이와 같이 간섭 추정을 위한 특정 자원이 설정되는 경우에는, 단말은 RLM을 위한 링크 품질 역시 상기 특정 자원에 대해서 추정된 간섭을 활용하여 유도하도록 설정될 수 있다.

또한, 복수개의 CQI를 계산하기 위해서 복수개의 간섭 자원(즉, 간섭을 측정할 자원)이 설정되는 경우, 기지국은 복수개의 간섭 자원 중에서 어떤 간섭 자원을 사용하여 RLM을 수행할지를 단말에게 알려줄 수 있다. RLM 수행에 관련되는 간섭 자원을 지시(indicate)하는 정보는, RRC 등의 상위 계층 신호를 통하여 단말에게 제공될 수 있다. 또는, 복수개의 간섭 자원들에 대한 우선순위를 미리 정하여 두고, 가장 높은 우선순위(예를 들어, 가장 낮은 인덱스)를 가지는 간섭 자원이 RLM에 관련된 것으로 결정될 수 있다.

전술한 바와 같은 단말의 RLM 동작은, CoMP 방식의 제어 채널 전송, 간섭 측정용 자원의 설정 등이 적용되는 제어 채널 구조에 제한적으로 적용될 수 있다. 예를 들어, 전술한 바와 같은 단말의 RLM 동작은, PDSCH와 유사한 포맷을 가지는 E-PDCCH에 제한적으로 적용될 수 있다.

한편, 제어 채널(PDCCH 및/또는 E-PDCCH)에 DCS가 적용되는 경우에, 단말은 DCS에 참여하는 복수개의 셀로부터의 제어 채널을 블라인드 디코딩하여 제어 정보를 수신할 수 있다. 이 경우, 단말은 복수개의 셀 각각에 대해서 링크 품질을 추정하고, 이를 통합하여 최종적인 링크 품질을 계산하고, 이 최종적인 링크 품질에 기초하여 RLM 동작을 수행할 수 있다. 본 실시예에서는 단말이 복수개의 셀로부터의 PDCCH를 디코딩하는 경우에, 기지국과 단말이 링크 품질 추정에 대한 소정의 규칙을 공유하는 것을 제안한다.

예를 들어, 기지국은 RRC 등의 상위 계층 신호를 통해서 복수개의 셀 중에서 어떤 셀(들)에 대해서 RLM을 수행할지를 단말에게 알려줄 수 있고, 단말은 지시된 셀(들)에 대한 RLM을 수행하여 그 결과를 기지국에게 보고할 수 있다. 또는, 단말이 복수개의 셀 각각에 대해서 개별적으로 RLM을 수행한 후에, 그 결과를 주(primary) 서빙 셀로 보고할 수도 있다. 단말은 복수개의 셀 각각에 대한 RLM 결과를 병렬적으로 보고하거나 통합하여 보고할 수도 있다. 복수개의 셀에 대한 측정 결과를 통합하는 방식으로서, 복수개의 셀에 대한 링크 품질이 모두 Q_out 보다 낮은 경우에 RLM 관점에서 무선 링크 품질이 나빠진 것으로 또는 "out-of-sync"인 것으로 판정할 수 있다. 또는, 복수개의 셀에 대한 링크 품질 중에서 적어도 하나가 Q_out 보다 낮은 경우에 RLM 관점에서 "out-of-sync"인 것으로 판정할 수 있다. 이와 유사하게, 복수개의 셀에 대한 링크 품질이 모두 Q_in 보다 높은 경우에 RLM 관점에서 무선 링크 품질이 좋아진 것으로 또는 "in-sync"인 것으로 판정할 수 있다. 또는, 복수개의 셀에 대한 링크 품질 중에서 적어도 하나가 Q_in 보다 높은 경우에 RLM 관점에서 "in-sync"인 것으로 판정할 수 있다.

만약 복수개의 셀 중에서 한 쪽 셀에서만 링크 품질이 임계치보다 나빠진 것으로(또는 RLM 관점에서의 "out-of-sync" 인 것으로) 추정되는 경우, 단말은 그 사실을 다른 셀을 통해서(즉, 다른 쪽 셀에 의해서 제어되는 상향링크 전송을 통해서) 기지국에게 보고할 수 있다. 이를 수신한 기지국은 링크 품질이 나빠진 셀의 제어 채널을 통해서 전송되던 다양한 정보를 다른 셀의 제어 채널을 통해서 전송되도록 설정을 전환할 수 있다. 예를 들어, 공통 탐색 공간에서 전송되는 제어 정보를 셀 1 상에서 전송하고 있던 기지국에 대해서, 단말이 RLM을 수행한 결과 셀 1 의 제어 채널에 대한 링크 품질이 임계치보다 나빠진 것으로 추정되는 경우에, 단말은 셀 2 상에서 수신한 UL 그랜트에 대응하는 PUSCH를 통하여 그 사실을 기지국에게 보고할 수 있다. 이를 수신한 기지국은 공통 탐색 공간에서 전송되는 제어 정보가 셀 2 상의 제어 채널을 통해서 전송되도록 설정을 전환할 수 있다.

또는, 복수개의 셀 각각에 대한 RLM 결과를 병렬적으로 또는 통합하여 보고하는 동작은 단말에게 부담이 될 수 있으므로 이를 단순화시키는 것을 고려할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 RRC 등의 상위 계층 시그널링을 통하여 복수개의 셀 중에서 하나의 대표 셀을 선정하여 두고, 해당 대표 셀에 대해서만 RLM을 수행하도록 단말에게 지시할 수도 있다. 특히, 복수개의 셀의 각각이 CSI-RS를 전송하고, 단말이 이에 기초하여 CSI 측정 및 RLM을 수행하는 경우에는, 기지국은 RRC 등의 상위 계층 시그널링을 통하여 대표 CSI-RS 설정을 선정하고 해당 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS를 이용하여 추정되는 링크 품질을 바탕으로 RLM을 수행하도록 단말에게 지시할 수 있다. 이러한 방식은, 예를 들어 복수개의 전송 포인트(Transmission Point; TP)가 동일한 셀 ID를 공유하고, 각각의 TP가 상이한 CSI-RS 설정(예를 들어, CSI-RS 패턴, 전송 주기, 오프셋, 안테나 포트 등)에 의해서 구분되는 경우에 보다 유리하게 적용될 수 있다. 예를 들어, 동일한 셀 ID를 공유하는 복수개의 TP에 있어서, 각각의 TP의 전송 전력, 각각의 TP와 단말과의 거리 등에 따라 단말에게 제어 채널(예를 들어, PDCCH 및/또는 E-PDCCH)를 전송하기에 가장 적합한 하나의 TP가 결정될 수 있다. 이 경우, 결정된 하나의 TP의 CSI-RS를 대표 CSI-RS로 설정하면, 단말은 복수개의 CSI-RS에 대해서 병렬적으로 RLM을 수행할 필요 없이, 대표 CSI-RS에 대해서만 RLM을 수행할 수 있다.

복수개의 셀을 기준으로 설명한 전술한 본 발명의 예시는, 하나의 단말의 관점에서 해당 단말에 대해서 복수개의 CSI-RS 설정(configuration)이 주어지는 경우로도 이해될 수 있다. 예를 들어, 기지국은 복수개의 CSI-RS 설정 중에서 어떤 CSI-RS 설정(들)을 이용하여 RLM을 수행할지를 단말에게 알려줄 수 있다. 단말은 복수개의 CSI-RS 설정을 이용한 RLM 결과를 병렬적으로 또는 통합하여 보고할 수 있다. 복수개의 CSI-RS 설정을 이용하여 추정된 링크 품질의 적어도 하나가 또는 전부가 Q_out 보다 낮은 경우를 "out-of-sync"로 판정할 수 있다. 또한, 복수개의 CSI-RS 설정을 이용하여 추정된 링크 품질의 적어도 하나가 또는 전부가 Q_in 보다 높은 경우를 "in-sync"로 판정할 수 있다. 또는, 복수개의 CSI-RS 설정 중에서 RLM에 관련된 대표 CSI-RS 설정을 지정하여 두고, RLM 수행시에는 해당 대표 CSI-RS만을 이용하여 RLM을 수행할 수도 있다.

실시예 5

본 실시예에서는 전술한 실시예들에 따른 단말의 RLM 동작이 적용되는 예시에 대해서 설명한다.

프리코딩-기반 제어채널(예를 들어, E-PDCCH)가 단말-특정 RS 기반으로 동작하는 것으로 가정하면, 단말은 단말-특정 RS가 전송되는 자원 영역의 SINR을 측정/추정할 수 있다. 한편, E-PDCCH에 적용되는 전송 기법(예를 들어, 전송 다이버시티 또는 빔포밍 중 하나)에 따라서 RLF의 기준이 되는 임계치(예를 들어, Q_out 값)이 별도로 설정될 수 있다. 전송 기법에 따른 RLF 임계치는 룩업 테이블(lookup table)로 구성될 수 있으며, 룩업 테이블에는 각각의 전송 기법에 대하여 정의되는 Q_out에 해당하는 SINR 정보가 포함될 수 있다. 또한, 상기 룩업 테이블에는 추가적으로 E-PDCCH 코딩율(coding rate)에 영향을 주는 요소들(예를 들어, CRS 및 CSI-RS의 전송 여부, CRS 및 CSI-RS의 안테나 포트 개수, PDCCH 전송 OFDM 심볼 개수, 다른 주요 채널/신호(BCH, PSS/SSS, 페이징, 등)의 전송 여부)를 고려한 정보를 포함할 수도 있으며, 이는 유효(effective) 코딩율의 형태로 표현될 수 있다. 또한, 전술한 실시예들에서 설명한 방식에 따라 단말이 E-PDCCH가 전송되는 조건(예를 들어, 전송 기법 등) 및 단말-특정 RS의 SINR 측정/추정치를 결정하면, 상기 단말은 이에 기반하여 현재 서브프레임에 대한 RLM 측정(즉, E-PDCCH 링크 품질이 Q_out 보다 높은지/낮은지 결정)을 수행할 수 있다. 아래의 표 3은 Q_out과 관련된 룩업 테이블의 일례를 나타낸다.

상기 표 3에서 ECR_{0 -0}은 E-PDCCH와 단말-특정 RS를 제외한 다른 신호가 존재하지 않는 경우에 적용되는 코딩 레이트이고, ECR_{0 -1}은 4-포트 CRS가 추가로 전송될 경우의 코딩 레이트이며, ECR_{0 -2}는 SCH가 추가로 전송될 경우의 코딩 레이트에 해당할 수 있다. 만약, E-PDCCH에 관련되는 참조신호의 세트, PDCCH 영역에 사용되는 심볼의 개수, E-PDCCH 타입 등에 대한 조건이 사전에 고정되는 경우에, 다양한 조건에 대한 E-PDCCH 유효 코딩 레이트를 설정하지 않아도 되므로, 룩업 테이블의 크기를 줄일 수 있다.

RLM에 있어서 제어 채널(PDCCH 및/또는 E-PDCCH)에 기초하여 측정/추정되는 링크 품질을 Q_in과 비교하는 동작에 있어서도, 상기 표 3과 유사하게 제어 채널의 전송 조건 등을 고려한 룩업 테이블을 구성하고, 조건에 따른 유효 코딩 레이트를 고려한 룩업 테이블을 참조하여 RLM 측정(즉, Q_in과 제어채널 링크 품질의 비교)이 수행될 수 있다. 이에 따라, 다양한 상황에서 RLM 동작이 보다 효율적이고 정확하게 수행될 수 있다.

도 10은 본 발명의 일례에 따른 RLM 동작을 설명하기 위한 도면이다.

단계 S1010에서 단말은 프리코딩된 제어채널(예를 들어, E-PDCCH)을 수신할 수 있다. 프리코딩된 제어채널에 적용된 프리코딩 정보는 단말에게 트랜스패런트하다. 단말은 단말-특정 RS로부터 추정된 채널에 기초하여 프리코딩된 제어채널을 복조할 수 있다.

단계 S1020에서 단말은 상기 프리코딩된 제어채널에 적용된 프리코딩을 가정할 수 있고, 이러한 가정에 기초하여 상기 프리코딩된 제어채널에 대한 무선 링크 품질을 추정할 수 있다.

도 10과 관련하여 설명한 본 발명의 RLM 방법에 있어서, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.

도 11은 본 발명에 따른 송수신 장치에 대한 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.

도 11을 참조하여 본 발명에 따른 송수신 장치(1110)는, 수신 모듈(1111), 전송 모듈(1112), 프로세서(1113), 메모리(1114) 및 안테나(1115)를 포함할 수 있다. 수신 모듈(1111)은 외부 장치로부터 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신하도록 구성될 수 있다. 전송 모듈(1112)은 외부 장치로 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송하도록 구성될 수 있다. 프로세서(1113)는 송수신 장치(1110) 전반의 동작을 제어할 수 있으며, 송수신 장치(1110)가 외부 장치와 송수신할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하도록 구성될 수 있다. 메모리(1114)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다. 안테나(1115)는 복수개의 안테나를 포함할 수 있고, MIMO 송수신을 지원할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 송수신 장치(1110)는 무선 링크 모니터링을 수행하도록 구성될 수 있다. 송수신 장치(1110)의 프로세서(1113)는, 수신 모듈을 통해서, 프리코딩된 제어 채널을 수신하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(1113)는, 수신된 프리코딩된 제어 채널에 대해서 무선 링크 품질을 추정하도록 구성될 수 있다. 여기서, 상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 상기 단말의 가정(assumption)에 기초하여 추정될 수 있다.

위와 같은 송수신 장치(1110)의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.

또한, 도 11의 송수신 장치(1110)는, 기지국 또는 중계기로부터의 하향링크에 대한 RLM을 수행하는 단말 장치일 수도 있고, 또는 기지국으로부터의 하향링크에 대한 RLM을 수행하는 중계기 장치일 수도 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims (15)

1. 무선 통신 시스템에서 단말이 무선 링크 모니터링을 수행하는 방법으로서,
   프리코딩된 제어 채널을 수신하는 단계; 및
   상기 수신된 프리코딩된 제어 채널에 대해서 무선 링크 품질을 추정하는 단계를 포함하고,
   상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 상기 단말의 가정(assumption)에 기초하여 추정되는, 무선 링크 모니터링 수행 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 단말의 가정은, 상기 단말에 의해서 추정되는 하향링크 채널에 최적인 프리코딩 행렬이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된다는 것인, 무선 링크 모니터링 수행 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 하향링크 채널은 채널상태정보-참조신호 또는 셀-특정 참조신호로부터 추정되는, 무선 링크 모니터링 수행 방법.
4. 제 2 항에 있어서,
   상기 최적의 프리코딩 행렬은, 상기 단말이 상기 기지국에게 보고하는 프리코딩행렬지시자(PMI)에 대응하는, 무선 링크 모니터링 수행 방법.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 단말의 가정은,
   소정의 코드북 내에서 랜덤하게 선택된 프리코딩 행렬이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된다는 것인, 무선 링크 모니터링 수행 방법.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 소정의 코드북에서 정의하는 전송 랭크는, 상기 프리코딩된 제어 채널의 전송 랭크 이하인, 무선 링크 모니터링 수행 방법.
7. 제 1 항에 있어서,
   상기 단말의 가정은,
   미리 정해진 하나의 프리코딩 행렬이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된다는 것인, 무선 링크 모니터링 수행 방법.
8. 제 1 항에 있어서,
   단말-특정 참조신호를 이용하여 추정된 채널에 기초하여 상기 프리코딩된 제어 채널의 복조가 수행되고,
   상기 단말-특정 참조신호에 대해서 적용되는 프리코딩과 동일한 프리코딩이 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용되는, 모니터링 수행 방법.
9. 제 1 항에 있어서,
   상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 정보는 상기 단말에게 제공되지 않는, 모니터링 수행 방법.
10. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 링크 품질 추정은, 상기 수신된 프리코딩된 제어 채널의 디코딩 에러 확률에 기초하는, 모니터링 수행 방법.
11. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널이 전송되는 슬롯, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 심볼의 개수 또는 자원 요소의 개수 중 하나 이상이 일정하다는 가정에 기초하여 추정되는, 모니터링 수행 방법.
12. 제 1 항에 있어서,
    프리코딩되지 않은 제어채널을 수신하는 단계; 및
    상기 프리코딩되지 않은 제어채널에 대한 무선 링크 품질을 추정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 무선 링크 품질의 상태는, 상기 프리코딩된 제어 채널에 대한 무선 링크 품질과 상기 프리코딩되지 않는 제어 채널에 대한 무선 링크 품질 중에서 적어도 하나와 소정의 임계치의 비교에 의해서 결정되는, 모니터링 수행 방법.
13. 제 1 항에 있어서,
    프리코딩되지 않은 제어채널을 수신하는 단계; 및
    상기 프리코딩되지 않은 제어채널에 대한 무선 링크 품질을 추정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 무선 링크 품질의 상태는,
    상기 프리코딩된 제어 채널에 대한 무선 링크 품질과 상기 프리코딩되지 않는 제어 채널에 대한 무선 링크 품질 모두와 소정의 임계치의 비교에 의해서 결정되는, 모니터링 수행 방법.
14. 제 1 항에 있어서,
    상기 프리코딩된 제어 채널은 E-PDCCH(Enhanced-Physical Downlink Control CHannel)인, 모니터링 수행 방법.
15. 무선 통신 시스템에서 무선 링크 모니터링을 수행하는 단말로서,
    기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하는 수신 모듈;
    상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모듈; 및
    상기 수신 모듈 및 전송 모듈을 포함하는 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는,
    상기 수신 모듈을 통해서, 프리코딩된 제어 채널을 수신하도록 구성되고;
    상기 수신된 프리코딩된 제어 채널에 대해서 무선 링크 품질을 추정하도록 구성되며,
    상기 무선 링크 품질은, 상기 프리코딩된 제어 채널에 적용된 프리코딩에 대한 상기 단말의 가정(assumption)에 기초하여 추정되는, 무선 링크 모니터링 수행 단말.

Images