KR20140063874A - 계층적 및 적응적 멀티-캐리어 디지털 변조 및 복조 - Google Patents

Abstract

본 발명은 이진 스트림을 멀티-캐리어 데이터 심볼로/로부터 인코딩/디코딩하기 위한 방법에 관한 것이다. 본 발명의 제1 실시 예에 따르면, 이 방법은, 송신 측에서, 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하는 단계; 주어진 캐리어 그룹의 캐리어들의 변조를 위한 그룹 성좌도를 선택하는 단계 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P 가장 강한 및 Q 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축됨 - ; 선택된 그룹 성좌도로 캐리어 그룹의 캐리어들을 변조하는 단계; 및 P 및/또는 Q 파라미터를 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 조정하는 단계를 포함한다. 본 발명의 제2 실시 예에 따르면, 이 방법은, 수신 측에서, 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하는 단계; 주어진 캐리어 그룹의 N개 캐리어 또는 그 일부의 통계적 특성화에 의한 주어진 캐리어 그룹의 캐리어들의 복조를 위한 그룹 성좌도(group constellation diagram)를 선택하는 단계; 선택된 그룹 성좌도를 이용해 캐리어 그룹의 캐리어들을 복조하는 단계; 및 P 및/또는 Q 파라미터를 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 재평가하는 단계를 포함한다. 본 발명은 또한 대응하는 송신기(1) 및 수신기(2)에 관한 것이다.

Description

계층적 및 적응적 멀티-캐리어 디지털 변조 및 복조{HIERARCHICAL AND ADAPTIVE MULTI-CARRIER DIGITAL MODULATION AND DEMODULATION}

본 발명은 멀티-캐리어 신호의 디지털 변조 및 복조에 관한 것이다.

1990년대 초에 처음으로 도입된 이후, 섬유, 동축 케이블 및 트위스티드 페어를 포함하는 유선 광대역 네트워크는 실질적으로 진화하였다. 용량을 제한하는 구리의 내재 감쇄에도 불구하고, 이러한 매체를 통한 전송은 레거시 POTS(Plain Old Telephony Service) 배치로 인해서 전 세계에 걸쳐서 풍부하게 존재하므로 아직도 매력적이다. 그러므로, 구리를 통한 광대역은 FTTH(Fiber-To-The-Home)에 비해서 실질적인 배치 코스트 절감을 제공한다. 실로, FTTH는 1988년 이후로 기술적으로 실행가능하였지만, 디지털 가입자 회선(DSL)은 주택 시장에서 아직도 지배적인 광대역 액세스 기술이다. 그러나, 액세스 네트워크는 아직도 점대점 연결(end-to-end connection)에서 병목현상이 있고 좀더 높은 데이터 전송속도에 대한 수요가 계속되고 있으므로, 구리는 점차 섬유로 대체되고 있다. 섬유 배치의 사용자당 코스트는 가입자 구내에 가깝게 이동할 때 상당이 증가한다. 이는 다양한 오퍼레이터들이 300 Mb/s 이상의 제시 약속을 유지하는 팬텀 모드 및 벡터링과 같은 최신 기술을 가지고 열의를 보였기 때문이다. 벡터링 및 팬텀 모드 전송의 성공은 비교적 짧은 루프에서 500 Mb/s 내지 1Gb/s를 제시하기 위해 벡터형 VDSL2를 능가하는 차세대 광대역 구리 액세스에 대한 관심을 촉발하였다.

DMT(Discrete Multi-Tone) 변조는 차세대 액세스 네트워크들을 위한 지배적인 후보군 중 하나로 남아있다. 실로, DMT는 주파수 도메인에서 매우 유연하며, 더 높은 대역폭으로 이동할 때 - 이 경우에는 추가의 노칭(notching)이 필요함 - 중요한 스펙트럼의 제한(confinement)에 특히 적합하다. 더욱이, 임의 다른 멀티-캐리어 기반의 변조로서, 채널의 주파수 선택도가 매우 기본적인 싱글 탭 이퀄라이저들에 의해 쉽게 다루어질 수 있다.

그러나, 디지털 가입자 회선(DSL)은 순간 잡음에 그렇게 강하지 않고; DSL 통신은 불안정한 채널 및 잡음 환경에 놓여있으며, 고속 채널 변화를 대처할 표준화된 메커니즘도 예견되지 않는다.

현 DSL 표준에서, 수신기는 채널 초기화 동안 실행되는 SNIR(Signal Noise plus Interference Ratio) 측정을 기반으로 각자의 캐리어 비트 로딩(loading) 및 이득을 판정하고, 이들 파라미터를 송신기가 이용할 수 있게 보고한다. 수신기는 또한 비트 스왑(swap)으로 쇼타임(showtime) 동안의 느린 채널 변화들에 대해서 SRA(Seamless Rate Adaptation) 또는 SOS(Save Our Showtime) 절차(procedures)를 보호할 책임이 있다. 측정된 잡음 플로어를 넘는 잡음 변동은 잡음 마진 또는 가상 잡음으로 마스크(mask)되어야 한다. 통상, 오퍼레이터들은 성취가능한 데이터 전송속도의 관점에서 약 10% 내지 40%의 손실을 나타내는 라인 코드 한계(line code limit)의 상단에서 5 내지 15dB의 잡음 마진을 이용한다. 여전히 잡음 마진을 넘어서는 잡음 버스트들(bursts)은 지속기간 내에 드물고 짧은 것으로 예상되며(소위 충격 잡음), 그러므로 데이터 인터리빙과 결합한 순방향 오류 정정(FEC)에 의해서(통신 레이턴시 및 데이터 오버헤드의 대가로) 또는 자동 재송 요구(ARQ)에 의해서 정정될 수 있다.

벡터링을 이용하면 수신기들에서의 혼선 간섭 레벨이 상당히 감소한다. 그러므로, 높고 안정된 혼선 레벨에 의해 사전에 마스크된 실질적인 잡음 변동은 가시적이 된다. 그러므로, 오퍼레이터들은 잡음 역학에서 이러한 증가에 대처하기 위해서는 보다 큰 잡음 마진을 필요로 하고, 그럼으로써 보호되는 벡터링 마진이 줄어든다.

더욱이, 구리 루프의 길이를 줄여주는 계속되는 섬유 배치로 인해, DSL 대역 플랜은 더 높은 주파수들에까지 확장된다. 이들 주파수들은 높은 혼성 커플링을 갖지만 RFI(Radio Frequency Ingress)와 같은 논 DSL 잡음(non DSL noises)의 강한 픽업(pickup)도 갖는다. 또한, 여기서 우리는 잡음 역학에서의 증가를 예상할 수 있다.

또한, 액세스 플랜트의 전체 전력 소비를 줄이기 위한 오퍼레이터의 일관된 독려가 있다. 전력 감소는 또한 루프 언번들링(loop unbundling)을 허용해 줄 수 있는 '공정성' 메커니즘이다,

요약하면, 현 DSL 시스템들은 최종 사용자들에게 바른 서비스 품질(QoS)의 최적의 데이터 전송속도 및 최적의 비트당 전력을 제공할 수 없다.

본 발명의 목적은 앞서 언급한 단점 및 결점을 다루고 있는 새로운 변조 및 복조 스킴을 제시하는 것이다.

본 발명의 제1 양태에 따르면, 이진 스트림을 멀티-캐리어 데이터 심볼들로 인코딩하기 위한 방법은, 송신 측에서:

a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하는 단계 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;

b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 변조를 위한 그룹 성좌도(group constellation diagram)를 선택하는 단계 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P 가장 강한 및 Q 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 양의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;

c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 이진 워드를 상기 그룹 성좌도의 성좌 포인트에 매핑(mapping)하는 단계;

d) 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 N개 이진 워드에 대해 단계 c)를 반복하는 단계 - P 및 Q 파라미터는 변경됨이 없이 유지됨 - ; 및

e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하는 단계 - P 및/또는 Q 파라미터는 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 조정됨 - 를 포함한다.

본 발명의 제2 양태에 따르면, 이진 스트림을 멀티-캐리어 데이터 심볼들로 인코딩하기 위한 송신기는:

a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하고 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;

b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 변조를 위한 그룹 성좌도(group constellation diagram)를 선택하고 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P 가장 강한 및 Q 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 양의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;

c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 이진 워드를 상기 그룹 성좌도의 성좌 포인트에 매핑(mapping)하고;

d) 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 N개 이진 워드에 대해 단계 c)를 반복하고 - P 및 Q 파라미터는 변경됨이 없이 유지됨 - ; 및

e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하고 P 및/또는 Q 파라미터를 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 조정하도록 구성된다.

본 발명의 제3 양태에 따르면, 멀티-캐리어 데이터 심볼들로부터 이진 스트림을 블라인드 디코딩(blindly decoding)하는 방법은, 수신 측에서:

a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하는 단계 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;

b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어 또는 그 일부의 통계적 특성화에 의한 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 복조를 위한 그룹 성좌도(group constellation diagram)를 선택하는 단계 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P 가장 강한 및 Q 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 양의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;

c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 상기 캐리어를 상기 그룹 성좌도를 이용해 이진 워드로 디-매핑(de-mapping)하는 단계;

d) N개 이진 워드가 산출되도록 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 단계 c)를 반복하는 단계 - P 및 Q 파라미터는 변경됨이 없이 유지됨 - ; 및

e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하는 단계 - P 및/또는 Q 파라미터는 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 재평가됨 - 를 포함한다.

본 발명의 제4 양태에 따르면, 멀티-캐리어 데이터 심볼들로부터 이진 스트림을 블라인드 디코딩(blindly decoding)하기 위한 수신기는,

a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하고 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;

b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어 또는 그 일부의 통계적 특성화에 의한 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 복조를 위한 그룹 성좌도(group constellation diagram)를 선택하고 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P 가장 강한 및 Q 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 양의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;

c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 상기 캐리어를 상기 그룹 성좌도를 이용해 이진 워드로 디-매핑(de-mapping)하고;

d) N개 이진 워드가 산출되도록 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 단계 c)를 반복하고 - P 및 Q 파라미터는 변경됨이 없이 유지됨 - ; 및

e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하고 P 및/또는 Q 파라미터를 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 재평가하도록 구성된다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 송신기는 전력 버짓 기준(power budget criterian)에 따라서 P 파라미터를 조정한다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 송신기는 Q 파라미터를 잡음 기준에 따라서 조정한다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 송신기는 Q 파라미터를 피어 수신기로부터의 확인 정보에 따라서 조정한다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 송신기는 P 및/또는 Q 파라미터를 서비스 품질(QoS) 기준에 따라서 조정한다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 송신기는 P 및/또는 Q 파라미터를 아웃고잉 트래픽 수요에 따라서 조정한다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 I 중첩 성좌 벡터들은 4-QAM 벡터들이다.

본 발명의 일 실시 예에서, 캐리어 전송 전력들은 개별적으로 전송 전력 스펙트럼 마스크에 따라서 성형(shape)되고 및/또는 개별적으로 각자의 상대적인 캐리어 이득(relative carrier gains)에 따라서 미세-조정된다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 방법은 상기 캐리어들에 매핑하기 전에 상기 이진 스트림을 스크램블링하는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 일 실시 예에서, 상기 수신기는 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어 또는 그 일부의 전력 또는 진폭 분포의 통계적 특성화로 P 및/또는 Q 파라미터를 평가한다.

제안된 변조 스킴은 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하며, 각 캐리어 그룹은 2 이상의 캐리어를 포함한다. 그러나 수신 측에서 캐리어들의 정확한 통계적 특성화를 위해서는 충분히 큰 수의 캐리어가 필요하다. 캐리어들은 그들의 개별적인 SNIR 또는 오류 비에 따라서 그룹핑될 수 있다. 그러한 캐리어 그룹핑은 채널 초기화 동안에 실행될 수 있고, 채널 운용 동안 갱신될 수 있다. 대안으로, 캐리어 그룹들은 송신 측 및 수신 측에 알려져 있는 미리 정의된 그룹일 수 있다. 캐리어 그룹들은 반드시 동일 수의 캐리어를 포함하지는 않는다.

이때, 송신기는 주어진 캐리어 그룹의 모든 캐리어들 및 주어진 멀티-캐리어 데이터 심볼에 이용될 공통 성좌도를 자체적으로 선택한다. 송신기는 충분히 제한된 세트의 전력 레벨 및 가능한 성좌 패턴을 이용한다. 송신기는 이때, 어떤 시간 포인트에서도, 이러한 제한된 세트 내의 임의 성좌 및 전력을 이용할 수 있게 허용된다. 이들 액션은 전체 캐리어 그룹에 걸쳐서 협력하고, 수신기는 어느 성좌가 어느 전력에서 이용되는지를 신뢰성있게 검출하기 위해서 캐리어 그룹에 어떤 매트릭스를 적용할 수 있다.

좀더 형식적으로 말하면, 선택된 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P 첫 번째 가장 강한 및 Q 마지막 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축된다. 예를 들어, 중첩 성좌 벡터들은 4-QAM 성좌 벡터, 또는 정반대의 PAM 성좌 벡터이다. I는 최대 허용되는 성좌 사이즈를 결정하고, 한편 P 및 Q는 2개의 정수 파라미터이고, 그의 값은 송신기에 의해서 자체적으로 조정된다.

송신기는 다양한 기준에 따라서 P 및 Q 파라미터를 자동으로 조정한다. 예를 들어, P 파라미터는 가능한 적은 전송 전력을 소모하도록 증가할 수 있다. 또한 예를 들어, Q 파라미터는 잡음 플로어에서 멀리 벗어나 통신을 가능한 한 탄력있게 하도록 증가할 수 있다. 또한 예를 들어, Q 파라미터는 피어 수신기로부터 수신된 확인 정보에 따라서 조정될 수 있고: 가장 약한 성좌 벡터들이 갑작스런 잡음 증가에 부딪히면 해당 데이터 블록들은 확인되지 않은 채로 유지되고 송신기는 이때 해당 캐리어 그룹(들)에 대한 Q 값을 증가하기로 결정한다. 또한 예를 들어서, P 및/또는 Q 파라미터는 특정 비트 오류비(BER)를 갖는 특정 데이터 처리율과 같은 일정 QoS를 충족하도록 조정될 수 있다. P 및/또는 Q 파라미터는 또한 현재 DSL 표준에 따라 아이들 패턴 전송을 위해 전력을 낭비하지 않으면서 실제 트래픽 수요를 충족하도록 조정될 수 있다.

송신기는 다음에 동일한 성좌도를 이용하여 캐리어 그룹의 각 및 모든 캐리어에 걸쳐 있는 해당 수의 비트를 인코딩하며, 이는 P 및 Q 파라미터가 변경되지 않은 채로 유지됨을 의미한다.

처리는 각 및 모든 캐리어 그룹에 대해서 그리고 각 및 모든 멀티-캐리어 데이터 심볼에 대해서 반복되고, 한편 P 및 Q 파라미터는 캐리어 그룹마다 그리고 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 그들의 최적 값으로 조정된다.

캐리어 전송 전력들은 개별적으로 전송 전력 마스크에 따라서 성형될 수 있고, 또는 예를 들어, 잡음 마진 이퀄라이제이션을 위해 각자의 상대적인 캐리어 이득에 따라서 미세-조정될 수 있다.

미리 결정된 캐리어 그룹에 공통 성좌도를 이용하면 수신 측에서 블라인드 디코딩을 할 수 있다. 수신기는 주어진 캐리어 그룹의 수신된 주파수-샘플들을 통계적으로 특성화함으로써, 예를 들어, 어떤 기준 임계값에 대한 수신된 주파수-샘플들의 진폭 또는 전력을 통계적으로 특성화함으로써 송신 측에서 어떤 성좌도가 이용되었는지를 알아낸다. 모든 주파수-샘플들이 이용될 필요는 없지만, 샘플들이 많으면 많을수록 추정의 정확도가 높아진다. 또한, 통계적 특성화는 인코딩 전에 데이터를 스크램블링함으로써 개선된다.

일단 P 및 Q 값이 판정되었고 해당 성좌도가 선택되었으면, 수신기는 성좌도 내의 가장 가까운 성좌 포인트 - 이 포인트는 특정 이진 워드에 연관되어 있음 - 를 선택함으로써 해당 수신된 주파수-샘플들을 디코딩한다.

제안된 변조 및 복조 스킴은 다음과 같은 점에서 유리하다:

- 이 스킴은 QoS 및 안정도를 보장하기 위해서 회선 코드 제한에 관해서 마진을 이용할 필요가 없고 또한 가상 또는 인위적인 잡음을 이용할 필요가 없으며;

- 현재의 DSL ARQ와 달리, 이 스킴은 긴 잡음 버스트들 및 고속 계단식 잡음 증가에 대처할 수 있고;

- 현재의 DSL 저전력 모드와 달리, 이 스킴은 실제 트래픽 수요의 함수로 그의 전송 전력을 맞출 수 있고, 그러므로 훨씬 많은 전력을 절감할 수 있고, 트래픽 증가에 대해, 전력 서지(surge)가 제어될 수 있으며;

- 이 스킴은 큰 벡터링 시스템을 위해 30 s - 3 mn에 비해서 수초 내에 회선을 가동할 수 있게 해주며;

- 회선 리트레인(line retrain)의 량이 상당히 감소하며;

- 이 스킴은 수동으로 구성될 필요가 있는 통신 파라미터들이 더 적어짐에 따라 네트워크 관리를 줄여주고 그래서 운영 지출(OPEX)이 감소하며;

- 이 스킴은 루프 언번들링(loop unbundling)을 허용해 준다.

본 발명의 위의 목적 및 다른 목적 그리고 특징들은 좀더 명백해질 것이고 본 발명 그 자체는 첨부 도면에 연관지어진 실시 예의 다음 설명을 참조함으로써 잘 이해될 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 송신기를 나타낸다.
도 2는 본 발명에 따른 수신기를 나타낸다.
도 3 내지 5는 송신기와 수신기가 이용하는 가능한 계층적 그룹 성좌도를 나타낸다.
도 6 및 7은 가능한 캐리어 로딩 정책들을 나타낸다

다음 용어들은 이 설명 전반에서 일관하게 이용될 것이다.

- I는 송신기와 수신기에 의해 잠재적으로 이용될 수 있는, 계층적 변조 층의 최대 수, 또는 대안으로 성좌 벡터의 최대 수를 나타내고;.

- i는 0에서 I-1까지의 범위에 있는, 변조 층 인덱스, 또는 대안으로 성좌 벡터 인덱스를 나타내고;

- Li는 특정한 미리 정해진 전송 전력으로 특성화된 특정 변조 층을 나타내고;

- J는 캐리어 그룹의 전체 수를 나타내고;

- j는 0에서 J-1까지의 범위에 있는 캐리어 그룹 인덱스를 나타내고;

- Gj는 인덱스 j를 갖는 캐리어 그룹을 나타내고;

- Nj는 캐리어 그룹 Gj 내의 캐리어의 수를 나타내고;

- K는 전체 캐리어의 수를 나타내고;

- k는 1에서 K까지의 범위에 있는 캐리어 또는 주파수 인덱스를 나타내며;

-

은 전송 또는 수신 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스를 나타내고;

- Vi, k,

은 변조 층 Li에 대한 주파수 인덱스 k와 멀티-캐리어 데이터 심볼

에서의 전송 성좌 벡터를 나타내고;

- Pj,

는 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한 캐리어 그룹 Gj 내에는 생략된, 가장 강한 성좌 벡터의 수, 또는 대안으로 가장 높은 변조 층의 수를 나타내고;

- Qj,

는 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한 캐리어 그룹 Gj 내에는 생략된, 가장 약한 성좌 벡터의 수, 또는 대안으로 가장 낮은 변조 층의 수를 나타내고;

- Tk,

는 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한 주파수 인덱스 k에서의 전송 주파수-샘플을 나타내고;

- Rk,

는 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한 주파수 인덱스 k에서의 수신 주파수-샘플을 나타내고;

- Hk는 주파수 인덱스 k에서의 전체 직접 채널 전달 함수를 나타내고,

- Zk,

는 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한 주파수 인덱스 k에서의 수신된 잡음 및 간섭을 나타낸다.

계층적 변조 층들은 4-QAM 변조 층이고 그래서 해당 성좌 벡터라고 더 가정한다.

도 1에는 송신기(1)가 다음이 기능 블록들을 포함하고 있는 것으로 도시되어 있다:

- 아웃고잉 트래픽이 보유되는 전송 버퍼(10),

- 프레이머(20),

- 스크램블러(30),

- 직렬-병렬(S/P) 변환기(40),

- 매퍼(50),

- 스케일러(60),

- 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 유닛(70),

- 병렬-직렬(P/S) 변환기(80).

- 사이클릭 확장(CE) 및 윈도잉 유닛(90),

- 아날로그 전단(AFE)(100),

- 변조 제어기(CTRL)(110),

- ARQ 저장 영역(120).

전송 버퍼(10)는 프레이머(20)에 연결되어 있다. 프레이머(20)는 또한 스크램블러(30) 및 ARQ 저장 영역(120)에 연결되어 있다. 스크램블러(30)는 S/P 변환기(40)에 연결되어 있다. S/P 변환기(40)는 매퍼(50)에 연결되어 있다. 매퍼(50)는 스케일러(60)에 연결되어 있다. 스케일러(60)는 IFFT 유닛(70)에 연결되어 있다. IFFT 유닛(70)은 P/S 변환기(80)에 연결되어 있다. P/S 변환기(80)는 CE/윈도잉 유닛(90)에 연결되어 있다. CE/윈도잉 유닛(90)은 AFE(100)에 연결되어 있다. AFE(100)는 차폐되지 않은 트위스트 구리 페어(UTP)와 같은 전송 매체에 연결되어 있다. 변조 제어기(110)는 전송 버퍼(10), 프레이머(20), S/P 변환기(40), 매퍼(50) 및 스케일러(60)에 연결되어 있다.

프레이머(20)는 아웃고잉 이진 스트림을 데이터 전송 유닛들(DTU)로 파싱한다. 각 DTU는 주어진 멀티-캐리어 데이터 심볼 내의 주어진 캐리어 그룹의 주어진 변조 층을 통해 전달되며, 데이터 블록이라 칭해진다(도 6 참조).

프레이머(20)에는 변조 파라미터 {Pj,

; Qj,

}은 물론이고 캐리어 그룹 Gj 내의 캐리어의 수 Nj가 제공된다. 그래서 캐리어 그룹 Gj 내의 데이터 블록의 길이는 2Nj와 같고, 여기에는 캐리어 그룹당 I-Pj,

-Qj, 인에이블드 데이터 블록들이 있다. 프레이머(30)는 오버헤드 삽입 후 주어진 데이터 블록의 길이를 매칭(matching)하기 위해서 이웃고잉 이진 스트림으로부터 필요한 수의 비트를 픽업(pick ip)한다. DTU 오버헤드는 사이클릭 리던던시 체크(CRC) 또는 순방향 오류 제어(FEC)와 같은 패리티 정보와 데이터 리-어셈블링 정보를 포함한다. 처리는 각 캐리어 그룹 및 각 멀티-캐리어 데이터 심볼 내의 각 인에이블드 데이터 블록에 대해서 반복된다.

프레이머(20)는 또한 피어 수신기에 의해서 확인되지 않은 DTU들을 재-전송하기 위해 ARQ 로직을 수용한다. 프레이머(20)는 저장 영역(120)을 이용하고, 여기에는, 있다면, 수신확인되지 않은(unacknowledged) DTU들이 추가 재-전송을 위해 보유된다.

프레이머(20)는 인에이블드 데이터 블록당 전송 실패에 대한, 예를 들어, 특정 데이터 블록을 통해 전송된 DTU들이 얼마나 많이 수신확인되지 않았는지에 대한 ARQ 통계를 유지하도록 더 구성되어 있다. ARQ 통계는 변조 파라미터 Qj,

를 조정하기 위한 변조 제어기(110)에 제공된다.

스크램블러(30)는 전송 및 수신 측에서 알고 있는 스크램블링 알고리즘의 수단에 의해 이진 스트림을 무작위화하기 위한 것이다.

S/P 변환기(40)는 미리 정해진 순서에 따라서 각 스크램블된 DTU를 주어진 멀티-캐리어 데이터 심볼의 주어진 데이터 블록에 매핑한다. S/P 변환기(40)는 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

내의 캐리어 인덱스 k의 변조를 위한 4-QAM 계층적 층 Li에 매핑될 각 비트 쌍 값들{b0,i,k,

; b1,i,k,

}를 매퍼(50)에 제공한다. S/P 변환기(40)에는 캐리어 그룹 Gj 및 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

를 위해 매퍼(50)에 의해 이용되는 변조 파라미터 {Pj,

; Qj,

}가 제공된다. S/P 변환기(40)에는 캐리어 그룹 Gj에 속하는 캐리어 인덱스들의 리스트가 더 제공된다(도 1의 "Gj 내의 k" 참조).

매퍼(50)는 S/P 변환기(40)가 제공한 각 비트 쌍 값들로부터 전송 주파수-샘플들을 판정한다.

캐리어 그룹 Gj에 속하는 주파수 인덱스 k에서, 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

내에 있는, 전송 주파수 샘플 Tk,

는 미리 정의된 감소하는 전력들을 갖는 I 중첩(super-imposed) 4QAM 성좌 벡터들 Vi,k,

의 계층적 합으로 분해되며, 여기서 Pj,

가장 강한 성좌 벡터와 Qj,

가장 약한 성좌 벡터는 생략되었다(S/P 변환기(30)는 이들에 대한 어떤 비트-쌍 값들을 출력하는 것으로 예상되지 않는다). 각 성좌 벡터 Vi,k,

는 각 비트 쌍 값들 {b0,i,k,

; b1,i,k,

}에 의해서 변조되고, L-Pj,

-Qj,

성좌 벡터들은 합산되어 전송 주파수-샘플 Tk,

을 산출한다:

여기서 k ∈ Gj

양호한 실시 예에서, I 성좌 벡터들 Vi,k,

은 동일 전력 팩터 α에 의해 정해진 감소 전력을 갖는다:

여기서 ∥V ₀∥는 송신기와 수신기가 공통으로 이용하는 가장 강한 성좌 벡터에 대한 기준 진폭을 나타낸다. α에 대한 전형적인 값은 2 또는 4이다.

매퍼(50)는 한 세트의 주파수 샘플들 Tk,

을 스케일러(60)에 출력한다.

스케일러(60)는 각자의 상대적인 캐리어 이득 gk에 따라서 전송 전력 스펙트럼 밀도(PSD) 마스크 태스크 수단으로 주파수 샘플들 Tk,

의 전송 전력을 성형(shaping)하고 및/또는 주파수 샘플들 Tk,

의 전송 전력을 미세-조정하며, 그럼으로써 스케일된 전송 주파수-샘플들 T'k,

이 산출된다:

IFFT 유닛(70)은 IFFT 알고리즘 수단으로 스케일된 전송 주파수 샘플들 T'k,

로부터 타임 샘플들을 계산하기 위한 것이다.

P/S 변환기(80)는 IFFT 유닛(70)이 제공한 타임 샘플들을 추가 아날로그 변환을 위한 시리얼 타임 시퀀스로 변환하기 위한 것이다.

CE/윈도잉 유닛(90)은 사이클릭 프리픽스를 각 멀티-캐리어 데이터 심볼에 삽입하기 위한 것이며, 또한 심볼 이행(transition) 동안 주파수 누출을 줄이기 위해서 타임-윈도우를 각 멀티-캐리어 데이터 심볼에 적용하기 위한 것이다.

AFE(100)는 디지털-아날로그 변환기(DAC), 신호 에너지를 적절한 통신 주파수 대역(들)에 국한하기 위한 전송 필터, 전송 신호를 증폭하고 전송 라인을 구동하기 위한 회선 드라이버, 낮은 송신기-수신기 결합비(예로, 에코 상쇄 기법들에 의한)를 성취하면서 송신기 출력을 전송 회선에 결합하기 위한 하이브리드, 회선의 특성 임피던스에 적응하는 임피던스-정합 회로, 및 분리 회로(통상은 트랜스포머)를 포함한다.

변조 제어기(110)는 캐리어 그룹 Gj와 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한, 매퍼(50)에 의해 이용되는 변조 파라미터 {Pj,

; Qj,

}의 값들을 조정하기 위한 것이다.

변조 파라미터 {Pj,

; Qj,

}는 다양한 기준에 따라서 조정된다:

- 요구되는 QoS를 성취하기 위한 최소 전송 전력, 또는 가능한 한 탄력있는 통신을 만들기 위한 최대 전송 전력과 같은, 전력 정책 기준 power_policy;

- 주어진 BER 및/또는 레이턴시로 성취되는 주어진 고정 비트율(CBR) 또는 가변 비트율(VBR)과 같은, QoS 기준;

- 변조 층당 및 캐리어 그룹당 재전송 이벤트의 수와 같은, 프레이머(30)로부터의 수신확인 정보 ack_info;

- 네트워크 분석기에 의해 구성된 PSD 템플릿 noise_template, 또는 채널 초기화 및/또는 운용 동안 피어 수신기에 의해 실행된 SNIR 측정, 또는 대안으로 채널 초기화 및/또는 운용 동안 피어 수신기에 의해 실행된 SNIR 측정으로부터 판정된 바와 같은 주어진 캐리어 그룹에 대한 순응되는 Q 파라미터의 최소값과 같은, 노이즈 기준;

- 상위 층(들)으로부터의 실제 트래픽 수요를 나타내는, 전송 버퍼(10)의 현 길이.

변조 제어기(110)는 다음의 바운드(bound) 안에서 Pj,

및 Qj,

변조 파라미터를 조정한다:

Pj,

+ Qj,

이 I와 같다면, 대응 캐리어 그룹 Gj는 전송에 이용되지 않는다.

P 및/또는 Q 파라미터들은 어떤 미리 결정된 템플릿 또는 규칙을 따르도록 제약받을 수 있다. 예를 들어, 시간에 따른 P 파라미터 변화는 다른 능동 회선들에 대한 간섭들을 평탄화(smooth)하도록 경계지어질 수 있다. 또한, 예를 들어, 채널 초기화 동안, 송신기는 가능한 신속하게 기본적이고 탄력있는 통신 채널을 셋업하기 위해서, 낮은 P 및 높은 Q 값들을 의미하는 높은 전송 전력 및 높은 잡음 마진으로 시작하도록 제약을 받을 수 있다. 송신기는 이후 템플릿과 요구되는 QoS에 순응해서 전력 및 잡음 마진을 점차 줄일 수 있게 허용된다.

변조 파라미터 {Pj,

; Qj,

}의 조정은 도 6 및 도 7을 참조하여 더 설명된다.

도 2에는 다음 기능 블록들을 포함하는 수신기(2)가 도시되어 있다:

- AFE(210),

- S/P 변환기(220),

- 고속 퓨리에 변환(FFT) 유닛(230),

- 주파수 이퀄라이저(FEQ)(240),

- 복조 제어기(CTRL)(250),

- 디매퍼(260),

- P/S 변환기(270),

- 디스크램블러(280), 및

- 디프레이머(290),

- 인커밍 트래픽이 보유되는 수신 버퍼(300).

AFE(210)는 전송 매체와 S/P 변환기(220)에 연결되어 있다. S/P 변환기(220)는 FFT 유닛(230)에 연결되어 있다. FFT 유닛(230)은 주파수 이퀄라이저(240)에 연결되어 있다. 주파수 이퀄라이저(240)는 복조 제어기(250)에 연결되어 있다. 복조 제어기(250)는 디매퍼(260)에 연결되어 있다. 디매퍼(260)는 P/S 변환기(270)에 연결되어 있다. P/S 변환기(270)는 디스크램블러(280)에 연결되어 있다. 디스크램블러(280)는 디프레이머(290)에 연결되어 있다. 디프레이머(290)는 수신 버퍼(300)에 연결되어 있다.

AFE(210)는 분리 회로, 임피던스-정합 회로, 낮은 송신기-수신기 결합비를 성취하면서 수신기 입력에 전송 회선을 연결하기 위한 하이브리드, 대역 외 간섭들을 거부하면서 적절한 통신 주파수 대역들 내에 신호 에너지를 국한하기 위한 수신 필터, 가능한 한 잡음이 거의 없는 수신 신호를 증폭하기 위한 저 잡음 증폭기(LNA), 및 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 포함한다.

S/P 변환기(220)는 FFT 유닛(230)에 의한 추가 처리를 위해 AFE(210)에 의해 출력된 디지털 타임 샘플들을 병렬화하기 위한 것이다.

FFT 유닛(230)은 고속 퓨리에 변환 알고리즘으로 수신된 주파수-샘플들 Rk,

을 계산하기 위한 것이다.

이퀄라이저(240)는 수신 주파수-샘플들을 이퀄라이즈하기 위한 것이다. 각 주파수-샘플 Rk,

는 초기 전송 주파수 샘플 Tk,

를 복원하기 위해 전체 채널 전달 함수(캐리어 스케일링 및 AFE(100) 및 AFE(210)을 포함)의 역으로 곱해지고, 그럼으로써 이퀄라이즈된 주파수 샘플 R'k,

가 산출된다:

전송 측과 수신 측에 알려져 있는 의사-랜덤 광-대역 신호는 채널 전달 함수를 판정하는데 이용될 수 있다. 의사-랜덤 신호는 모든 데이터 전송에 앞서는 프리앰블 패턴으로, 또는 채널 초기화 및/또는 운용 동안 트레이닝 신호로서 전송될 수 있다.

이퀄라이즈된 수신 주파수 샘플들 R'k,

은 변조 파라미터들의 판정을 위해 복조 제어기(250)에 공급된다.

복조 제어기(250)는 이퀄라이즈된 수신 주파수-샘플들 R'k,

, k ∈ Gj를 통계적으로 특성화함으로써 캐리어 그룹 Gj 및 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한 변조 파라미터 {Pj,

; Qj,

}를 판정한다.

복조 제어기(250)는 Nj 이퀄라이즈된 수신 주파수-샘플들 R'k,

의 평균 전력을 계산한다. 캐리어 그룹 Gj 및 멀티-캐리어 데이터 심볼 인덱스

에 대한 Nj 수신 주파수-샘플들의 평균 전력의 추정치 Pj,

는 다음 식에 의해 주어진다;

각 4-QAM 성좌 벡터 Vi,k,

은 통계적으로 정정되지 않은 비트 쌍 값들(스크램블링 처리 때문에)로 변조되므로, 제로-평균 가우시안 잡음 Zk,

을 상정하면, 평균 전력의 예상 값은 다음 식으로 주어진다:

기준 전송 전력 ∥Vo∥가 수신 측에 알려져 있다고 상정하면, 복조 제어기(250)는 그의 합(10)이 계산된 추정치 Pj,

(9)에 잘 맞는 변조 파라미터 {Pj,

; Qj,

}를 판정한다.

복조 제어기(250)는 추정치 Pj,

를

와

간의 제1 기준 임계값, 예를 들어,

에 비교함으로써 가장 강한 성좌 벡터가 이용되었는지 여부(즉, P가 0과 같은지 여부)를 먼저 판정한다.

추정치 Pj,

가 제1 기준 임계값보다 크면, P는 0으로 간주되고, 캐리어 그룹 Gj의 Nj 수신 주파수-샘플들이 가장 높은 변조 층 L0의 복조를 위해 디매퍼(260)에 전달된다. 디매퍼(260)는 캐리어 그룹 Gj의 각 캐리어 k 마다 전송된 가장 강한 성좌 벡터 V0, k,

를 판정한다. 그렇게 판정된 성좌 벡터들 V0, k,

는 각자의 수신 주파수-샘플 R'k,

로부터 감산되고, 최종 수신 주파수-샘플들은 추가의 통계적인 특성화를 위해 복조기 제어기(250)로 리턴된다.

추정치 Pj,

가 제1 기준 임계값보다 낮으면, P는 0과 다른 것으로 간주되고 - 이는 변조 층 L0이 전송 측에서 이 캐리어 그룹에 대해서 이용되지 않았음을 의미함 - , 추정치 Pj,

는 변조 층 L1이 이용되었는지 여부를 알기 위해서

와

간의 제2 기준 임계값, 예를 들어,

에 비교된다.

해당 변조 층(통상, 층 인덱스 Pj,

)에 대하여 특정 기준 임계값에 이르면, 변조 파라미터 Pj,

에 대한 대응 값이 판정되고, 추가 해당 변조 층(통상, 층 인덱스 L-1-Qj,

)에 대하여 추가 기준 임계값에 더 이상 도달하지 않을 때까지(이 스테이지에서는 단지 잡음만이 남아있은 것으로 예상됨), 연속 계층적 변조 층들은 개별적으로 복조되고 해당 성좌 벡터들은 수신된 주파수 샘플들로부터 감산된다. 이후 Qj,

파라미터에 대한 해당 값이 유도된다.

디매퍼(260)는 도 2의 주어진 주파수-샘플({R'k,

; Li} 참조)의 주어진 변조 층 Li를 복조하기 위한 것이다. 주파수 샘플은, 있다면, 앞서 복조된 성좌 백터들의 감산 후에 복조 제어기(250)에 의해 제공된다. 디매퍼(260)는 변조 층 Li에 대응하는 4-QAM 성좌도를 선택하고 제공된 주파수-샘플에 가장 가까운 성좌도의 성좌 포인트를 판정한다. 이 성좌 포인트에 대응하는 비트-쌍 값은 이후 P/S 변환기의 추가 처리를 위해 디매퍼(260)에 의해 출력된다. 해당 성좌 벡터는 수신 주파수-샘플로부터 감산되고, 그 결과는 추가 통계적 특성화를 위해 복조기 제어기(250)에 리턴된다.

아마도, 오류 정정은 해당 성좌 벡터들이 수신 주파수-샘플들로부터 감산되기 전에 디코딩된 이진 워드들에 적용될 수 있다.

이러한 반복 복조 처리의 대안으로, 디매퍼(260)는 일단 변조 파라미터들 [Pj,

; Qj,

}이 복조 제어기(250)에 의해 판정되면 적절한 성좌도를 이용하여 이퀄라이즈된 수신 주파수-샘플들 R'k,

를 원-패스(one-pass)로 복조할 수 있다.

P/S 변환기(270)는 디매퍼(260)에 의해 출력된 개별적으로 디코딩된 비트-쌍 값들로부터 오리지널 DTU들을 재구성하고, 재구성된 DTU들을 직렬화 하기 위한 것이다.

디스크램블러(280)는 오리지널 DTU들을 복원하기 위한 것이다.

디프레이머(290)는 DTU 페이로드들을 하나의 싱글 이진 스트림으로 리어셈블한다.

디프레이머(290)는 먼저 수신된 DTU들이 유효한지 또는 첨부된 패리티 비트로 오류가 생겼는지 여부를 체크한다. 오류가 생긴 DTU들은 수신기에 의해 버려진다.

디프레이머(290)는 DTU들의 올바른 수신을 피어 송신기에 수신확인하기 위한 ARQ 로직을 수용한다. 수신확인되지 않은 DTU들은 송신기에 의해 재전송되는 것으로 예상된다.

최종 이진 시스템은, 일단 완성되면, 상위 층들에 의한 추가 판독을 위해 수신 버퍼(300) 내로 들어간다.

도 3 내지 5에는 캐리어 변조 및 복조를 위해 이용될 수 있는 세 개의 예시적인 성좌도가 도시되어 있다. 변조 층들의 최대 수는 3(I=3)인 것으로 상정한다.

도 3에는 모든 3개의 변조 층들 L0, L1, 및 L2가 이용중임을 의미하는, 사용 경우 I=3 및 P=Q=0에 대응하는 제1 64-QAM 성좌도(캐리어당 6비트)가 도시되어 있다.

전송 주파수-샘플들 Tk,

, 또는 이퀄라이즈된 수신 주파수-샘플들 R'k,

은 3개의 성좌 벡터: 변조 층 L0에 대한 V0,k,

, 변조 층 L1에 대한 V1,k,

및 변조 층 L2에 대한 V2,k,

의 합이다.

2개의 연속 변조 층에 속하는 2개의 성좌 벡터 간의 전력비 α는 4와 같거나 또는 대안으로 다음과 같다;

제1 변조 층 L0은 전송 전력이 가장 높고 성좌 포인트 'x'에 대응한다. 제2 변조 층 L1은 제1 변조 층 L0의 전송 전력의 1/4을 가지며, 성좌 포인트 '+'에 대응한다. 마지막으로 제3 변조 층 L2는 제1 변조 층 L0의 전송 전력의 1/16을 가지며, 원으로 둘러싸인 성좌 포인트 '+'에 대응한다. 성좌도의 지속가능한 잡음 전력은 하나의 성좌 포인트 둘레에 잡음 클라우드로 묘사되어 있다(도 3의 sustainable_noise 참조).

도 4에는 제2 16-QAM 성좌도(캐리어당 4비트)가 도시되어 있고, 여기서 I=3, P=0 및 Q=1이고, 이는 단지 가장 높은 2개의 변조 층 L0 및 L1이 이용중임을 의미한다.

전송 주파수-샘플 Tk,

, 또는 이퀄라이즈된 수신 주파수-샘플 R'k,

은 이제 2개의 성좌 벡터: 변조 층 L0에 대한 V0,k,

, 및 변조 층 L1에 대한 V1,k,

의 합이다. V2,k,

성좌 벡터는 생략되어 있다.

이 성좌도는 낮은 비트 로딩의 대가로 높은 잡음 전력을 지속할 수 있다.

도 5에는 제3 16-QAM 성좌도(캐리어당 4비트)가 도시되어 있고, 여기서 I=3, P=1 및 Q=0이고, 이는 단지 가장 낮은 2개의 변조 층 L1 및 L2가 이용중임을 의미한다.

전송 주파수-샘플 Tk,

, 또는 이퀄라이즈된 수신 주파수-샘플 R'k,

은 2개의 성좌 벡터: 변조 층 L1에 대한 V1,k,

, 및 변조 층 L2에 대한 V2,k,

의 합이다. V0,k,

성좌 벡터는 생략되어 있다.

이 성좌도는 더 적은 전송 전력으로, 도 3의 성좌도와 동일한 잡음 전력(P=Q=0)을 지속할 수 있다.

도 6 및 도 7에는 본 발명에 따른 2개의 예시적인 캐리어 로딩이 도시되어 있다. 변조 층의 최대 수는 8로 상정되어 있다(I=8).

도 6에는 주어진 멀티-캐리어 데이터 심볼에 대한 각자의 캐리어 비트 로딩을 나타내는 플롯이 도시되어 있다.

최대 16비트가 주어진 캐리어에 쌍으로(pair-wise) 로딩되고; {b0; b1}은 변조 층 L0에 대응하고; {b2; b3}은 변조 층 L1에 대응하고; {b4; b5}는 변조 층 L2에 대응하고, {b6; b7}은 변조 층 L3에 대응하며, {b8; b9}은 변조 층 L4에 대응하고; {b10; b11}은 변조 층 L5에 대응하며; {b12; b13}은 변조 층 L6에 대응하며; {b14; b15}은 변조 층 L7에 대응한다.

각 변조 층은 주어진 전송 전력 버짓(budget)에 대응한다. 최대 성취가능한 전송 전력은 │T(f)│max로 묘사되어 있다. 최대 성취가능한 SNIR TX_SNIR_MAX는 │H-1(f)Z(f)│와 │T(f)│max 간의 차로 묘사되어 있으며, 주어진 캐리어에 로딩될 수 있는 최대 비트 수를 나타낸다. 개별 캐리어 스케일링은 플롯에 지나친 과부하가 걸리지 않게 의도적으로 생략하였다.

캐리어들은 그들 각자의 SNIR 비에 따라서, 또는 동등하게 그들의 최대 성취가능한 비트 로딩에 따라서 순서가 정해진다. 캐리어들은 캐리어 그룹들로 그룹이 지어지고, 캐리어 그룹들은 고정 캐리어 수 N을 포함한다. 주어진 캐리어 그룹에 대한 주어진 변조 층은 주어진 데이터 블록 및 주어진 DTU에 대응한다. 한 데이터 블록은 2N개 비트를 전달할 수 있다.

현재 잡음 레벨 때문에 가능하지 않고 DTU들을 전달하는데 이용될 수 없는 데이터 블록들은 크로스 해치로 표시되어 있다. DTU들을 전달하기 위한 멀티-캐리어 데이터 심볼에 이용되는 인에이블드 데이터 블록들은 그레이-색으로 표시되어 있고, 한편 멀티-캐리어 데이터 심볼에 이용되지 않고 남아있는 인에이블드 데이터 블록들은 화이트-색으로 표시되어 있다(이들은 차후 또는 이전의 멀티-캐리어 데이터 심볼에 이용될 수 있다).

캐리어 로딩 정책의 제1 예는 도 6에 묘사되어 있다. 이 예에서는, 특정 데이터 량을 전달하는데 최소 전송 전력이 이용된다. 가장 낮은 변조 층 L7이 먼저 채워지고 다음에는 변조 층 L6, L5 등이 채워진다. 이와 같은 이용의 경우에, 송신기는 잡음 플로어(noise floor) │H-1(f)Z(f)│ 위에 머물면서 멀티-캐리어 데이터 심볼로 전송되어야 하는 트래픽 량, 현재는 26개 데이터 블록 또는 52N개 비트에 매칭(matching) 하기 위해서 캐리어 그룹당 변조 파라미터 {P; Q}를 조정한다. 예를 들어, 변조 파라미터 {P; Q}는 각각 첫 번째 2개의 캐리어 그룹 G0 및 G1에 대해서는 {3; 0}으로, 후속의 4개의 캐리어 그룹 G2 내지 G5에 대해서는 {4; 1}으로 설정되는 등등이다.

송신기는 또한 Q 파라미터를 조정하기 위해서 ARQ 통계를 이용할 수 있다. 예를 들어, 2개의 데이터 블록이 오류 DTU들과 재전송 이벤트를 유도하는 잡음 버스트에 의해서 규칙적으로 봉착하는 것으로 ARQ 로직에 의해 보고되었다고 상정하자. 이들 데이터 블록은 도 6에서 크로스로 표시되어 있다(캐리어 그룹 G4 및 G5에 대한 변조 층 L6). 이때, 송신기는 좀더 탄력있는 통신을 만들기 위해서 캐리어 그룹 G4 및 G5에 대한 Q를 1에서 2로 증가시킨다. 동일 량의 데이터가 전달되어야 한다면, 이는 2개의 캐리어 그룹, 예를 들어, 캐리어 그룹 G2 및 G3에 대한 1의 P 감소에 의해 보상되어야만 한다.

캐리어 로딩 정책의 제2 예는 도 6에 묘사되어 있다. 이 예에서, 캐리어 그룹 G0의 모든 인에이블드 데이터 블록은 먼저 채워지고, 다음에는 캐리어 그룹 G1의 모든 인에이블드 데이터 블록이 채워지는 등등이다. 다시, 송신기는 잡음 플로어(noise floor) │H-1(f)Z(f)│ 위에 머물면서 전송되어야 하는 트래픽 량에 매칭(matching) 하기 위해서 캐리어 그룹당 변조 파라미터 {P; Q}를 조정한다. 이러한 정책은 단지 가용 스펙트럼의 제한된 부분을 이용하기 때문에 추가의 장점이 있다. 스펙트럼의 나머지 부분은 간섭 레벨이 상당한(예를 들어, 대응 가입자 회선들이 공통 바인더 내의 인근에 있기 때문에) 다른 송신기들이 이용할 수 있다. 이때 다수의 송신기들 간의 어떤 유형의 스케줄링 조율이 유리할 것이다.

대안 실시 예에서, 통계적 가설 검증, 좀더 구체적으로 싱글 샘플 Kolmogorov-Smirnov(K-S) 적합도 가설 검증은 Q 파라미터의 값을 추측하는데 이용된다.

통계적 가설 검증은 통제 실험 또는 관찰 연구(통제 없는)를 통해서 데이터를 이용하여 판정하는 방법이다. 통계에서, 미리-결정된 임계 확률, 유의 수준에 따른, 결과는 단지 우연에 의해 나타났을 가능성이 없다면 통계적으로 유의미한 것으로 여긴다.

{H, P} = KSTEST(X,CDF)는 랜덤 샘플 X가 가설의 연속적인 CDF(Cumulative Distribution Function)를 가질 수 있는지 여부를 판정하기 위해서 K-S 검증을 실행한다. CDF는 선택적이며: 생략되어 있거나 비어있다면, 가상적 CDF는 표준 정규 N(0,1)인 것으로 상정된다. H-값은 가설 검증의 결과: H=0은 "명시된 유의 수준에서 영가설(null hypothesis)을 버리지 마라"를 의미하고; H=1은 "명시된 유의 수준에서 영가설을 버려라"를 의미한다는 것을 나타낸다. P-값은 영가설이 참이라고 상정할 때 적어도 실제 관찰된 것만큼 극단적인 검증 통계를 구하는 확률이다. 그러므로, 이는 검증 통계가 가설 H=0으로부터 유도되는 개연성이 얼마나 되는가를 의미한다.

S(X)를 샘플 벡터 X로부터 추정된 실증적 CDF라 하고, F(X)를 해당하는 참이지만 알려지지 않은 개체군 CDF라 하고, CDFref를 영가설 하에 명시된 공지된 입력 CDF라 하자. 1-샘플 K-S 검증은 F(X) = 모든 X에 대해서 CDFref라는 영가설을 검증한다.

우리는 수신된 샘플들이 동-위상 및 직교 성분에 대해서 전송된 샘플 플러스 AWGN(Additive White Gaussian Noise)와 같음을 알고 있다. AWGN은 관측된 잡음 전력과 같은 평균 0 및 분산(variance)을 갖는 정규 분포를 따른다. 잡음 전력은 예를 들어, SYNC 심볼들과 같은 미리-정의된 패턴을 갖는 공지된 심볼에 대해 측정될 수 있다. 그러므로, 수신기에서 디매핑이 오류가 없이 실행될 때, 슬라이서 오류(slicer errors)의 분포는 AWGN에 근사한다. 수신기에서의 디매핑은 1)올바른 디매핑 그리드가 이용되고 2)잡음 전력이 한정되어 있을 때는 오류가 없이 실행된다. 그러므로, 디매핑이 오류가 없이 실행된다는 가정 하에, K-S 검증은 동-위상 및 직교 도메인 내의 관측된 슬라이서 오류들이 잡음 전력과 같은 제로 평균과 분산(variance)을 갖는 가설 정규 분포를 따를 확률을 계산할 수 있다.

동-위상 및 직교 성분들이 동일한 분포(위상 잡음을 제외한) 및 성좌 그리드를 따른다는(이들이 대칭적인 4-QAM 성좌로부터 유도되기 때문에) 것을 알고 있으므로, 우리는 동-위상 및 직교 성분들을 동일한 빈(bin)으로 그룹을 지을 수 있다. 이러한 방식으로, 우리는 샘플 사이즈를 2배로 증가시킬 수 있다(N개 캐리어들의 캐리어 그룹에 대해서, 유리는 2N회 관측을 한다). 우리는 가설 성좌 그리드들 중 하나가 이용됨을 알고 있으므로, 우리는 K-S 검증의 H-값에 의존하지 않는다. 오히려, 추정된 Q는 K-S 검증의 P-값을 최대화하는 Q일 것이다.

대안으로, 우리는 또한 분포들 간의 K-S 검증에 의해 출력되는 K-S 통계의 중요 값들을 비교하며, 이는 슬라이싱(slicing)이 가설 분포([-d/2, d/2] 밖에서는 제로 확률, 여기서 d는 고려된 성좌도에서 가장 가까운 이웃거리이다)를 약간 변경하므로 성능을 개선할 수 있을 것이다.

다른 대안으로, 누군가는 슬라이서 오류의 평균이 샘플들의 평균을 계산함으로써 0이 되어야 한다는 사실을 이용할 수 있다. 가장 작은 평균 (slicer_error)/F를 산출하는 성좌도는 - 여기서 F는 그리드들의 각각 다른 d(통상, 누군가는 F=d/2를 선택할 것이다)를 반영하기 위한 표준화임 - Q 추정치로서 선택된다. 더욱이, 우리는, 평균이 0이 되어야만 한다는 가정 하에, 슬라이서 오류의 분산(variance)을 이용할 수 있고 슬라이서 오류의 평균 분산을 선택할 수 있다. 다시, 우리는 고려된 성좌의 Q 값에 의존하는 정규화 F(Q)를 이용한다.

각각 다른 P 값들의 슬라이서 분포들 간의 차는 너무 작아서 양호한(및 그러므로, 유의미한) 방향을 제공하지 못한다. P는 신호의 전력을 이용함으로, 이러한 속성을 P 파라미터를 추정하는데 이용할 수 있다. 모든 성좌에 걸친 루핑(looping)을 피하기 위하여, 루핑은 그 자신을 하나의 성좌 그리드에 제한한다. 2의 진폭 스케일링 팩터가 이용되고 (P; Q) 성좌 그리드들의 성좌 포인트들은 동일 Q 값이 이용될 때 오버랩한다고 가정한다. 완벽한 소스 코딩의 가정하에, 선택된 (P; Q) 그리드의 모든 성좌 포인트는 종종 동등하게 이용되어야 한다. P=1..I-1에 대한 (P; Q) 성좌 그리드들이 (0; Q) 그리드의 서브-그리드이므로, 이들은 디매핑된 포인트들의 상이한 분포를 가질 것이다. 예를 들어, I=2일 때, (1; 0) 그리드는 (0; 0) 그리드의 4개의 안쪽 포인트를 이용하고 있다. 모든 포인트를 개별적으로 평가하기보다는, 우리는 이들이 속하는 층에 따라서 디매핑된 성좌 포인트들을 빈(bin)할 것을 제안한다. 그러므로, 우리는 고려된 성좌 그리드인 영가설 하에, 동일한 분포를 관측하기 위한 확률을 검출하기 위해서 정확한 이항식 또는 카이-제곱 가설 검증을 할 수 있다. 예를 들어, 송신기가 (0; 0) 그리드로 전송하고 있고 저잡음 전력을 상정하고 있을 때, P=0이라는 사실, 즉 바깥 포인트들 중 하나가 이용될 때를 쉽게 검출할 것이다.

P 및 Q 파라미터가 수신된 주파수-샘플들의 통계적인 특성화에 의해서 둘 다 평가되어야 할 필요는 없다는 사실에 주목해야 한다. 예를 들어, 수신기는 주어진 캐리어 그룹의 캐리어들의 복조를 위한 최소 Q 값 Qmin을 이용할 수 있고, 이는 그 캐리어 그룹에 걸쳐서 측정된 SNIR에 따라 판정되는 최소값이다. 이때, 수신기는 Qj,

-Qmin 데이터 블록들에 대한 무효 DTU들을 디코딩할 것이다. 그렇다면, 수신기는 이들을 버리고, 재전송은 이들이 전송 측에서 조회되지 않으므로 취해지지 않는다.

상술한 설명은 무선 전송에 적용되지만, 제안된 변조 및 복조 스킴은 동등하게, 무선 및 이동 전송에 대해서도 유효하고 이롭다.

유의해야 할 점은 용어 '포함하는'은 뒤에 열거되는 수단들에 한정되는 것으로 해석되지 않아야 한다는 것이다. 그래서, 표현의 범위 '수단 A 및 B를 포함하는 장치'는 단지 컴포넌트 A와 B로 이루어지는 장치들에 한정되지 않아야 한다. 이는 본 발명에 관해서 장치의 관련 컴포넌트들이 A 및 B임을 의미한다.

또한 유의해야 할 점은 용어 '연결된'은 직접적인 연결에만 한정되는 것으로 해석되지 않아야 한다는 점이다. 그래서 본 발명의 범위 '장치 B에 연결된 장치 A'는 장치 A의 출력이 장치 B의 입력에 직접 연결되어 있는 및/또는 그 역인 장치들 또는 시스템들에 한정되지 않는다. 이는 A의 출력과 B의 입력 간의 경로 및/또는 그 역인 경로가 존재함을 의미하고 이 경로는 다른 장치들 또는 수단들을 포함하는 경로일 수 있다.

설명과 도면은 본 발명의 원리를 분명하게 보여줄 뿐이다. 그러므로 이 방면에 숙련된 자들은, 여기에 명시적으로 기술되거나 도시되지 않았을지라도, 본 발명의 원리들을 구현하며 본 발명의 사상 및 범위 내에 포함되는 다양한 배열을 고안할 수 있을 것이라 이해된다. 더욱이, 여기에 인용된 모든 예들은 기본적으로 독자가 본 발명의 원리 및 발명자(들)에 의해 이 기술을 확장하는데 기여한 개념을 이해하는데 있어서 도움을 주기 위한 교육적인 목적만을 위한 것으로 명확히 의도된 것이며, 그와 같이 구체적으로 열거된 예들 및 조건들에 한정되지 않는 것으로 해석되어야 한다. 더욱이, 본 발명의 원리, 양태 및 실시 예는 물론이고 이들의 특정 예들을 인용하는 모든 진술은 그의 균등물을 포괄하는 것이다.

도면들에 도시된 다양한 요소들의 기능은 전용 하드웨어는 물론이고 적절한 소프트웨어에 연관해서 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어의 이용을 통해서 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 기능들은 단일 전용 프로세서에 의해서, 단일 공유 프로세서에 의해서, 또는 일부가 공유될 수 있는 복수의 개별 프로세서들에 의해서 제공될 수 있다. 더욱이, 프로세서는 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 배타적으로 나타내는 것으로 해석되지 않으며, 묵시적으로, 제한 없이, 디지털 신호 프로세서(DSP) 하드웨어, 네트워크 프로세서, 주문형 반도체(ASIC), 필드 프로그램어블 게이트 어레이(FPGA) 등을 포함할 수 있다. 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM) 및 비-휘발성 저장기기와 같은 일반적 및/또는 주문 가능한 다른 하드웨어도 포함될 수 있다.

Claims (14)

1. 이진 스트림을 멀티-캐리어 데이터 심볼들로 인코딩하기 위한 방법으로서, 송신 측에서:
   a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하는 단계 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;
   b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 변조를 위한 그룹 성좌도(group constellation diagram)를 선택하는 단계 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P개의 가장 강한 성좌 벡터 및 Q개의 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I개의 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 양의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;
   c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 이진 워드를 상기 그룹 성좌도의 성좌 포인트에 매핑(mapping)하는 단계;
   d) 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 N개 이진 워드에 대해 단계 c)를 반복하는 단계 - P 및 Q 파라미터는 변경 없이 유지됨 - ; 및
   e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하는 단계 - P 및/또는 Q 파라미터는 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 조정됨 - 를 포함하는 방법.
2. 제1항에 있어서, P 파라미터는 전력 버짓 기준(power budget criterion)에 따라서 조정되는 방법.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서, Q 파라미터는 잡음 기준에 따라서 조정되는 방법.
4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, Q 파라미터는 피어 수신기로부터의 확인 정보에 따라서 조정되는 방법.
5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, P 및/또는 Q 파라미터는 서비스 품질(QoS) 기준에 따라서 조정되는 방법.
6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, P 및/또는 Q 파라미터는 아웃고잉 트래픽 수요에 따라서 조정되는 방법.
7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 I개의 중첩 성좌 벡터들은 4-QAM 벡터들인 방법.
8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 캐리어 전송 전력들은 개별적으로 전송 전력 스펙트럼 마스크에 따라서 성형(shape)되고/되거나 개별적으로 각자의 상대적인 캐리어 이득(relative carrier gains)에 따라서 미세-조정되는 방법.
9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 캐리어들에 매핑하기 전에 상기 이진 스트림을 스크램블링하는 단계를 더 포함하는 방법.
10. 멀티-캐리어 데이터 심볼들로부터 이진 스트림을 블라인드 디코딩(blindly decoding)하는 방법으로서, 수신 측에서:
    a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하는 단계 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;
    b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어 또는 그 일부의 통계적 특성화에 의한 상기 캐리어 그룹의 N개 캐리어의 복조를 위한 그룹 성좌도를 선택하는 단계 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P개의 가장 강한 성좌 벡터 및 Q개의 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I개의 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 양의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;
    c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 상기 캐리어를 상기 그룹 성좌도를 이용해 이진 워드로 디-매핑(de-mapping)하는 단계;
    d) N개 이진 워드가 산출되도록 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 단계 c)를 반복하는 단계 - P 및 Q 파라미터는 변경 없이 유지됨 - ; 및
    e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하는 단계 - P 및/또는 Q 파라미터는 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 재평가됨 - 를 포함하는 방법.
11. 제10항에 있어서, 상기 방법은 상기 N개 캐리어 또는 그 일부의 전력 또는 진폭 분포의 통계적 특성화로 P 및/또는 Q 파라미터를 평가하는 단계를 포함하는 방법.
12. 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 I개의 중첩 성좌 벡터들은 4-QAM 벡터들인 방법.
13. 이진 스트림을 멀티-캐리어 데이터 심볼들로 인코딩하기 위한 송신기(1)로서,
    a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하고 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;
    b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 변조를 위한 그룹 성좌도를 선택하고 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P개의 가장 강한 성좌 벡터 및 Q개의 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I개의 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 양의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;
    c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 이진 워드를 상기 그룹 성좌도의 성좌 포인트에 매핑하고;
    d) 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 N개 이진 워드에 대해 단계 c)를 반복하고 - P 및 Q 파라미터는 변경됨이 없이 유지됨 - ; 및
    e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하고 P 및/또는 Q 파라미터를 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 조정하도록
    구성되는 송신기.
14. 멀티-캐리어 데이터 심볼들로부터 이진 스트림을 블라인드 디코딩(blindly decoding)하기 위한 수신기(2)로서,
    a) 캐리어들을 캐리어 그룹들로 그룹핑하고 - 상기 캐리어 그룹들 각각은 복수의 캐리어를 포함함 - ;
    b) N개 캐리어들을 포함하는 주어진 캐리어 그룹에 대해서, 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어 또는 그 일부의 통계적 특성화에 의한 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 복조를 위한 그룹 성좌도를 선택하고 - 선택된 그룹 성좌도는 미리 정의된 감소 전력들을 가지며 P개의 가장 강한 성좌 벡터 및 Q개의 가장 약한 성좌 벡터가 생략되어 있는 I개의 중첩 성좌 벡터들의 계층적 합으로 구축되며, P 및 Q는 2개의 정수 파라미터이며, I는 최대 성좌 사이즈를 결정하는 양의 정수 값임 - ;
    c) 상기 캐리어 그룹의 주어진 캐리어에 대해서, 상기 캐리어를 상기 그룹 성좌도를 이용해 이진 워드로 디-매핑(de-mapping)하고;
    d) N개 이진 워드가 산출되도록 상기 캐리어 그룹의 상기 N개 캐리어의 각각에 대해서 단계 c)를 반복하고 - P 및 Q 파라미터는 변경 없이 유지됨 - ; 및
    e) 각 캐리어 그룹에 대해 단계 b) 내지 d)를 반복하고 P 및/또는 Q 파라미터를 캐리어 그룹마다 및 멀티-캐리어 데이터 심볼마다 재평가하도록
    구성되는 수신기.

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