KR20140106534A - 다상 교류기의 저속 제어를 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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네이슨 조브
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Abstract

저 풍송 동작 동안 풍력 터빈에서 전력 캡쳐를 개선시기는 파워 컨버터를 개시한다. 유틸리티 그리드에 관계 없는 전기 부하 또는 유틸리티 그리드에 전달하기 위해 파워 컨버터는 풍력 터빈의 얼터네이터에 의해 생성된 전력을 적합한 AC 전류로 전환한다. 파워 컨버터의 동작 범위를 확장하기 위해, 파워 컨버터는 동기 및 비동기 제어 방법들을 활용하는 다중 동작 모드들에서 동작한다. 비동기 동작 동안, 파워 컨버터는, 일정한 변조 주기 동안 데드-타임 보상 주기의 변화하거나 일정한 온-타임으로 변조 주기를 변화할 수 있는 변조 루틴을 활용한다. 낮은 THD(Total Harmonic Distortion)으로 비 동기 및 동기 제어 방법들 간의 끊임 없는 전송은 풍력 발전기에 대한 전력 생성의 범위를 개선한다.

Description

다상 교류기의 저속 제어를 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR LOW SPEED CONTROL OF POLYPHASE AC MACHINE}
여기에 개시된 본원의 주제는 파워 컨버터(power converter)와 연관되고, 더욱 구체적으로, 저속(low speed) 동작 동안의 다상 교류기(polyphase alternating current(AC) machines)로부터 전력 변환 및/또는 다상 교류기의 개선된 제어에 연관된다.
본 출원의 청구항은 2011년 12월 19일에 출원된 미국 가출원 제61/577,447호를 우선권으로 주장하며, 상기 가출원의 전체의 내용은 참조로써 명세서에 포함된다.
최근 몇 년, 에너지에 대한 증가된 수요들 및 화석 연료의 공급 및 상기 화석 연료에 대응하는 오염에 관한 우려들은 재생 에너지 소스(renewable energy source)에 대한 증가된 관심으로 이어졌다. 가장 일반적이고 가장 좋은 개발된 재생 에너지 소스 중 두 가지는 광기전성 에너지(photovoltaic energy) 및 풍력 에너지(wind energy)이다. 다른 재생 에너지 소스는 연료 전지(fuel cells), 수력 전기 에너지(hydroelectric energy), 조석 에너지(tidal energy) 및 바이오 연료(biofuel) 또는 바이오매스(biomass) 발전기(generator)들을 포함할 수 있다. 그러나, 전기 에너지를 생성하기 위한 재생 에너지 소스의 이용은 새로운 문제점들의 세트(a new set of challenges)를 야기한다.
많은 재생 에너지 소스는 가변적인 에너지 공급을 제공한다. 예를 들어, 공급은 바람, 운량(cloud cover) 또는 낮 시간(time of day)에 에 따라 변화할 수 있다. 더욱이, 다른 에너지 소스들은 전기 에너지의 다른 유형들을 제공한다. 예를 들어, 풍력 터빈(wind turbine)은 교류(AC: Alternating Current)에너지를 제공하기에 더 적합하며, 반면에, 광기전성 에너지는 직류(DC: Direct Current) 에너지를 제공하기에 더 적합하다. 생성되는 에너지의 변화하는 유형(varying type of energy generated) 뿐만 아니라 공급되는 에너지의 가변적 특성(variable nature of the energy supplied)에 기인하여, 유틸리티 그리드(utility grid)와 관계 없이 동작하는 경우 파워 컨버터는 재생 에너지 소스 및 유틸리티 그리드 간에 보통 삽입된다.
파워 컨버터들은, 재생 에너지 소스에 의해 생성된 전력의 전부가 사용 가능한 전기 에너지로 전환되는 것을 방지하는 내재적인 손실(inherent loss)을 가지는 것으로 알려져 있다. 전력 생성의 저 레벨에서, 에너지 손실은 재생 에너지 소스에 의해 생성되고 있는 전력 보다 클 수 있다. 파워 컨버터는, 전력 생성 시스템(power generation system)이 실제로 이것이 생성하고 있는 것보다 더 에너지를 사용하는 동작 조건을 회피하기 위해 일반적으로 스위칭 오프된다.
따라서, 전력 생성 시스템의 효율을 극대화하기 위해, 저 전력 생성 레벨에서 생성되는 에너지를 캡쳐하고, 저 전력 생성 레벨에서 효율적으로 동작 할 수 있는 컨버터를 제공하는 것이 바람직하다.
여기에 개시된 본원의 주제는 저속 동작(low speed operation) 동안 다상 기계(polyphase machine)들을 제어하기 위한 방법 및 시스템과, 보다 구체적으로, 얼터네이터(alternator)가 저속에서 구동되는 동안 얼터네이터로부터의 전력 전송을 제어하기 위한 방법 및 시스템을 개시한다.
본 발명의 일측면에 따르면, 저 풍속 동작(low wind speed operation) 동안 풍력 터빈에서의 개선된 전력 캡쳐가 개시된다. 파워 컨버터는, 풍력 터빈의 얼터네이터에 의해 생성된 전력을 유틸리티 그리드 또는 유틸리티 그리드에 관계없이 전기 부하(electric load)에 전달하기 위한 적합한 AC 전류로 변환하기 위해 제공된다. 파워 컨버터는, 파워 컨버터의 동작 범위를 확장하기 위해, 동기 및 비동기(synchronous and non-synchronous) 제어 방법을 모두 활용하는 다중 동작 모드(multiple operating mode)에서 동작한다. 낮은 THD(Total Harmonic Distortion)로 비동기 및 동기 제어 방법 간의 끊임없는 전송(seamless transfer)은 풍력 발전기(wind generator)에 대한 전력 생성 범위를 개선한다.
비동기 제어 방법은 풍력 터빈의 저속 전력 전송 기능(low speed power transfer capability)을 확장한다. 저 풍속 동작 동안, 전력을 효율적으로 캡쳐하기 위해 데드 타임 제어 접근법(dead time control approach)을 포함하는 가변적인 주파수 펄스 폭 변조(PWM: Pulse Width Modulation) 동작이 사용된다. 기존의 스위칭 방법들은 저 전력 레벨에서 매우 비효율적이기 때문에, 전력 생산을 초과하는 스위칭 손실들(switching losses)을 야기하고, 파워 컨버터는 저 전력 생산의 주기들(periods of low power production) 동안 일반적으로 동작되지 않는다. 가변적인 PWM 주파수는, 전력 변환 동안 솔리드 스테이트 전력 소자들(solid state power devices)의 스위칭과 관련된 손실을 감소시킨다. 이와 같이, 가변적인 PWM 주파수는 전력 변환 시스템이 저 풍속 동작 동안 생성되는 전력을 캡쳐하는 것을 허용한다. PWM 스위칭 방법을 활용하여, 풍력 터빈의 사용 가능한 동작 범위는 존재하는 컨버터 디자인 하에서 이용되지 않은 전력(untapped power)을 캡쳐하기 위해 하향(downward) 확장된다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 파워 컨버터는 다중 전력 전송 모드에서 동작하고, 풍력 터빈을 동작한다. 전통적인 컷-인(cut-in) 속도 보다 높게(above) 불고 있는 바람의 주기들 동안, 제1 동기 제어 방법은 얼터네이터로부터 유틸리티 그리드 또는 전기 부하로 전력을 전송한다. 풍속(wind speed)이 감소됨에 따라, 그 결과 얼터네이터에서 생성되는 주파수, 출력 전압 및 전력은 감소된다. 동기 제어 방법은 변조된 전압을 감소시킨다. 풍속이 감소하는 주기들 동안, 변조 주파수는 파워 컨버터에서의 스위칭 손실들을 감소시키기 위하여 유사하게 감소할 수 있다.
전력 레벨이 PWN 지속적인 스위칭 효율성 범위(PWM continuous switching efficiency range)를 넘어 계속해서 하강함에 따라, 파워 컨버터에서의 전력 손실을 감소시키고, 증가된 동작 범위를 넘어 풍력 터빈에 의해 생성된 전력 전송을 계속하기 위하여 추가적인 단계가 수행될 수 있다. 본 발명의 일실시예에 따르면, 데드 타임 주기는 증가되고, 컨버터의 변조에 대한 최대 온 타임(maximum on time)은 감소한다. 선택적으로, 블랭킹 타임(blanking time)들은 변조 방법에 주기적 간격(periodic intervals)들이 도입될 수 있다. 변조가 디스에이블링(disable)되는 주기들 동안, 컨버터의 입력에서의 역기전력(back-emf)은 생성되고 있는 전압의 전기각(electrical angle)을 획득하기 위해 판독될 수 있다. 이러한 주기들 동안 역기전력의 획득은 컨버터의 동기 제어의 동작 범위를 확장한다. 결과적으로, 저 전력 레벨들은 캡쳐되고, 다이오드 리커버리 손실들(diode recovery losses)을 제거로 인한 스위칭 손실들의 감소에 기인하여, 데드 타임 보상을 활용하는 매우 낮은 전력의 영역에서 컨버터 손실들은 최소화된다. 얼터네이터로부터의 전력이 계속하여 하강함에 따라, 전력 스위치들의 제어는, 얼터네이터로부터의 비연속적인 전류를 감안하여 수정된다. 얼터네이터로부터의 각각의 페이즈들은 최소 온 타임에서 DC 버스의 포지티브 또는 네가티브 레일(the positive or the negative rail of DC bus) 중 하나에 교대로 연결된다. 전류는, 얼터네이터 상에서의 더 낮은 토크 리플(lower torque ripple)을 야기하는 사인파(sinusoidal)를 어느 정도 유지할 것이다. 다중 동작 모드들의 결과로서, 풍력 발전기에 어떠한 유해한 효과들(detrimental effects)을 추가하지 않으면서 과도한 전류 급등(current spiking) 없이 컨버터의 동작 범위는 확장된다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 파워 컨버터는 멀티-페이즈(multi-phase) AC 소스(source)로부터 전력을 수신하는 입력, 포지티브 및 네거티브 레일(positive and negative rail)을 포함하는 DC 버스, 복수 개의 포지티브 스위칭 소자(positive switching device)들, 복수 개의 네거티브 스위칭 소자(negative switching device)들을 포함한다. 각각의 포지티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 포지티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결하고, 각각의 네거티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 네거티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결한다. 메모리 소자는 일련의 명령들(series of instructions)을 저장하고, 컨트롤러는 상기 일련의 명령들을 실행한다. 상기 컨트롤러는 상기 AC 소스에 의해 생성되는 전력의 크기를 결정하고, 각각의 네거티브 스위칭 소자에 대한 네거티브 제어 신호(negative control signal) 및 각각의 포지티브 스위칭 소자에 대한 포지티브 제어 신호(positive control signal)를 생성하도록 변조 모듈(modulation module)을 실행한다. 상기 제어 신호들은 상기 AC 소스가 제1 임계치보다 큰 전력의 크기를 생성하고 있는 경우 제1 동작 모드에서 생성되고, 상기 제어 신호들은 상기 AC 소스가 상기 제1 임계치보다 작은 전력의 크기를 생성하고 있는 경우 제2 동작 모드에서 생성된다. 상기 제2 동작 모드 동안, 상기 포지티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 각각의 페이즈를 동시에(in tandem) 상기 포지티브 레일에 연결하도록 제어되고, 상기 네거티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 각각의 페이즈를 동시에 상기 네거티브 레일에 연결하도록 제어된다. 상기 제1 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 고정된 변조 주파수(a fixed modulation frequency) 및 고정된 데드 타임(a fixed dead time)으로 상기 변조 모듈을 실행하고, 상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 고정된 온 타임(a fixed on time) 및 변화하는 변조 주파수(a varying modulation frequency)로 상기 변조 모듈을 실행한다. 상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 상기 변조 주파수의 변화 율을 상기 변조 주파수의 함수(a function of the current modulation frequency)로서 정의하고, 상기 메모리 소자에 저장된 룩업 테이블(lookup table)에 액세스(access)할 수 있고, 상기 변조 주파수는 약 10kHz 부터 약 50Hz까지 변화할 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 상기 AC 소스가 상기 제1 임계치보다 작고, 제2 임계치보다 큰 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 상기 제어 신호들은 중간 동작 모드(intermediate operating mode)에서 생성되고, 상기 제2 임계치는 상기 제1 임계치 보다 작다. 상기 중간 동작 모드와 함께, 상기 제2 동작 모드는 상기 제1 및 제2 임계치 미만에서 실행한다. 상기 중간 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 주기적으로 상기 제어 신호들을 디스에이블링(disable)하는 블랭킹 타임(blanking time)으로 상기 변조 모듈을 실행한다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 파워 컨버터는 멀티-페이즈 AC 소스로부터 전력을 수신하도록 구성되는 입력, 포지티브 및 네거터브 레일을 포함하는 DC 버스, 복수 개의 포지티브 스위칭 소자들 및 복수 개의 네거티브 스위칭 소자들을 포함한다. 각각의 포지티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 포지티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결하고, 각각의 네거티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 네거티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결한다. 메모리 소자는 일련의 명령들을 저장하고, 컨트롤러는 상기 일련의 명령들을 실행한다. 컨트롤러는, 상기 AC 소스에 의해 생성되는 전력의 크기를 결정하고, 각각의 네거티브 스위칭 소자에 대한 네거티브 제어 신호 및 각각의 포지티브 스위칭 소자에 대한 포지티브 제어 신호를 생성하도록 변조 모듈을 실행한다. 상기 제어 신호들은, 상기 AC 소스가 제1 임계치보다 큰 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 제1 동작 모드에서 생성되고, 상기 제어 신호들은 상기 AC 소스가 상기 제1 임계치보다 작은 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 제2 동작 모드에서 생성된다. 상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 블랭킹 타임 동안(for a blanking time) 상기 제어 신호를 주기적으로 디스에이블링한다. 상기 제1 동작 모드 동안 상기 컨트롤러는 고정된 변조 주파수 및 고정된 데드 타임으로 상기 변조 모듈을 실행한다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 상기 제어 신호 들은, 상기 AC 소스가 제2 임계치보다 작은 전력의 크기를 생성하고 있는 경우 제3 동작 모드에서 생성되고, 상기 제2 임계치는 상기 제1 임계치보다 작다. 상기 제3 동작 모드 동안, 상기 포지티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 페이즈 각각을 동시에 상기 포지티브 레일에 연결하도록 제어되고, 상기 네거티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 각각의 페이즈를 동시에 상기 네거티브 레일에 연결하도록 제어된다.
본 발명의 다른 일실시예에 따르면, 가변적인 전력 생성 기능(variable power generation capability)을 가지는 재생 에너지 소스(renewable energy source)로부터의 전력을 변환하는 방법이 개시된다. 상기 방법은, 상기 재생 에너지 소스에 의해 생성된 전력의 레벨을 모니터링 하는 단계, 상기 생성된 전력의 레벨이 제1 미리 결정된 임계치 초과인 경우, 고정된 변조 주파수 및 고정된 데드 타임 보상을 포함하는 펄스 폭 변조(pulse width modulation)를 통해 제1 동작 모드에서 파워 컨버터를 제어하는 단계 및 주기적 블랭킹 타임을 포함하는 펄스 폭 변조를 통해 제2 동작 모드에서 상기 파워 컨버터를 제어하는 단계를 포함하고, 상기 블랭킹 타임은, 상기 재생 에너지 소스에 의해 생성된 전압의 기본 주파수(fundamental frequency)의 각각의 사이클 동안 주기적인 간격으로 반복되고, 상기 블랭킹 타임 동안 상기 펄스 폭 변조는 디스에이블링된다.
본 발명의 다른 일측에 따르면, 상기 방법은 상기 생성된 전력의 레벨이 가변 변조 주파수 및 고정된 온 타임을 포함하는 펄스 폭 변조를 통해 제2 미리 결정된 임계치 미만(below)인 경우, 제3 동작 모드에서 상기 파워 컨버터를 제어하는 단계를 포함하고, 상기 제2 미리 결정된 임계치는 상기 제1 미리 결정된 임계치보다 작다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 상기 재생 에너지 소스가 멀티-페이즈 AC 입력 전압을 생성하고, 상기 제3 동작 모드에서 상기 파워 컨버터를 제어하는 단계는, 상기 AC 입력 전압으로부터의 상기 페이즈 각각을 상기 파워 컨버터 내의 DC 버스의 포지티브 레일로 동시에 연결하는 단계 및 상기 AC 입력 전압으로부터의 상기 페이즈 각각을 상기 파워 컨버터 내의 DC 버스의 네거티브 레일로 동시에 연결하는 단계를 더 포함하고, 상기 페이즈 각각은 상기 포지티브 레일 및 네거티브 레일에 교대로 연결된다.
본 발명의 또 다른 일실시예에 따르면, 파워 컨버터는, AC 소스로부터 전력을 수신하도록 구성되는 입력, 포지티브 레일 및 네거티브 레일을 포함하는 DC 버스, 대응하는 포지티브 게이팅 신호(corresponding positive gating signal)의 함수로 상기 DC 버스의 상기 포지티브 레일에 상기 입력을 선택적으로 연결하는 적어도 하나의 포지티브 스위칭 소자, 대응하는 네거티브 게이팅 신호(corresponding negative gating signal)의 함수로 상기 DC 버스의 상기 네거티브 레일에 상기 입력을 선택적으로 연결하는 적어도 하나의 네거티브 스위칭 소자, 일련의 명령들을 저장하는 메모리 소자 및 컨트롤러를 포함한다. 상기 컨트롤러는 상기 포지티브 및 네거티브 게이팅 신호들 각각을 생성하도록 변조 루틴을 실행하기 위한 상기 일련의 명령들을 실행하고, 상기 AC 소스에 의해 생성되는 전력의 크기를 결정하고, 상기 AC 소스에 의해 생성된 전력의 크기가 제1 미리 결정된 임계치를 초과하는 경우, 제1 동작 모드에서 상기 포지티브 및 네거티브 스위칭 소자들 각각에 대한 상기 포지티브 및 네거티브 게이팅 신호를 생성하고, 상기 AC 소스에 의해 생성된 전력의 크기가 상기 제1 미리 결정된 임계치 미만인 경우, 제2 동작 모드에서 상기 포지티브 및 네거티브 스위칭 소자들 각각에 대한 상기 피지티브 및 네거티브 게이팅 신호들을 생성한다. 상기 제1 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 상기 변조 루틴에 상기 블랭킹 타임 동안 상기 포지티브 및 네거티브 게이팅 신호들을 디스에이블링하는 블랭킹 타임을 주기적으로 삽입한다. 상기 제2 동작 모드 동안, 상기 포지티스 스위칭 소자들 각각은 상기 포지티브 레일에 상기 입력을 동시에 연결하고, 상기 네거티브 소자들 각각은 상기 네거티브 레일에 상기 입력을 동시여 연결한다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는, 상기 AC 소스로부터 상기 DC 버스까지 전송되는 전류의 함수로 상기 데드 타임을 변화하는 전류 컨트롤러(current controller)를 통해 상기 데드 타임을 변화할 수 있다. 상기 컨트롤러는 또한, 가변 변조 주기 및 고정된 온 타임으로 상기 변조 루틴을 실행한다.
본 발명의 이러한 및 다른 목적(object)들, 이점들, 및 특징들은 상세한 설명 및 부수하는 도면들로부터 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 명백하게 될 것이다. 그러나, 상세한 설명 및 부수하는 도면들은, 본 발명의 바람직한 실시예들을 지시하지만, 실례(illustration)의 방식에 의해 제공되는 것이고 제한의 방식으로 제공되는 것이 아님이 이해되어야 한다. 많은 변경들 및 수정(modification)들이 본 발명의 본질로부터 벗어나지 않는 본 발명의 범위 내에서 이루어질 수 있고, 본 발명은 모든 이러한 수정들을 포함한다.
여기에 개시된 대상 발명의 다양한 예시적인 실시예들은 참조 번호들이 전반에 걸쳐 유사한 부분들을 나타내는 하기의 부수하는 도면들 내에서 도해된다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 컨버터의 도식적인 표현이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 인버터의 도식적인 표현이다.
도 3은 풍속(wind speed) 및 로터 속도(rotor speed)의 함수로 풍력 터빈에 의해 생성되는 전력의 그래프 표현이다.
도 4는 본 발명의 일시예에 따른 블록도 표현이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 하나의 변조 주기의 일부분의 그래프 표현이다.
도 6은 데드 타임 보상(dead time compensation)의 그래프 표현이다.
도 7은 고정된 변조 주기(a fixed modulation period)로의 데드 타임 제어의 그래프 표현이다.
도 8은 가변적인 변조 주기의 그래프 표현이다.
도 9는 제1 데드 타임에서 데드 타임 제어로 동작하는 도1의 컨버터의 삼상 교류의 그래프 표현이다.
도 10은 제1 데드 타임보다 큰 제2 데드 타임에서 데드 타임 제어로 동작하는 도1의 컨버터의 삼상 교류의 그래프 표현이다.
도 11은 연속적인 펄스 폭 변조 하의 동작 동안 도 1의 컨버터의 단자(terminal)에서 존재하는 3상 전압의 그래프 표현이다.
도 12는 주기적 블랭킹 타임으로 펄스 폭 변조 하의 동작 동안 도 1의 컨버터의 단자에서 존재하는 삼상 전압의 그래프 표현이다.
도 13은 전압 한 주기를 동안 도 12의 삼상 전압의 하나의 페이즈의 그래프 표현이다.
도면들 내에 도해된 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명함에 있어서, 특정한 전문 용어(terminology)는 명확성을 위해서 사용(resorted to)될 것이다. 그러나, 본 발명은 그렇게 선택된 특정한 용어들에 제한되는 것으로 의도되지 않고 각각의 특정한 용어는 유사한 목적을 달성하기 위해 유사한 방식으로 동작하는 모든 기술적인 균등물들을 포함하는 것으로 이해된다. 예컨대, 단어 "연결된", "부착된" 또는 이들과 유사한 용어들이 종종 사용된다. 이러한 용어들은 연결을 지시하는 것으로 한정되지 않고 다른 요소들을 통한 연결(이러한 연결은 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자들에 의해 균등물로서 인식됨)을 포함한다.
여기에 개시된 대상 발명의 다양한 특징들 및 유리한 세부사항들은 하기의 기재 내에서 설명되는 비-제한적인 실시예들을 참조하여 더 완전하게 설명된다.
처음에 도 1로 돌아와서, 본 발명의 일실시예를 포함하는 예시적인 컨버터(10)가 도시된다. 컨버터(10)는 입력 전압들을 수신하는 3 개의 입력 단자들(T1-T3)을 포함한다. 도시된 실시예의 입력 단자들(T1-T3) 각각은 얼터네이터(alternator)(6)에 의해 생성되는 멀티-페이즈(multi-phase) 전압(V1-V3)의 하나의 페이즈를 수신한다. 예를 들어, 얼터네이터(6)는 삼상 교류(three-phase alternating current(AC)) 전력을 생성할 수 있다. 입력 필터(28)는 단자들(T1-T3) 각각과 직렬(in series with)로 연결된다.
컨버터(10)는 단자들(T1-T3)에서 멀티페이즈 AC 입력 전압을 수신하고, 스위칭 소자들(switching devices)(20, 21)을 사용하여 DC 버스(DC bus) 상에 존재하는 소기의 DC 전압을 출력한다. DC 버스(12)는 출력들(+Vdc 및 -Vdc)에서 가용하게 되는 포지티브 레일(positive rail)(14) 및 네거티브 레일(negative rail)(16)을 포함한다. 해당 기술 분야에서 이해되는 것처럼, 포지티브 레일(14) 및 네거티브 레일(16)은 공통(common) 또는 중성(neutral) 전압에 대하여 임의의 적합한 DC 전압 포텐셜을 전도(conduct)할 수 있고, 이는 포지티브 또는 네거티브 DC 전압 포텐셜에 제한되지 않는다. 또한, 포지티브 레일(14) 또는 네거티브 레일(16) 중 어느 하나는 중성 전압 포텐셜에 연결될 수 있다. 포지티브 레일(14)은 일반적으로 네거티브 레일(16)보다 큰 포텐셜을 가지는 DC 전압을 전도한다.
스위칭 소자들(20, 21)은 일반적으로 솔리드-스테이트(solid-state) 전력 소자들이다. 도 1은 바이폴라 접합 트랜지스터들(BJT: bipolar junction transistor)로서의 스위칭 소자들(20, 21)을 도시한다. 그러나, 적용 요구 조건들에 따라, 임의의 적절한 스위칭 장치들이 이용될 수 있음이 고려되며, 임의의 적절한 장치는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistors)들, 전계 효과 트랜지스터(FET: Field Effect Transistor)들, 실리콘 제어 정류기(SCR: Silicon Controlled Rectifier)들, 통합 게이트 정류 사이리스터(IGCT: Integrated Gate-Commutated Thyristor)들 또는 게이트 턴-오프 사이리스터(GTO: Gate Turn-Off thyristor)들과 같은 사이리스터(thyristor)들 또는 다른 제어되는 소자들을 포함할 수 있으나, 여기에 제한되지 않는다. 다이오드(22)는 스위칭 디바이스(20, 21)가 턴 오프되는 경우 요구되는 것처럼 스위칭 디바이스(20, 21)를 가로지르는(across the switching device) 역방향 전도(reverse conduction)를 위해 스위칭 디바이스들(20, 21)의 각각에 병렬로 연결된다. 이러한 다이오드(22)는 또한 반도체 스위치의 일부일 수 있다. 입력의 각각의 페이즈에 대하여, 포지티브 스위치(20)는 입력 단자(T1-T3) 및 DC 버스(12)의 포지티브 레일(14) 사이에 연결되고, 네거티브 스위치(21)는 입력 단자(T1-T3) 및 DC 버스(12)의 네거티브 레일(16) 사이에 연결된다. 포지티브 스위칭 소자들(20) 각각은 포지티브 게이트 신호(positive gate signal)(24)에 의해 제어되고, 네거티브 스위칭 소자들(21) 각각은 네거티브 게이트 신호(negative gate signal)(25)에 의해 제어된다. 포지티브 및 네거티브 게이트 신호들(24 또는 25)은, 포지티브 또는 네거티브 스위칭 소자들(20 또는 21) 각각을 통해 선택적으로 전도를 허용하기 위해 인에이블링(enable) 또는 디스에이블링(disable) 된다. 커패시턴스(capacitance)(50)는 DC 버스(12)의 네거티브 레일(16) 및 포지티브 레일(14) 사이에 연결된다. 커패시턴스(50)는 시스템의 요구 조건들에 따라 한 개의 커패시터 또는 직렬 또는 병렬로 연결된 복수 개의 커패시터들일 수 있다. 커패시턴스(50)는 입력 전압 및 DC 버스(12) 간의 전압 변환(conversion)으로부터 비롯되는 리플 전압(ripple voltage)의 크기를 감소시킨다.
컨트롤러(40)는 게이트 신호(24, 25)를 생성하기 위해 일련의 저장된 명령들(a series of stored instructions)을 실행한다. 컨트롤러(40)는 컨버터(10)의 전체에 걸친 다양한 포인트들에서의 전압 및/또는 전류의 진폭(amplitude)에 대응하는 센서들로부터의 피드백 신호(feedback signal)들을 수신한다. 위치들은 컨트롤러(40) 내에서 실행되는 특정한 제어 루틴(control routine)들에 의존한다. 예컨대, 입력 센서들(26a-26c)은 각 입력 단자(T1-T3)에서 존재하는 전압의 진폭을 제공할 수 있다. 선택적으로, 입력 센서(26a-26c)는 각 입력 단자(T1-T3)에서 전도된 전류의 진폭을 제공하기 위해 동작적으로 연결될(operatively connected) 수 있다. 유사하게, 전류 및/또는 전압 센서(28 및 30)는 DC 버스(12)의 포지티브 레일(12) 및 네거티브 레일(16)에 각각 동작적으로 연결될 수 있다. 컨트롤러(40)는 저장된 명령들을 가져오기(retrieve) 위해 메모리 소자(42)와 인터페이스로 접속하고 외부의 디바이스들과 통신하기 위해 통신 포트(44)와 인터페이스로 접속할 수 있다. 컨트롤러(40)는 여기에 설명된 것처럼 컨버터(10)를 제어하기 위해 저장된 명령들을 실행한다.
다음으로 도 4를 참조하면, 예시적인 전력 변환 시스템(power conversion system)은 인버터처럼 동작하고, DC 버스(12)에 의해 연결되는 제1 파워 컨버터(10) 및 제2 파워 컨버터(60)를 포함한다. 선택적으로, 에너지 저장 소자(18)는 DC 버스(12)의 네거티브 레일(16) 및 포지티브 레일(14) 사이에 연결될 수 있다. 풍력 터빈의 발전기와 같은 얼터네이터(6)는 DC 버스(12) 상의 DC 전압으로 변환되는 전력을 컨버터(10)로 공급하고, 차례대로, 인버터(60)는 DC 버스(12)로부터 전기 부하(electrical load)(4) 또는 유틸리티 그리드(도시되지 않음)로 전력을 공급한다. 저장 소자(18)는, DC 버스(12) 상에 존재하는 DC 전압을 저장 소자의 요구 조건들에 따라 적합한 DC 전압 레벨로 변환하기 위해 DC - DC 컨버터(DC to DC converter)를 또한 포함한다. 예를 들어, 저장 소자는 납축 전지(lead-acid battery), 리튬 이온 전지(lithium ion battery), 브롬화 아연 전지(zinc-bromide battery), 플로우 전지(flow battery) 또는 어떠한 다른 적합한 에너지 저장 소자일 수 있다. DC - DC 컨버터는 적용 요구 조건들에 따라 DC 버스(12) 및 저장 소자(18) 간에 에너지를 전송하도록 동작한다.
이제 도 2를 참조하면, 예시적인 인버터(60)는 DC 버스(12)에 연결된다. 예를 들어, 인버터(60)는 DC 버스(12)로부터의 DC 전압을 모터와 같은 전기 부하 또는 유틸리티 그리드로 공급되기에 적합한 AC 전압으로 변환한다. 포지티브 레일(14) 또는 네거티브 레일(16)을 출력 전압의 하나의 페이즈에 선택적으로 연결하는 스위칭 소자들(70)을 사용함으로써, 변환이 수행된다. 스위칭 소자들(70)은 일반적으로 솔리드-스테이드 전력 소자이다. 도 2는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT: bipolar junction transistor)들로서의 스위칭 소자들(70)을 도시한다. 그러나, 적용 요구 조건들에 따라, 임의의 적절한 스위칭 장치들이 이용될 수 있음이 고려되며, 임의의 적절한 장치는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistors)들, 전계 효과 트랜지스터(FET: Field Effect Transistor)들, 실리콘 제어 정류기(SCR: Silicon Controlled Rectifier)들, 통합 게이트 정류 사이리스터(IGCT: Integrated Gate-Commutated Thyristor)들 또는 게이트 턴-오프 사이리스터(GTO: Gate Turn-Off thyristor)들과 같은 사이리스터(thyristor)들 또는 다른 제어된 소자들을 포함할 수 있으나, 여기에 제한되지 않다. 다이오드(72)는 스위칭 디바이스들(70)이 턴 오프되는 경우 요구되는 것처럼 스위칭 디바이스들(70)을 가로지르는 역방향 전도를 위해 스위칭 디바이스들(70)의 각각에 병렬로 연결된다. 이러한 다이오드(72)는 또한 반도체 스위치의 일부일 수 있다. 각각의 스위칭 소자(70)는 게이트 신호(74)에 의해 제어된다. 게이트 신호(74)는 스위칭 소자(70)를 통해 선택적으로 전도를 허용하기 위해 인에이블링 또는 디스에이블링 된다.
컨트롤러(90)는 게이트 신호들(84)을 생성하기 위해 일련의 저장된 명령들을 실행한다. 컨트롤러(90)는 인버터(60) 전체에 걸친 다양한 포인트들에서 전압 및/또는 전류의 진폭에 대응하는 센서들로부터 피드백 신호들을 수신한다. 위치들은 컨트롤러(90) 내에서 실행되는 특정한 제어 루틴들에 의존한다. 예를 들어, 센서들(76a-76c)은 출력 단자(62)의 각각의 페이즈에 존재하는 전압의 진폭을 제공할 수 잇다. 선택적으로, 출력 센서들(76a-76c)은 출력 단자(62)의 각각의 페이즈에서 전도되는 전류의 진폭을 제공하기 위해 동작적으로 연결될 수 있다. 유사하게, 전류 및/또는 전압 센서(78 및 80)는 DC 버스(12)의 포지티브 레일(12) 및 네거티브 레일(16) 각각에 동작적으로 연결될 수 있다. 컨트롤러(90)는 저장된 명령들을 가져오기 위해 메모리 소자(92)와 인터페이스로 접속하고, 외부 소자들과 통신하기 위해 통신 포트(communication port)(94)와 인터페이스로 접속할 수 있다. 본 발명의 일실시예에 따르면, 제1 컨터버(10) 및 제2 컨버터(60)는 각각의 파워 컨버터의 동작을 제어하기 위해 분리된 컨트롤러들(40, 90) 및 메모리 소자들(42, 92)을 포함하는 분리된 모듈(module)들이다. 선택적으로, 단일 컨트롤러 및 메모리 소자는 파워 컨버터들 둘 모두의 동작을 제어할 수 있다.
동작에 있어서, 컨버터(10)는 가변적인 전력 에너지로부터 공급되는 전력을 컨버터의 DC 버스(12) 상의 가용한 전력으로 변환한다. 그 이후 에너지 저장 소자들(18) 또는 인버터 모듈들(60)은 에너지 소스에서 생성되는 전력을 저장 또는 전기 부하로 저장된 전력을 전달(도 4에서 또한 도시됨) 중 하나를 위해 DC 버스(12)에 연결될 수 있다. 제1 파워 컨버터(10)는 소스(6)로부터 DC 버스(12)까지 전력을 전송하고, 제2 파워 컨버터(60)는 DC 버스(12)로부터 부하(4)까지 전력을 전송한다. 각각의 파워 컨버터(10, 60)의 컨트롤러(40, 90)는, 소기의 전력 변환의 형태에 따라 DC 버스(12)와 입력 단자들(T1-T3) 또는 출력(62) 중 하나를 스위치들(20, 21, 또는 70) 각각과 선택적으로 연결하기 위해 게이팅 신호(gating signal)(24, 25 또는 74)를 생성하는 하나 이상의 제어 모듈을 실행한다. 본 발명의 일실시예에 따르면, 풍력 터빈은 풍속의 함수(function of the speed of the wind)로서 저속 구동축(drive shaft)을 회전시키는 날(blade)들을 포함할 수 있다. 저속 구동축은, 기어박스에 입력(input)되고, 결국, 이것의 전동 장치(gearing)의 기능과 같이 고속 구동 축 출력을 회전시킨다. 고속 구동축은 고정자(stator) 상에서 AC 전압들(V1-V3)을 생성하는 얼터네이터(6)의 로터(rotor) 부분을 회전시킨다.
다음으로 도 3을 참조하면, 그래프(100)는 변화하는 풍속들 하에서 동작하는 예시적인 풍력 터빈에 대하여, 로터 속도(rotor speed)의 함수로서의 얼터네이터(6)에 의해 생성되는 전력 간의 관계를 도시한다. 예를 들어, 터빈 날들의 속도는 날의 변화하는 피치(varying the pitch of the blades)에 의해 제어될 수 있다. 이와 같이, 일정한 풍속에 대하여, 결과적으로 저속 구동 축의 회전 속도 및 얼터네이터(6)에서의 로터의 회전 속도는 변화할 수 있다. 그러나, 날의 피치가 변화하는 바람 조건들에 대응하여 충분히 빠른 레이트(rate)에서 조절 가능하지 않을 수 있는 가능성이 존재한다. 피치 제어 대신 또는 덧붙여, 컨버터(10)는, 가변적인 제동력(braking force)이 얼터네이터(6)에 적용되도록, 얼터네이터(6)로부터 도출(drawn)되는 레귤레이팅(regulating) 전류에 의해 얼터네이터(6)의 속도를 레귤레이팅하는 데에 도움을 줄 수 있다. 그러므로, 전류의 전기적 제어는 최대의 전력 포인트에서 동작을 유지하기 위에 풍속의 변화에 대해 보상할 수 있다.
파선(101)에 의해 도 3에 더 도시된 것처럼, 얼터네이터(6)의 동작은 제곱된 전력 법칙(squared power rule)을 따를 수 있고, 터빈에 의해 생성되는 전력은 풍속의 제곱으로 증가한다. 각각의 풍속에 대하여, 그 풍속에서 얼터네이터에 의해 생성될 수 있는 최대 전력이 DC 버스(12)로 전송되도록, 컨트롤러(40)는 최대 전력 포인트(MPP: Maximum Power point)에서 동작한다. 다양한 풍속들에서 이러한 최대 전력 전력 포인트들을 추적하는 것은 정격 전력(rated power) 생산이 발생할 때까지 지수의, 제곱된 전력 곡선(101)의 결과가 된다. 그 포인트에서, 컨트롤러(40)는, 컨버터(10)의 요소 또는 얼터네이터(60)에 손상을 방지하기 위해 정격 값(rated value)으로 전력 생산을 제한한다. 얼터네이터(6) 및 DC 버스(12) 간 전도되는 전류의 제어 및 날들의 피치 제어 둘 모두를 위해 컨트롤러(40)는 제어 루틴들을 실행한다. 선택적으로, 분리된 컨트롤러(40)가 사용될 수 있고, 컨트롤 모듈들 중 하나를 각각 실행한다.
해당 기술 분야에서 알려진 바와 같이, 정상 동작 조건들(normal operating conditions) 동안 얼터네이터(6)로부터 도출된 전류를 레귤레이팅하기 위해, 컨트롤러(40)는, 얼터네이터(6)로부터 DC 버스(12)까지 전류의 동기 제어를 위해 구성되는 제1 전류 레귤레이터(regulator)를 이행(implement)할 수 있다. 동기 전류 레귤레이터(synchronous current regulator)는 전류 참조(current reference)를 수신하고, 측정된 전류 신호들의 이용은 전류 에러 값(current error value)를 결정한다. 그 다음에, 동기 전류 레귤레이터는 전류 에러 값을 보상하기 위해 소기의 제어된 전류를 결정한다. 그 다음에, 얼터네이터(6) 및 DC 버스(12) 간 소기의 제어된 전류를 생성하도록 입력 단들(T1-T3)의 각각의 페이즈를 DC 버스(12)에 선택적으로 연결하기 위하여, 컨트롤러(40)는 적절한 게이팅 신호들(24, 25)을 결정한다.
얼터네이터(6)가 AC 전력을 생성하기 때문에, 컨트롤러(40)는 입력 단들(T1-T3)에서 존재하는 AC 전압들의 전기각들(electrical angles)의 인식(knowledge)을 또한 요구한다. 최소 속도를 초과하여 동작하는 경우, 컨트롤러(40)는, 얼터네이터(6)에서 존재하는 역기전력을 검출(detect)함으로써, 전기각을 결정할 수 있다. 얼터네이트의 회전 속도가 증가함에 따라, 역기전력의 진폭도 유사하게 증가한다. 그러나, 역기전력은 로터 속도의 함수뿐만 아니라 얼터네이터 파라미터의 함수이다. 그러므로, 역기전력이 검출될 수 있는 최소 속도는 적용 함수(a function of the application)이다. 그러나, 역기전력의 진폭은 일반적으로, 얼터네이터(6)의 정격 속도(rated speed)의 약 10%와 약 20% 사이에서 확실히 검출될 수 있다.
다음으로 도 5를 참조하면, 동기 전류 레귤레이터는, 게이팅 신호들(24, 25)을 생성하기 위한 전압 참조 신호(voltage reference signal)(154)을 생성하는 얼터네이터(6)의 검출된 전기 각 및 소기의 제어된 전류 값을 사용한다. 도 5에서, 사인-삼각(single-triangle) PWM 변조 기술(150)에 따라 AC 전압의 하나의 페이즈에 대한 하나의 사이클의 일부분에 대해 게이팅 신호들(24, 25)의 생성이 도시된다. 사인-삼각 PWM 변조 기술(150)에서, 삼각 파형(triangular waveform)(152)은 게이팅 신호들(24, 25)을 생성하기 위해 전압 참조(154)와 비교된다. 삼각 파형(152)의 일 주기는 PWM 루틴의 스위칭 주기(156)에 의해 정의된다. 스위칭 주기(156) 동안, 전압 참조(154)가 삼각 파형(152)보다 큰 경우, 포지티브 게이팅 신호(24)는 높게 설정되는 반면, 네거티브 게이팅 신호(25)는 낮게 설정된다. 전압 참조(154)가 삼각 파형(152)보다 낮은 경우, 포지티브 게이팅 신호(24)는 낮게 설정되는 반면, 네거티브 게이팅 신호(25)는 높게 설정된다. 해당 기술 분야의 통상의 기술자에게 알려진 바와 같이, 다른 변조 기술들은 공간-벡터(space-vector) 또는 멀티-레벨 스위칭(multi-level switching)과 같은 출력 전압을 생성하기 위해 또한 사용될 수 있는 점이 고려된다. 또한, 도 4에서 도시된 바와 같이, 상, 하 또는 이들의 조합에 의해 증가되고 있는 레지스터(register)와 같은 디지털 신호들, 아날로그 신호들과 비교함으로써 변조 기술들은 이행될 수 있다.
도 5는, 포지티브 스위치(20) 및 네거티브 스위치(21)가 동시에 전도하고 있지 않도록, 포지티브 게이팅 신호(24) 및 네거티브 게이팅 신호(25)가 동시에 스테이트를 인버팅(invert)하는 이상적인 스위칭 조건들을 도시한다. 그러나, 실제로 스위치들(20, 21)은 이상적이지 않고, 도 5에서 도시된 것과 같이 스위칭되지 않는다. 또한, 도 6을 참조하면, 스위치들(20, 21) 각각은 턴 오프(toff) 또는 턴 온(ton)하기 위한 한정된 시간(finite time)을 요구한다. 포지티브 스위치(20) 및 네거티브 스위치(21)의의 동시 전도를 방지하기 위하여 데드 타임 보상이 사용될 수 있다. 데드 타임(td)은 스위치들(20 또는 21)의 턴 오프 시간(toff) 보다 길게 일반적으로 설정된다. 포지티브 게이팅 신호(24) 또는 네거티브 게이팅 신호(25) 중 하나가 턴 오프 하도록 명령되는 경우, 도시된 것과 같이 스위칭 순간(switching instant)(tsw)에서, 컨트롤러(40)는, DC 버스(12)의 네거티브 레일(16) 및 포지티브 레일(14)간 단락을 일으키는, 같은 페이즈 상에서, 포지티브 스위치 및 네거티브 스위치(20, 21) 둘 모두의 동시 전도를 방지하는 데드 타임(td)의 기간에 대해 온하도록 네거티브 게이팅 신호(25) 또는 포지티브 게이팅 신호(24) 중 다른 하나(the other)의 세팅을 지연시킨다. 턴 오프(toff)하는 스위치(20 또는 21)에서의 지연은 불필요한 전도(unwanted conduction)의 짧은 주기(27)를 야기하고, 턴 온(ton)하는 스위치에서의 지연은 불필요한 비-전도(unwanted non-conduction)이 짧은 주기(29)를 야기한다.
앞서 명시한 바와 같이, AC 얼터네이터(6)에 의해 생산되는 AC 전력의 전기 각의 인식은, 얼터네이터(6)로부터 DC 버스(12)까지 전력 전송을 제어하기 위한 동기 전류 레귤레이터를 위해 요구된다. 얼터네이터(6)의 각 위치(angular position)는, 일반적으로 생성된 전기적 파형으로부터 획득된다. 예를 들어, 역기전력 전압, 위상 고정 루프(phase-locked loop)의 측정들을 사용하는 것은 얼터네이터(6)의 각 위치를 추출할 수 있다. 로터 속도가 느려짐에 따라, 진폭이 너무 낮아서 정확하게 검출될 수 없게 될 때까지, 역기전력의 크기는 감소한다. 이전에, 정확한 전기 각의 인식 없이 게이팅 신호들(24, 25)이 생성의 결과로 인버터에 전력 및/또는 포텐셜 손상이 인버터에 전송되는 불안정, 불능을 방지하기 위해, 컨버터(10)는 셧 다운(shut down)이 필요할 수 있다. 컨버터(10)가 동작할 수 있었던 최소 속도는 컷-인 속도(cut-in speed)로 또한 알려져 있다. 컨버터(10)가 동작을 중단시켰음에도 불구하고, 얼터네이터(6)는 컷-인 속도 미만에서 여전히 전력을 생성할 수 있다.
저속 동작 동안, 얼터네이터(6)에 의해 생성된 전력을 계속하여 수신하고, 얼터네이터(6)의 효율을 개선하기 위하여, 여기에서 개시된 바와 같이 컨버터(10)는 이것의 동작 범위(operating range)를 확장시키기 위해 다중 동작 모드(multiple operating mode)들에서 실행한다. 위에서 논의된 바와 같이, 컨버터(10)는 제1 임계치를 초과하거나 제1 동작 모드에서 동기 제어 방법(synchronous control method)을 실행한다. 일반적으로 정격 속도의 약 10-20%인, 얼터네이터(6)에 의해 생성되는 전압의 기전력에서 얼터네이터(6)의 동작 속도에 대응하는 제1 임계치는 확실히 검출될 수 있다. 제1 동작 모드에서의 동작 동안, 변조 루틴은 고정된 주기(T1) 및 고정된 데드-타임 보상(td)으로 실행한다. 선택적으로, 얼터네이터(6)에 의해 생성되고 있는 전압의 주파수 함수로서 제1 동작 모드 동안 그 결과 변조 주파수 및 주기는 변화할 수 있다. 예를 들어, 스위칭 주파수의 범위는 5-10kHz 사이일 수 있다.
변조 기술들은, 포지티브 스위치들(20) 및 네거티브 스위치들(21)이 교대로, 단자들(T1-T3)과 DC 버스(12)의 포지티브 또는 네거티브 레일(14,16) 중 하나와 연결되도록 제어한다. 다음으로 도 11을 참조하면, DC 버스(12)의 포지티브 또는 네거티브 레일(14, 16) 중 하나와 단자들(T1-T3) 각각 사이를 교대로 연결하는 것으로부터 변조된 전압 파형의 결과가 도시된다. 얼터네이터(6)의 속도가 감소함에 따라, 얼터네이터에서의 역기전력의 진폭 및 주파수도 유사하게 감소한다. 그러나, 전기 부하(4) 또는 유틸리티 그리드에 연결을 위해 파워 컨버터(10)에 연결된 인버터(60)가 AC 전압을 생성하고 있기 때문에, 전력 변환 시스템은 DC 버스(12) 상의 DC 전압의 일반적으로 일정한 레벨을 유지한다. 결과적으로, 역기전력의 진폭이 감소함에 따라, 변조된 파형의 정점 진폭(peak amplitude)이 여전히 같고, 얼터네이터(6)에 의해 생성된 역기전력의 진폭보다 더 크게 되고, 역기전력의 값을 판독하기 위한 시도에서 상당한 불확실성 또는 노이즈를 도입한다. 또한, 도 12 및 도 13을 참조하면, 얼터네이터(6)의 저 주파수 동작 동안 역기전력 전압(123)의 크기에 비교되는 변조된 전압(121)의 크기들의 차이가 도시된다.
컨트롤러가 역기전력을 확실히 측정할 수 있는 범위를 개선하기 위하여, 컨트롤러(40)는 블랭킹 제어 동작 모드(blanking control operating mode)에 진입(enter)할 수 있다. 얼터네이터(6)의 동작 주파수가 감소함에 따라, 블랭킹 제어 동작 모드는 변조가 중단되는 동안, 블랭킹 타임(120) 또는 짧은 간격(short interval)을 도입한다. 블랭킹 타임(120) 동안, 컨트롤러(40)는 변조된 전압으로부터의 간섭(interference)없이 역기전력 전압을 판독할 수 있다. 얼터네이터(6)의 관성(inertia) 및 풍력 터빈의 날들이, 얼터네이터(6)의 속도에서 거의 또는 전혀 변화 없이 얼터네이터(6)의 회전을 유지하도록, 블랭킹 타임(120)은 충분히 짧다. 얼터네이터(6)에 의해 생산되는 전압의 기본 주파수의 한 사이클 전체에 걸친 주기적 간격에서 블랭킹 타임(120)이 도입된다. 변조 주기들 동안, 얼터네이터(6)에 의해 생성되는 전력은 DC 버스(12)로 전송된다. 상술한 바와 같이, 블랭킹 타임의 도입은 파워 컨버터(10)가 일시적으로 변조를 중지하고 역기전력을 판독하는 것을 허용한다. 역기전력의 전기각은 결정되고, 변조를 수행하는 컨트롤러(40)에 의하여 이용되는 각도를 결정하는 조정들에 대응된다. 스위치들(20, 21)의 변조는, 얼터네이터(6)로부터 DC 버스(12)까지 전력을 전송하기 위해 수정된 각에서 재개된다. 그리하여, 역기전력 제어가 수행되는 동작 범위는 얼터네이터(6)의 정격 속도 진폭의 약 5%로 확장될 수 있다.
다음의 도 7을 참조하면, 그러므로, 얼터네이터의 생성된 대응하는 전력 및 속도가 감소함에 따라, 컨버터는 변화하는 데트-타임 제어 및 고정된 주기(T1)을 포함하는 다른 동작 모드에서 또한 동작할 수 있다. 고정된 주기(T1) 기간은, 사전의 동작 모드에서의 동작 동안 컨트롤러(40)에 의해 사용되는 주기(156)와 동일하도록 선택된다. 유사하게, 데드-타임 제어를 위한 최초의 데드-타임(tdx)은 사전의 동작 모드에서의 동작 동안 사용되는 데드 타임(td)와 동일하도록 선택된다. 결과적으로, 변화하는 데드-타임으로 동작하기 위한 전류 블랭킹 제어 또는 동기 전류 레귤레이터의 동작으로부터의 트랜지션(transition)은 이러한 동작 파라미터들 중의 하나에 있어서 어떤 단계의 변화도 없다.
동작 파라미터들에서 어떠한 단계의 변화가 없음에도 불구하고, 동작 모드들 간에 변조 기술에서 변화가 있다. 도 5에 관하여 논의된 바와 같이, 펄스 폭 변조(pulse width modulation)는 각각의 단자(T1-T3)에서 입력 전압의 전기 각의 함수로서 게이팅 신호들(24, 25)을 생성한다. 결과적으로, 포지티브 게이트 신호들(24) 및 네거티브 게이트 신호들(25)은 입력 단자들(T1-T3)의 각각의 페이즈에 대해 다르다. 이와는 반대로, 데드 타임 제어 동안, 컨버터(10)는 입력 단자들(T1-T3) 각각에 대하여 실질적으로 동일한 포지티브 게이트 신호들(24) 및 네거티브 게이트 신호들(25)을 생성한다. 발생하는 결과는 포지티브 스위치들(20) 각각이 동시에 턴 온 되고, 네거티브 스위치들(21) 각각이 동시에 턴 온 되는 것이다. 데드 타임(td)에 의해 제어됨으로써 짧은 기간 동안 포지티브 스위치들(20) 및 네거티브 스위치들(21)이 교대로 펄스 온 및 오프되도록, 컨트롤러(4)는 게이팅 신호들(24, 25)을 생성한다.
입력 단자들(T1-T3)의 각각의 페이즈와 스위치들(20, 21) 각각의 사이에 직렬로 연결되는 멀티-페이즈 인덕터(28)는 전류의 변화율(rate of change)을 제한한다. 게다가, 인덕터(28)를 통해 전류의 변화율이 또한 감소되는 저속에서 얼터네이터(6)에 의해 생산되는 전압의 진폭이 낮아진다. 그리하여, 포지티브 스위치들(20) 또는 네거티브 스위치들(21) 각각의 동시에 스위칭하는 것이 얼터네이터(6)에 걸쳐 단락을 설정하지 않음에도 불구하고, 이 동작 모드 동안 발생되는 전류 파형은 도 9 및 도 10에서 도시된 바와 같이 일반적으로 사인곡선이다.
전류의 크기는 스위치들(20 또는 21) 각각에 게이팅 신호(24 또는 25)의 기간의 함수이다. 데드-타임(td) 및 온 타임(ton)은 반대로 연관되고, 이는 온 타임(ton)이 감소하고, 데드-타임(td)은 증가하는 것을 의미한다. 예를 들어, 컨트롤러(40)는, 얼터네이터(6)에 의해 생산되는 전류의 함수로서, 데드-타임(td)을 제어하도록 사용되는 PI(Proportional-Integral) 레귤레이터, 제2 전류 레귤레이터를 실행한다. 데드-타임 제어 하에서의 동작을 위한 가장 긴 온 타임(ton1)으로부터 최소 온타임(ton3)까지 진행은 도 7의 플롯들(a)-(c) 각각에서 도시된다. 처음에 데드 타임 제어로의 스위칭 상에서, 얼터네이터(6)는 에너지의 가장 많은 양을 생성하고 있고, 전력의 가장 많은 양은 얼터네이터(6)와 DC 버스(12) 사이에서 전송될 수 있다. 그러므로, 최초 온 타임(ton)이 이것의 가장 큰 기간이다. 풍속이 계속해서 줄어듦에 따라, 얼터네이터(6)가 생산할 수 있는 전력 레벨들은 계속해서 줄어들고, 각각의 스위치(20 또는 21)에 대해 온 타임(ton)에서의 감소를 요구한다. 어떤 포인트에서, 컨버터는 스위치들(20, 21)에 의해 생성되는 손실들에서의 포인트에 대응하는 최소 온 타임(ton)에 도달하고, 온 타임(ton) 동안 전송되는 전력을 초과한다. 이 포인트에서, 컨트롤러(40)는 변조 주파수를 변화하기 시작한다.
위에서 언급된 트랜지션은 컨트롤러(40)가 동작 파라미터들에 있어서의 어떠한 단계 변화도 없이 데드-타임 제어로 전송하는 것을 허용한다. 동작 파라미터들에 있어서 어떠한 단계 변화가 없음에도 불구하고, 변조 기술에 있어서 변화가 있다. 도 5에 관하여 위에서 논의된 바와 같이, 펄스 폭 변조는, 각각의 단자(T1-T3)에서 입력 전압의 전기 각의 함수로서 게이팅 신호들(24, 25)을 생성한다. 동기 전류 제어 동안, 포지티브 게이트 신호들(24) 및 네거티브 게이트 신호들(25)은 입력 단자들(T1-T3)의 각각의 페이즈에 대해 다르다. 이와는 반대로, 데드-타임 제어 동안 컨버터(10)는 단자들(T1-T3) 각각의 페이즈에 대해 실질적으로 동일한 포지티브 게이트 신호들(24) 및 네거티브 게이트 신호들(25)을 생성한다. 발생되는 효과는 포지티브 스위치들(20) 각각이 동시에 턴 온되고, 네거티브 스위치들(21) 각각이 동시에 턴 온된다. 포지티브 스위치들(20) 및 네거티브 스위치들(21)은 데드 타임(td)dp 의해 제어되는 것과 같은 짧은 주기에 대해 교대로 펄스 온 및 오프되도록, 컨트롤러(40)는 게이팅 신호들(24, 25)을 생성한다.
입력 단자들(T1-T3)의 각각의 페이즈와 스위치들(20 또는 21) 각각의 사이에 직렬로 연결되는 멀티-페이즈 인덕터(28)는 전류의 변화율을 제한한다. 게다가, 인덕터(28)를 통해 전류의 변화율을 또한 감소시키는 저속에서, 얼터네이터(6)에 의해 생산되는 전압의 진폭은 낮아진다. 그리하여, 포지티브 스위치들(20) 또는 네거티브 스위치들(21) 각각의 동시에 스위칭하는 것이 얼터네이터(6)에 걸쳐 단락(short circuit)을 형정(establish)하지 않음에도 불구하고, 이 동작 모드 동안 발생되는 전류 파형은 도 9 및 도 10에서 도시된 바와 같이 일반적으로 사인곡선이다.
다음으로 도 8을 참조하면, 최소의 온 타임(ton) 후에 얼터네이터(6)로부터 DC 버스(12)까지 도달되는 에너지 전송을 계속하기 위해, 컨트롤러(40)는 온 타임(ton)이 여전히 일정하고, 변조 주기(T)가 변화하는 변조 라우팅(modulation routing)을 실행한다. 예를 들어, 도 8의 플롯(a)는 이 동작 모드에서의 최초 동작 포인트를 나타낼 수 있다. 최초 주기(T1)은 도 7에서 도시된 트랜지션 동안 사용되는 주기(T1)과 동일하고, 온 타임(ton)은 최소 온 타임(ton3)과 대응한다. 결과적으로, 다시(again) 동작 모드들 간의 트랜지션은 온 타임(ton) 또는 변조 주기(T)에 대하여 어떠한 단계의 변화도 없다.
도 8에서 도시된 바와 같이, 컨버터(10)는 온 타임(ton)을 일정하게 홀딩하고, 변조 주기를 제어한다. 예를 들어, 최초 변조 주기(T1)는 10 kHz 스위칭 주파수에 대응하는 100 μsec 일 수 있다. 예를 들어, 얼터네이터(6)에 의해 제공되는 전류가 계속하여 감소함에 따라 변주 주기는 T2 및 실질적으로 T3로 연장될 수 있다. 변조 주기가 50 Hz 스위칭 주파수에 대응하는 적어도 20 msec로 확작될 수 있는 점이 고려된다. 그리하여, 풍속 및 대응하는 로터 속도가 감소함에 따라, 컨버터(10)는 풍력 터빈으로부터 획득되는 에너지의 양을 증가시키기 위해 더 넓은 동작 범위에 걸쳐 동작을 계속한다.
가변적인 변조 주파수에서의 동작 동안, 변조 주기 기간 및 전류의 진폭에서의 변화들 간의 관계는 비선형적이기 때문에, 동작을 용이하게 하기 위하여, 컨트롤러(40)는 메모리(42)에 저장된 룩 업 테이블(look up table)에 액세스(access)할 수 있다. 예를 들어, 10 kHz 스위칭 주파수(즉, 100 μsec 주기)에서 동작하는 경우의 변조 주기에서의 10 μsec의 변화는 50 Hz 스위칭 주파수(즉, 20 msec 주기)에서 동작하는 경우 보다 더 큰 퍼센트 증가를 나타낸다. 저 전력 동작 동안 전류의 진폭에서의 변화량(variations)에 컨트롤러(40)의 응답 시간을 개선하기 위해, 변조 주기는, 컨버터가 더 높은 스위칭 주파수들에서 동작하고 있는 경우 보다 컨버터(10)가 더 낮은 스위칭 주파수들에서 동작하고 있는 경우에 더 큰 증가로 변화된다. 룩업 테이블은, 변화하는 동작 포인트들에서 변조 주파수에서의 소기의 증가하는 변화들을 저장할 수 있다.
풍속 및 얼터네이터에 의해 생산되는 대응하는 전력이 증가하기 시작함에 따라, 컨트롤러(40)는 동작 모드들을 통해 단계들을 반전시킨다(reverse). 처음으로, 제1 및 제2 동작 모드들에서의 동작에 대한 소기의 주기에 다시 도달할 때까지, 컨트롤러는 고정된 온 타임(ton)으로 동작하고, 변조 주기(T)를 감소시킨다. 동작 모드들 둘 모드 공통의 동작 포인트를 아우르기(encompass) 때문에, 가변적인 변조 주기(T) 및 고정된 온 타임(ton)으로의 동작으로부터 고정된 변조 주기(T) 및 가변적인 온 타임(ton)으로의 동작을 위한 트랜지션은 다시 끊임 없다(again seamless). 유사하게, 풍속 및 얼터네이터(6)에 의해 생성되는 대응하는 전력이 계속하여 증가함에 따라, 데드 타임(td)이 제1 동작 모드에서의 동작에 대한 데드 타임(td)에 도달할 때까지 감소된다. 이 포인트에서, 컨트롤러(40)가 얼터네이터(6)의 역기전력을 정확하게 결정할 수 있는 충분한 레벨에서, 얼터네이터(6)는 전력을 생산하고 있다. 예를 들어, 컨트롤러는 역기전력을 모니터링하기 시작하고, 위상 고정 루프를 이용하여 대응하는 전기각을 결정하고, 그리고 나서 동기 전류 레귤레이터로 제1 동작 모드에서의 동작으로 스위칭 백(switch back)할 수 있다. 주기(T) 및 데드 타임(td)가 트랜지션 포인트에서 각각의 모드에 대해 동일하기 때문에, 다시 한번 모드들 간의 트랜지션은 끊임없다.
본 발명은 여기에 기재된 구축의 세부 사항들 및 구성 요소들의 배열들에 대한 본 발명의 응용 내에서 제한되지 않음이 이해되어야 할 것이다. 본 발명은 다른 실시예들이 가용하고 다양한 방식으로 실시 또는 수행될 수 있다. 전술된 내용의 변형들 및 수정들은 본 발명의 범위 내에 있다. 여기에 개시되고 정의된 본 발명은 본문 및/또는 도면들로부터 언급되거나 명백한 개별적인 2개 이상의 특징들의 모든 대안적인 조합들로 확장됨이 또한 이해될 것이다. 모든 이러한 상이한 조합들은 본 발명의 다양한 대안적인 측면들을 구성한다. 여기에 설명된 실시예들은 본 발명을 실시하기 위해 알려진 최적의 모드들을 설명하고 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 다른 자들이 본 발명을 활용하는 것을 가능하게 할 것이다

Claims (19)

  1. 멀티-페이즈(multi-phase) AC 소스(source)로부터 전력(power)을 수신하는 입력(input);
    포지티브 및 네거티브 레일(positive and negative rail)을 포함하는 DC 버스;
    복수 개의 포지티브 스위칭 소자(positive switching device)들 -각각의 포지티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 상기 포지티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결함-;
    복수 개의 네거티브 스위칭 소자(negative switching device)들 -각각의 네거티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 상기 네거티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결함-;
    일련의 명령들(series of instructions)을 저장하는 메모리 소자; 및
    상기 AC 소스에 의해 생성되는 전력의 크기를 결정하고, 그리고 각각의 네거티브 스위칭 소자에 대한 네거티브 제어 신호 및 각각의 포지티브 스위칭 소자에 대한 포지티브 제어 신호를 생성하도록 변조 모듈(modulation module)을 실행하는 상기 일련의 명령을 실행하는 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 AC 소스가 제1 임계치 보다 큰 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 상기 제어 신호들은 제1 동작 모드에서 생성되고,
    상기 AC 소스가 상기 제1 임계치 보다 작은 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 상기 제어 신호들은 제2 동작 모드에서 생성되고,
    상기 제2 동작 모드 동안, 상기 포지티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 각각의 페이즈를 동시에(in tandem) 상기 포지티브 레일에 연결하도록 제어되고, 상기 네거티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 각각의 페이즈를 동시에 상기 네거티브 레일에 연결하도록 제어되는, 파워 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 고정된 변조 주파수(a fixed modulation frequency) 및 고정된 데드 타임(a fixed dead time)으로 상기 변조 모듈을 실행하는, 파워 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 고정된 온 타임(a fixed on time) 및 변화하는 변조 주파수(a varying modulation frequency)로 상기 변조 모듈을 실행하는, 파워 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 메모리 소자에 저장된 룩업 테이블(lookup table)에 액세스(access)하고, 상기 룩업 테이블은 상기 제2 동작 모드 동안 상기 변조 주파수의 변화 율(a rate of change of the modulation frequency)을 상기 전류 변조 주파수의 함수(a function of the current modulation frequency)로서 정의하는, 파워 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 변조 주파수는 약 10kHz 부터 약 50Hz까지 변화하는, 파워 컨버터.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 AC 소스가 상기 제1 임계치보다 작고, 제2 임계치보다 큰 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 상기 제어 신호들은 중간 동작 모드(intermediate operating mode)에서 생성되고,
    상기 제2 임계치는 상기 제1 임계치보다 작고,
    상기 제2 동작 모드는 상기 제2 임계치 미만(below)에서 실행하는, 파워 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 중간 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 주기적으로 상기 제어 신호들을 디스에이블링(disable)하는 블랭킹 타임(blanking time)으로 상기 변조 모듈을 실행하는, 파워 컨버터.
  8. 멀티-페이즈 AC 소스로부터 전력을 수신하도록 구성되는 입력;
    포지티브 및 네거티브 레일을 포함하는 DC 버스;
    복수 개의 포지티브 스위칭 소자들 -각각의 포지티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 상기 포지티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결함-;
    복수 개의 네거티브 스위칭 소자들 -각각의 네거티브 스위칭 소자는 상기 DC 버스의 상기 네거티브 레일에 상기 AC 소스의 하나의 페이즈를 선택적으로 연결함 -;
    일련의 명령을 저장하는 메모리 소자; 및
    상기 AC 소스에 의해 생성되는 전력의 크기를 결정하고, 각각의 네거티브 스위칭 소자에 대한 네거티브 제어 신호 및 각각의 포지티브 스위칭 소자에 대한 포지티브 제어 신호를 생성하도록 변조 모듈을 실행하는 상기 일련의 명령을 실행하는 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 AC 소스가 제1 임계치 보다 큰 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 상기 제어 신호들은 제1 동작 모드에서 생성되고,
    상기 AC 소스가 상기 제1 임계치 보다 작은 전력의 크기를 생성하고 있는 경우, 상기 제어 신호들은 제2 동작 모드에서 생성되고,
    상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 블랭킹 타임 동안(for a blanking time) 상기 제어 신호를 주기적으로 디스에이블링하는, 파워 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 고정된 변조 주파수 및 고정된 데드 타임으로 상기 변조 모듈을 실행하는, 파워 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제어 신호들은, 상기 AC 소스가 제2 임계치 보다 작은 전력의 크기를 생성하고 있는 경우 제3 동작 모드에서 생성되고,
    상기 제2 임계치는 상기 제1 임계치 보다 작고,
    상기 제3 동작 모드 동안, 상기 포지티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 페이즈 각각을 동시에 상기 포지티브 레일에 연결하도록 제어되고, 상기 네거티브 스위칭 소자들 각각은 상기 AC 소스의 각각의 페이즈를 동시에 상기 네거티브 레일에 연결하도록 제어되는, 파워 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 메모리 소자는 상기 제3 동작 모드 동안 상기 변조 주파수의 변화율을 상기 전류 변조 주파수의 함수로 정의하는 룩업 테이블을 저장하는, 파워 컨버터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 변조 주파수는 약 10kHz 부터 50Hz까지 변화하는, 파워 컨버터.
  13. 가변적인 전력 생성 기능(variable power generation capability)을 가지는 재생 에너지 소스(renewable energy source)로부터의 전력을 변환하는 방법에 있어서,
    상기 재생 에너지 소스에 의해 생성된 전력의 레벨을 모니터링하는 단계;
    상기 생성된 전력의 레벨이 제1 미리 결정된 임계치 초과(above)인 경우, 고정된 변조 주파수 및 고정된 데드 타임 보상을 포함하는 펄스 폭 변조(pulse width modulation)을 통해 제1 동작 모드에서 파워 컨버터를 제어하는 단계; 및
    주기적 블랭킹 타임을 포함하는 펄스 폭 변조를 통해 제2 동작 모드에서 상기 파워 컨버터를 제어하는 단계
    를 포함하고,
    상기 블랭킹 타임은, 상기 재생 에너지 소스에 의해 생성된 전압의 기본 주파수(fundamental frequency)의 각각의 사이클 동안 주기적인 간격으로 반복되고,
    상기 블랭킹 타임 동안 상기 펄스 폭 변조는 디스에이블링되는, 전력 변환 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 생성된 전력의 레벨이 가변 변조 주파수 및 고정된 온 타임을 포함하는 펄스 폭 변조를 통해 제2 미리 결정된 임계치 미만(below)인 경우, 제3 동작 모드에서 상기 파워 컨버터를 제어하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 제2 미리 결정된 임계치는 상기 제1 미리 결정된 임계치 보다 작은, 전력 변환 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 재생 에너지 소스가 멀티-페이즈 AC 입력 전압을 생성하고,
    상기 제3 동작 모드에서 상기 파워 컨버터를 제어하는 단계는,
    상기 AC 입력 전압으로부터의 상기 페이즈 각각을 상기 파워 컨버터 내의 DC 버스의 포지티브 레일로 동시에 연결하는 단계; 및
    상기 AC 입력 전압으로부터의 상기 페이즈 각각을 상기 파워 컨버터 내의 DC 버스의 네거티브 레일로 동시에 연결하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 페이즈 각각은 상기 포지티브 레일 및 네거티브 레일에 교대로 연결되는, 전력 변환 방법.
  16. AC 소스로부터 전력을 수신하도록 구성되는 입력;
    포지티브 레일 및 네거티브 레일을 포함하는 DC 버스;
    대응하는 포지티브 게이팅 신호(corresponding positive gating signal)의 함수로 상기 DC 버스의 상기 포지티브 레일에 상기 입력을 선택적으로 연결하는 적어도 하나의 포지티브 스위칭 소자;
    대응하는 네거티브 게이팅 신호(corresponding negative gating signal)의 함수로 상기 DC 버스의 상기 네거티브 레일에 상기 입력을 선택적으로 연결하는 적어도 하나의 네거티브 스위칭 소자;
    일련의 명령을 저장하는 메모리 소자; 및
    상기 포지티브 및 네거티브 게이팅 신호들 각각을 생성하도록 변조 루틴(modulation routine)을 실행하고,
    상기 AC 소스에 의해 생성되는 전력의 크기를 결정하고,
    상기 DC 소스에 의해 생성된 상기 전력의 크기가 제1 미리 정의된 임계치를 초과하는 경우, 제1 동작 모드에서 상기 포지티브 및 네거티브 스위칭 소자들 각각에 대한 상기 포지티브 및 네거티브 게이팅 신호를 생성하고,
    상기 DC 소스에 의해 생성된 전력의 크기가 상기 제1 미리 정의된 임계치 미만인 경우, 제2 동작 모드에서 상기 포지티브 및 네거티브 스위칭 소자들 각각에 대한 상기 포지티브 및 네거티브 게이팅 신호들을 생성하기 위해 상기 일련의 명령을 실행하는 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 제1 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는 상기 변조 루틴에, 상기 블랭킹 타임 동안 상기 포지티브 및 네거티브 게이팅 신호들을 디스에이블링하는 블랭킹 타임을 주기적으로 삽입하고,
    상기 제2 동작 모드 동안, 상기 포지티브 스위칭 소자들 각각은 상기 포지티브 레일에 상기 입력을 동시에 연결하고, 상기 네거티브 스위칭 소자들 각각은 상기 네거티브 레일에 상기 입력을 동시에 연결하는, 파워 컨버터.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는, 상기 AC 소스 및 상기 DC 버스 간에 전송되는 전류의 함수로 상기 데드 타임을 변화하는 전류 컨트롤러(current controller)를 실행하는, 파워 컨버터.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 제2 동작 모드 동안, 상기 컨트롤러는, 가변 변조 주기 및 고정된 온 타임으로 상기 변조 루틴을 실행하는, 파워 컨버터.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 메모리 소자는, 상기 제3 동작 모드 동안 상기 변조 주기의 변화 율을 상기 전류 변조 주기의 함수로 정의하는 룩업 테이블을 저장하는, 파워 컨버터.
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