KR20160077128A

KR20160077128A - 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법

Info

Publication number: KR20160077128A
Application number: KR1020167013727A
Authority: KR
Inventors: 정병국; 고우석; 홍영진; 홍성룡; 황재호
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2013-11-25
Filing date: 2014-11-24
Publication date: 2016-07-01
Anticipated expiration: 2034-11-24
Also published as: EP3075122B1; KR101830743B1; US9276687B1; US20160119176A1; EP3075122A1; CN106031113A; US9948489B2; EP3075122A4; CN106031113B; WO2015076629A1

Abstract

본 발명은 방송 신호 송신 방법을 제공한다. 방송 신호 송신 방법은 인풋 스트림들을 복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)로 프로세싱하는 단계; 각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 인코딩하는 단계, 여기서 상기 PLP의 데이터를 인코딩하는 단계는, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 인코딩하는 단계, 상기 LDPC 인코딩된 PLP의 데이터를 비트인터리빙하는 단계, 상기 코드 레이트에 따라 상기 비트 인터리빙된 데이터를 컨스텔레이션들의 세트로 매핑하는 단계, 상기 매핑된 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 인코딩하는 단계, 및 상기 MIMO 인코딩된 데이터를 타임 인터리빙하는 단계를 포함함; 상기 PLP의 인코딩된 데이터를 매핑하여 적어도 하나의 신호 프레임을 빌딩하는 단계; 및 상기 빌딩된 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 모듈레이팅하고, 상기 모듈레이팅된 데이터를 갖는 상기 방송 신호들을 전송하는 단계를 포함하고, 여기서 각 PLP의 상기 비트 인터리빙된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 매핑될 수 있다.

Description

방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법{APPARATUS FOR TRANSMITTING BROADCAST SIGNALS, APPARATUS FOR RECEIVING BROADCAST SIGNALS, METHOD FOR TRANSMITTING BROADCAST SIGNALS AND METHOD FOR RECEIVING BROADCAST SIGNALS}

본 발명은 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호를 송수신하는 방법에 관한 것이다.

아날로그 방송 신호 송신이 끝남에 따라, 디지털 방송 신호를 송수신하는 다양한 기술이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호보다 더 많은 양의 비디오/오디오 데이터를 포함할 수 있고, 비디오/오디오 데이터에 더하여 다양한 타입의 추가 데이터를 더 포함할 수 있다.

즉, 디지털 방송 시스템은 고화질(HD; high definition) 영상, 멀티 채널 오디오 및 다양한 추가 서비스를 제공할 수 있다. 그러나, 디지털 방송을 위해, 많은 양의 데이터의 송신을 위한 데이터 송신 효율, 송수신 네트워크의 강건함(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크 유연성이 개선될 필요가 있다.

본 발명의 목적은 방송 신호를 송신하여 시간 도메인에서 2개 이상의 상이한 방송 서비스를 제공하는 방송 송수신 시스템의 데이터를 멀티플렉싱하고 동일한 RF 신호 대역폭을 통해 멀티플렉싱된 데이터를 송신하는 장치 및 방법 및 그에 대응하는 방송 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 방송 신호를 송신하는 장치, 방송 신호를 수신하는 장치 및 방송 신호를 송수신하여 컴포넌트에 의해 서비스에 대응하는 데이터를 분류하고 각 컴포넌트에 대응하는 데이터를 데이터 파이프로서 송신하고 데이터를 수신 및 처리하는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 방송 신호를 송신하는 장치, 방송 신호를 수신하는 장치 및 방송 신호를 송수신하여 방송 신호를 제공하는데 필요한 시그널링 정보를 시그널링하는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적 및 다른 이점을 달성하기 위하여, 본 발명은 방송 신호 송신 방법을 제공한다. 방송 신호 송신 방법은 인풋 스트림들을 복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)로 프로세싱하는 단계; 각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 인코딩하는 단계, 여기서 상기 PLP의 데이터를 인코딩하는 단계는, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 인코딩하는 단계, 상기 LDPC 인코딩된 PLP의 데이터를 비트인터리빙하는 단계, 상기 코드 레이트에 따라 상기 비트 인터리빙된 데이터를 컨스텔레이션들의 세트로 매핑하는 단계, 상기 매핑된 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 인코딩하는 단계, 및 상기 MIMO 인코딩된 데이터를 타임 인터리빙하는 단계를 포함함; 상기 PLP의 인코딩된 데이터를 매핑하여 적어도 하나의 신호 프레임을 빌딩하는 단계; 및 상기 빌딩된 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 모듈레이팅하고, 상기 모듈레이팅된 데이터를 갖는 상기 방송 신호들을 전송하는 단계를 포함하고, 여기서 각 PLP의 상기 비트 인터리빙된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 매핑될 수 있다.

바람직하게는, 컨스텔레이션들은 컴플렉스 플레인의 인-페이즈 (in-phase) 축에 대칭되도록 배치되고, 또한 컴플렉스 플레인의 쿼드러처 (quadrature) 축에 대칭되도록 배치될 수 있다. 각 컨스텔레이션 포인트들은 컴플렉스 플레인의 I와 Q 축에 대해 대칭으로 배치될 수 있다.

바람직하게는, 컨스텔레이션 각각은 컴플렉스 플레인 내에서 90도의 배수로 회전될(rotated) 수 있고, 회전된 컨스텔레이션들은 오리지널 컨스텔레이션들과 오버랩될 수 있다.

바람직하게는, 비트 인터리빙된 데이터가 NUC를 사용하여 매핑될 때, 컨스텔레이션들의 세트는 임의의(arbitrary) 모양을 가질 수 있다.

바람직하게는, 비트 인터리빙된 데이터가 NUC를 이용하여 매핑되고, 컨스텔레이션들의 수가 64이고, 코드 레이트가 6/15일 때, 컨스텔레이션은 다음과 같이 배치될 수 있다.

바람직하게는, 각 컨스텔레이션들의 리얼 컴포넌트 (실수부) 및 이미지너리 컴포넌트 (허수부)는 다음의 표와 같이 표현될 수 있다.

여기서 컨스텔레이션은 첫번째 컬럼에 리스팅되고, 리얼 컴포넌트들의 값들은 두번째 컬럼에 리스팅되고, 이미지너리 컴포넌트들의 값들은 세번째 컬럼에 리스팅되었다.

바람직하게는, 관련된 PLP에 의해 사용된 컨스텔레이션의 세트는 신호 프레임 내의 PLP 모듈레이션 파라미터에 의해 시그널링될 수 있다.

다른 관점에서, 본 발명은 방송 신호들을 수신하는 방법을 제공할 수 있다. 방송 신호들을 수신하는 방법은 적어도 하나의 신호 프레임을 갖는 상기 방송 신호들을 수신하고, 상기 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 디모듈레이팅하는 단계; 복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)의 데이터를 디매핑하여 상기 적어도 하나의 신호 프레임을 파싱하는 단계; 각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 디코딩하는 단계, 여기서 상기 PLP의 데이터를 디코딩하는 단계는, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 타임 디인터리빙하는 단계, 상기 타임 디인터리빙된 상기 PLP의 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 디코딩하는 단계, 상기 MIMO 디코딩된 데이터를 상기 코드 레이트에 따라 컨스텔레이션들의 세트로부터 디매핑하는 단계, 상기 디매핑된 데이터를 비트 디인터리빙하는 단계, 및 상기 비트 디인터리빙된 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 디코딩하는 단계를 포함함; 및 아웃풋 스트림들을 출력하기 위해 각 PLP의 상기 디코딩된 데이터를 프로세싱하는 단계를 포함하고, 여기서 각 PLP의 상기 MIMO 디코딩된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 디매핑될 수 있다.

바람직하게는, MIMO 디코딩된 데이터가 NUC를 이용하여 디매핑될 때, 컨스텔레이션들의 세트는 임의의(arbitrary) 모양을 가질 수 있다.

바람직하게는, MIMO 디코딩된 데이터가 NUC를 이용하여 디매핑되고, 컨스텔레이션들의 수가 64이고, 코드 레이트가 6/15일 때, 컨스텔레이션은 다음과 같이 배치될 수 있다.

방송 신호 송신 장치는 인풋 스트림들을 복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)로 프로세싱하는 인풋 프로세싱 모듈; 각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 인코딩하는 인코딩 모듈, 여기서 인코딩 모듈은, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 인코딩하는 LDPC 블록, LDPC 인코딩된 PLP의 데이터를 비트 인터리빙하는 비트 인터리빙 블록, 코드 레이트에 따라 비트 인터리빙된 데이터를 컨스텔레이션들의 세트로 매핑하는 매핑 블록, 매핑된 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 인코딩하는 MIMO 인코딩 블록, 및 상기 MIMO 인코딩된 데이터를 타임 인터리빙하는 타임 인터리빙 블록을 포함함; PLP의 인코딩된 데이터를 매핑하여 적어도 하나의 신호 프레임을 빌딩하는 프레임 빌딩 모듈; 및 상기 빌딩된 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 모듈레이팅하고, 상기 모듈레이팅된 데이터를 갖는 상기 방송 신호들을 전송하는 OFDM 모듈을 포함하고, 여기서 각 PLP의 상기 비트 인터리빙된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 매핑될 수 있다.

다른 관점에서, 본 발명은 방송 신호들을 수신하는 장치를 제공할 수 있다. 방송 신호들을 수신하는 장치는 적어도 하나의 신호 프레임을 갖는 상기 방송 신호들을 수신하고, 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 디모듈레이팅하는 리시빙 모듈; 복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)의 데이터를 디매핑하여 적어도 하나의 신호 프레임을 파싱하는 파싱 모듈; 각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 디코딩하는 디코딩 모듈, 여기서 디코딩 모듈은, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 타임 디인터리빙하는 타임 디인터리빙 블록, 상기 타임 디인터리빙된 PLP의 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 디코딩하는 MIMO 디코딩 블록, MIMO 디코딩된 데이터를 상기 코드 레이트에 따라 컨스텔레이션들의 세트로부터 디매핑하는 디매핑 블록, 디매핑된 데이터를 비트 디인터리빙하는 비트 디인터리빙 블록, 및 비트 디인터리빙된 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 디코딩하는 LDPC 블록을 포함함; 및 아웃풋 스트림들을 출력하기 위해 각 PLP의 상기 디코딩된 데이터를 프로세싱하는 아웃풋 프로세싱 모듈을 포함하고, 여기서 각 PLP의 상기 MIMO 디코딩된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 디매핑될 수 있다.

본 발명은 각 서비스 또는 서비스 컴포넌트에 대한 QoS(Quality of Services)를 제어하는 서비스 특성에 따라 데이터를 처리하여 다양한 방송 서비스를 제공할 수 있다.

본 발명은 동일한 RF 신호 대역폭을 통해 다양한 방송 서비스를 송신함으로써 송신 유연성을 달성할 수 있다.

본 발명은 데이터 송신 효율을 개선하고 MIMO 시스템을 이용하여 방송 신호의 송수신의 강건함을 증가시킬 수 있다.

본 발명에 따르면, 모바일 수신 장비로 또는 실내 환경에서도 에러없이 디지털 방송 신호를 수신할 수 있는 방송 신호 송신 및 수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

본 발명의 추가의 이해를 제공하기 위하여 포함되고 본 출원의 일부에 포함되거나 그 일부를 구성하는 첨부된 도면은 본 발명의 실시예(들)을 나타내고 설명과 함께 본 발명의 원리를 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송신하는 장치의 구조를 나타내는 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 입력 포맷팅 블록을 나타내는 도면.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 입력 포맷팅 블록을 나타내는 도면.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 입력 포맷팅 블록을 나타내는 도면.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 BICM 블록을 나타내는 도면.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 블록을 나타내는 도면.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌딩 블록을 나타내는 도면.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFMD 생성 블록을 나타내는 도면.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 수신하는 장치의 구조를 나타내는 도면.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 프레임 구조를 나타내는 도면.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 프레임의 시그널링 계층 구조를 나타내는 도면.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 프리엠블 시그널링 데이터를 나타내는 도면.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 PLS1 데이터를 나타내는 도면.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타내는 도면.
도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타내는 도면.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 프레임의 논리 구조를 나타내는 도면.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 PLS 맵핑을 나타내는 도면.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 EAC 맵핑을 나타내는 도면.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른 FIC 맵핑을 나타내는 도면.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 DP의 타입을 나타내는 도면.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 DP 맵핑을 나타내는 도면.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른 FEC 구조를 나타내는 도면.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 비트 인터리빙을 나타내는 도면.
도 24는 본 발명의 실시예에 따른 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타내는 도면.
도 25는 본 발명의 실시예에 따른 시간 인터리빙을 나타내는 도면.
도 26는 본 발명의 실시예에 따른 트위스트 행-열 블록 인터리버의 기본 동작을 나타내는 도면.
도 27은 본 발명의 다른 실시예에 따른 트위스트 행-열 블록 인터리버의 기본 동작을 나타내는 도면.
도 28은 본 발명의 실시예에 따른 트위스트 행-열 블록 인터리버의 대각선 방향 판독 패턴을 나타내는 도면.
도 29은 본 발명의 실시예에 따른 각 인터리빙 어레이로부터의 인터리빙된 XFECBLOCK을 나타내는 도면.
도 30 은 본 발명의 일 실시예에 따른 성상도 매퍼(constellation mapper) 를 도시한 도면이다.
도 31 은 본 발명의 일 실시예에 따른 최적의 성상도를 구성하는 방법을 도시한 도면이다.
도 32 는 본 발명의 다른 실시예에 따른 최적의 성상도를 구성하는 방법을 도시한 도면이다.
도 33 은 본 발명의 일 실시예에 따른 논 유니폼 성상도(NUC) 를 생성하는 방법을 도시한 도면이다.
도 34 는 본 발명의 일 실시예에 따른 비트 할당을 위한 수식을 도시한 도면이다.
도 35 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면이다.
도 36 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 의 각 파라미터들을 도시한 도면이다.
도 37 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.
도 38 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.
도 39 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 일부이다.
도 40 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 41 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.
도 42 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.
도 43 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 일부이다.
도 44 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 45 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 46 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 47 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.
도 48 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.
도 49 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 일부이다.
도 50 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 51 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 52 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 53 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 54 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 55 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 56 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 57 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 58 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 59 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.
도 60 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.
도 61 은 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 62 는 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.
도 63 은 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 64 는 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.
도 65 는 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 66 은 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 67 은 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.
도 68 은 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 69 는 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.
도 70 는 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 71 은 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 72 은 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.
도 73 은 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 74 는 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.
도 75 는 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 76 은 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 77 은 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.
도 78 은 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 79 는 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.
도 80 는 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 81 은 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 82 은 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.
도 83 은 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 84 는 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.
도 85 는 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 86 은 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 87 은 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.
도 88 은 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 89 는 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.
도 90 는 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 91 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드/IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑의 과정을 도시한 도면이다.
도 92 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑방법에 의한 SNR 18 dB 에서의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 93 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 94 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 95 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 96 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 97 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 98 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 99 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 100 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 101 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 102 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 103 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 104 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 105 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 106 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 107 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 108 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 109 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 110 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 111 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 112 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 113 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 114 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 115 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 116 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 117 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 118 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 119 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 120 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 121 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 122 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 123 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 124 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 125 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 126 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 127 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 128 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 129 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.
도 130 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.
도 131 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.
도 132 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.
도 133은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법을 나타낸다.
도 134는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호를 수신하는 방법을 나타낸 도면이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명한다. 첨부된 도면을 참조하여 이하에서 설명하는 상세한 설명은 본 발명에 따라 구현될 수 있는 실시예만을 나타내기 보다는 본 발명의 예시적인 실시예를 설명하기 위한 것이다. 다음의 상세한 설명은 본 발명의 완벽한 이해를 제공하기 위하여 특정한 세부사항을 포함한다. 그러나, 본 발명은 이러한 특정한 세부사항없이 실행될 수 있음은 당업자에게 자명하다.

본 발명에서 사용되는 대부분의 용어들은 본 기술에서 널리 사용되는 것으로부터 선택되었지만, 일부 용어는 출원인에 의해 임의로 선택된 것이며, 그 의미는 필요에 따라 다음의 설명에서 상세히 설명한다. 따라서, 본 발명은 단순한 이름 또는 의미보다는 용어의 의도된 의미에 기초하여 이해되어야 한다.

본 발명은 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송수신하는 장치 및 방법을 제공한다. 본 발명의 실시예에 따른 미래의 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스, UHDTV 서비스 등을 포함한다.

본 발명의 실시예에 따른 송신 장치 및 방법은 지상파 방송 서비스를 위한 베이스 프로파일, 모바일 방송 서비스를 위한 핸드헬드 프로파일 및 UHDTV 서비스를 위한 어드밴스드 프로파일로 분류될 수 있다. 이 경우, 베이스 프로파일은 지상파 방송 서비스 및 모바일 방송 서비스를 위한 프로파일로서 사용될 수 있다. 즉, 베이스 프로파일은 모바일 프로파일을 포함하는 프로파일의 개념을 정의하는데 사용될 수 있다. 이것은 설계자의 의도에 따라 변경될 수 있다.

본 발명은 일 실시예에 따라 넌-MIMO(multiple input multiple output) 또는 MIMO를 통해 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 처리할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 넌-MIMO 방식은 MISO(multiple input single output) 방식, SISO(single input single output) 방식 등을 포함할 수 있다.

MISO 또는 MIMO가 설명의 편의를 위해 다음에서 2개의 안테나를 사용하지만, 본 발명은 2개 이상의 안테나를 이용하는 시스템에 적용될 수 있다.

본 발명은 특정한 사용 케이스를 위해 요구되는 성능을 획득하면서 수신기 복잡도를 최소화하기에 각각 최적화된 3개의 물리층(PL) 프로파일(베이스, 핸드헬드 및 어드밴스드 프로파일)을 정의할 수 있다. 물리층(PHY) 프로파일은 해당 수신기가 구현해야 하는 모든 구성의 서브세트이다.

3개의 PHY 프로파일은 기능 블록의 대부분을 공유하지만 특정 블록 및/또는 파라미터에 있어서 약간 다르다. 추가의 PHY 프로파일이 미래에 정의될 수 있다. 시스템 진화를 위해, 미래의 프로파일은 또한 FEF(future extension frame)을 통해 단일 RF 채널 내의 기존 프로파일과 멀티플렉싱될 수 있다. 각각의 PHY 프로파일의 세부사항은 이하에서 설명한다.

1. 베이스 프로파일

베이스 프로파일은 루프톱(roof-top) 안테나에 통상 접속되는 고정 수신 장치에 대한 주요 사용 케이스를 나타낸다. 베이스 프로파일은 또한 어느 장소로 운반될 수 있지만 비교적 정지된 수신 카테고리에 속하는 포터블 장치를 포함한다. 베이스 프로파일의 사용은 임의의 개선된 구현예에 의해 핸드헬드 장치 또는 심지어 차량 장치로 확장될 수 있지만, 이들 사용 케이스는 베이스 프로파일 수신기 동작에 대해서는 기대되지 않는다.

수신의 타겟 SNR 범위는 대략 10 내지 20 dB이고, 이는 기존 방송 시스템(예를 들어, ATSC A/53)의 15dB SNR 수신 능력을 포함한다. 수신기 복잡도 및 소비 파워는 핸드헬드 프로파일을 사용하는 배터리 동작 핸드헬드 장치에서처럼 중요하지 않다. 베이스 프로파일에 대한 중요한 시스템 파라미터는 이하의 표 1에 열거된다.

LDPC 코드워드 길이	16K, 64K 비트
성상(constellation) 사이즈	4-10 bpcu (채널 용도별 비트)
시간 디인터리빙 메모리 사이즈	≤2¹⁹ 데이터 셀
파일럿 패턴	고정 수신을 위한 파일럿 패턴
FFT 사이즈	16K, 32K 포인트

2. 핸드헬드 프로파일

핸드헬드 프로파일은 배터리 파워로 동작하는 핸드헬드 및 차량 장치에 사용되도록 설계되었다. 장치는 보행자 또는 차량 속도로 이동할 수 있다. 수신기 복잡도 뿐만 아니라 소비 파워는 핸드헬드 프로파일의 장치의 구현에 매우 중요하다. 핸드헬드 프로파일의 타겟 SNR 범위는 대략 0 내지 10dB이지만, 더 깊은 실내 수신을 대상으로 할 때 0dB 미만에 도달하도록 구성될 수 있다.

낮은 SNR 능력에 더하여, 수신기 이동도에 의해 유발된 도플러 효과에 대한 탄력성은 핸드헬드 프로파일의 가장 중요한 성능 속성이다. 핸드헬드 프로파일에 대한 중요한 파라미터는 이하의 표 2에 열거된다.

LDPC 코드워드 길이	16K 비트
성상(constellation) 사이즈	2-8 bpcu
시간 디인터리빙 메모리 사이즈	≤2¹⁸ 데이터 셀
파일럿 패턴	모바일 및 실내 수신을 위한 파일럿 패턴
FFT 사이즈	8K, 16K 포인트

3. 어드밴스드 프로파일

어드밴스드 프로파일은 더 많은 구현 복잡도를 희생하고 가장 높은 채널 용량을 제공한다. 이 프로파일은 MIMO 송신 및 수신의 이용을 요구하고 UHDTV 서비스는 이 프로파일이 특별히 설계된 타겟 사용 케이스이다. 증가된 용량은 또한 주어진 대역폭 내에서 증가된 수의 서비스, 예를 들어, SDTV 또는 HDTV 서비스를 허용하도록 사용될 수 있다.

어드밴스드 프로파일의 타겟 SNR 범위는 대략 20 내지 30dB이다. MIMO 송신은 초기에 기존의 타원 편파(elliptically-polarized) 송신 장치를 이용할 수 있지만, 미래에 풀 파워 교차 편파 송신(full-power cross-polarized transmission)으로 확장된다. 어드밴스드 프로파일에 대한 중요한 시스템 파라미터는 이하의 표 3에 열거된다.

LDPC 코드워드 길이	16K, 64K 비트
성상(constellation) 사이즈	8-12 bpcu
시간 디인터리빙 메모리 사이즈	≤2¹⁹ 데이터 셀
파일럿 패턴	고정 수신을 위한 파일럿 패턴
FFT 사이즈	16K, 32K 포인트

이 경우, 베이스 프로파일은 지상파 방송 서비스 및 모바일 방송 서비스 모두를 위한 프로파일로서 사용될 수 있다. 즉, 베이스 프로파일은 모바일 프로파일을 포함하는 프로파일의 개념을 정의하는데 사용될 수 있다. 또한, 어드밴스드 프로파일은 MIMO를 갖는 베이스 프로파일을 위한 어드밴스드 프로파일 및 MIMO를 갖는 핸드헬드 프로파일을 위한 어드밴스드 프로파일로 분리될 수 있다. 또한, 3개의 프로파일은 설계자의 의도에 따라 변경될 수 있다.

다음의 용어 및 정의가 본 발명에 적용될 수 있다. 다음의 용어 및 정의는 설계에 따라 변경될 수 있다.

보조 스트림: 아직 정의되지 않은 변조 및 코딩의 데이터를 전달하는 셀의 시퀀스로서, 미래 확장을 위해 또는 브로드캐스터 또는 네트워크 오퍼레이터에 의한 요구대로 사용될 수 있다.

베이스 데이터 파이프: 서비스 시그널링 데이터를 전달하는 데이터 파이프

베이스밴드 프레임(또는 BBFRAME): 하나의 FEC 인코딩 프로세스(BCH 및 LDPC 인코딩)으로의 입력을 형성하는 Kbch 비트의 세트

셀: OFDM 송신의 하나의 캐리어에 의해 전달되는 변조 값

코딩 블록: PLS1 데이터의 LDPC 인코딩 블록 또는 PLS2 데이터의 LDPC 인코딩 블록 중의 하나

데이터 파이프: 서비스 데이터 또는 관련 메타데이터를 전달하는 물리층 내의 논리 채널로서, 하나 또는 다수의 서비스(들) 또는 서비스 컴포넌트(들)를 전달할 수 있다.

데이터 파이프 단위: 프레임 내의 DP로 데이터 셀을 할당하는 기본 단위

데이터 심볼: 프리앰블 심볼이 아닌 프레임 내의 OFDM 심볼 (프레임 시그널링 심볼 및 프레임 에지 심볼은 데이터 심볼에 포함된다.)

DP_ID: 이 8 비트 필드는 SYSTEM_ID에 의해 식별된 시스템 내의 DP 를 고유하게 식별한다.

더미 셀: PLS 시그널링, DP 또는 보조 스트림에 사용되지 않는 나머지 용량을 채우는데 사용되는 의사 랜덤 값을 전달하는 셀

비상 경계 채널(emergency alert channel; EAS): EAS 정보 데이터를 전달하는 프레임의 일부

프레임: 프리앰블로 시작하고 프레임 에지 심볼로 종료하는 물리층 시간 슬롯

프레임 수신 eksdnl: FET를 포함하는 동일 또는 상이한 물리층 프로파일에 속하는 프레임 세트로서, 수퍼 프레임 내에서 8회 반복된다.

고속 정보 채널: 서비스 및 대응 베이스 DP 사이의 맵핑 정보를 전달하는 프레임 내의 논리 채널

FECBLOCK: DP 데이터의 LDPC 인코딩 비트의 세트

FFT 사이즈: 특정 모드에 사용되는 공칭 FFT 사이즈로, 기본 기간((elementary period)(T)의 주기로 표현되는 액티브 심볼 기간(Ts)과 동일하다.

프레임 시그널링 심볼: FFT 사이즈, 보호 구간(guard interval) 및 분산형 파일럿 패턴의 소정의 조합으로 프레임의 시작시에 사용되는 더 높은 파일럿 밀도를 갖는 OFDM 심볼로, PLS 데이터의 일부를 전달한다.

프레임 에지 심볼: FFT 사이즈, 보호 구간(guard interval) 및 분산형 파일럿 패턴의 소정의 조합으로 프레임의 종료시에 사용되는 더 높은 파일럿 밀도를 갖는 OFDM 심볼

프레임 그룹: 수퍼 프레임 내의 동일한 PHY 프로파일 타입을 갖는 모든 프레임의 세트

미래 확장 프레임: 미래 확장을 위해 사용될 수 있는 수퍼 프레임 내의 물리층 시간 슬롯으로서, 프리앰블로 시작한다.

퓨처캐스트(futurecast) UTB 시스템: 입력이 하나 이상의 MPEG2-TS 또는 IP 또는 일반 스트림(들)이고 출력이 RF 신호인 제안된 물리층 방송 시스템

입력 스트림: 시스템에 의해 엔드 사용자에게 전달되는 서비스의 앙상블을 위한 데이터의 스트림

정상 데이터 심볼: 프레임 시그널링 심볼 및 프레임 에지 심볼을 제외한 데이터 심볼

PHY 프로파일: 해당 수신기가 구현해야 하는 모든 구성의 서브세트

PLS: PSL1 및 PLS2로 구성된 물리층 시그널링 데이터

PLS1: 고정 사이즈, 코딩 및 변조를 갖는 FSS 심볼에서 전달되는 PLS 데이터의 제1 세트로서, PLS2를 디코딩하는데 필요한 파라미터 뿐만 아니라 시스템에 관한 기본 정보를 전달한다.

주(note): 프레임 그룹의 듀레이션을 위해 PLS1 데이터는 일정하게 유지된다.

PLS2: FSS 심볼에서 송신되는 PLS 데이터의 제2 세트로서, 시스템 및 DP에 대한 더 세부적인 PLS 데이터를 전달한다.

PLS2 동적 데이터: 프레임별로 동적으로 변할 수 있는 PLS2 데이터

PLS2 정적 데이터: 프레임 그룹의 듀레이션 동안 정적으로 유지되는 PLS2 데이터

프리앰블 시그널링 데이터: 프리앰블 심볼에 의해 전달되고 시스템의 기본 모드를 식별하는데 사용되는 시그널링 데이터

프리앰블 심볼: 기본 PLS 데이터를 전달하고 프레임의 초기에 위치하는 고정 길이 파일럿 심볼

주: 프리앰블 심볼은 주로 고속 초기 밴드 스캔을 위해 사용되어 시스템 신호, 그 타이밍, 주파수 오프셋 및 FFT 사이즈를 검출한다.

미래 사용을 위해 예약: 현재 문서에서는 정의되지 않지만 미래에 정의될 수 있다.

수퍼 프레임: 8개의 프레임 반복 단위의 세트

시간 인터리빙 블록(TI 블록): 시간 인터리버 메모리의 하나의 용도에 대응하는 시간 인터리빙이 수행되는 셀의 세트

TI 그룹: 특정 DP을 위한 동적 용량 할당이 수행되는 단위로서, 정수, 즉, 동적으로 변하는 수의 XFECBLOCK으로 구성된다.

주: TI 그룹은 하나의 프레임에 직접 맵핑되거나 다수의 프레임에 맵핑될 수 있다. 이것은 하나 이상의 TI 블록을 포함할 수 있다.

타입 1 DP: 모든 DP가 TDM 방식으로 맵핑되는 프레임의 DP

타입 2 DP: 모든 DP가 FDM 방식으로 맵핑되는 프레임의 DP

XFECBLOCK: 하나의 LDPC FECBLOCK의 모든 비트를 전달하는 Ncells 셀의 세트

도 1은 본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송신하는 장치의 구조를 나타내는 도면이다.

본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송신하는 장치는 입력 포맷팅 블록(1000), BICM(bit interleaved coding & modulation) 블록(1010), 프레임 구조 블록(1020), OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 생성 블록(1030), 시그널링 생성 블록(1040)을 포함할 수 있다. 방송 신호를 송신하는 장치의 각 모듈의 동작을 이하에서 설명한다.

IP 스트림/패킷 및 MPEG2-TS는 메인 입력 포맷이고, 다른 스트림 타입은 일반 스트림으로서 처리된다. 이들 데이터 입력에 더하여, 관리 정보가 입력되어 각 입력 스트림에 대한 해당 대역폭의 스케줄링 및 할당을 제어한다. 하나 또는 다수의 TS 스트림(들), IP 스트림(들) 및/또는 일반 스트림(들) 입력이 동시에 허용된다.

입력 포맷팅 블록(1000)은 각 입력 스트림을 하나 또는 다수의 데이터 파이프(들)로 디멀티플렉스하고, 독립 코딩 및 변조가 데이터 파이프에 적용된다. 데이터 파이프(DP)는 강건함 제어를 위한 기본 단위로, QoS에 영향을 준다. 하나 또는 다수의 서비스(들) 또는 서비스 컴포넌트(들)는 단일 DP에 의해 전달될 수 있다. 입력 포맷팅 블록(1000)의 동작의 세부사항은 후술한다.

데이터 파이프는 서비스 데이터 또는 관련 메타데이터를 전달하는 물리층 내의 논리 채널로, 하나 또는 다수의 서비스(들) 또는 서비스 컴포넌트(들)를 전달할 수 있다.

또한, 데이터 파이프 단위는 프레임 내의 DP에 데이터 셀을 할당하는 기본 유닛이다.

BICM 블록(1010)에서, 패리티 데이터가 에러 정정을 위해 추가되고, 인코딩된 비트 스트림은 복소수값 성상 심볼에 맵핑된다. 심볼은 해당 DP에 사용되는 특정 인터리빙 깊이를 가로질러 인터리빙된다. 어드밴스드 프로파일에 대하여, MIMO 인코딩이 BICM 블록(1010)에서 수행되고 추가의 데이터 경로는 MIMO 송신을 위한 출력에서 더해진다. BICM 블록(1010)의 세부사항은 후술한다.

프레임 빌딩 블록(1020)은 입력 DP의 데이터 셀을 프레임 내의 OFDM 심볼로 맵핑할 수 있다. 맵핑 후, 주파수 인터리빙은 주파수 도메인 다이버시티에 사용되어 특히 주파수 선택 페이딩 채널을 방지한다. 프레임 빌딩 블록(1020)의 동작의 세부사항은 후술한다.

각 프레임의 초기에 프리앰블을 삽입한 후에, OFDM 생성 블록(1030)은 보호 구간으로서 순환 전치(cyclic prefix)를 갖는 종래의 OFDM 변조를 적용할 수 있다. 안테나 공간 다이버시트리를 위하여, 분산형 MISO 방식이 송신기에 적용된다. 또한, PAPR(peak-to-average power reduction) 방식이 시간 도메인에서 수행된다. 유연한 네트워크 계획을 위해, 이 제안은 다양한 FFT 사이즈, 보호 구간 길이 및 해당 파일럿 패턴의 세트를 제공한다.

시그널링 생성 블록(1040)은 각 기능 블록의 동작에 사용되는 물리층 시그널링 정보를 생성할 수 있다. 이 시그널링 정보는 또한 관심있는 서비스가 수신측에서 적절히 회복되도록 송신된다. 시그널링 생성 블록(1040)의 동작의 세부사항은 후술한다.

도 2, 3 및 4는 본 발명의 실시예에 따른 입력 포맷팅 블록(1000)을 나타낸다. 각 도면에 대하여 설명한다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 입력 포맷팅 블록을 나타내는 도면이다. 도 2는 입력 신호가 단일 입력 스트림일 때의 입력 포맷팅 블록을 나타낸다.

도 2에 도시된 입력 포맷팅 블록은 도 1을 참조하여 설명한 입력 포맷팅 블록(1000)의 실시예에 해당한다.

물리층으로의 입력은 하나 또는 다수의 데이터 스트림으로 구성될 수 있다. 각 데이터 스트림은 하나의 DP에 의해 전달된다. 모드 적응 모듈은 들어오는 데이터 스트림을 베이스밴드 프레임(BBF)의 데이터 필드로 슬라이스한다. 시스템은 3가지 타입의 입력 데이터 스트림, 즉, MPEG2-TS, 인터넷 프로토콜(IP) 및 GS(generic stream)를 지원한다. MPEG2-TS는 고정 길이(188 바이트) 패킷으로 특성화되고, 제1 바이트는 싱크(sync) 바이트(0x47)이다. IP 스트림은 IP 패킷 헤더 내에서 시그널링되는 가변 길이 IP 데이터그램 패킷으로 구성된다. 시스템은 IP 스트림을 위한 IPv4 및 IPv6를 지원한다. GS는 캡슐화 패킷 헤더 내에서 시그널링되는 가변 길이 패킷 또는 고정 길이 패킷으로 구성될 수 있다.

(a) 는 신호 DP를 위한 모드 적응 블록(2000) 및 스트림 적응 블록(2010)을 나타내고, (b)는 PLS 신호를 생성하고 처리하는 PLS 생성 블록(2020) 및 PLS 스크램블러(2030)를 나타낸다. 각 블록의 동작을 설명한다.

입력 스트림 스플리터는 입력 TS, IP, GS 스트림을 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트(오디오, 비디오, 등) 스트림으로 분리한다. 모드 적응 모듈(2010)은 CRC 인코더, BB(baseband) 프레임 슬라이서 및 BB 프레임 헤더 삽입 블록으로 구성된다.

CRC 인코더는 사용자 패킷(UP) 레벨, 즉, CRC-8, CRC-16 및 CRC-32에서 에러 정정을 위한 3가지 타입의 CRC 인코딩을 제공한다. 계산된 CRC 바이트는 UP 후에 첨부된다. CRC-8는 TS 스트림에 사용되고 CRC-32는 IP 스트림에 사용된다. GS 스트림이 CRC 인코딩을 제공하지 않으면, 제안된 CRC 인코딩이 적용되어야 한다.

BB 프레임 슬라이서는 입력을 내부 논리 비트 포맷으로 맵핑한다. 처음 수신된 비트는 MBS인 것으로 정의된다. BB 프레임 슬라이서는 이용가능한 데이터 필드 용량과 동일한 다수의 입력 비트를 할당한다. BBF 페이로드와 동일한 다수의 입력 비트를 할당하기 위하여, UP 패킷 스트림은 BBF의 데이터 필드에 맞도록 슬라이스된다.

BB 프레임 헤더 삽입 블록은 2바이트의 고정 길이 BBF 헤더를 BB 프레임의 앞에 삽입할 수 있다. BBF 헤더는 STUFFI (1 비트), SYNCD(13 비트) 및 RFU(2 비트)로 구성된다. 고정 2바이트 BBF 헤더에 더하여, BBF는 2바이트 BBF 헤더의 끝에 확장 필드(1 또는 3 바이트)를 가질 수 있다.

스트림 적응 블록(2010)은 스터핑(stuffing) 삽입 블록 및 BB 스크램블러로 구성된다.

스터핑 삽입 블록은 스터핑 필드를 BB 프레임의 페이로드에 삽입할 수 있다. 스트림 적응으로의 입력 데이터가 BB 프레임을 채우기에 충분하면, STUFFI는 "0"으로 설정되고 BBF는 스터핑 필드를 갖지 않는다. 그렇지 않으면, STUFFI가 "1"로 설정되고 스터핑 필드가 BBF 헤더 직후에 삽입된다. 스터핑 필드는 2 바이트의 스터핑 필드 헤더 및 가변 사이즈의 스터핑 데이터를 포함한다.

BB 스크램블러는 에너지 분산(energy dispersal)을 위해 완전한 BBF를 스크램블링한다. 스크램블링 시퀀스는 BBF와 동시 발생한다. 스크램블링 시퀀스는 피드백된 시프트 레지스터에 의해 생성된다.

PLS 생성 블록(2020)은 물리층 시그널링(PLS) 데이터를 생성할 수 있다. PLS는 수신기에 물리층 DP를 액세스하는 수단을 제공한다. PLS 데이터는 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터로 구성된다.

PLS1 데이터는 고정 사이즈, 코딩 및 변조를 갖는 프레임 내의 FSS 심볼에서 전달되는 PLS 데이터의 제1 세트로서, PLS2 데이터를 디코딩하는데 필요한 파라미터 뿐만 아니라 시스템에 관한 기본 정보를 전달한다. PLS1 데이터는 PLS2 데이터의 수신 및 디코딩을 가능하게 하는데 요구되는 파라미터를 포함하는 기본 송신 파라미터를 제공한다. 또한, PLS1 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션 동안 일정하게 유지된다.

PLS2 데이터는 FSS 심볼에서 전송되는 PLS 데이터의 제2 세트로서, 시스템 및 DP에 대한 더 상세한 PLS 데이터를 전달한다. PLS2는 수신기에게 충분한 데이터를 제공하여 원하는 DP를 디코딩하는 파라미터를 포함한다. PLS2 시그널링은 또한 2가지 타입의 파라미터, 즉, PLS2 정적 데이터(PLS2-STAT 데이터) 및 PLS2 동적 데이터(PLS2-DYN 데이터)로 구성된다. PLS2 정적 데이터는 프레임 그룹의 듀레이션 동안 정적으로 남아 있는 PLS2 데이터이고, PLS2 동적 데이터는 프레임별로 동적으로 변할 수 있는 PLS2 데이터이다.

PLS 데이터의 세부사항은 후술한다.

PLS 스크램블러(2030)는 에너지 분산을 위해 생성된 PLS 데이터를 스크램블링할 수 있다.

상술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일한 기능을 갖는 블록으로 대체될 수 있다.

도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 입력 포맷팅 블록을 나타내는 도면이다.

도 3에 도시된 입력 포맷팅 블록은 도 1을 참조하여 설명한 입력 포맷팅 블록(1000)의 실시예에 해당한다.

도 3은 입력 신호가 다수의 입력 스트림에 대응할 때 입력 포맷팅 블록의 모드 적응 블록을 나타낸다.

다수의 입력 스트림을 처리하는 입력 포맷팅 블록의 모드 적응 블록은 독립적으로 다수의 입력 스트림을 처리할 수 있다.

도 3을 참조하면, 다수의 입력 스트림을 각각 처리하는 모드 적응 블록은 입력 스트림 스플리터(3000), 입력 스트림 동기화기(3010), 보상 지연 블록(3020), 널(null) 패킷 삭제 블록(3030), 헤드 압축 블록(3040), CRC 인코더(3050), BB 프레임 슬라이서(3060) 및 BB 헤더 삽입 블록(3070)을 포함할 수 있다. 모드 적응 블록의 각 블록을 이하에서 설명한다.

CRC 인코더(3050), BB 프레임 슬라이서(3060) 및 BB 헤더 삽입 블록(3070)의 동작은 도 2를 참조하여 설명한 CRC 인코더, BB 프레임 슬라이서 및 BB 헤더 삽입 블록에 대응하므로 그 설명은 생략한다.

입력 스트림 스플리터(3000)는 입력 TS, IP GS 스트림을 다수의 서비스 또는 서비스 컴포넌트(오디오, 비디오, 등) 스트림으로 분리할 수 있다.

입력 스트림 동기화기(3010)는 ISSY라 할 수 있다. ISSY는 임의의 입력 데이터 포맷에 대한 일정한 엔드-투-엔드 송신 지연 및 CBR(constant bit rate)을 보장하는 적절한 수단을 제공할 수 있다. ISSY는 항상 TS를 전달하는 다수의 DP의 경우에 사용되고, 선택적으로, GS 스트림을 전달하는 DP에 사용된다.

보상 지연 블록(3020)은 ISSY 정보의 삽입 후에 분리된 TS 패킷 스트림을 지연하여 수신기 내의 추가의 메모리를 요구하지 않고 TS 패킷 재결합 메커니즘을 허용할 수 있다.

널 패킷 삭제 블록(3030)은 TS 입력 스트림 케이스에만 사용된다. 임의의 TS 입력 스트림 또는 분리된 TS 스트림은 CBR TS 스트림에 VBR(variable bit-rate) 서비스를 수용하기 위하여 존재하는 다수의 널 패킷을 가질 수 있다. 이 경우, 불필요한 송신 오버헤드를 피하기 위하여, 널 패킷이 식별되고 송신되지 않는다. 수신기에서, 제거된 널 패킷은 송신시에 삽입된 DNP(deleted null-packet) 카운터를 참조하여 본래에 있던 정확한 장소에 재삽입되어, 일정한 비트 레이트를 보장하고 타임스탬프(PCR) 업데이트에 대한 필요성을 피할 수 있다.

헤드 압축 블록(3040)은 패킷 헤더 압축을 제공하여 TS 또는 IP 입력 스트림에 대한 송신 효율을 증가시킬 수 있다. 수신기가 헤더의 소정 부분에 대한 선험적 정보(a priori information)를 가질 수 있으므로, 이 기지의 정보는 송신기에서 삭제될 수 있다.

전송 스트림에 대하여, 수신기는 싱크-바이트 구성(0x47) 및 패킷 길이(188 바이트)에 관한 선험적 정보를 갖는다. 입력 TS 스트림이 단 하나의 PID를 갖는 콘텐츠를 전달하면, 즉, 하나의 서비스 컴포넌트(비디오, 오디오 등) 또는 서비스 서브 컴포넌트(SVC 베이스층, SVC 인핸스먼트층, MVC 베이스 뷰 또는 MVC 종속 뷰)에 대해서만, TS 패킷 헤더 압축이 (선택적으로) 전송 스트림에 적용될 수 있다. 입력 스트림이 IP 스트림이면, IP 패킷 헤더 압축이 선택적으로 사용된다.

상술한 블록은 생략되거나 유사 또는 동일한 기능을 갖는 블록으로 대체딜 수 있다.

도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 입력 포맷팅 블록을 나타내는 도면이다.

도 4에 도시된 입력 포맷팅 블록은 도 1을 참조하여 설명한 입력 포맷팅 블록(1000)의 실시예에 해당한다.

도 4는 입력 신호가 다수의 입력 스트림에 대응할 때 입력 포맷팅 모듈의 스트림 적응 블록을 나타낸다.

도 4를 참조하면, 다수의 입력 스트림을 각각 처리하는 모드 적응 블록은 스케줄러(4000), 1프레임 지연 블록(4010), 스터핑 삽입 블록(4020), 인밴드(in-band) 시그널링(4030), BB 프레임 스크램블러(4040), PLS 생성 블록(4050) 및 PLS 스크램블러(4060)를 포함할 수 있다. 스트림 적응 블록의 각각의 블록을 이하에서 설명한다.

스터핑 삽입 블록(4020), BB 프레임 스크램블러(4040), PLS 생성 블록(4050) 및 PLS 스크램블러(4060)의 동작은 도 2를 참조하여 설명한 스터핑 삽입 블록, BB 스크램블러, PLS 생성 블록 및 PLS 스크램블러에 대응하므로 그 설명은 생략한다.

스케줄러(4000)는 각각의 DP 의 FECBLOCK의 양으로부터 전체 프레임에 걸친 전체 셀 할당을 결정할 수 있다. PLS, EAC 및 FIC에 대한 할당을 포함하여, 스케줄러는 PLS2-DYN 데이터의 값을 생성하고, 이는 프레임의 FSS 내의 인밴드 시그널링 또는 PLS 셀로서 송신된다. FECBLOCK, EAC 및 FIC의 세부사항은 후술한다.

1프레임 지연 블록(4010)은 입력 데이터를 1 송신 프레임만큼 지연시켜 다음 프레임에 관한 스케줄링 정보가 DP로 삽입될 인밴드 시그널링 정보에 대한 현재 프레임을 통해 송신되도록 할 수 있다.

인밴드 시그널링(4030)은 PLS2 데이터의 지연되지 않은 부분을 프레임의 DP로 삽입할 수 있다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 BICM 블록을 나타내는 도면이다.

도 5에 도시된 BICM 블록은 도 1을 참조하여 설명한 BICM 블록(1010)의 실시예에 해당한다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송신하는 장치는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스, UHDTV 서비스 등을 제공할 수 있다.

QoS는 본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송신하는 장치에 의해 제공되는 서비스의 특성에 의존하므로, 각 서비스에 대응하는 데이터는 상이한 방식을 통해 처리될 필요가 있다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 BICM 블록은 SISO, MISO 및 MIMO 방식을 데이터 경로에 각각 대응하는 데이터 파이프에 독립적으로 적용함으로써 그에 입력된 DP 를 독립적으로 처리할 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 송신하는 장치는 각각의 DP 를 통해 송신되는 각각의 서비스 또는 서비스 컴포넌트에 대한 QoS를 제어할 수 있다.

(a) 는 베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 의해 공유된 BICM 블록을 나타내고, (b)는 어드밴스드 프로파일의 BICM 블록을 나타낸다.

베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일에 의해 공유된 BICM 블록 및 어드밴스드 프로파일에 의해 공유된 BICM 블록은 각 DP 를 처리하는 복수의 처리 블록을 포함할 수 있다.

베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일을 위한 BICM 블록 및 어드밴스드 프로파일을 위한 BICM 블록의 각각의 처리 블록을 이하에서 설명한다.

베이스 프로파일 및 핸드헬드 프로파일을 위한 BICM 블록의 처리 블록(5000)은 데이터 FEC 인코더(5010), 비트 인터리버(5020), 성상 맵퍼(5030), SSD(signal space diversity) 인코딩 블록(5040) 및 시간 인터리버(5050)를 포함할 수 있다.

데이터 FEC 인코더(5010)는 입력 BBF에 대하여 FEC 인코딩을 수행하여 아우터 코딩(BCH) 및 이너 코딩(LDPC)를 이용하여 FECBLOCK 절차를 생성할 수 있다. 아우터 코딩(BCH)는 선택적인 코딩 방법이다. 데이터 FEC 인코더(5010)의 동작의 세부사항은 후술한다.

비트 인터리버(5020)는 데이터 FECT 인코더(5010)의 출력을 인터리빙하여 효율적으로 구현가능한 구조를 제공하면서 LDPC 코드 및 변조 방식의 조합으로 최적화된 성능을 달성할 수 있다. 비트 인터리버(5020)의 동작의 세부사항은 후술한다.

성상 맵퍼(5030)는 QPSK, QAM-16, 불균일 QAM(NUQ-64, NUQ-256, NUQ-1024) 또는 불균일 성상(NUC-16, NUC-64, NUC-256, NUC-1024)을 이용하여 베이스 및 핸드헬드 프로파일 내의 비트 인터리버(5020)로부터의 각 셀 워드 및 어드밴스드 프로파일 내의 셀-워드 디멀티플렉서(5010-1)로부터의 셀 워드를 변조하여 파워 정규화 성상 포인트를 제공할 수 있다. 이 성상 맵핑은 DP 에 대해서만 적용된다. QAM-16 및 NUQ가 방형(square shaped)이지만 NUC는 임의의 형상을 갖는다. 각각의 성상이 90도의 임의의 배수로 회전하면, 회전된 성상은 정확히 본래의 성상과 중첩한다. 이 "회전-감각(rotation-sense) 대칭 특성은 실수 성분 및 허수 성분의 평균 파워 및 용량이 서로 같아지게 한다. NUQ 및 NUC는 각 코드 레이트에 대하여 특별히 정의되고 사용되는 특정한 하나가 PLS2 데이터에서 제출된 파라미터(DP_MOD)에 의해 시그널링된다.

SSD 인코딩 블록(5040)은 2(2D), 3(3D) 및 4(4D) 차원으로 셀을 프리코딩하여 상이한 페이딩 조건 하에서 수신 강건함을 증가시킬 수 있다.

시간 인터리버(5050)는 DP 레벨에서 동작할 수 있다. 시간 인터리빙(TI)의 파라미터는 각 DP 에 대하여 상이하게 설정될 수 있다. 시간 인터리버(5050)의 동작의 세부사항은 후술한다.

어드밴스드 프로파일을 위한 BICM 블록의 처리 블록(5000-1)은 데이터 FEC 인코더, 비트 인터리버, 성상 맵퍼 및 시간 인터리버를 포함할 수 있다. 그러나, 처리 블록(5000-1)은 처리 블록(5000)와 구별되며, 셀-워드 디멀티플렉서(5010-1) 및 MIMO 인코딩 블록(5020-1)을 더 포함한다.

또한, 처리 블록(5000-1)의 데이터 FEC 인코더, 비트 인터리버, 성상 맵퍼 및 시간 인터리버의 동작은 상술한 데이터 FEC 인코더(5010), 비트 인터리버(5020), 성상 맵퍼(5030) 및 시간 인터리버(5050)에 대응하므로 그 설명은 생략한다.

셀-워드 디멀티플렉서(5010-1)는 어드밴스드 프로파일의 DP에 사용되어 단일 셀-워드 스트림을 MIMO 처리를 위한 듀얼 셀-워드 스트림으로 분리한다. 셀-워드 디멀티플렉서(5010-1)의 동작의 세부사항은 후술한다.

MIMO 인코딩 블록(5020-1)은 MIMO 인코딩 방식을 이용하여 셀-워드 디멀티플렉서(5010-1)의 출력을 처리할 수 있다. MIMO 인코딩 방식은 방송 신호 송신을 위해 최적화되었다. MIMO 기술은 MIMO 기술은 용량을 증가시키는 우수한 방식이지만 채널 특성에 의존한다. 특히, 브로드캐스팅에 대하여, 상이한 신호 전파 특성에 의해 유발된 2개의 안테나 사이의 수신된 신호 파워의 차 또는 채널의 강한 LOS 성분은 MIMO로부터 용량 이득을 얻기 어렵게 만들 수 있다. 제안된 MIMO 인코딩 방식은 MIMO 출력 신호 중의 하나의 회전 기반 프리코딩 및 위상 랜덤화를 이용하여 이 문제를 극복한다.

MIMO 인코딩은 송신기 및 수신기에서 적어도 2개의 안테나를 필요로 하는 2X2 MIMO 시스템을 목적으로 할 수 있다. 이 제안에서 2개의 MIMO 인코딩 모드, 즉, FR-SM(full-rate spatial multiplexing) 및 FRFD-SM(full-rate full-diversity spatial multiplexing)가 정의된다. FR-SM 인코딩은 수신기측에서 비교적 작은 복잡도 증가와 함께 용량 증가를 제공하지만, FRFD-SM 인코딩은 수신기측에서 큰 복잡도 증가와 함께 용량 증가 및 추가의 다이버시티 이득을 제공한다. 제안된 MIMO 인코딩 방식은 안테나 극성 구성에 대한 제한을 갖지 않는다.

MIMO 처리는 어드밴스드 프로파일 프레임을 위해 요구될 수 있고, 이는 어드밴스드 프로파일 프레임 내의 모든 DP가 MIMO 인코더에 의해 처리되는 것을 의미한다. MIMO 처리는 DP 레벨에서 적용될 수 있다. 성상 맵퍼 출력(constellation mapper output)(NUQ)의 쌍(e_1,i 및 e_2,i)은 MIMO 인코더의 입력으로 공급될 수 있다. MIMO 인코더 출력의 쌍(g_1,i 및 g_2,i)은 각각의 TX 안테나의 OFDM 심볼(l) 및 동일 캐리어(k)에 의해 송신될 수 있다.

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 블록을 나타내는 도면이다.

도 6에 도시된 BICM 블록은 도 1을 참조하여 설명한 BICM 블록(1010)의 실시예에 해당한다.

도 6은 물리층 시그널링(PLS), 비상 경계 채널(EAC) 및 고속 정보 채널(FIC)의 보호를 위한 BICM 블록을 나타낸다. EAC는 EAS 정보를 전달하는 프레임의 일부이고 FIC는 서비스 및 해당 베이스 DP 사이의 맵핑 정보를 전달하는 프레임 내의 논리 채널이다. EAC 및 FIC의 세부사항은 후술한다.

도 6을 참조하면, PLS, EAC 및 FIC의 보호를 위한 BICM 블록은 PLS FEC 인코더(6000), 비트 인터리버(6010), 성상 맵퍼(6020) 및 타임 인터리버(6030)를 포함할 수 있다.

또한, PLS FEC 인코더(6000)는 스크램블러, BCH 인코딩/제로 삽입 블록, LDPC 인코딩 블록 및 LDPC 패리터 펑쳐링 블록을 포함할 수 있다. BICM 블록의 각 블록을 이하에서 설명한다.

PLS FEC 인코더(6000)는 스크램블링된 PLS 1/2 데이터, EAC 및 FIC 섹션을 인코딩할 수 있다.

스크램블러는 BCH 인코딩 및 단축 및 펑쳐링된 LDPC 인코딩 전에 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 스크램블링할 수 있다.

BCH 인코딩/제로 삽입 블록은 PLS 보호를 위해 단축된 BCH 코드를 이용하여 스크램블링된 PLS 1/2 데이터에 대하여 아우터 인코딩을 수행하고 BCH 인코딩 후 제로 비트를 삽입할 수 있다. PLS1 데이터에 대해서만, LDPC 인코딩 전에 제로 삽입의 출력 비트가 퍼뮤팅(permute)될 수 있다.

LDPC 인코딩 블록은 LDPC 코드를 이용하여 BCH 인코딩/제로 삽입 블록의 출력을 인코딩할 수 있다. 완전한 코딩 블록(C_ldpc)을 생성하기 위하여, 패리티 비트(Pldpc)가 각각의 제로 삽입 PLS 정보 블록(I_ldpc)로부터 조직적으로 인코딩되고 그 후 첨부된다.

PLS1 및 PLS2에 대한 LDPC 코드 파라미터는 다음의 표 4와 같다.

LDPC 패리티 펑쳐링 블록은 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터에 대하여 펑쳐링을 수행할 수 있다.

PLS1 데이터 보호에 단축이 적용되면, 임의의 LDPC 패리티 비트는 LDPC 인코딩 후에 펑쳐링된다. 또한, PLS2 데이터 보호를 위해, PLS2의 LDPC 패리티 비트는 LDPC 인코딩 후에 펑쳐링된다. 이들 펑쳐링된 비트는 송신되지 않는다.

비트 인터리버(6010)는 각각 단축 및 평쳐링된 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 인터리빙한다.

성상 맵퍼(6020)는 비트 인터리빙된 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 성상에 맵핑할 수 있다.

시간 인터리버(6030)는 맵핑된 PLS1 데이터 및 PLS2 데이터를 인터리빙할 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌딩 블록을 나타내는 도면이다.

도 7에 도시된 프레임 빌딩 블록은 도 1을 참조하여 설명한 프레임 빌딩 블록(1020)의 실시예에 해당한다.

도 7을 참조하면, 프레임 빌딩 블록은 지연 보상 블록(7000), 셀 맵퍼(7010) 및 주파수 인터리버(7020)를 포함할 수 있다. 프레임 빌딩 블록의 각각의 블록을 이하에서 설명한다.

지연 보상 블록(7000)은 데이터 파이프 및 대응 PLS 데이터 간의 타이밍을 조절하여 송신단에서 시간이 함께 맞추어지도록 보장할 수 있다. PLS 데이터는 입력 포맷팅 블록 및 BICM 블록에 의해 유발된 데이터 파이프의 지연을 처리함으로써 데이터 파이프와 동일한 양만큼 지연된다. BICM 블록의 지연은 주로 시간 인터리버(5050)에 의한다. 인밴드 시그널링 데이터가 다음의 TI 그룹의 정보를 전달하여 시그널링될 DP 보다 하나의 프레임만큼 빠르게 전달된다. 따라서, 지연 보상 블록은 인밴드 시그널링 데이터를 지연한다.

셀 맵퍼(7010)는 PLS, EAC, FIC, DP, 보조 스트림 및 더미 셀을 프레임 내의 OFDM 심볼의 액티브 캐리어로 맵핑할 수 있다. 셀 맵퍼(7010)의 기본 기능은, 만약에 있다면, DP, PLS 셀 및 EAC/FIC 셀의 각각에 대하여 TI에 의해 생성된 데이터 셀을 프레임 내의 OFDM 심볼의 각각에 대응하는 액티브 OFDM 셀의 어레이로 맵핑하는 것이다. 서비스 시그널링 데이터(PSI(program specific information)/SI))는 데이터 파이프에 의해 개별적으로 모아 전송될 수 있다. 셀 맵퍼는 스케줄러에 의해 생성된 동적 정보 및 프레임 구조의 구성에 따라 동작한다. 프레임의 세부사항은 후술한다.

주파수 인터리버(7020)는 셀 맵퍼(7010)로부터 수신된 데이터 셀을 랜덤하게 인터리빙하여 주파수 다이버시티를 제공할 수 있다. 또한, 주파수 인터리버(7020)는 상이한 인터리빙 시드(interleaving-seed) 순서를 이용하여 2개의 순차적인 OFDM 심볼로 구성되는 OFDM 심볼 쌍에 대하여 동작하여 단일 프레임 내의 최대 인터리빙 이득을 얻을 수 있다. 주파수 인터리버(7020)의 동작의 세부사항은 후술한다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 생성 블록을 나타내는 도면이다.

도 8에 도시된 OFDM 생성 블록은 도 1을 참조하여 설명한 OFDM 생성 블록(1030)의 실시예에 해당한다.

OFDM 생성 블록은 프레임 빌딩 블록에 의해 생성된 셀에 의해 OFDM 캐리어를 변조하고, 파일럿을 삽입하고, 송신될 시간 도메인 신호를 생성한다. 또한, 이 블록은 순차적으로 보호 구간을 삽입하고 PAPR(peak-to-average power ratio) 감소 처리를 적용하여 최종 RF 신호를 생성한다.

도 8을 참조하면, 프레임 빌딩 블록은 파일럿 및 예약 톤 삽입 블록(8000), 2D-eSFN 인코딩 블록(8010), IFFT(inverse fast Fourier transform) 블록(8020), PAPR 감소 블록(8030), 보호 구간 삽입 블록(8040), 프리앰블 삽입 블록(8050), 다른 시스템 삽입 블록(8060) 및 DAC 블록(8070)을 포함할 수 있다. 프레임 빌딩 블록의 각각의 블록을 이하에서 설명한다.

파일럿 및 예약 톤 삽입 블록(8000)은 파일럿 및 예약 톤을 삽입할 수 있다.

OFDM 심볼 내의 다양한 셀은 파일럿으로 알려진 기준 정보로 변조되고, 파일럿은 수신기에서 선험적으로 알려진 송신 값을 갖는다. 파일럿 셀의 정보는 분산된 파일럿, 반복 파일럿(continual pilot), 에지 파일럿, FSS(frame signaling symbol) 파일럿 및 FES(frame edge symbol) 파일럿으로 구성된다. 각각의 파일럿은 파일럿 타입 및 파일럿 패턴에 따라 특정 부스팅 파워 레벨에서 송신된다. 파일럿 정보의 값은 임의의 주어진 심볼 상의 각각의 송신된 캐리어에 대하여 일련의 값인 기준 시퀀스로부터 도출된다. 파일럿은 프레임 동기화, 주파수 동기화, 시간 동기화, 채널 추정 및 송신 모드 식별에 사용될 수 있고, 또한 위상 잡음을 팔로윙(following)하는데 사용될 수 있다.

기준 시퀀스로부터 취해진 기준 정보는 프레임의 프리앰블, FSS 및 FES를 제외한 모든 심볼에서 분산된 파일럿 셀에서 송신된다. 반복 파일럿은 프레임의 모든 심볼에 삽입된다. 반복 파일럿의 수와 위치는 FFT 사이즈 및 분산된 파일럿 패턴에 의존한다. 에지 캐리어는 프리앰블 심볼을 제외한 모든 심볼 내의 에지 파일럿이다. 이들은 스펙트럼의 에지까지 주파수 보간을 허용하기 위하여 삽입된다. FSS 파일럿은 FSS(들)에 삽입되고 FES 파일럿은 FES에 삽입된다. 이들은 프레임의 에지까지 시간 보간을 허용하기 위하여 삽입된다.

본 발명의 실시예에 따른 시스템은 SFN 네트워크를 지원하고, 분산형 MISO 방식은 선택적으로 매우 강건한 송신 모드를 지원하는데 사용된다. 2D-eSFN은 다수의 TX 안테나를 이용하는 분산형 MISO 방식이고, 각각의 TX 안테나는 SFN 네트워크 내의 상이한 송신측에 배치된다.

2D-eSFN 인코딩 블록(8010)은, SFN 구성에서 시간 및 주파수 다이버시티를 생성하기 위하여, 2D-eSFN 처리를 수행하여 다수의 송신기로부터 송신된 신호의 위상을 왜곡할 수 있다. 그러므로, 오랜 시간 동안의 낮은 플랫 페이딩 또는 깊은 페이딩에 의한 버스트 에러가 완화될 수 있다.

IFFT 블록(8020)은 OFDM 변조 방식을 이용하여 2D-eSFN 인코딩 블록(8010)으로부터의 출력을 변조할 수 있다. 파일럿으로서 (또는 예약 톤으로서) 지정되지 않은 데이터 심볼 내의 임의의 셀은 주파수 인터리버로부터의 데이터 셀 중의 하나를 전달한다. 셀은 OFDM 캐리어에 맵핑된다.

PAPR 감소 블록(8030)은 시간 도메인 내의 다양한 PAPR 감소 알고리즘을 이용하여 입력 신호에 대한 PAPR 감소를 수행할 수 있다.

보호 구간 삽입 블록(8040)은 보호 구간을 삽입할 수 있고, 프리앰블 삽입 블록(8050)은 신호의 앞에 프리앰블을 삽입할 수 있다. 프리앰블의 구조의 세부사항은 후술한다. 다른 시스템 삽입 블록(8060)은 시간 도메인에서 복수의 방송 송수신 시스템의 신호를 멀티플렉싱하여 방송 서비스를 제공하는 2개 이상의 상이한 방송 송신/수신 시스템의 데이터가 동일한 RF 신호 대역폭에서 동시에 송신될 수 있다. 이 경우, 2개 이상의 상이한 방송 송수신 시스템은 상이한 방송 서비스를 제공하는 시스템을 지칭한다. 상이한 방송 서비스는 지상파 방송 서비스, 모바일 방송 서비스 등을 지칭한다. 각각의 방송 서비스와 관련된 데이터는 상이한 프레임을 통해 송신될 수 있다.

DAC 블록(8070)은 입력 디지털 신호를 아날로그 신호르 변환하고 아날로그 신호를 출력할 수 있다. DAC 블록(8070)으로부터 출력된 신호는 물리층 프로파일에 따라 다수의 출력 안테나를 통해 송신될 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 TX 안테나는 수직 또는 수평 극성(polarity)을 가질 수 있다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 수신하는 장치의 구조를 나타내는 도면이다.

본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 수신하는 장치는 도 1을 참조하여 설명한 미래의 방송 서비스를 위해 방송 신호를 송신하는 장치에 대응할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따라 미래의 방송 서비스를 위한 방송 신호를 수신하는 장치는 동기화 및 복조 모듈(9000), 프레임 파싱 모듈(9010), 디맵핑 및 디코딩 모듈(9020), 출력 프로세서(9030) 및 시그널링 디코딩 모듈(9040)을 포함할 수 있다. 방송 신호를 수신하는 장치의 각 모듈의 동작을 이하에서 설명한다.

동기화 및 복조 모듈(9000)은 m개의 Rx 안테나를 통해 입력 신호를 수신하고 방송 신호를 수신하는 장치에 대응하는 시스템에 대하여 신호 검출 및 동기화를 수행하고 방송 신호를 송신하는 장치에 의해 수행되는 절차의 역 절차에 대응하는 복조를 수행할 수 있다.

프레임 파싱 모듈(9100)은 입력 신호 프레임을 파싱하고 사용자에 의해 선택된 서비스가 송신되는 데이터를 추출할 수 있다. 방송 신호를 송신하는 장치가 인터리빙을 수행하면, 프레임 파싱 모듈(9100)은 인터리빙의 역 절차에 대응하는 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 추출될 필요가 있는 신호 및 데이터의 위치는 시그널링 디코딩 모듈(9400)로부터 출력된 데이터를 디코딩하여 방송 신호를 송신하는 장치에 의해 생성된 시그널링 정보를 회복함으로써 얻어질 수 있다.

디맵핑 및 디코딩 모듈(9200)은 입력 신호를 비트 도메인 데이터로 변환한 후 필요에 따라 디인터리빙할 수 있다. 디맵핑 및 디코딩 모듈(9200)은 송신 효율을 위해 적용된 맵핑에 대하여 디맵핑을 수행하고 디코딩을 통해 송신 채널에 대하여 생성된 에러를 정정할 수 있다. 이 경우, 디맵핑 및 디코딩 모듈(9200)은 시그널링 디코딩 모듈(9400)로부터 출력된 데이터를 디코딩함으로써 디맵핑 및 디코딩에 필요한 송신 파라미터를 얻을 수 있다.

출력 프로세서(9300)는 방송 신호를 송신하여 송신 효율을 개선하는 장치에 의해 적용되는 다양한 압축/신호 처리 절차의 역 절차를 수행할 수 있다. 이 경우, 출력 프로세서(9300)는 시그널링 디코딩 모듈(9400)로부터 출력된 데이터로부터 필요한 제어 정보를 얻을 수 있다. 출력 프로세서(8300)의 출력은 방송 신호를 송신하는 장치로 입력되는 신호에 대응하고 MPEG-TS, IP 스트림(v4 또는 v6) 및 일반 스트림일 수 있다.

시그널링 디코딩 모듈(9400)은 동기화 및 복조 모듈(9000)에 의해 복조된 신호로부터 PLS 정보를 얻을 수 있다. 상술한 바와 같이, 프레임 파싱 모듈(9100), 디맵핑 및 디코딩 모듈(9200) 및 출력 프로세서(9300)는 시그널링 디코딩 모듈(9400)로부터 출력된 데이터를 이용하여 그 기능을 실행할 수 있다.

도 10은 본 발명의 실시예에 따른 프레임 구조를 나타내는 도면이다.

도 10은 수퍼프레임 내의 프레임 타입 및 FRU의 예시적인 구성을 나타낸다. (a) 본 발명의 실시예에 따른 수퍼 프레임을 나타내고, (b)는 본 발명의 실시예에 따른 FRU(frame repetition unit)를 나타내고, (c)는 FRU 내의 가변 PHY 프로파일의 프레임을 나타내고, (d)는 프레임의 구조를 나타낸다.

수퍼 프레임은 8개의 FRU로 구성될 수 있다. FRU는 프레임의 TDM을 위한 기본 멀티플렉싱 단위이고 수퍼프레임 내에서 8번 반복된다.

FRU 내의 각 프레임은 PHY 프로파일(베이스, 핸드헬드, 어드밴스드) 또는 FET 중의 하나에 속한다. FRU 내의 프레임의 최대 허용수는 4이고 주어진 PHY 프로파일은 FRU(예를 들어, 베이스, 베이스, 핸드헬드, 어드밴스드)에서 0배 내지 4배까지의 임의의 횟수만큼 나타날 수 있다. PHY 프로파일 정의는 필요하다면 프리앰블 내의 PHY_PROFILE의 예약 값을 이용하여 확장될 수 있다.

FET 부분은 포함된다면 FRU의 끝에 삽입된다. FET가 FRU에 포함되면, 수퍼 프레임에서 FET의 최소수는 8이다. FET 부분이 서로 인접하는 것은 추천되지 않는다.

하나의 프레임은 또한 다수의 OFDM 심볼 및 프리앰블로 분리된다. (d)에 도시된 바와 같이, 프레임은 프리앰블, 하나 이상의 프레임 시그널링 심볼(FSS), 정상 데이터 심볼 및 프레임 에지 심볼(FES)을 포함한다.

프리앰블은, 고속 퓨어캐스트 UTB 시스템 신호 검출이 가능하고 신호위 효율적인 송수신을 위한 기본 송신 파라미터의 세트를 제공하는 특수 심볼이다. 프리앰블의 세부 설명은 후술한다.

FSS(들)의 주요 목적은 PLS 데이터를 전달하는 것이다. 고속 동기화 및 채널 추정 및 PLS 데이터의 고속 디코딩을 위해, FSS는 정상 데이터 심볼보다 더 밀집한 파일럿 패턴을 갖는다. FES는 정확히 FSS와 동일한 파일럿을 갖고, 이는 FES 직전의 심볼에 대하여 외삽하지 않고 FES 내의 주파수 전용 보간 및 시간 보간을 가능하게 한다.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 프레임의 시그널링 계층 구조를 나타내는 도면이다.

도 11은 3개의 주요 부분, 즉, 프리앰블 시그널링 데이터(11000), PLS1 데이터(11010) 및 PLS2 데이터(11020)로 분리된 시그널링 계층 구조를 나타낸다. 모든 프레임에서 프리앰블 심볼에 의해 전달되는 프리앰블의 목적은 그 프레임의 송신 타입 및 기본 송신 파라미터를 지시하는 것이다. PLS1은 수신기가 PLS2 데이터를 액세스 및 디코딩하도록 하고, 이는 관심있는 DP를 액세스하는 파라미터를 포함한다. PLS2는 모든 프레임에서 전달되고 2개의 주요 부분, 즉, PLS2-STAT 데이터 및 PLS2-DYN 데이터로 분리된다. PLS2 데이터의 정적 및 동적 부분은 필요하면 패딩이 뒤따른다.

도 12는 본 발명의 실시예에 따른 프리엠블 시그널링 데이터를 나타내는 도면이다.

프리앰블 시그널링 데이터는 프레임 구조 내에서 수신기가 PLS 데이터를 액세스하고 DP를 트레이싱하도록 하는데 필요한 정보의 21 비트를 전달한다. 프리앰블 시그널링의 세부사항은 다음과 같다.

PHY_PROFILE: 이 3 비트 필드는 현재 프레임의 PHY 프로파일 타입을 나타낸다. 상이한 PHY 프로파일 타입의 맵핑은 이하 표 5에 주어진다.

값	PHY 프로파일
000	베이스 프로파일
001	핸드헬드 프로파일
010	어드밴스드 프로파일
011-110	예약
111	FET

FFT_SIZE: 이 2 비트 필드는 이하의 표 6에 기재된 바와 같이 프레임 그룹 내의 현재 프레임의 FFT 사이즈를 나타낸다.

값	FFT 사이즈
00	8K FFT
01	16K FFT
10	32K FFT
11	예약

GI_FRACTION: 이 3 비트 필드는 이하의 표 7에 기재된 바와 같이 현재의 수퍼 프레임 내의 보호 구간 분수(fraction) 값을 나타낸다.

값	GI_FRACTION
000	1/5
001	1/10
010	1/20
011	1/40
100	1/80
101	1/160
110-111	예약

EAC_FLAG: 이 1 비트 필드는 EAC가 현재의 프레임에 제공되는지를 나타낸다. 이 필드가 "1"로 설정되면, EAS(emergency alert service)가 현재의 프레임에서 제공된다. 이 필드가 "0"으로 설정되면, EAS가 현재의 프레임에서 전달되지 않는다. 이 필드는 수퍼 프레임 내에서 동적으로 스위칭될 수 있다.

PILOT_MODE: 이 1 비트 필드는 프로파일 모드가 현재의 프레임 그룹 내의 현재의 프레임에 대하여 모바일 모드인지 고정 모드인지를 지시한다. 이 필드가 "0"로 설정되면, 모바일 파일럿 모드가 사용된다. 필드가 "1"로 설정되면, 고정 파일럿 모드가 사용된다.

PAPR_FLAG: 이 1 비트 필드는 PAPR 감소가 현재의 프레임 그룹 내의 현재의 프레임에 사용되는지를 지시한다. 이 필드가 "1"로 설정되면, PAPR 감소에 톤 예약(tone reservation)이 사용된다. 이 필드가 "0"으로 설정되면, PAPR 감소가 사용되지 않는다.

FRU_CONFIGURE: 이 3 비트 필드는 현재의 수퍼 프레임 내에 존재하는 FRU(frame repetition unit)의 PHY 프로파일 타입 구성을 나타낸다. 현재의 수퍼 프레임에서 전달되는 모든 프로파일 타입은 현재의 수퍼 프레임 내의 모든 프레임 내의 이 필드에서 식별된다. 3 비트 필드는 이하의 표 8에 도시된 바와 같이 각 프로파일에 대한 상이한 정의를 갖는다.

	현재의 PHY_PROFILE="000" (베이스)	현재의 PHY_PROFILE="001" (핸드헬드)	현재의 PHY_PROFILE="010" (어드밴스드)	현재의 PHY_PROFILE="111" (FET)
FRU_CONFIGURE=000	베이스 프로파일만 존재	핸드헬드 프로파일만 존재	어드밴스드 프로파일만이 존재	FET만이 존재
FRU_CONFIGURE=1XX	핸드헬드 프로파일이 존재	베이스 프로파일이 존재	베이스 프로파일이 존재	베이스 프로파일이 존재
FRU_CONFIGURE=X1X	어드밴스드 프로파일이 존재	어드밴스드 프로파일이 존재	핸드헬드 프로파일이 존재	핸드헬드 프로파일이 존재
FRU_CONFIGURE=XX1	FET가 존재	FET가 존재	FET가 존재	어드밴스드 프로파일이 존재

RESERVED: 이 7 비트 필드가 미래의 사용을 위해 예약된다.

도 13은 본 발명의 실시예에 따른 PLS1 데이터를 나타내는 도면이다.

PLS1 데이터는 PLS2의 수신 및 디코딩을 가능하게 하는데 필요한 파라미터를 포함하는 기본 송신 파라미터를 제공한다. 상술한 바와 같이, PLS1 데이터는 하나의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 변경되지 않는다. PLS1 데이터의 시그널링 필드의 상세한 정의는 다음과 같다.

PREAMBLE_DATA: 이 20 비트 필드는 EAC_FLAG를 제외한 프리앰블 시그널링 데이터의 사본이다.

NUM_FRAME_FRU: 이 2 비트 필드는 FRU당 프레임의 수를 나타낸다.

PAYLOAD_TYPE: 이 3 비트 필드는 프레임 그룹에서 전달되는 페이로드 데이터의 포맷을 지시한다. PAYLOAD_TYPE은 표 9에 도시된 바와 같이 시그널링된다.

값	페이로드 타입
1XX	TS 스트림이 송신됨
X1X	IP 스트림이 송신됨
XX1	GS 스트림이 송신됨

NUM_FSS: 이 2 비트 필드는 현재의 프레임 내의 FSS 심볼의 수를 나타낸다.

SYSTEM_VERSION: 이 8 비트 필드는 송신된 신호 포맷의 버전을 나타낸다. SYSTEM_VERSION은 2개의 4 비트 필드, 즉 메이저 버전 및 마이너 버전으로 분리된다.

메이저 버전: SYSTEM_VERSION 필드의 MSB 4 비트는 메이저 버전 정보를 나타낸다. 메이저 버전 필드의 변화는 비-하위-호환(non-backward-compatible) 변화를 나타낸다. 디폴트 값은 "0000"이다. 이 표준에 기재된 버전에서, 값은 "0000"으로 설정된다.

마이너 버전: SYSTEM_VERSION의 LSB 4 비트는 마이너 버전 정보를 나타낸다. 마이너 버전 필드의 변화는 하위 호환성이다.

CELL_ID: 이것은 ATSC 네트워크에서 지리적인 셀을 고유하게 식별하는 16 비트 필드이다. ATSC 셀 커버리지 영역은 퓨어캐스트 UTB 시스템에 사용되는 주파수의 수에 의존하여 하나 이상의 주파수로 구성될 수 있다. CELL_ID의 값이 알려져 있지 않거나 특정되지 않으면, 이 필드는 "0"으로 설정된다.

NETWORK_ID: 이것은 현재의 ATSC 네트워크를 고유하게 식별하는 16 비트 필드이다.

SYSTEM_ID: 이 16 비트 필드는 ATSC 네트워크 내의 퓨어캐스트 UTB 시스템을 고유하게 식별한다. 퓨어캐스트 UTB 시스템은 입력이 하나 이상의 입력 스트림(TS, IP, GS)이고 출력이 RF 신호인 지상파 방송 시스템이다. 퓨어캐스트 UTB 시스템은 만약 있다면 하나 이상의 PHY 프로파일 및 FET를 전달한다. 동일한 퓨어캐스트 UTB 시스템은 상이한 입력 스트림을 전달할 수 있고 상이한 지리적 영역에서 상이한 RF 주파수를 사용하여 로컬 서비스 삽입을 허용한다. 프레임 구조 및 스케줄링은 하나의 장소에서 제어되고 퓨어캐스트 UTB 시스템 내에서 모든 송신에 대하여 동일하다. 하나 이상의 퓨어캐스트 UTB 시스템은 모두 동일한 물리층 구조 및 구성을 갖는다는 것을 의미하는 동일한 SYSTEM_ID를 가질 수 있다.

다음의 루프는 각 프레임 타입의 FRU 구성 및 길이를 지시하는데 사용되는 FRU_PHY_PROFILE, FRU_FRAME_LENGTH, FRU_GI_FRACTION 및 RESERVED로 구성된다. 루프 사이즈는 고정되어 4개의 PHY 프로파일(FET를 포함)이 FRU 내에서 시그널링된다. NUM_FRAME_FRU가 4보다 작으면, 사용되지 않은 필드는 제로로 채워진다.

FRU_PHY_PROFILE: 이 3 비트 필드는 연관된 FRU의 (i+1)번째 (i는 루프 인덱스이다) 프레임의 PHY 프로파일 타입을 나타낸다. 이 필드는 표 8에 도시된 바와 같이 동일한 시그널링 포맷을 사용한다.

FRU_FRAME_LENGTH: 이 2 비트 필드는 연관된 FRU의 (i+1)번째 프레임의 길이를 나타낸다. FRU_GI_FRACTION과 함께 FRU_FRAME_LENGTH를 이용하여, 프레임 듀레이션의 정확한 값이 얻어질 수 있다.

FRU_GI_FRACTION: 이 3 비트 필드는 연관된 FRU의 (i+1)번째 프레임의 보호 구간 분수 값을 나타낸다. FRU_GI_FRACTION은 표 7에 따라 시그널링된다.

RESERVED: 이 4 비트 필드가 미래의 사용을 위해 예약된다.

다음의 필드는 PLS2 데이터를 디코딩하는 파라미터를 제공한다.

PLS2_FEC_TYPE: 이 2 비트 필드는 PLS2 보호에 의해 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 표 10에 따라 시그널링된다. LDPC 코드의 세부사항은 후술한다.

콘텐츠	PLS2 FEC 타입
00	4K-1/4 및 7K-3/10 LDPC 코드
01-11	예약

PLS2_MOD: 이 3 비트 필드는 PLS2에 의해 사용되는 변조 타입을 나타낸다. 변조 타입은 표 11에 따라 시그널링된다.

값	PLS2_MODE
000	BPSK
001	QPSK
010	QAM-16
011	NUQ-64
100-111	예약

PLS2_SIZE_CELL: 이 15 비트 필드는 현재의 프레임 그룹에서 전달되는 PLS2에 대한 풀 코딩 블록(full coded blocks)의 모음(collection)의 사이즈(QAM 셀의 수로서 특정됨)(C_{total_partial_block})를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

PLS2_STAT_SIZE_BIT: 이 14 비트 필드는 현재의 프레임 그룹에 대한 PLS2-STAT의 비트 사이즈를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

PLS2_DYN_SIZE_BIT: 이 14 비트 필드는 현재의 프레임 그룹에 대한 PLS2-DYN의 비트 사이즈를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

PLS2_REP_FLAG: 이 1 비트 플래그는 현재의 프레임 그룹에서 PLS2 반복 모드가 사용되는지를 나타낸다. 이 필드가 값 "1"로 설정되면, PLS2 반복 모드가 활성화된다. 이 필드가 값 "0"으로 설정되면, PLS2 반복 모드가 비활성화된다.

PLS2_REP_SIZE_CELL: 이 15 비트 필드는 PLS2 반복이 사용될 때 현재의 프레임 그룹의 모든 프레임에서 전달되는 PLS2에 대한 부분 코딩 블록(partial coded blocks)의 모음(collection)의 사이즈(QAM 셀의 수로서 특정됨)(C_{total_partial_block})를 나타낸다. 반복이 사용되지 않으면, 이 필드의 값은 0과 동일하다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

PLS2_NEXT_FEC_TYPE: 이 2 비트 필드는 다음의 프레임 그룹의 모든 프레임에서 전달되는 PLS2에 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 표 10에 따라 시그널링된다.

PLS2_NEXT_MOD: 이 3 비트 필드는 다음의 프레임 그룹의 모든 프레임에서 전달되는 PLS2에 사용되는 변조 타입을 나타낸다. 변조 타입은 표 11에 따라 시그널링된다.

PLS2_NEXT_REP_FLAG: 이 1 비트 필드는 다음의 프레임 그룹에서 PLS2 반복 모드가 사용되는지를 나타낸다. 이 필드가 값 "1"로 설정되면, PLS2 반복 모드가 활성화된다. 이 필드가 값 "0"으로 설정되면, PLS2 반복 모드가 비활성화된다.

PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL: 이 15 비트 필드는 PLS2 반복이 사용될 때 다음의 프레임 그룹의 모든 프레임에서 전달되는 PLS2에 대한 풀 코딩 블록(full coded blocks)의 모음(collection)의 사이즈(QAM 셀의 수로서 특정됨)(C_{total_partial_block})를 나타낸다. 다음의 프레임 그룹에서 반복이 사용되지 않으면, 이 필드의 값은 0과 동일하다. 이 값은 현재의 프레임 그룹에서 일정하다.

PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT: 이 14 비트 필드는 다음의 프레임 그룹에 대한 PLS2-STAT의 비트 사이즈를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹에서 일정하다.

PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT: 이 14 비트 필드는 다음의 프레임 그룹에 대한 PLS2-DYN의 비트 사이즈를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

PLS2_AP_MODE: 이 2 비트 필드는 현재의 프레임 그룹 내의 PLS2에 추가의 패리티가 제공되는지를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다. 하기의 표 12는 이 필드의 값을 나타낸다. 이 필드가 "00"으로 설정되면, 현재의 프레임에서 PLS2에 대하여 추가의 패리티가 사용되지 않는다.

값	PLS2-AP 모드
00	AP는 제공되지 않음
01	AP1 모드
10-11	예약

PLS2_AP_SIZE_CELL: 이 15 비트 필드는 PLS2의 추가의 패리티 비트의 사이즈(QAM 셀의 수로 특정됨)를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

PLS2_NEXT_AP_MODE: 이 2 비트 필드는 다음의 프레임 그룹에서 PLS2에 추가의 패리티가 제공되는지를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다. 표 12는 이 필드의 값을 정의한다.

PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL: 이 15 비트 필드는 다음의 프레임 그룹의 모든 프레임에서 PLS2의 추가의 패리티 비트의 사이즈(QAM 셀의 수로 특정됨)를 나타낸다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

RESERVED: 이 32 비트 필드가 미래의 사용을 위해 예약된다.

CRC_32: 전체 PLS1 시그널링에 적용되는 32 비트 에러 검출 코드

도 14는 본 발명의 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타내는 도면이다.

도 14는 PLS2 데이터의 PLS2-STAT 데이터를 나타낸다. PLS2-STAT 데이터는 프레임 그룹 내에서 동일하지만, PLS2-DYN 데이터는 현재의 프레임에 특정된 정보를 제공한다.

PLS2-STAT 데이터의 필드의 세부사항은 다음과 같다.

FIC_FLAG: 이 1 비트 필드는 FIC가 현재의 프레임 그룹에 사용되는지를 나타낸다. 이 필드가 "1"로 설정되면, FIC가 현재의 프레임에서 제공된다. 이 필드가 "0"으로 설정되면, FIC가 현재의 프레임에서 전달되지 않는다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

AUX_FLAG: 이 1 비트 필드는 현재의 프레임 그룹에서 보조 스트림(들)이 사용되는지를 나타낸다. 이 필드가 "1"로 설정되면, 보조 스트림에 현재의 프레임에서 제공된다. 이 필드가 "0"으로 설정되면, 보조 스트림이 현재의 프레임에서 전달되지 않는다. 이 값은 현재의 프레임 그룹의 전체 듀레이션 동안 일정하다.

NUM_DP: 이 6 비트 필드는 현재의 프레임에서 전달되는 DP의 수를 나타낸다. 이 필드의 값은 1 내지 64의 범위 내에 있고 DP의 수는 NUM_DP+1이다.

DP_ID: 이 6 비트 필드는 PHY 프로파일 내에서 DP를 고유하게 식별한다.

DP_TYPE: 이 3 비트 필드는 DP의 타입을 나타낸다. 이것은 이하의 표 13에 따라 시그널링된다.

값	DP 타입
000	DP 타입 1
001	DP 타입 2
010-111	예약

DP_GROUP_ID: 이 8 비트 필드는 현재의 DP가 연관된 DP 그룹을 식별한다. 이것은 수신기가 특정 서비스와 연관된 서비스 컴포넌트의 DP를 액세스하는데 사용될 수 있고, 이들 DP는 동일한 DP_GROUP_ID를 갖는다.

BASE_DP_ID: 이 6 비트 필드는 관리층에서 사용되는 서비스 시그널링 데이터(PSI/SI)를 전달하는 DP를 나타낸다. BASE_DP_ID로 지시된 DP는 서비스 시그널링 데이터만을 전달하는 전용 DP 또는 서비스 데이터와 함께 서비스 시그널링 데이터를 전달하는 정상 DP일 수 있다.

DP_FEC_TYPE: 이 2비트 필드는 연관된 DP에 의해 사용되는 FEC 타입을 나타낸다. FEC 타입은 이하의 표 14에 따라 시그널링된다.

값	FEC_TYPE
00	16K LDPC
01	64K LDPC
10-11	예약

DP_COD: 이 4 비트 필드는 연관된 DP에 의해 사용되는 코드 레이트를 나타낸다. 코드 레이트는 이하의 표 15에 따라 시그널링된다.

값	코드 레이트
0000	5/15
0001	6/15
0010	7/15
0011	8/15
0100	9/15
0101	10/15
0110	11/15
0111	12/15
1000	13/15
1001-111	예약

DP_MOD: 이 4비트 필드는 연관된 DP에 의해 사용되는 변조를 나타낸다. 변조는 이하의 표 16에 따라 시그널링된다.

값	변조
0000	QPSK
0001	QAM-16
0010	NUQ-64
0011	NUQ-256
0100	NUQ-1024
0101	NUC-16
0110	NUC-64
0111	NUC-256
1000	NUC-1024
1001-111	예약

DP_SSD_FLAG: 이 1 비트 필드는 SSD 모드가 연관된 DP 에서 사용되는지를 나타낸다. 이 필드가 값 "1"로 설정되면, SSD가 사용된다. 이 필드가 값 "0"으로 설정되면, SSD가 사용되지 않는다.

PHY_PROFILE이 어드밴스드 프로파일을 나타내는 "010"과 동일한 경우에만 다음의 필드가 나타난다.

DP_MIMO: 이 3 비트 필드는 연관된 DP에 어떤 타입의 MIMO 인코딩 프로세스가 적용되는지를 나타낸다. MIMO 인코딩 프로세스의 타입은 표 17에 따라 시그널링된다.

값	MIMO 인코딩
000	FR-SM
001	FRFD-SM
010-111	예약

DP_TI_TYPE: 이 1 비트 필드는 시간 인터리빙의 타입을 나타낸다. "0"의 값은 하나의 TI 그룹이 하나의 프레임에 대응하고 하나 이상의 TI 블록을 포함하는 것을 나타낸다. "1"의 값은 하나의 TI 그룹이 1보다 많은 프레임에서 전달되고 단 하나의 TI 블록만을 포함하는 것을 나타낸다.

DP_TI_LENGTH: 2 비트 필드의 사용(허용되는 값이 단지 1, 2, 4, 8임)은 다음과 같이 DP_TI_TYPE 필드 내에 설정된 값에 의해 결정된다.

DP_TI_LENGTH가 값 "1"로 설정되면, 이 필드는 PI, 즉, 각 TI 그룹이 맵핑되는 프레임의 수를 나타내고, TI 그룹당 하나의 TI 블록이 있다(NTI=1). 2 비트 필드를 갖는 허용된 PI 값은 이하의 표 18에서 정의된다.

DP_TI_TYPE이 "0"으로 설정되면, 이 필드는 TI 그룹당 TI 블록의 수(NTI)를 나타내고 프레임당 하나의 TI 그룹이 있다(PI=1). 2 비트 필드를 갖는 허용된 PI 값은 이하의 표 18에서 정의된다.

2 비트 필드	P_I	N_TI
00	1	1
01	2	2
10	4	3
11	8	4

DP_FRAME_INTERVAL: 이 2 비트 필드는 연관된 DP에 대한 프레임 그룹 내의 프레인 구간(I_JUMP)를 나타내고, 허용되는 값은 1, 2, 4, 8이다(대응하는 2 비트 필드는 각각 "00", "01", "10", "11"이다). 프레임 그룹의 모든 프레임에서 나타나지 않는 DP에 대하여, 이 필드의 값은 연속적인 프레임 간의 간격과 동일하다. 예를 들어, DP가 프레임 1, 5, 9, 13 등에서 나타나면, 이 필드는 "4"로 설정된다. 모든 프레임에서 나타나는 DP에 대하여, 이 필드는 "1"로 설정된다.

DP_TI_BYPASS: 이 1 비트 필드는 시간 인터리버(5050)의 이용가능성을 결정한다. DP에 대하여 시간 인터리빙이 사용되지 않으면, 이는 "1"로 설정된다. 시간 인터리빙이 사용되면, 이는 "0"으로 설정된다.

DP_FIRST_FRAME_IDX: 이 5 비트 필드는 현재 DP 가 발생하는 수퍼 프레임의 제1 프레임의 인덱스를 나타낸다. DP_FIRST_FRAME_IDX의 값은 0 내지 31의 범위 내에 있다.

DP_NUM_BLOCK_MAX: 이 10 비트 필드는 이 DP 에 대하여 DP_NUM_BLOCKS의 최대 값을 나타낸다. 이 필드의 값은 DP_NUM_BLOCKS와 동일한 범위를 갖는다.

DP_PAYLOAD_TYPE: 이 2 비트 필드는 주어진 DP 에 의해 전달되는 페이로드 데이터의 타입을 나타낸다. DP_PAYLOAD_TYPE은 이하의 표 19에 따라 시그널링된다.

값	페이로드 타입
00	TS
01	IP
10	GS
11	예약

DP_INBAND_MODE: 이 2 비트 필드는 현재의 DP 가 인밴드 시그널링 정보를 전달하는지를 나타낸다. 인밴드 시그널링 타입은 이하의 표 20에 따라 시그널링된다.

값	인밴드 모드
00	인밴드 시그널링이 전달되지 않음
01	INBAND-PLS만이 전달됨
10	INBAND-ISSY만이 전달됨
11	INBAND-PLS 및 INBAND-ISSY이 전달됨

DP_PROTOCOL_TYPE: 이 2 비트 필드는 주어진 DP에 의해 전달되는 페이로드의 프로토콜 타입을 나타낸다. 입력 페이로드 타입이 선택되면, 이하의 표 21에 따라 시그널링된다.

값	DP_PAYLOAD_TYPE이 TS인 경우	DP_PAYLOAD_TYPE이 IP인 경우	DP_PAYLOAD_TYPE이 GS인 경우
00	MPEG2-TS	IPv4	(주)
01	예약	IPv6	예약
10	예약	예약	예약
11	예약	예약	예약

DP_CRC_MODE: 이 2 비트 필드는 입력 포맷팅 블록에서 CRC 인코딩이 사용되는지를 나타낸다. CRC 모드는 이하의 표 22에 따라 시그널링된다.

값	CRC 모드
00	사용되지 않음
01	CRC-8
10	CRC-16
11	CRC-32

DNP_MODE: 이 2 비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS("00")으로 설정될 때 연관된 DP에 의해 사용되는 널-패킷 삭제 모드를 나타낸다. DNP_MODE는 이하의 표 23에 따라 시그널링된다. DP_PAYLOAD_TYPE이 TS("00")가 아니면, DNP_MODE는 값 "00"으로 설정된다.

값	널-패킷 삭제 모드
00	사용되지 않음
01	DNP-NORMAL
10	DNP-OFFSET
11	예약

ISSY_MODE: 이 2 비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS("00")으로 설정될 때 연관된 DP에 의해 사용되는 ISSY 모드를 나타낸다. ISSY_MODE는 이하의 표 24에 따라 시그널링된다. DP_PAYLOAD_TYPE이 TS("00")가 아니면, ISSY_MODE는 값 "00"으로 설정된다.

값	ISSY 모드
00	사용되지 않음
01	ISSY-UP
10	ISSY-BBF
11	예약

HC_MODE_TS: 이 2 비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS("00")으로 설정될 때 연관된 DP에 의해 사용되는 TS 헤더 압축 모드를 나타낸다. HC_MOD_TS는 이하의 표 25에 따라 시그널링된다.

값	헤더 압축 모드
00	HC_MODE_TS 1
01	HC_MODE_TS 2
10	HC_MODE_TS 3
11	HC_MODE_TS 4

HC_MODE_IP: 이 2 비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 IP ("01")으로 설정될 때의 IP 헤더 압축 모드를 나타낸다. HC_MOD_IP는 이하의 표 26에 따라 시그널링된다.

값	헤더 압축 모드
00	압축하지 않음
01	HC_MODE_IP 1
10-11	예약

PID: 이 13 비트 필드는 DP_PAYLOAD_TYPE이 TS("00")으로 설정되고 HC_MODE_TS가 "01" 또는 "10"으로 설정될 때의 TS 헤더 압축을 위한 PID 번호를 나타낸다.

RESERVED: 이 8 비트 필드는 미래의 사용을 위해 예약된다.

FIC_FLAG가 "1"과 동일한 경우에만 다음의 필드가 나타난다.

FIC_VERSION: 이 8 비트 필드는 FIC의 버전 번호를 나타낸다.

FIC_LENGTH_BYTE: 이 13 비트 필드는 FIC의 바이트 길이를 나타낸다.

RESERVED: 이 8 비트 필드는 미래의 사용을 위해 예약된다.

AUX_FLAG가 "1"과 동일한 경우에만 다음의 필드가 나타난다.

NUM_AUX: 이 4 비트 필드는 보조 스트림의 수를 나타낸다. 제로는 보조 스트림이 사용되지 않는 것을 의미한다.

AUX_CONFIG_RFU: 이 8 비트 필드는 미래의 사용을 위해 예약된다.

AUX_STREAM_TYPE: 이 4 비트 필드는 현재의 보조 스트림의 타입을 나타내기 위한 미래의 사용을 위해 예약된다.

UX_PRIVATE_CONFIG: 이 28 비트 필드는 보조 스트림을 시그널링 하기 위한 미래의 사용을 위해 예약된다.

도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 PLS2 데이터를 나타내는 도면이다.

도 15는 PLS2 데이터의 PLS2-DYN 데이터를 나타낸다. PLS2-DYN 데이터의 값은 하나의 프레임 그룹의 듀레이션 동안 변할 수 있고, 필드의 사이즈는 일정하게 유지된다.

PLS2-DYN 데이터의 필드의 세부사항은 다음과 같다.

FRAME_INDEX: 이 5 비트 필드는 수퍼 프레임 내의 현재의 프레임의 프레임 인덱스를 나타낸다. 수퍼 프레임의 제1 프레임의 인덱스는 "0"으로 설정된다.

PLS_CHANGE_COUNTER: 이 4 비트 필드는 구성이 변경되기 전의 수퍼 프레임의 수를 나타낸다. 구성에 있어서 변경된 다음의 수퍼 프레임은 이 필드 내에서 시그널링되는 값에 의해 지시된다. 이 필드가 값 "0000"으로 설정되면, 스케줄링된 변화가 예상되지 않은 것을 의미하고, 값 "1"은 다음 수퍼 프레임에서 변화가 있다는 것을 의미한다.

FIC_CHANGE_COUNTER: 이 4 비트 필드는 구성(즉, FIC의 내용)이 변경되기 전의 수퍼 프레임의 수를 나타낸다. 구성에 있어서 변경된 다음의 수퍼 프레임은 이 필드 내에서 시그널링되는 값에 의해 지시된다. 이 필드가 값 "0000"으로 설정되면, 스케줄링된 변화가 예상되지 않은 것을 의미하고, 값 "0001"은 다음 수퍼 프레임에서 변화가 있다는 것을 의미한다.

RESERVED: 이 16 비트 필드는 미래의 사용을 위해 예약된다.

NUM_DP를 통해 루프에서 다음의 필드가 나타나고, 이는 현재의 프레임에서 전달되는 DP와 연관된 파라미터를 나타낸다.

DP_ID: 이 6 비트 필드는 PHY 프로파일 내의 DP를 고유하게 지시한다.

DP_START: 이 15 비트 (또는 13 비트) 필드는 DPU 어드레싱 방식을 이용하여 제1 DP의 시작 위치를 나타낸다. DP_START 필드는 이하의 표 27에 도시된 바와 같이 PHY 프로파일 및 FFT 사이즈에 따라 다른 길이를 갖는다.

PHY 프로파일	DP_START 필드 사이즈
PHY 프로파일	64K	16K
베이스	13 비트	15 비트
핸드헬드	-	13 비트
어드밴스드	13 비트	15 비트

DP_NUM_BLOCK: 이 10 비트 필드는 현재의 DP에 대한 현재의 TI 그룹 내의 FEC 블록의 수를 나타낸다. DP_NUM_BLOCK의 값은 0 내지 1023 범위 내에 있다.

RESERVED: 이 8 비트 필드는 미래의 사용을 위해 예약된다.

다음의 필드는 EAC와 연관된 FIC 파라미터를 나타낸다.

EAC_FLAG: 이 1 비트 필드는 현재의 프레임 내의 EAC의 존대를 나타낸다. 이 비트는 프리앰블 내의 EAC_FLAG와 동일한 값이다.

EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM: 이 8 비트 필드는 웨이크업 지시의 버전 번호를 나타낸다.

EAC_FLAG 필드가 "1"과 동일하면, 다음의 12 비트는 EAC_LENGTH_BYTE 필드에 대하여 할당된다. EAC_FLAG 필드가 "0"과 동일하면, 다음의 12 비트는 EAC_COUNTER에 할당된다.

EAC_LENGTH_BYTE: 이 12 비트 필드는 EAC의 바이트 길이를 나타낸다.

EAC_COUNTER: 이 12 비트 필드는 EAC가 도달하는 프레임 전의 프레임의 수를 나타낸다.

AUX_FLAG 필드가 "1"과 동일한 경우에만 다음의 필드가 나타난다.

AUX_PRIVATE_DYN: 이 48 비트 필드는 보조 스트림을 시그널링하기 위한 미래 사용을 위해 예약된다. 이 필드의 의미는 구성가능한 PLS2-STAT 내의 AUX_STREAM_TYPE의 값에 의존한다.

CRC_32: 전체 PLS2에 적용되는 32 비트 에러 검출 코드.

도 16은 본 발명의 실시예에 따른 프레임의 논리 구조를 나타내는 도면이다.

상술한 바와 같이, PLS, EAC, FIC, DP, 보조 스트림 및 더미 셀은 프레임 내의 OFDM 심볼의 액티브 캐리어에 맵핑된다. PLS1 및 PLS2는 먼저 하나 이상의 FSS(들)에 맵핑된다. 그 후, 있다면, EAC 셀이 PLS 필드 직후에 맵핑되고, 그 후, 있다면, FIC 셀이 맵핑된다. 있다면, DP는 PLS 또는 EAC, FIC 후에 맵핑된다. 타입 1 DP가 먼저 뒤따르고 그 후 타입 2 DP가 뒤따른다. DP의 타입의 세부사항은 후술한다. 임의의 경우, DP는 EAS를 위한 임의의 특수 데이터 또는 서비스 시그널링 데이터를 전달할 수 있다. 있다면, 보조 스트림 또는 스트림들이 DP를 뒤따르고, 그 후, 더미 셀이 뒤따른다. 이들 모두를 상술한 순서, 즉, PLS, EAC, FIC, DP, 보조 스트림 및 더미 데이터 셀의 순서로 맵핑하는 것은 프레임 내의 셀 용량을 정확히 채운다.

도 17은 본 발명의 실시예에 따른 PLS 맵핑을 나타내는 도면이다.

PLS 셀은 FSS(들)의 액티브 캐리어에 맵핑된다. PLS에 의해 점유된 셀의 수에 의존하여, 하나 이상의 심볼이 FSS(들)로서 지정되고, FSS(들)의 수(N_FSS)는 PLS1 내의 NUM_FSS에 의해 시그널링된다. FSS는 PLS 셀을 전달하는 특수 심볼이다. 강건함 및 레이턴시(latency)는 PLS의 중요한 문제이므로, FSS(들)는 FSS 내의 주파수 전용 보간 및 고속 동기화를 허용하는 더 높은 밀도의 파일럿을 갖는다.

PLS 셀은 도 17의 예에 도시된 바와 같이 탑-다운(top-down) 방식으로 N_FSS 개의 FSS(들)의 액티브 캐리어에 맵핑된다. PLS1 셀은 셀 인덱스의 증가 순서로 제1 FSS의 제1 셀로부터 먼저 맵핑된다. PLS2 셀은 PLS1의 마지막 셀 직후에 맵핑되고 제1 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 맵핑이 하향으로 계속된다. 요구되는 PLS 셀의 총 수가 하나의 FSS의 액티브 캐리어의 수를 초과하면, 맵핑은 다음의 FSS로 진행하고 제1 FSS와 정확히 동일한 방식으로 계속된다.

PLS 맵핑이 완료된 후, DP가 다음에 전달된다. EAC, FIC 또는 EAC 및 FIC가 현재의 프레임에 존재하면, 이들은 PLS 및 "정상" DP 사이에 배치된다.

도 18은 본 발명의 실시예에 따른 EAC 맵핑을 나타내는 도면이다.

EAC는 EAS 메시지를 전달하는 전용 채널이며 EAS에 대한 DP에 링크된다. EAS 지원은 제공되지만, EAC 자체는 모든 프레임에 존재할 수도 있고 존재하지 않을 수도 있다. 있다면, EAC는 PLS2 셀 직후에 맵핑된다. EAC가 PLS 셀 이외에 FIC, DP, 보조 스트림 또는 더미 셀 중의 어느 것의 후에 오지 않는다. EAC 셀을 맵핑하는 절차는 PLS와 정확히 동일하다.

EAC 셀은 도 18에 도시된 바와 같이 셀 인덱스의 증가 순서로 PLS2의 다음 셀로부터 맵핑된다. EAS 메시지 사이즈에 따라, EAC 셀은 도 18에 도시된 바와 같이 몇 개의 심볼을 점유한다.

EAC 셀은 PLS2의 마지막 셀 직후에 맵핑되고, 맵핑은 마지막 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 하향으로 계속된다. 요구되는 EAC의 총수가 마지막 FSS의 나머지 액티브 캐리어의 수를 초과하면, 맵핑은 다음의 심볼로 진행하고 FSS(들)와 정확히 동일한 방식으로 계속된다. 이 경우의 맵핑을 위한 다음 심볼은 정상 데이터 심볼이고, 이는 FSS보다 더 많은 액티브 캐리어를 갖는다.

EAC 맵핑이 완료된 후, 존재한다면, FIC가 다음에 전달된다. (PLS2 필드에서 시그널링됨에 따라) FIC가 송신되지 않으면, DP는 EAC의 마지막 셀 직후에 맵핑된다.

도 19는 본 발명의 실시예에 따른 FIC 맵핑을 나타내는 도면이다.

(a) 는 EAC가 없는 FIC의 예시적인 맵핑을 나타내고 (b)는 EAC가 있는 FIC의 예시적인 맵핑을 나타낸다.

FIC는 고속 서비스 획득 및 채널 스캐닝을 가능하게 하는 계층간(cross-layer) 정보에 대한 전용 채널이다. 이 정보는 주로 각 브로드캐스터의 DP 및 서비스 간의 정보를 결합하는 채널을 포함한다. 고속 스캔을 위하여, 수신기는 FIC를 디코딩하여 브로드캐스터 ID, 서비스의 수 및 BASE_DP_ID 등의 정보를 얻을 수 있다. 고속 서비스 획득을 위해, FIC에 더하여, 베이스 DP가 BASE_DP_ID를 이용하여 디코딩될 수 있다. 전달되는 내용 이외에, 베이스 DP는 정상 DP와 정확히 동일한 방식으로 인코딩되고 프레임에 맵핑된다. 그러므로, 베이스 DP에 대하여 추가의 설명이 요구되지 않는다. FIC 데이터가 생성되어 관리층에서 소비된다. FIC 데이터의 내용은 관리 층 설명서에 기재된 것과 같다.

FIC 데이터는 선택적이고 FIC의 사용은 PLS2의 정적 부분 내의 FIC_FLAG 파라미터에 의해 시그널링된다. FIC가 사용되면, FIC_FLAG가 "1"로 설정되고 FIC를 위한 시그널링 필드는 PLS2의 정적 부분에 정의된다. 이 필드에서는 FIC_VERSION 및 FIC_LENGTH_BYTE가 시그널링된다. FIC는 PLS2와 동일한 변조, 코딩 및 시간 인터리빙 파라미터를 이용한다. FIC는 PLS2_MODE 및 PLS2_FEC 등의 동일한 시그널링 파라미터를 공유한다. 있다면, FIC 데이터는 PLS2 또는 있다면 EAC 직후에 맵핑된다. FIC는 임의의 정상 DP, 보조 스트림 또는 더미 셀 후에 맵핑되지 않는다. FIC 셀을 맵핑하는 방법은 EAC와 정확하게 동일하고, 이는 PLS와 동일하다.

PLS 후에 EAC가 없으면, FIC 셀은 (a)의 예에 도시된 바와 같이 셀 인덱스의 증가 순서로 PLS2의 다음 셀로부터 맵핑된다. FIC 데이터 사이즈에 따라, FIC 셀은 (b)에 도시된 바와 같이 몇 개의 심볼에 걸쳐 맵핑될 수 있다.

FIC 셀은 PLS2의 마지막 셀 직후에 맵핑되고 맵핑은 마지막 FSS의 마지막 셀 인덱스까지 하향으로 계속된다. 요구되는 FIC 셀의 총수가 마지막 FSS의 나머지 액티브 캐리어의 수를 초과하면, 맵핑은 다음 심볼로 진행하고 FSS(들)와 정확히 동일한 방식으로 계속된다. 이 경우의 맵핑을 위한 다음의 심볼은 FSS보다 더 많은 액티브 캐리어를 갖는 정상 데이터 심볼이다.

EAS 메시지가 현재의 프레임에서 송신되면, EAC는 FIC를 앞서고, FIC 셀은 (b) 에 도시된 바와 같이 셀 인덱스의 증가 순서로 EAC의 다음 셀로부터 맵핑된다.

FIC 맵핑이 완료된 후, 하나 이상의 DP가 맵핑되고, 그 후, 있다면, 보조 스트림 및 더미 셀이 맵핑된다.

도 20은 본 발명의 실시예에 따른 DP의 타입을 나타내는 도면이다.

도 20의 (a)는 타입 1 DP를 나타내고 (b)는 타입 2 DP를 나타낸다.

선행 채널, 즉, PLS, EAC 및 FIC가 맵핑된 후, DP의 셀이 맵핑된다. DP는 맵핑 방법에 따라 2개의 타입 중의 하나로 분류된다:

타입 1 DP: DP는 TDM에 의해 맵핑됨

타입 2 DP: DP는 FDM에 의해 맵핑됨

DP의 타입은 PLS2의 정적 부분에서 DP_TYPE 필드에 의해 지시된다. 도 20은 타입 1 DP 및 타입 2 DP의 맵핑 순서를 나타낸다. 타입 1 DP는 먼저 셀 인덱스의 증가 순서로 맵핑되고, 마지막 셀 인덱스에 도달 한 후, 심볼 인덱스가 1씩 증가한다. 다음 실볼 내에서, DP는 p=0로부터 셀 인덱스의 증간 순서로 계속 맵핑된다. 하나의 프레임에서 함께 맵핑된 다수의 DP로, 타입 1 DP의 각각은 DP의 TDM 멀티플렉싱과 유사하게 시간에서 그룹화된다.

타입 2 DP는 먼저 심볼 인덱스의 증가 순서로 맵핑되고, 프레임의 마지막 OFDM 심볼에 도달한 후에, 셀 인덱스는 1씩 증가하고, 심볼 인덱스는 제1 이용가능한 심볼로 밀려나고 그 심볼 인덱스부터 증가한다. 하나의 프레임에서 다수의 DP를 함께 맵핑한 후, 타입 2 DP의 각각은 DP의 FDM 멀티플렉싱과 유사하게 주파수에서 그룹화된다.

하나의 제한이 필요하면, 즉, 타입 1 DP가 항상 타입 2 DP를 앞서면, 타입 1 DP 및 타입 2 DP는 프레임 내에서 공존할 수 있다. 타입 1 및 타입 2 DP를 전달하는 OFDM 셀의 총수는 DP의 송신을 위해 이용가능한 OFDM 셀의 총수를 초과할 수 없다.

여기서, D_DP1는 타입 1 DP에 의해 점유되는 OFDM 셀의 수이고, D_DP2는 타입 2 DP에 의해 점유되는 OFDM 셀의 수이다. PLS, EAC, FIC는 모두 타입 1 DP와 동일한 방식으로 맵핑되므로, 이들은 모두 "타입 1 맵핑 룰"을 따른다. 그러므로, 타입 1 맵핑은 항상 타입 2 맵핑보다 앞선다.

도 21은 본 발명의 실시예에 따른 DP 맵핑을 나타내는 도면이다.

(a) 는 타입 1 DP를 맵핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱을 나타내고 (b)는 타입 2 DP를 맵핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱을 나타낸다.

타입 1 DP(0, D_DP1-1)를 맵핑하기 위한 OFDM 셀의 어드레싱은 타입 1 DP의 액티브 데이터 셀을 위해 정의된다. 어드레싱 방식은 타입 1 DP의 각각에 대한 TI로부터의 셀이 액티브 데이터 셀에 할당되는 순서를 정의한다. 이는 또한 PLS2의 동적 부분 내의 DP의 위치를 시그널링하는데 사용된다.

EAC 및 FIC 없이, 어드레스 0는 마지막 FSS 내의 PLS를 전달하는 마지막 셀의 직후의 셀을 지칭한다. EAC가 송신되고 FIC가 그 해당 프레임에서 없으면, 어드레스 0는 EAC를 전달하는 마지막 셀 직후의 셀을 지칭한다. FIC가 해당 프레임에서 송신되면, 어드레스 0는 FIC를 전달하는 마지막 셀 직후의 셀을 지칭한다. 타입 1 DP에 대한 어드레스 0는 (a)에 도시된 바와 같이 2개의 상이한 케이스를 고려하여 산출될 수 있다. (a)에 도시된 예에서, PLS, EAC 및 FIC는 모두 송신되는 것으로 가정한다. EAC 및 FIC 중의 하나 또는 둘다가 생략되는 경우로의 확장은 쉽다. (a)의 좌측에 도시된 바와 같이 FIC까지의 모든 셀을 맵핑한 후에 FSS 내에 나머지 셀이 남아 있다.

타입 2 DP(0, …, D_DP2-1)를 맵핑하는 OFDM 셀의 어드레싱은 타입 2 DP의 액티브 데이터 셀을 위해 정의된다. 어드레싱 방식은 타입 2 DP의 각각에 대한 TI로부터의 셀이 액티브 데이터 셀로 할당되는 순서를 정의한다. 이는 또한 PLS2의 동적 부분 내의 DP의 위치를 시그널링하는데 사용된다.

(b)에 도시된 바와 같이 3개의 약간 다른 케이스가 가능하다. (b)의 좌측 상에 도시된 제1 케이스에서는, 마지막 FSS 내의 셀은 타입 2 DP 맵핑에 이용된다. 중간에 도시된 제2 케이스에서는, FIC가 정상 심볼의 셀을 차지하지만, 그 심볼 상의 FIC 셀의 수는 C_FSS보다 작다. (b)의 우측에 도시된 제3의 케이스는 그 심볼 상에 맵핑된 FIC 셀의 수가 C_FSS를 초과한다는 것을 제외하고 제2 케이스와 동일하다.

PLS, EAC 및 FIC는 타입 1 DP(들)와 동일한 "타입 1 맵핑 규칙"을 따르기 때문에, 타입 1 DP(들)이 타입 2 DP(들)를 앞서는 경우로의 확장은 간단하다.

데이터 파이프 단위(DPU)는 데이터 셀을 프레임 내의 DP로 할당하는 기본 단위이다.

DPU는 프레임 내에 DP를 위치시키는 시그널링 단위로서 정의된다. 셀 맵퍼(7010)는 DP의 각각에 대한 TI에 의해 생성된 셀을 맵핑할 수 있다. 시간 인터리버(5050)는 일련의 TI 블록을 출력하고, 각각의 TI 블록은 셀의 세트로 구성되는 가변 수(variable number)의 XFECBLOCK를 포함한다. XFECBLOCK 내의 셀의 수(N_cells)는 FECBLOCK 사이즈(N_ldpc) 및 성상 심볼당 송신 비트수에 의존한다. DPU는 주어진 PHY 프로파일에서 지원되는 XFECBLOCK 내의 셀의 수의 모든 가능한 값의 가장 큰 공통 제수(divisor) (N_cells)로서 정의된다. 셀 내의 DPU의 길이는 L_DPU로 정의된다. 각 PHY 프로파일이 FECBLOCK 사이즈 및 성상 심볼 당 상이한 수의 상이한 조합을 지원하기 때문에, L_DPU는 PHY 프로파일에 기초하여 정의된다.

도 22는 본 발명의 실시예에 따른 FEC 구조를 나타내는 도면이다.

도 22는 비트 인터리빙 전의 본 발명의 실시예에 따른 FEC 구조를 나타낸다. 상술한 바와 같이, 데이터 FEC 인코더는 입력 BBF에 대하여 FEC 인코딩을 수행하여 아우터 코딩(BCH) 및 이너 코딩(LDPC)을 이용하여 FECBLOCK 절차를 생성할 수 있다. 도시된 FEC 구조는 FECBLOCK에 대응한다. 또한, FECBLOCK 및 FEC 구조는 LDPC 코드워드의 길이에 대응하는 동일한 값을 갖는다.

도 22에 도시된 바와 같이 BCH 인코딩은 각각의 BBF(K_bch 비트)에 적용되고, LDPC 인코딩은 BCH 인코딩 BBF(K_ldpc 비트 = N_bch 비트)에 적용된다.

N_ldpc의 값은 64800 비트(긴 FECBLOCK) 또는 16200 비트(짧은 FECBLOCK)이다.

이하의 표 28 및 29는 각각 긴 FECBLOCK 및 짧은 FECBLOCK에 대한 FEC 인코딩 파라미터를 나타낸다.

LDPC 레이트	N_ldpc	K_ldpc	K_bch	BCH 에러 정정 능력	N_bch-K_bch
5/15	64800	21600	21408	12	192
6/15		25920	25728
7/15		30240	30048
8/15		34560	34368
9/15		38880	38688
10/15		43200	43008
11/15		47520	47328
12/15		51840	51648
13/15		56160	55968

LDPC 레이트	N_ldpc	K_ldpc	K_bch	BCH 에러 정정 능력	N_bch-K_bch
5/15	16200	5400	5232	12	168
6/15		6480	6312
7/15		7560	7392
8/15		8640	8472
9/15		9720	9552
10/15		10800	10632
11/15		11880	11712
12/15		12960	12792
13/15		14040	13872

BCH 인코딩 및 LDPC 인코딩의 동작의 세부사항은 다음과 같다.

12 에러 정정 BCH 코드는 BBF의 아우터 인코딩에 사용된다. 짧은 FECBLOCK 및 긴 FECBLOCK에 대한 BCH 생성기 다항식은 모든 다항식을 함께 곱함으로써 얻어진다.

LDPC 코드는 아우터 BCH 인코딩의 출력을 인코딩하는데 사용된다. 완성된 B_ldpc(FECBLOCK)를 생성하기 위하여, P_ldpc(패리티 비트)는 각 I_ldpc (BCH 인코딩 BBF)로부터 체계적으로 인코딩되고 I_ldpc에 첨부된다. 완성된 B_ldpc(FECBLOCK)는 다음의 수학식으로 표현된다.

긴 FECBLOCK 및 짧은 FECBLOCK에 대한 파라미터는 각각 상기 표 28 및 29에 주어진다.

긴 FECBLOCK에 대한 N_ldpc-K_ldpc를 산출하는 세부 절차는 다음과 같다.

1) 패리티 비트 초기화

2) 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 제1 행에 특정된 패리티 비트 어드레스에서 제1 정보 비트(i0)를 누산한다. 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 세부사항은 후술한다. 예를 들어, 레이트 13/15에 대하여,

3) 다음의 359개의 정보 비트(i_s) (s=1, 2, …, 359)가 다음의 수학식을 이용하여 패리티 비트에서 누산된다.

여기서, x는 제1 비트(i0)에 대응하는 패리티 비트 누산기의 어드레스를 나타내고, Q_ldpc는 패리티 체크 매트릭스의 어드레스에서 특정된 코드 레이트 종속 상수이다. 계속 예를 들어, 레이트 13/15에 대하여, Q_ldpc = 24이고, 따라서, 정보 비트(i₁)에 대하여, 다음의 동작이 수행된다.

4) 361번째 정보 비트(i₃₆₀)에 대하여, 패리티 비트 누산기의 어드레스는 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 제2 행에 주어진다. 유사한 방식으로, 다음의 358개의 정보 비트(i_s) (s=361, 362, …, 719)에 대한 패리티 비트 누산기의 어드레스는 수학식 6을 이용하여 얻어지고, 여기서, x는 정보 비트(i₃₆₀)에 대응하는 패리티 비트 누산기의 어드레스, 패리티 체크 매트릭스의 어드레스의 제2 행 내의 엔트리를 나타낸다.

5) 유사한 방식으로, 360개의 새로운 정보 비트의 모든 그룹에 대하여, 패리티 체크 매트릭스의 어드레스로부터의 새로운 행이 패리티 비트 누산기의 어드레스를 찾는데 사용된다.

정보 비트의 전부가 소진된 후, 최종 패리티가 다음과 같이 얻어진다.

6) i=1로 시작하는 다음의 동작을 순차적으로 수행한다.

여기서, pi(i=0, 1, …, N_dpc-K_ldpc-1)의 최종 내용은 패리티 비트(p_i)와 동일하다.

코드 레이트	Q_ldpc
5/15	120
6/15	108
7/15	96
8/15	84
9/15	72
10/15	60
11/15	48
12/15	36
13/15	24

짧은 FECBLOCK에 대한 이 LDPC 인코딩 절차는 표 30 및 31을 대체하고 긴 FECBLOCK에 대한 패리티 체크 매트릭스의 어드레스를 짧은 FECBLOCK에 대한 패리티 체크 매트릭스의 어드레스로 대체하는 것을 제외하고 긴 FECBLOCK에 대한 t LDPC 인코딩 절차를 따른다.

코드 레이트	Q_ldpc
5/15	30
6/15	27
7/15	24
8/15	21
9/15	18
10/15	15
11/15	12
12/15	9
13/15	6

도 23은 본 발명의 실시예에 따른 비트 인터리빙을 나타내는 도면이다.

LDPC 인코더의 출력은 비트 인터리빙되고, 이는 패리티 인터리빙 및 그 후의 QCB(quasi-cyclic block) 인터리빙 및 내부 그룹 인터리빙으로 구성된다.

(a) 는 QCB 인터리빙을 나타내고 (b)는 내부 그룹 인터리빙을 나타낸다.

FECBLOCK는 패리티 인터리빙될 수 있다. 패리티 인터리빙의 출력에서, LDPC 코드워드는 긴 FECBLOCK 내의 180개의 인접한 QC 블록 및 짧은 FECBLOCK 내의 180개의 인접한 QC 블록으로 구성된다. 긴 또는 짧은 FECBLOCK 내의 각각의 QC 블록은 360 비트로 구성된다. 패리티 인터리빙된 LDPC 코드워드는 QCB 인터리빙에 의해 인터리빙된다. QCB 인터리빙의 단위는 QC 블록이다. 패리티 인터리빙의 출력에서의 QC 블록은 도 23에 도시된 바와 같이 QCB 인터리빙에 의해 퍼뮤테이션(permutation)되고, 여기서, FECBLOCK 길이에 따라 N_cells=64800/μmod 또는 16200/μmod이다. QCB 인터리빙 패턴은 변조 타입 및 LDPC 코드 레이트의 각 조합에 고유하다.

QCB 인터리빙 후, 내부 그룹 인터리빙은 이하의 표 32에 정의된 변조 타입 및 순서(μmod)에 따라 수행된다. 하나의 내부 그룹에 대한 QC 블록의 수(N_QCB _{_IG})가 또한 정의된다.

변조 타입	μmod	N_{QCB_IG}
QAM-16	4	2
NUC-16	4	4
NUQ-64	6	3
NUC-64	6	6
NUQ-256	8	4
NUC-256	8	8
NUQ-1024	10	5
NUC-1024	10	10

내부 그룹 인터리빙 프로세스는 QCB 인터리빙 출력의 N_QCB-IG 개의 QC 블록으로 수행된다. 내부 그룹 인터리빙은 360개의 열과 NQCB_IG개의 행을 이용하여 내부 그룹의 비트를 기입 및 판독하는 프로세스를 갖는다. 기입 동작에서, QCB 인터리빙 출력으로부터의 비트가 행방향으로 기입된다. 판독 동작은 열 방향으로 수행되어 각 행으로부터 m개의 비트를 판독하고, 여기서, m은 NUC에 대하여 1과 같고 NCQ에 대하여 2와 동일하다.

도 24는 본 발명의 실시예에 따른 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타내는 도면이다.

(a)는 8 및 12 bpcu MIMO에 대한 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타내고 (b)는 10 bpcu MIMO에 대한 셀-워드 디멀티플렉싱을 나타낸다.

(a)에 도시된 바와 같이 비트 인터리빙 출력의 각 셀 워드

은

및

로 디멀티플렉싱되고, 이는 하나의 XFECBLOCK에 대한 셀-워드 디멀티플렉싱 프로세스를 나타낸다.

MIMO 인코딩을 위한 상이한 타입의 NUQ를 이용한 10bpcu MIMO 케이스에 대하여, NUQ-1024에 대한 비트 인터리버가 재사용된다. (b)에 도시된 바와 같이 비트 인터리버 출력의 각 셀 워드

는

및

으로 디멀티플렉싱된다.

도 25는 본 발명의 실시예에 따른 시간 인터리빙을 나타내는 도면이다.

(a) 내지 (c)는 TI 모드의 예를 나타낸다.

시간 인터리버는 DP 레벨에서 동작한다. 시간 인터리빙(TI)의 파라미터는 각 DP에 대하여 상이하게 설정될 수 있다.

PlS2-STAT 데이터의 일부에서 나타나는 다음의 파라미터는 TI를 구성한다:

DP_TI_TYPE(허용치: 0 또는 1): TI 모드를 나타냄; "0"은 TI 그룹당 다수의 TI 블록(1보다 많은 TI 블록)을 갖는 모드를 나타낸다. 이 경우, 하나의 TI 그룹은 하나의 프레임에 직접 맵핑된다(인터프레임 인터리빙이 아님). "1"은 TI 그룹당 단 하나의 TI 블록을 갖는 모드를 나타낸다. 이 경우, TI 블록은 1보다 많은 프레임에 확산될 수 있다(인터프레임 인터리빙).

DP_TI_LENGTH: DI_TI_TYPE="0"이면, 이 파라미터는 TI 그룹당 TI 블록의 수(NTI)이다. DP_TI_TYPE="1"에 대하여, 이 파라미터는 하나의 TI 그룹으로부터 확산된 프레임의 수(PI)이다.

DP_NUM_BLOCK_MAX(허용치: 0 내지 1023): TI 그룹당 XFECBLOCK의 최대 수를 나타냄.

DP_FRAME_INTERVAL(허용치: 1, 2, 4, 8): 주어진 PHY 프로파일의 동일 DP를 전달하는 2개의 연속적인 프레임 간의 프레임의 수(IJUMP)를 나타냄.

DP_TI_BYPASS(허용치: 0 또는 1): 시간 인터리빙이 DP에 사용되지 않으면, 이 파라미터는 "1"로 설정된다. 시간 인터리빙이 사용되면, "0"으로 설정된다.

추가적으로, PLS2-DYN 데이터로부터의 파라미터(DP_NUM_BLOCK)는 DP의 하나의 TI 그룹에 의해 전달된 XFECBLOCK의 수를 나타내는데 사용된다.

시간 인터리빙이 DP에 사용되지 않으면, 다음의 TI 그룹, 시간 인터리빙 동작 및 TI 모드는 고려되지 않는다. 그러나, 스케줄러로부터의 동적 구성 정보에 대한 보상 블록은 여전히 필요하다. 각 DP에서, SSD/MIMO 인코딩으로부터 수신된 XFECBLOCK은 TI 그룹으로 그룹핑된다. 즉, 각각의 TI 그룹은 정수의(an integer number of) XFECBLOCK의 세트이고 동적으로 가변하는 수의 XFECBLOCK를 포함한다. 인덱스의 TI 그룹 내의 XFECBLOCK의 수(n)는 N_{xBLOCK_Group_}(n)으로 표시되고 PLS2-DYN 데이터의 DP_NUM_BLOCK로서 시그널링된다. N_{xBLOCK_Group_}(n)는 0의 최소값으로부터 가장 큰값이 1023인 최대 값(N_{xBLOCK_Group_MAX})(DP_NUM_BLOCK_MAX에 대응)까지 변할 수 있다.

각 TI 그룹은 하나의 프레임에 직접 맵핑되거나 PI 프레임에 걸쳐 확산된다. 각각의 TI 그룹은 또한 1보다 많은 TI 블록(NTI)으로 분리되고, 각각의 TI 블록은 시간 인터리버 메모리의 하나의 용도에 대응한다. TI 그룹 내의 TI 블록은 약간 상이한 수의 XFECBLOCK를 포함할 수 있다. TI 그룹이 다수의 TI 블록으로 분리되면, 단 하나의 프레임에만 직접 맵핑된다. 이하의 표 33에 도시된 바와 같이 (시간 인터리빙을 스킵하는 추가의 옵션을 제외하고) 시간 인터리빙을 위한 3개의 옵션이 존재한다.

모드	설명
옵션 1	각각의 TI 그룹은 하나의 TI 블록을 포함하고 (a)에 도시된 바와 같이 하나의 프레임에 직접 맵핑된다. 이 옵션은 DP_TI_TYPE="0" 및 DP_TI_LENGTH="1"(N_TI=1)에 의해 PLS2-STAT에서 시그널링된다.
옵션 2	각각의 TI 그룹은 하나의 TI 블록을 포함하고 1보다 많은 프레임에 맵핑된다. (b)는 하나의 TI 그룹이 2개의 프레임, 즉, DP_TI_LENGTH="2"(P_I=2) 및 DP_frame_INTERVAL (I_JUMP=2)에 맵핑되는 예를 나타낸다. 이것은 낮은 데이터 레이트 서비스에 더 높은 시간 다이버시티를 제공한다. 이 옵션은 DP_TI_TYPE="1"에 의해 PLS2-STAT에서 시그널링된다.
옵션 3	각각의 TI 그룹은 다수의 TI 블록으로 분리되고 (c)에 도시된 바와 같이 하나의 프레임에 직접 맵핑된다. 각각의 TI 블록은 전체 TI 메모리를 사용하여 DP에 최대 비트 레이트를 제공한다. 이 옵션은 P_I=1 동안 DP_TI_TYPE="0" 및 DP_TI_LENGTH=N_TI에 의해 PLS2-STAT에서 시그널링된다.

각 DP에서, TI 메모리는 입력 XFECBLOCK(SSD/MIMO 인코딩 블록으로부터의 출력 XFECBLOCK)를 저장한다. 입력 XFECBLOCK은

으로서 정의되고,

여기서, d_n,s,r,q는 n번째 TI 그룹의 s번째 TI 블록 내의 r번째 XFECBLOCK의 q번째 셀이고 다음과 같이 SSD 및 MIMO 인코딩의 출력을 나타낸다.

또한, 시간 인터리버로부터의 출력 XFECBLOCK는 다음과 같이 정의되는 것으로 가정한다.

여기서, h_n,s,i는 n번째 TI 그룹의 s번째 TI 블록 내의 i번째 출력 셀(

)이다.

일반적으로, 시간 인터리버는 프레임 빌딩 프로세스 전에 DP 데이터를 위한 버퍼로서 동작한다. 이것은 각각의 DP에 대한 2개의 메모리 뱅크에 의해 달성된다. 제1 TI 블록은 제1 뱅크에 기입된다. 제1 뱅크가 판독되는 동안 제2 TI 블록이 제2 뱅크에 기입된다.

TI는 트위스트 행-열 블록 인터리버이다. n번째 TI 그룹의 s번째 TI 블록에 대하여, TI 메모리의 행(N_r)의 수는 셀의 수(N_cell)와 동일하다, 즉, N_r=N_cell이지만, 열의 수(N_c)는 수(N_{xBLOCK_TI}(n,s))와 동일하다.

도 26는 본 발명의 실시예에 따른 트위스트 행-열 블록 인터리버의 기본 동작을 나타내는 도면이다.

(a) 는 시간 인터리버에서의 기입 동작을 나타내고 (b)는 시간 인터리버에서의 판독 동작을 나타낸다. (a)에 도시된 바와 같이 제1 XFECBLOCK는 TI 메모리의 제1 열에 열방향으로 기입되고 제2 XFECBLOCK는 다음 열에 기입된다. 그 후, 인터리빙 어레이에서, 셀은 대각선 방향으로 판독된다. 제1 행(최좌측 열에서 시작하여 행을 따라 오른쪽으로) 마지막행까지 대각선 방향의 판독 동안, (b)에 도시된 바와 같이 셀이 판독된다. 구체적으로, 순차적으로 판독될 TI 메모리 셀 위치로서 Z_n,s,i(i=0,,,,,,N,N)를 상정하여, 이러한 인터리빙 어레이에서의 판독 프로세스는 다음의 수학식에서처럼 행 인덱스(R_n,s,i), 열 인덱스(C_n,s,i) 및 연관된 트위스트 파라미터(T_n,s,i)를 산출함으로써 수행된다.

여기서, S_shift는 N_{xBLOCK_TI}(n,s)와 관계없이 대각선 방향 판독 프로세스에 대한 공통 시프트 값이고, 다음의 수학식에서처럼 PLS-STAT에 주어진 N_{xBLOCK_TI_MAX}에 의해 결정된다.

결과적으로, 판독될 셀 위치는 Z_n,s,i=N_rC_n,s,i+R_n,s,i로서 좌표에 의해 산출된다.

도 27은 본 발명의 다른 실시예에 따른 트위스트 행-열 블록 인터리버의 기본 동작을 나타내는 도면이다.

특히, 도 27은 N_{xBLOCK_TI}(0,0)=3, N_{xBLOCK_TI}(1,0)=6, N_{xBLOCK_TI}(2,0)=5일 때 가상 XFECBLOCK를 포함하여 각 TI 그룹에 대한 TI 메모리 내의 인터리빙 어레이를 나타낸다.

가변수(N_{xBLOCK_TI}(n,s)=N_r)는 N_{xBLOCK_TI_MAX}보다 작거나 같다. 따라서, 수신측에서 단일 메모리 디인터리빙을 달성하기 위하여, N_{xBLOCK_TI}(n,s)과 관계없이, 트위스트 행-열 블록 인터리버에 사용되는 인터리빙 어레이는 가상 XFECBLOCK를 TI 메모리에 삽입함으로써 N_r X N_c=N_cells X N_xBLOCK _{_} _TI _{_MAX}의 사이즈로 설정되고, 판독 프로세스는 다음의 수학식으로 달성된다.

TI 그룹의 수는 3으로 설정된다. 시간 인터리버의 옵션은 DP_TI_TYPE="0", DP_FRAME_INTERVAL="1" 및 DP_TI_LENGTH="1", 즉, N_TI=1, I_JUMP=1 및 P₁=1에 의해 PLS2-STAT 데이터에서 시그널링된다. TI 그룹당 각각이 N_cells=30를 갖는 XFECBLOCK의 수는 각각 N_{xBLOCK_TI}(0,0)=3, N_{xBLOCK_TI}(1,0)=6, N_{xBLOCK_TI}(2,0)=5에 의해 PLS2-DYN 데이터에서 시그널링된다. XFECBLOCK의 최대수는 N_{xBLOCK_Group_MAX}에 의해 PLS2-STAT 데이터에서 시그널링되고, 이는 다음을 유도한다.

도 28은 본 발명의 실시예에 따른 트위스트 행-열 블록 인터리버의 대각선 방향 판독 패턴을 나타내는 도면이다.

특히, 도 28은 N_{xBLOCK_TI_MAX} =7 및 S_shift=(7-1)/2=3의 파라미터를 갖는 각 인터리빙 어레이로부터의 대각선 방향 판독 패턴을 나타낸다. 상기 의사 코드로서 도시된 판독 프로세스에서, V_i≥N_cellsN_xBLOCK _{_} _TI(n,s)이면, V_i의 값은 스킵되고 V_i의 다음 산출 값이 사용된다.

도 29은 본 발명의 실시예에 따른 각 인터리빙 어레이로부터의 인터리빙된 XFECBLOCK을 나타내는 도면이다.

도 29은 N_{xBLOCK_TI_MAX} =7 및 S_shift=3의 파라미터를 갖는 각각의 인터리빙 어레이로부터 인터리빙된 XFECBLOCK를 나타낸다.

도 30 은 본 발명의 일 실시예에 따른 성상도 매퍼(constellation mapper) 를 도시한 도면이다.

본 발명의 일 실시예에 따른 성상도 매퍼의 동작은 전술한 BICM 블록의 성상도 매퍼의 동작과 같다.

전술한 인풋 포맷팅 블록으로부터 받은 데이터는 FEC 인코딩을 거쳐 비트 스트림으로 변환될 수 있다. 이 비트 스트림의 여러 비트들이 모여 셀을 이루고, 이 셀들은 성상도 매퍼에 의해 복소평면 상의 성상도(constellation)들 중 하나로 매핑될 수 있다. 여기서 N 개의 비트들이 하나의 셀을 통해 전송되기 위해서는 2^N 개의 성상도 포인트들이 필요할 수 있다.

여기서, 성상도 포인트는 성상도 하나를 의미할 수 있다. 성상도 포인트는 성상도라고 불릴 수 있다. 성상도들의 집합인 QAM-64 등은 성상도 집합, 성상도 세트(set), 성상도 등으로 불릴 수 있다.

성상도를 만드는 방법은 다양하다. 어떠한 방식으로 성상도 내의 성상도 포인트들을 배열하는지에 따라, 수신기가 성상도를 비트 스트림으로 복호하였을 때의 에러 발생 확률이 달라질 수 있다.

성상도 매퍼가 사용하는 성상도는 (a), (b), (c) 와 같은 종류가 있다. 제시된 성상도는 각 종류의 성상도에 대한 예시이다. (a), (b) 는 모두 스퀘어 QAM(square QAM) 이지만, (a) 의 경우 성상도 포인트 간의 간격이 일정하지 않은(Non-uniform)한 것이 특징이고, (b) 의 경우 성상도 포인트 간의 간격이 일정한(Uniform) 한 것이 특징이다. (a) 는 논 유니폼 QAM 에 해당하고, (b) 는 일반적인 QAM 에 해당할 수 있다. (b) 는 (a) 의 특별한 경우라 할 수 있다.

본 발명은 (c) 와 같은 종류의 성상도 및 그 성상도를 찾는 방법을 제안한다. 본 발명이 제안하는 방법에 따르면, 주어진 SNR (Signal-to-Noise Ratio) 에서, 기존 방법보다 더 낮은 에러 확률 및 더 큰 채널 캐패시티를 구현할 수 있다. 이하, 본 발명에 대해 설명한다.

도 31 은 본 발명의 일 실시예에 따른 최적의 성상도를 구성하는 방법을 도시한 도면이다.

본 발명은 APSK (Amplitude and Phase-Shift Keying) 를 기반으로 하여 최적의 성상도를 구성하는 방법을 제안한다. 쉐이핑 게인(Shaping gain) 을 얻기 위해서는 둥근 형태의 성상도를 구성해야 한다. 따라서, 변형된 APSK 타입의 성상도, 즉 논 유니폼 APSK (Non Uniform APSK)가 활용될 수 있다. 논 유니폼 APSK 는 각각의 동심원 상에 위치하는 성상도 포인트 간의 거리/각도가 일정하지 않을 수 있다. 여기서, 논 유니폼 APSK 는 논 유니폼 성상도(Non Uniform Constellation, NUC) 라 불릴 수 있다.

본 발명은 최적의 성상도 포인트들의 위치를 찾기 위해서 성상도 스플릿팅(constellation splitting) & 비트 앨로케이션(bit allocation) 방법을 제안한다.

성상도 스플릿팅이란, 성상도 포인트들을 나누어 성상도를 생성하는 것을 말한다. QPSK 에서 시작하여 각 성상도 포인트를 2개로 나누어 8개의 성상도 포인트를 만들 수 있다. 마찬가지 방법으로 16, 32, 64, ... 개의 성상도 포인트들을 생성할 수 있다. 비트 앨로케이션이란, 성상도 스플릿팅으로 인하여 각 단계마다 2배로 성상도 포인트가 늘어날 때마다, 각 성상도에 1 비트씩을 할당하는 것을 말한다.

래디우스-앵글 스플릿팅에 대해 설명한다.

QPSK 의 한 성상도 포인트 (a) 가 도시되었다. 이 성상도 포인트의 레이블링은 00 일 수 있다. 먼저, 성상도 포인트 (a) 를 방사(radial) 방향으로 스플릿팅하여 두 개의 성상도 포인트 (b), (c) 를 만들 수 있다. 다시, 성상도 포인트 (a) 를 각(angle) 방향으로 스플릿팅하여 두 개의 성상도 포인트 (d), (e) 를 만들 수 있다.

이 후, 각각의 성상도에 3번째 비트가 할당될 수 있다. 도시된 바와 같이, 각각의 성상도 포인트들은 xx0 또는 xx1 로 비트가 할당될 수 있다. 여기서, xx 는 스플릿팅되기 전의 성상도 포인트의 레이블링을 의미할 수 있다. 즉, 이 경우에는 000 또는 001 로 비트가 할당될 수 있다.

복소평면의 다른 사분면에 대해서도 마찬가지로, 1사분면과 마찬가지로 스플릿팅 & 비트 앨로케이션이 가능하다. 스플릿되기 전의 성상도 포인트 (a) 는 각각 x, y 축에 대하여 대칭이므로 리플렉션(reflection) 을 통해 나머지 사분면들의 성상도 포인트의 위치와 그 레이블을 구할 수 있다. 이 경우 다른 사분면의 성상도 포인트에 할당되는 3번째 비트는 1사분면의 리플렉션을 통해서 그레이 레이블링(GRAY labeling) 이 유지될 수 있다.

도 32 는 본 발명의 다른 실시예에 따른 최적의 성상도를 구성하는 방법을 도시한 도면이다.

조인트 래디우스-앵글 스플릿팅에 대해 설명한다.

한번에 두가지 방법의 스플릿팅(radius & angle) 이 동시에 적용될 수 있다. 이 경우 A, B, C, D 의 네개의 성상도가 생성될 수 있다. 생성된 성상도 각각에는 그레이 레이블링이 되도록 2비트씩이 할당될 수 있다. 도시된 바와 같이, 반경 측면과 각도 측면에서 각각의 성상도가 그레이 레이블링을 유지하도록 두 비트가 할당될 수 있다. 여기서, 그레이 레이블링이란 인접한 성상도가 가지는 비트간에 한 비트씩만 값이 차이나도록 비트들을 할당하는 것을 의미할 수 있다.

각각의 A와 D, 그리고 B와 C는 반드시 같은 반경(radius)에 위치할 필요는 없으며, 마찬가지로 A와 B, C와 D는 같은 각도 상에 위치할 필요는 없다. 단, 같은 반경, 같은 각도의 조건을 가질 경우, 추후 찾아야할 파라미터의 개수가 줄어들게 된다. 따라서 서칭 타임(searching time) 이 감소하는 반면에, 같은 반경, 각도 상에 위치해야 하므로 성상도의 자유도가 떨어질 수 있다. 즉, 서칭 타임과 성상도의 캐패시티(성능) 간에 트레이드 오프(trade-off)가 존재할 수 있다.

여기서는, 빠른 서칭 타임을 위하여 반경이 같은 경우(OA=OD, OB=OC)를 고려할 수 있다. 또한 성상도의 사이즈, 즉 성상도 포인트의 개수는 2^m (m:짝수) 인 경우만 고려할 수 있다. 단, 이는 일 실시예일 뿐이며, 본 발명은 이 경우로 한정되지 아니한다.

마찬가지로 나머지 2,3,4 분면도 리플렉션을 통해 성상도의 레이블링이 결정되게 된다. 리플렉션되므로 마찬가지로 반경 측면과 각도 측면에서 각각의 성상도가 그레이 레이블링을 유지될 수 있다.

도 33 은 본 발명의 일 실시예에 따른 논 유니폼 성상도(NUC) 를 생성하는 방법을 도시한 도면이다.

2^m NUC 는 2^(m-2) NUC 를 이용하여 생성될 수 있다. 즉, 여기서는 전술한 조인트 래디우스-앵글 스플릿팅 방법이 사용될 수 있다. 따라서 16 NUC 역시, QPSK 로부터 생성될 수 있다.

16 NUC 에는 두 개의 링(ring)이 존재할 수 있고, 각각의 링에는 사분면 당 2개의 성상도 포인트가 존재할 수 있다. 따라서 총 16 개의 성상도가 16 NUC 에 존재할 수 있다. 여기서, 링이란 복소평면 상에서 원점을 중심으로 한 동심원을 의미할 수 있다.

도시된 수식에서, r_n은 각 링의 반경(radius) 를 의미할 수 있다. 여기서 n 은 링의 인덱스를 의미할 수 있다. 또한, θ_i,j 는 같은 반경 상에서 성상도 스플릿팅이 이루어지는 각도를 의미할 수 있다. 따라서 같은 반경을 따라 스플릿팅되는 두 성상도 간의 각도 차이는 2θ_i,j 일 수 있다. 여기서 i는 링의 인덱스를, j 는 스플릿팅 인덱스를 의미할 수 있다. 전술한 바와 같이 링 별로 성상도의 분포(distribution)이 같을 필요가 없으므로, θ 는 링 인덱스 i 를 가질 수 있다.

따라서, 16 NUC 의 각 성상도들은 r₀, r₁과 θ₀ _,0, θ₁ _, ₀ 으로 그 좌표가 표시될 수 있다. 마찬가지로 64 NUC 의 경우 n 의 인덱스는 0 - 3, i 의 인덱스는 0-3, j 의 인덱스는 0-1 일 수 있다. 256 NUC 의 경우 n 의 인덱스는 0 - 7, i 의 인덱스는 0-7, j 의 인덱스는 0-2 일 수 있다. 각 인덱스는 정수값을 가진다.

이를 일반화시키면 2^m NUC 는 2^(m/2-1) 개의 링을 가지고, 각각의 링에는 한 사분면 당 k 개의 성상도 포인트를 가질 수 있다. 여기서 k 는 m/2-1 의 값을 가질 수 있다.

BICM 캐패시티를 최대화할 수 있는 r_n 과 θ_i,j를 찾으면, 최고의 캐패시티를 가지는 성상도를 얻을 수 있다. r₀ 는 1 의 값을 가진다고 가정할 수 있다. r_n (n≠0)을 찾은 뒤, 평균파워 1 을 가정하면 되므로 r₀는 따로 결정될 필요가 없을 수 있다.

도 34 는 본 발명의 일 실시예에 따른 비트 할당을 위한 수식을 도시한 도면이다.

비트 할당을 위한 방법을 설명한다. 비트들은 반경(radial)과 각도(angle) 측면에서 모두 GRAY 규칙을 지키는 방향으로 할당되어야 할 수 있다.

2^m 성상도의 한 성상도 포인트는 m 비트를 전송할 수 있다. m 비트의 각 비트들에 b₀b₁...b_m-1와 같이 이름 붙일 수 있다. 그러면 이중 2 비트는 해당 성상도 포인트가 어느 사분면에 위치하느냐에 의해 결정되고, 나머지 m-2 비트 중, 절반은 링 인덱스에 의해 결정되며, 나머지 절반은 링 위의 각도 위치(angular position)에 의해 결정될 수 있다. 본 실시예에서는 편의상 b₀b₁이 사분면에 의해 결정되고, b₂b₄...b_m _-2 가 링 인덱스에 의해 결정되며, b₃b₅...b_m _-1이 각도에 의해 결정된다고 가정할 수 있다.

도시된 LOC 계산식으로 각 성상도의 좌표가 결정될 수 있다. 이렇게 결정된 성상도들은 인접된 성상도 포인트간에 반경과 각도 측면에서의 GRAY 규칙이 유지될 수 있다.

여기서, 할당된 비트들은 서로 치환(exchanged)될 수 있다. 이러한 치환은 GRAY 규칙을 유지하면서 수행될 수 있다. 이 때 비트들이 치환되더라도 전체 BICM 캐패시티는 변하지 않을 수 있다. 이러한 치환을 수행하는 함수를 ConvGRAY 라고 지칭할 수 있다.

예를 들어 ConvGRAY 에 따를 때, 2 비트의 경우(m=2 인 경우), {00,01,10,11}은 {00,01,11,10}로 일대일 치환될 수 있다. 마찬가지로 ConvGRAY 에 따를 때, 3 비트의 경우(m=3 인 경우), {000,001,010,011,100,101,110,111}은 {000,001,011,010,110,111,101,100}로 일대일 치환될 수 있다.

여기서, 3비트의 경우의 치환 후 값들은 총 6개의 값을 가진다. 설명을 위해 이를 순서대로 1, 2, 3, ..., 6 번째 값이라고 하자. 1, 2, 3 번째 값의 첫번째 비트는 0 의 값을 가진다. 1, 2, 3 번째 값의 두번째, 세번째 비트들은 2비트의 경우의 치환 후 값들임을 알 수 있다. 4, 5, 6 번째 값의 첫번째 비트는 1 의 값을 가진다. 4, 5, 6 번째 값의 두번째, 세번째 비트들은 2비트의 경우의 치환 후 값들이 역순으로 배열된 것임을 알 수 있다.

이와 같은 방법으로 n-1 비트의 치환 후 값을 알면, n 비트의 치환 후 값을 구할 수 있다. 이렇게 n 비트의 값으로 확장하게 될 경우를 수식화하면 도시된 수식과 같아질 수 있다.

Inv_ConvGRAY 는 ConvGRAY 의 역함수를 의미할 수 있다. 전술한 바와 같이 ConvGRAY 함수는 링 인덱스를 이용하여, b₂b₄...b_m _- ₂ 를 결정할 수 있고, 각도에 의하여 b₃b₅...b_m _- ₁를 결정할 수 있다. 그 역함수인, Inv_ConvGRAY 는 각 비트값을 입력으로 하여 링 인덱스와 각도를 얻을 수 있다. 즉, b₂b₄...b_m _- ₂ 를 이용하여 링 인덱스를 결정할 수 있고, b₃b₅...b_m _- ₁를 이용하여 각도들을 결정할 수 있다.

결정된 성상도의 성능을 측정하기 위해서는, 그 결정된 성상도의 BICM 캐패시티를 계산하여 비교해야 한다. BICM 캐패시티는 AWGN (Additive White Gaussian Noise)과 IID (Individually Identical Distributed) 인풋을 가정할 수 있다. AWGN 은 기본적으로 사용되는 베이직 노이즈 모델을 의미할 수 있다. IID 는 인풋이 독립적이고, 동일/균등하게 분포되어 있다는 의미일 수 있다.

BICM 캐패시티는 상기 수학식을 이용하여 계산될 수 있다. 이 식을 이용하여 BICM 캐패시티가 최대가 되게 하는 r 과 θ 를 찾을 수 있다. AWGN 과 IID 인풋을 가정했으므로, y=x+n 으로 생각할 수 있다. 여기서 n 은 AWGN 노이즈를 의미할 수 있다. p(b_i=0)=p(b_i=1)=1/2 임을 가정할 수 있다. 즉, x 가 성상도이고, M 은 성상도 사이즈라 할 때, p(x=M_j)=1/M 일 수 있다. 여기서, M_j 는 b_i=j 일 때의 성상도일 수 있다. 도시된 바와 같이, BICM 캐패시티 함수는 가우시안 함수의 적분 형태로 표현 가능할 수 있다.

구체적으로 파라미터 r 과 θ 를 찾는 방법으로는, 알고리즘 A 와 알고리즘 B 가 있을 수 있다.

알고리즘 A 에 대해서 설명한다.

먼저,

과

를 선정할 수 있다. 그 후,

와,

의 모든 r_i, θ_i,j 조합에 대하여, BICM 캐패시티를 계산할 수 있다. 여기서, r_i_init 과 θ_i,j_init 는 각각 초기값으로서, 이 알고리즘에 의해 더 최적의 값으로 변경되어질 값들이다.

예를 들어 성상도 사이즈가 16 인 경우에는 r은 1개, θ 는 2개 이므로 총 3^(1+2) 개의 BICM 캐패시티가 계산될 수 있다. r 이 1개인 이유는 전술한 바와 같이 r₀ 이 1 로 가정되어 있기 때문이다.

이렇게 계산되어진 BICM 캐패시티들을 비교하여, 가장 큰 BICM 캐패시티를 갖는 파라미터 조합으로 r_i_init 과 θ_i,j_init 을 업데이트 할 수 있다. 만일 가장 큰 캐패시티를 갖는 조합이 {r_i_init, θ_i,j_init}이면 알고리즘을 멈출 수 있다. 그렇지 않으면 가장 큰 캐패시티를 갖는 파라미터 조합을 새로운 {r_i_init, θ_i,j_init} 으로 삼고 계속해서 알고리즘을 수행할 수 있다. 알고리즘이 수행됨에 따라 {r_i_init, θ_i,j_init} 값이 계속해서 업데이트될 수 있다.

이 후,

과

를 절반으로 줄이고(binary search), 전술한 알고리즘을 수행할 수 있다. 즉 절반으로 줄어든

과

를 이용하여 BICM 캐패시티를 계산해 비교하고, 최대의 캐패시티를 갖는 파라미터 조합으로 {r_i_init, θ_i,j_init} 값을 업데이트해 나갈 수 있다. 단, 여기서는 전술한 것과 달리, r_i 에 대해서는,

를, θ_i,j 에 대해서는,

의 범위에서 BICM 캐패시티가 계산될 수 있다.

그 후, 전술한 것과 마찬가지로 가장 큰 capacity를 갖는 조합이 {r_i_init, θ_i,j_init}이면 알고리즘을 멈추고, 그렇지 않으면 가장 큰 capacity를 갖는 파라미터 조합을 새로운 {r_i_init, θ_i,j_init} 으로 삼고 계속해서 알고리즘을 수행할 수 있다.

이렇게 알고리즘을 반복하게 되면,

과

가 충분히 작아지게 되고,

과

가 충분히 작아져 BICM 캐패시티가 수렴(saturation)되었다고 판단되면 알고리즘을 멈출 수 있다.

이 알고리즘 A 는 찾아야할 파라미터의 개수가 많으면, 최종 수렴까지 시간이 많이 걸릴 수 있다. 파라미터의 개수가 많을 경우에는 후술할 알고리즘 B 를 이용할 수 있다. 알고리즘 B 는 독자적으로 사용 가능하지만, 필요한 경우 알고리즘 A 를 먼저 이용하고 그 결과를 알고리즘 B 에 이용할 수도 있다.

알고리즘 B 에 대해서 설명한다.

먼저, 초기 성상도를 설정할 수 있다. 예를 들어, r_n = n+1, (n=0,1,…) 과 같이 설정할 수 있다. θ는 성상도 포인트가 0~2

까지 균일하게 존재하도록, 즉 2

를 균등하게 나눈 값을 이용하여 결정할 수 있다. 이 초기 성상도는 본 알고리즘을 통해 최적의 성상도로 수렴해 갈 수 있다.

랜덤하고 유니폼하게, 임의의 두 r 파라미터, r_i, r_j 의 각각의 인덱스인, i, j 를 선정할 수 있다. 여기서 편의상

를 가정할 수 있다. 전체 평균 파워는 불변이므로,

라고 둘 수 있다. 여기서 C 는 상수이다. 따라서,

가 성립할 수 있다. 이 조건 하에서 가능한 모든 ri, rj 값에 대해 BICM 캐패시티를 체크할 수 있다. 이 경우 체킹에는 전술한 바이너리 서치가 사용될 수 있다. 계산된 BICM 캐패시티 중 최대값을 가지게 하는 파라미터 조합으로 r_i,r_j를 업데이트 할 수 있다.

여기서, 바이너리 서치란, 파라미터 a 에서의 성능이 파라미터 b 에서의 성능보다 떨어질 경우, a 를 (a+b)/2 로 업데이트하여 계속 알고리즘을 수행해나가는 방식을 의미할 수 있다.

마찬가지로 랜덤하고 유니폼하게, 임의의 링 인덱스 i 가 선정될 수 있다. 해당 링 인덱스의 링 위에 위치하는 성상도 포인트를 결정하는 θ_i,j를 최적화할 수 있다. 이 최적화 과정 역시 바이너리 서치를 이용할 수 있다. 여기서 j=0,1,…, 의 값을 가질 수 있고, n 이 m 보다 작거나 같을 경우,

임을 가정할 수 있다. 마찬가지로 θ_i,n 를 바이너리 서치를 이용해 최적화하여, 최적의 θ_i,j를 결정해낼 수 있다.

BICM 캐패시티가 수렴되었다고 판단되면 알고리즘을 멈추고, 그렇지 않으면 다시 파라미터, r_i, r_j 의 각각의 인덱스인, i, j 를 선정하여 알고리즘을 반복할 수 있다.

알고리즘 B 의 경우 파라미터를 랜덤하고 유니폼하게 선택하는 것이 중요할 수 있다. 그렇지 않으면 수렴하는데 걸리는 시간이 길어지거나, 로컬 미니마(local minima)로 수렴될 수 있다.

알고리즘 A 를 먼저 수행한 후 그 결과 값을 알고리즘 B 의 초기 값으로 사용하는 경우, 수렴하는데 걸리는 시간을 많이 단축할 수 있다.

도 35 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면이다.

각 성상도 포인트 들은 4개의 비트로 표현될 수 있다(b0b1b2b3). b0b1 은 확장 전의 QPSK 의 레이블일 수 있다. b2 는 반경 스플릿팅(radius-splitting) 에 의해 스플릿될 때 할당된 비트일 수 있다. b3 는 각도 스플릿팅(angle-splitting) 에 의해 스플릿될 때 할당된 비트일 수 있다.

처음 두 비트 b0b1 을 제외한 나머지 비트들은 X 축과 Y 축에 대하여 대칭(symmetric)일 수 있다. 전술한 것과 같이 b0b1 은 성상도 포인트가 어느 사분면에 있는지를 결정할 수 있고, 각각의 비트들은 반경과, 각도 측면에서 GREY 규칙을 만족할 수 있다.

수신측에서는 성상도로부터 비트들을 디매핑할 수 있다. 이는 전술한 성상도에 비트들을 매핑하는 과정의 역과정일 수 있다. 이러한 디매핑을 통해 LLR 을 구할 수 있고, 이 LLR 은 소프트 인풋의 형태로 FEC 디코딩에 사용될 수 있다. 디매핑에 있어, LLR 을 구하는 과정은 다음과 같은 수식으로 표현될 수 있다.

여기서, C 는 상수,

는 복소 노이즈 파워(complex noise power),

는 i 번째 비트가 j 인 성상도 포인트들의 세트를 의미할 수 있다. 여기서 j 는 0 또는 1 일 수 있다. 또한

는 어 프라이어리(a priori) 확률을 의미할 수 있다. 여기서, b_i 가 비트별로(bit-by-bit) 동등-확률(equi-probable) 을 만족함이 가정될 수 있다. 만약 반복적(iterative) 디코딩이 사용될 경우, b_i 가 동등-확률이라는 가정은 유효하지 않고, 어 프라이어리(a priori) 확률은 FEC 로부터의 외부 정보로 변형되어야 할 수 있다. 또한, 맥스-로그(max-log) LLR 이 가정되며, t=r/H 일 수 있다. s1 은 i 번째 비트가 1 인 t 로 부터 가장 가까운 성상도일 수 있고, s0 은 i 번째 비트가 0 인 t 로 부터 가장 가까운 성상도일 수 있다.

도 36 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 의 각 파라미터들을 도시한 도면이다.

각 파라미터들은 전술한 방법에 의해 결정된 것들일 수 있다. 각 SNR(dB) 에 대하여 최적의 캐패시티를 가지게 하는 r 값과 θ 값들이 나열되어 있다. 해당 파라미터를 가질 때의 최적의 BICM 캐패시티 값 역시 계산되어 있다. 여기서, r₀ 이 1 이 아닌 경우는, 평균 파워가 1 로 노말라이즈드 되어 있기 때문이다.

도 37 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.

전술한 방법에 의해 결정된 각 SNR 별 최적의 캐패시티를 가지게 하는 r 값과 θ 값들을 복소평면 상에 성상도로 표시한 것이다.

도 38 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 16 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.

여기서 X 축은 SNR(dB) 를 의미하고, Y 축은 BICM 캐패시티를 의미할 수 있다. 각 그래프는 해당 SNR(x값)에서, 섀논(Shannon) 캐패시티와 해당 성상도의 캐패시티 차이(y값)을 도시한 그래프일 수 있다. 여기서, 섀논 캐패시티는 BICM 이론상 최대 BICM 캐패시티를 의미할 수 있다. 따라서, y 값이 작을수록 성능이 좋다는 것을 의미할 수 있다.

Q16 은 유니폼 QAM-16, NuQ16 은 논 유니폼 QAM-16, NuA16 은 NUC-16 을 의미할 수 있다. 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 NUC-16 이 가장 성능이 좋은 것을 알 수 있다.

도 39 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 일부이다.

도 40 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도시된 도표는, 전술한 방법에 의해 결정된 각 SNR 별 최적의 캐패시티를 가지게 하는 r 값과 θ 값들을 복소평면 상에 성상도로 표시한 것이다. 여기서, r₀ 이 1 이 아닌 경우는, 평균 파워가 1 로 노말라이즈드 되어 있기 때문이다.

상기 두 도표는 원래 하나의 도표이나, 공간의 제약에 의해 두 개의 도표로 나뉘어 도시되었다.

도 41 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.

도 42 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 64 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.

Q64 는 유니폼 QAM-64, NuQ64 는 논 유니폼 QAM-64, NuA64 는 NUC-64 을 의미할 수 있다. 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 NUC-64 가 가장 성능이 좋은 것을 알 수 있다.

도 43 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 일부이다.

도 44 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 45 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 46 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

상기 네 도표는 원래 하나의 도표이나, 공간의 제약에 의해 네 개의 도표로 나뉘어 도시되었다.

도 47 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.

도 48 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 256 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.

Q256 는 유니폼 QAM-256, NuQ256 는 논 유니폼 QAM-256, NuA256 는 NUC-256 을 의미할 수 있다. 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 NUC-256 가 가장 성능이 좋은 것을 알 수 있다.

도 49 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 일부이다.

도 50 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 51 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 52 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 53 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 54 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 55 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 56 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 57 는 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 58 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 및 그에 할당된 비트들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

상기 10개의 도표는 원래 하나의 도표이나, 공간의 제약에 의해 10 개의 도표로 나뉘어 도시되었다.

도 59 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 의 각 파라미터들에 기반하여, 각 SNR 별 성상도를 도시한 도면이다.

도 60 은 본 발명의 일 실시예에 따라 생성된 1024 NUC 의 BICM 캐패시티를 비교한 그래프를 도시한 도면이다.

Q1024 는 유니폼 QAM-1024, NuQ1024 는 논 유니폼 QAM-1024, NuA1024 는 NUC-1024 을 의미할 수 있다. 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 NUC-1024 가 가장 성능이 좋은 것을 알 수 있다.

도 61 은 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 64 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 7.5 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 62 는 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 7.5 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 63 은 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 256 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 11 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 64 는 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.

도 65 는 본 발명의 일 실시예에 따른 5/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 11 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

상기 두 좌표 테이블은 원래 하나의 테이블이나, 공간의 제약에 의해 두 개의 테이블로 나뉘어 도시되었다.

도 66 은 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 64 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 9 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 67 은 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 9 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 68 은 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 256 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 12 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 69 는 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.

도 70 는 본 발명의 일 실시예에 따른 6/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 12 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 71 은 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 64 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 10.5 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 72 은 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 10.5 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 73 은 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 256 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 14.5 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 74 는 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.

도 75 는 본 발명의 일 실시예에 따른 7/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 14.5 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 76 은 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 64 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 11 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 77 은 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.

도 78 은 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 256 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 15.5 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 79 는 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.

도 80 는 본 발명의 일 실시예에 따른 8/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 15.5 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 81 은 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 64 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 13.5 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 82 은 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 13.5 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 83 은 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 256 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 17 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 84 는 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.

도 85 는 본 발명의 일 실시예에 따른 9/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 17 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 86 은 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 87 은 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 64 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면이다.

도 88 은 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도는, 전술한 256 NUC 의 각 SNR 별 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 19 dB 인 경우의 파라미터들을 이용하여 도시된 것일 수 있다.

도 89 는 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 일부이다.

도 90 는 본 발명의 일 실시예에 따른 10/15 코드레이트를 위한 256 NUC 의, 각 성상도의 좌표를 도시한 도면의 다른 일부이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 전술한 최적의 파라미터들을 나열한 도표에서, SNR 이 19 dB 인 경우의 파라미터들을 x, y 값으로 전환하여 표현한 것일 수 있다.

도 91 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드/IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑의 과정을 도시한 도면이다.

본 발명은 최적의 BICM 캐패시티를 얻기 위한 또 다른 성상도 생성 방법으로, IQ-밸런스드/IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑(IQ-balanced/IQ-symmetric Non Uniform Constellation Mapping) 방법을 제안한다.

먼저, BICM 캐패시티를 최대화시키는 성상도 포인트들을 찾기 위해서는, 몇가지 가정과 제한조건들이 필요하다. 이하, 몇가지 제한에 대하여 설명한다.

제한#1 은, 모든 성상도 포인트들이 같은 확률로 발생된다는 것이다. 각각의 성상도 포인트들의 확률(probabilities)는 서로 간에 동일할 수 있다.

제한#2 는, 성상도 포인트들에는 바이어스(bias)가 없다는 것이다. 즉, 모든 성상도 포인트의 평균 값을 구하면 0 일 수 있다. 또한, 제한#1 을 적용하면, 모든 성상도 포인트들의 합은 0 일 수 있다.

제한#3 은, 성상도의 평균 파워는 상수라는 것이다. 즉, 평균 파워는 상수 P 로 고정된 값을 가질 수 있다.

제한#4-1 은, IQ-밸런스드 매핑을 위해서는, I 축의 BICM 캐패시티와 Q 축의 BICM 캐패시티가 같아야 한다는 점이다. 예를 들어, 90 의 배수인, 90, 180, 270 도 만큼 성상도를 회전시켜도 원래의 성상도와 일치한다면, 그 성상도는 IQ-밸런스드 되었다고 할 수 있다. 즉, 한 성상도 포인트를 90 의 배수만큼 회전시켰을 때, 그 회전된 성상도 포인트가 원래의 성상도 집합의 성상도 포인트 중 하나와 오버랩된다면, 그 성상도는 IQ-밸런스드 되었다고 할 수 있다. 이하, 본 발명에 있어서, 전술한 바와 같이 90의 배수만큼 회전시 원래의 성상도와 일치하는 경우를 IQ-밸런스드 매핑 방식으로 고려하겠다.

제한#4-2 는, IQ-시메트릭(symmetric) 매핑을 위해서는, I 축의 BICM 캐패시티와 Q 축의 BICM 캐패시티가 같지 않아야 한다는 점이다. IQ-시메트릭 매핑을 위해서는, 성상도가 I 축과 Q 축에 대하여 대칭이어야 할 수 있다. 예를 들어, s_i가 성상도의 한 성상도 포인트라면, conj(s_i), -conj(s_i), 그리고 - s_i 도 그 성상도의 성상도 포인트여야 할 수 있다.

제한#4-1 과 제한#4-2 는, 동시에 만족되지 않을 수도 있다. IQ-밸런스드 매핑을 위해서는 제한#4-1 이 만족되어야 하고, IQ-시메트릭 매핑을 위해서는 제한#4-2 가 만족되어야 할 수 있다. IQ-밸런스드 매핑이면서, IQ-시메트릭 매핑이 되기 위해서는 두 제한을 동시에 모두 만족시켜야 한다.

IQ-밸런스드/IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 따라, 비균등하게 분포된 성상도 포인트들을 가진 성상도를 만드는 방법을 설명한다.

본 발명에서, 최적의 캐패시티를 제공하는 성상도를 찾기 위하여, 2차원 복소평면의 성상도 포인트들이 이동될 수 있다. 성상도 포인트들을 이동시켜가면서 BICM 캐패시티가 최적화되는 성상도를 찾을 수 있다.

허나, 하나의 성상도 포인트만이 이동되면 전술한 제한#1 및/또는 제한#2 가 만족되지 않을 수 있다. 따라서 하나의 성상도 포인트가 이동되면서 제한들이 만족되려면 다른 성상도 포인트 역시 동시에 이동되어야 할 수 있다. 여기서는 i와 j번째 성상도 포인트를 움직이도록 한다.

성상도 포인트를 이동시키기 전의 성상도가 IQ-밸런스드 매핑된 상태라고 가정한다. IQ-밸런싱을 유지하기 위하여, i 번째와 j 번째 페어(pair) 에 대응되는 3개의 다른 성상도 포인트 페어들 또한 이동되어야 할 수 있다. 대응되는 3개의 다른 성상도 포인트 페어란, i 번째와 j 번째 성상도 포인트들의 90, 180, 270 도 회전한 성상도 포인트들을 의미할 수 있다. 즉, 성상도 포인트 8 개가 함께 이동되어야 할 수 있다.

이동되는 i 번째와 j 번째 성상도 포인트들을 s_0,i, s_0,j 라 할 수 있고, 이에 대응되어 이동되는 성상도 포인트들을 s_k,i, s_k,j ^--라 할 수 있다. 여기서 k = 1, 2, 3 의 값을 가지며, 각각 90, 180, 270 도로 회전된 경우를 의미할 수 있다.

성상도 포인트 s_0,i, s_0,j 에 대하여, 도시된 수식 (1), (2) 와 같이 a, b 를 정의할 수 있다. 여기서, 수식 (1), (2) 는 각각 전술한 제한#1, 제한#2 가, 성상도가 이동되는 동안에도 만족됨을 의미할 수 있다. 즉, a, b 는 고정된 상수 값일 수 있다. 또한, 도시된 수식 (3) 과 같이 s_0,i 와 a 를 다시 쓴다면 수식 (4) 와 같이 쓸 수 있다. 이 전술한 수식들을 통하여 수식 (5) 가 유도될 수 있다. 수식 (5) 로부터, 두 성상도 두 성상도 포인트들의 이동은 θ라는 하나의 변수로 제어 가능함을 알 수 있다. 수식 (6) 과 같이 다른 성상도 포인트 페어들도, s_0,i, s_0,j 에 의해 기술될 수 있으므로, 이동되는 모든 성상도 포인트들이 하나의 변수로 제어됨을 알 수 있다.

IQ-밸런싱을 유지하면서 이동을 수행하기 때문에, 이동 후에도 성상도의 IQ-밸런싱 특성이 유지될 수 있다. 이와 같은 방법으로 IQ-밸런싱을 유지하며 최적의 캐패시티를 가지는 성상도를 찾을 수 있다. 성상도를 찾기 위하여 이동할 때, θ를 잘게 쪼개서 각각의 θ에 대해 BICM 캐패시티를 계산한 뒤에, BICM 캐패시티를 최대로 하는 θ를 찾는 방법을 사용할 수 있다. 이러한 과정을 통해 총 4개의 세트의 s_i와 s_j를 업데이트해 나갈 수 있다.

비균등하게 분포된 성상도 포인트들을 가진 성상도를 만드는 구체적인 단계들을 설명한다. 각 단계들은 생략될 수도 있으며, 다른 단계에 의해 대체되거나, 각 단계의 순서가 바뀔 수도 있다. 이 단계들은 본 발명의 사상을 설명하기 위함이며, 본 발명이 각 단계에 의해 구성되는 것으로 한정되지 아니한다.

먼저, 초기 성상도를 설정할 수 있다. 이 초기 성상도는 IQ-밸런스드 또는 IQ-시메트릭 성상도일 수 있다. 예를 들어, 초기 성상도는 유니폼 QAM, 논 유니폼 QAM, 논 유니폼 성상도(NUC)일 수 있다. 여기서 NUC 는 전술한 본 발명에 따른 NUC 일 수 있다.

초기 성상도 중에서, 성상도 포인트 두 개가 랜덤하고 유니폼하게 선정될 수 있다(s_0,i, s_0,j). 여기서 두 성상도 포인트는 다른 성상도 포인트여야 한다. 이 성상도 포인트 두 개는 1 사분면에서 선정될 수 있다.

성상도 포인트 두개가 선정되면 나머지, 2, 3, 4 분면의 성상도 포인트들도 자연적으로 선택될 수 있다. 따라서 총 8 개의 성상도 포인트들이 선택될 수 있다. 초기 성상도가 IQ-밸런스드 인 경우에는, 각 선택된 성상도는

로 표현될 수 있다. 여기서, k=0, 1, 2, 3 의 값을 가지며, i 는 j 로 치환될 수 있다. 초기 성상도가 IQ-시메트릭인 경우, 각 선택된 성상도는 conj(s_0,i), -conj(s_0,i), - s_0,i로 표현될 수 있다. 마찬가지로, i 는 j 로 치환될 수 있다. 전술한 바와 같이, 초기 성상도가 IQ-밸런스드 또는 IQ-시메트릭인 경우 각 성상도의 평균은 0 일 수 있다.

그 후,

와, BICM 캐패시티를 계산할 수 있다. 이 BICM 캐패시티가 최대가 되도록 각 성상도 포인트들을 이동할 수 있다. 최적의 성상도 위치를 찾는 방법에는 두 가지가 있을 수 있다.

첫번째 방법은,

를 활용하는 것이다. s_0,i 를 수직 또는 수평으로

만큼 이동시킬 수 있다. 이에 따라, s_0,j 역시, 수직 또는 수평으로

만큼 이동되어야 할 수 있다. 여기서,

는

와

를 이용하여 결정될 수 있다. 따라서, 총 4가지 케이스,

,

의 이동이 있을 수 있다. 이 방법은 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑에 사용될 수 있다.

두번째 방법은, θ를 활용하는 것이다. 전술한 것과 같이 θ 에 의해 성상도들의 이동이 제어될 수 있다. 따라서, 적절히 작은 크기의 각도만큼 θ를 변경시켜 가면서, 최적의 캐패시티를 갖는 성상도 위치를 찾아낼 수 있다. 여기서, 적절히 작은 크기의 각도는 실시예에 따라 1 도 일 수 있다. 또한, 각도의 범위는 0-360 도 일 수 있다. 또한, 각도의 범위에는 s_0,i -a/2 와 s_0,j -a/2 가 포함될 수 있다. 최적의 캐패시티가 서칭 범위내에 있도록 하기 위해서이다. 즉, 서칭 프로세스 중간에 캐패시티가 오히려 감소할 수 있는 여지를 차단시키기 위함이다. 이 방법은 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑에 사용될 수 있다.

전술한 두 가지 방법에 의해 성상도들을 이동시켜 가면서, 각 성상도 위치에 대해 BICM 캐패시티를 계산할 수 있다. 이동시킨 성상도에 의한 BICM 캐패시티가, 처음 계산한 BICM 캐패시티보다 큰 경우, 그 성상도로 s_0,i 와 s_0,j 를 업데이트할 수 있다.

이 후,

와 θ 를 감소시켜가며 계속해서 성상도를 찾을 수 있다. 두 파라미터가 충분히 작아지면 다시 초기 성상도 중 다른 두 개의 성상도 포인트를 선정할 수 있다. 그리고, 전술한 과정을 거쳐 새로 선정한 성상도 포인트들에 대한 최적의 위치를 찾을 수 있다.

전체 BICM 캐패시티가 수렴하면, 알고리즘을 멈추고 최종 성상도 세트를 얻을 수 있다. 여기서, 캐패시티가 수렴한다는 것은 큰 BICM 캐패시티 증가가 위의 알고리즘으로 발생하지 않는 경우를 의미할 수 있다. BICM 캐패시티의 수렴을 체크하는 것은 매번 s_i와 s_j가 바뀔때마다 할 수도 있고, 모든 M개의 성상도 포인트들을 다 한번씩 체크한뒤에 할 수도 있다.

실시예에 따라, 전술한 모든 시드(seed) 성상도에 대하여 위의 알고리즘을 수행한 뒤, 가장 좋은 성능을 가지는 성상도를 선택할 수 있다. 시드 성상도, 즉 초기 성상도는 유니폼 QAM, 논 유니폼 QAM, 논 유니폼 성상도(NUC)일 수 있다. 예를 들어, SNR 10dB 에서의 NUC-64 를, QAM, NUQ, NUC 로부터 알고리즘을 수행하려 얻을 수 있다. 실시예에 따라 9.5dB 나 10.5dB 에서 전술한 알고리즘을 통해 얻은 성상도를 시드 성상도로 삼아 알고리즘을 수행할 수도 있다.

도 92 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑방법에 의한 SNR 18 dB 에서의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 실시예는, 평균파워가 1인 유니폼-64QAM을 시드 성상도로 삼았고, θ 를 통해 성상도를 찾는 방법을 사용했다. 각도의 증가분은 1도로 했으며 모든 M개의 성상도 포인트들을 si와 sj가 한번씩 업데이트한 뒤에 캐패시티 수렴체크를 했다. 수렴체크는 BICM 캐패시티가가 1.0e-5이상 증가하지 않는지 여부를 봄으로써 수행하였다. 본 성상도는 IQ-밸런스드된 상태이며, n*pi/2-시메트릭을 만족할 수 있다.

도 93 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도의 오른 편에는, 성상도 포인트들의 좌표값이 표시되어 있다. 각 좌표들은 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 각 비트값들에 대하여, 그 좌표가 x, y 값으로 표현된 것일 수 있다.

도 94 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

본 성상도의 오른 편에는, 성상도 포인트들의 좌표값이 표시되어 있다. 각 좌표들은 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 각 비트값들에 대하여, 그 좌표가 x, y 값으로 표현된 것일 수 있다.

도 95 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 96 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 97 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 98 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

본 좌표들은, 각 비트값들이 할당되는 성상도 포인트의 좌표를 표시한 것이다. 이 좌표들은 각 비트값들에 대하여, 그 좌표가 x, y 값으로 표현된 것일 수 있다.

상기 세 좌표 테이블들은 원래 하나의 테이블이나, 공간의 제약에 의해 세 개의 테이블로 나뉘어 도시되었다.

도 99 는 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 100 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 101 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 102 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 10/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 103 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 104 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 105 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 106 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 107 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 108 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 109 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 110 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 111 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 112 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 11/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 113 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 114 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 115 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 116 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 117 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 118 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 119 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 120 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 121 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 122 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 12/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 123 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 124 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 64 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 125 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 126 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 127 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 128 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-밸런스드 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 129 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도를 도시한 도면이다.

도 130 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 일부이다.

도 131 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 다른 일부이다.

도 132 은 본 발명의 일 실시예에 따른 IQ-시메트릭 논 유니폼 성상도 매핑 방법에 의한, 13/15 코드레이트의 256 NUC 의 성상도의 좌표값들을 도시한 도면의 또 다른 일부이다.

도 133은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법을 나타낸다.

방송 신호 송신 방법은 인풋 스트림들을 복수의 PLP들로 프로세싱하는 단계, 각 PLP의 데이터를 인코딩하는 단계, 적어도 하나의 프레임을 빌딩하는 단계 및/또는 OFDM 방법을 통해 데이터를 모듈레이팅하고 방송신호를 전송하는 단계를 포함할 수 있다.

인풋 스트림들을 복수의 PLP들로 프로세싱하는 단계에서, 전술한 인풋 포매팅 모듈이 인풋 스트림들을 프로세싱할 수 있다. 인풋 포매팅 모듈은 인풋 스트림들을 PLP들의 BB (베이스밴드) 프레임들로 프로세싱할 수 있다. 인풋 포매팅 모듈은 인풋 스트림들을 PLP들로 디멀티플렉싱할 수 있다.

PLP들의 데이터를 인코딩하는 단계에서, 전술한 코딩 & 모듈레이션 모듈은 각 PLP의 데이터를 인코딩할 수 있다. PLP는 DP로도 칭할 수 있다. 각 데이터 패스 (data path) 내의 데이터는 코드 레이트에 기초하여 인코딩될 수 있다. 이 단계는 LDPC (Low Density Parity Check) 인코딩하는 단계, 비트인터리빙하는 단계, 컨스텔레이션 매핑하는 단계, MIMO (Multi Input Multi Output) 인코딩하는 단계, 및/또는 타임 인터리빙하는 단계를 포함할 수 있다. LDPC 코드로 인코딩하는 단계는 LDPC 인코더에 의한 LDPC 인코딩에 대응할 수 있다. LDPC 인코더는 PLP들 내의 BB 프레임들을 LDPC 코드들로 인코딩할 수 있다. 비트 인터리빙하는 단계는 비트 인터리버에 의한 비트 인터리빙에 대응할 수 있다. 컨스텔레이션 매핑은 컨스텔레이션 매퍼에 의해 수행되는 컨스텔레이션 매핑에 대응할 수 있다. MIMO 인코딩은 전술한 MIMO 인코더에 의해 수행되는 MIMO 인코딩을 칭할 수 있다. 타임 인터리빙은 타임 인터리버에 의한 타임 인터리빙에 대응할 수 있다.

적어도 하나의 신호 프레임을 빌딩하는 단계에서, 전술한 프레임 스트럭처 모듈은 PLP들의 인코딩된 데이터를 매핑하여 신호 프레임을 빌딩할 수 있다 .

OFDM 방법으로 데이터를 모듈레이팅하고 방송 신호들을 전송하는 단계에서, 전술한 웨이브폼 제너레이션 모듈은 데이터를 OFDM 방법으로 모듈레이팅하고, 방송 신호들을 전송할 수 있다.

이 실시예에서, 각 PLP의 상기 비트 인터리빙된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 매핑될 수 있다. 이는 컨스텔레이션 매핑이 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 모듈레이션 타입에 의해 수행될 수 있음을 의미한다. 각 PLP 패스(path)는 서로 다른 컨스텔레이션 매핑 모듈레이션을 사용될 수 있다. 예를 들어 한 PLP 패스에는 QAM이 이용될 수 있으며, 반면 다른 PLP 패스에는 NUC가 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, 컨스텔레이션들은 컴플렉스 플레인의 인-페이즈 (in-phase) 축에 대칭되도록 배치되고, 또한 컴플렉스 플레인의 쿼드러처 (quadrature) 축에 대칭되도록 배치될 수 있다. 각 컨스텔레이션 포인트들은 컴플렉스 플레인의 I와 Q 축에 대해 대칭으로 배치될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, 컨스텔레이션 각각은 컴플렉스 플레인 내에서 90도의 배수로 회전될(rotated) 수 있고, 회전된 컨스텔레이션들은 오리지널 컨스텔레이션들과 오버랩될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, 비트 인터리빙된 데이터가 NUC를 이용하여 매핑될 때, 컨스텔레이션들의 세트는 임의의(arbitrary) 모양을 가질 수 있다. NUC의 컨스텔레이션은 임의의 모양을 가질 수 있다. NUC의 컨스텔레이션은 컨센트릭 서클 (concentric circle) 모양을 가질 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, 비트 인터리빙된 데이터가 NUC를 이용하여 매핑되고, 컨스텔레이션들의 수가 64이고, 코드 레이트가 6/15일 때, 컨스텔레이션은 도 66과 같이 배치될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, 각 컨스텔레이션들의 리얼 컴포넌트 (실수부) 및 이미지너리 컴포넌트 (허수부)는 다음의 표와 같이 표현될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, 관련된 PLP에 의해 사용된 컨스텔레이션의 세트는 신호 프레임 내의 PLP 모듈레이션 파라미터에 의해 시그널링될 수 있다. PLP 모듈레이션 파라미터는 전술한 PLS1 또는 PLS2에 포함될 수 있다.

상술한 스텝들은 디자인에 따라 유사하거나 동일한 기능을 수행하는 스텝들에 의해 대체되거나 생략될 수 있다.

도 134는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호를 수신하는 방법을 나타낸 도면이다. 방송 신호 수신 방법은 방송 신호들을 수신하고, 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 디모듈레이팅하는 단계, 적어도 하나의 신호 프레임을 파싱하는 단계, 각 PLP의 데이터를 디코딩하는 단계 및/또는 아웃풋 스트림들을 출력하기 위해 각 PLP의 디코딩된 데이터를 프로세싱하는 단계를 포함할 수 있다.

방송 신호들을 수신하고, 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 디모듈레이팅하는 단계에서 전술한 싱크로나이제이션 & 디모듈레이션 모듈은 방송 신호들을 수신하고, OFDM 방법에 의해 데이터를 디모듈레이팅할 수 있다.

적어도 하나의 신호 프레임을 파싱하는 단계에서 전술한 프레임 파싱 모듈은 PLP들의 데이터를 디매핑하여 신호 프레임을 파싱할 수 있다.

각 PLP의 데이터를 디코딩하는 단계에서 전술한 디매핑 & 디코딩 모듈은 PLP 데이터를 디코딩할 수 있다. PLP의 데이터를 디코딩하는 단계는, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 타임 디인터리빙하는 단계, 타임 디인터리빙된 상기 PLP의 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 디코딩하는 단계, MIMO 디코딩된 데이터를 상기 코드 레이트에 따라 컨스텔레이션들의 세트로부터 디매핑하는 단계, 디매핑된 데이터를 비트 디인터리빙하는 단계, 및 상기 비트 디인터리빙된 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 디코딩하는 단계를 포함할 수 있다.

타임 디인터리빙하는 단계에서, 전술한 타임 디인터리버는 PLP 데이터를 타임 디인터리빙할 수 있다. MIMO 디코딩 단계에서, 전술한 MIMO 디코더는 PLP data에 대한 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. MIMO 코이피션트(coefficient)는 파워 임밸런스(imbalance)를 어드저스팅(adjusting)하기 위해 사용될 수 있다. 컨스텔레이션들로부터 디매핑하는 단계에서 전술한 컨스텔레이션 디매퍼는 디매핑을 수행할 수 있다. 디매핑은 PLP 데이터에 대해 수행될 수 있다. 비트 디인터리빙 단계에서, 전술한 비트 디인터리버는 비트 디인터리빙을 수행할 수 있다. LDPC 디코딩 스텝에서 전술한 LDPC 디코더 또는 FEC 디코더는 BB 프레임들을 출력하기 위해 LDPC 코드에 따라 PLP 데이터를 디코딩할 수 있다.

아웃풋 스트림들을 출력하기 위해 각 PLP의 디코딩된 데이터를 프로세싱하는 단계에서, 전술한 아웃풋 프로세서는 PLP들의 BB 프레임들에 대해 아웃풋 프로세싱을 수행할 수 있다. 아웃풋 프로세서는 아웃풋 스트림들을 출력할 수 있다.

이 실시예에서, 각 PLP의 MIMO 디코딩된 데이터들은 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 디매핑될 수 있다. 이는 컨스텔레이션 디매핑이 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 모듈레이션 타입에 의해 수행될 수 있음을 의미한다. 각 PLP 패스(path)는 서로 다른 컨스텔레이션 디매핑 모듈레이션을 사용될 수 있다. 예를 들어 한 PLP 패스에는 QAM이 이용될 수 있으며, 반면 다른 PLP 패스에는 NUC가 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, MIMO 디코딩된 데이터가 NUC를 이용하여 디매핑될 때, 컨스텔레이션들의 세트는 임의의(arbitrary) 모양을 가질 수 있다. NUC의 컨스텔레이션은 임의의 모양을 가질 수 있다. NUC의 컨스텔레이션은 컨센트릭 서클 (concentric circle) 모양을 가질 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법에서, MIMO 디코딩된 데이터가 NUC를 이용하여 디매핑되고, 컨스텔레이션들의 수가 64이고, 코드 레이트가 6/15일 때, 컨스텔레이션은 도 66과 같이 배치될 수 있다.

본 발명의 설명은 명료화를 위해 첨부된 도면의 각각을 참조하여 설명하지만, 첨부된 도면에 도시된 실시예를 서로 병합함으로써 새로운 실시예(들)를 설계할 수 있다. 상기 설명에서 언급된 실시예를 실행하는 프로그램이 기록된 컴퓨터 판독가능 기록 매체가 당업자의 필요에 따라 설계되면, 이는 첨부된 청구 범위 및 그 동등물의 범위에 속할 수 있다.

본 발명에 따른 장치 및 방법은 상기 설명에서 언급된 실시예들의 구성들 및 방법들에 의해 제한되지 않는다. 상기 설명에서 언급된 실시예는 전체적으로 또는 부분적으로 서로 선택적으로 결합되는 방식으로 구성되어 다양한 변형이 가능하다.

또한, 본 발명에 따른 방법은 네트워크 장치에 제공되는 프로세서 판독가능 기록 매체에서 프로세서 판독가능 코드로 구현될 수 있다. 프로세서 판독가능 매체는 프로세서에 의해 판독가능한 데이터를 저장할 수 있는 모든 종류의 기록 장치를 포함할 수 있다. 프로세서 판독가능 기록 매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한, 인터넷을 통한 전송 등과 같은 캐리어 웨이브의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 프로세서 판독가능 기록 매체는 네트워크를 통해 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 프로세서 판독가능 코드가 저장되고 실행될 수 있다.

당업자는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 본 발명의 다양한 변형 및 변경이 가능함을 인식할 것이다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구범위 및 그 동등물의 범위 내에서 제공되는 본 발명의 변형 및 변경을 커버한다.

장치 및 방법 발명이 본 명세서에 언급되었으며, 이들 장치 및 방법 발명의 설명은 서로 상호보완적으로 적용될 수 있다.

다양한 실시예가 본 발명을 수행하는 최상의 모드로 기재되었다.

본 발명은 방송 신호 제공 필드에서 유용하다.

본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않고 본 발명의 다양한 변형과 변경이 가능하다는 것은 당업자에게 자명하다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구범위 및 그 동등물의 범위 내에서 제공되는 본 발명의 모든 변형과 변경을 커버하는 것으로 의도된다.

Claims

방송 신호들을 전송하는 방법에 있어서,
인풋 스트림들을 복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)로 프로세싱하는 단계;
각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 인코딩하는 단계, 여기서 상기 PLP의 데이터를 인코딩하는 단계는, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 인코딩하는 단계, 상기 LDPC 인코딩된 PLP의 데이터를 비트인터리빙하는 단계, 상기 코드 레이트에 따라 상기 비트 인터리빙된 데이터를 컨스텔레이션들의 세트로 매핑하는 단계, 상기 매핑된 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 인코딩하는 단계, 및 상기 MIMO 인코딩된 데이터를 타임 인터리빙하는 단계를 포함함;
상기 PLP의 인코딩된 데이터를 매핑하여 적어도 하나의 신호 프레임을 빌딩하는 단계; 및
상기 빌딩된 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 모듈레이팅하고, 상기 모듈레이팅된 데이터를 갖는 상기 방송 신호들을 전송하는 단계를 포함하고,
여기서 각 PLP의 상기 비트 인터리빙된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 매핑되는 방송 신호 송신 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 컨스텔레이션들은 컴플렉스 플레인의 인-페이즈 (in-phase) 축에 대칭되도록 배치되고,
상기 컨스텔레이션들은 상기 컴플렉스 플레인의 쿼드러처 (quadrature) 축에 대칭되도록 배치되는 방송 신호 송신 방법.
방송 신호들을 수신하는 방법에 있어서,
적어도 하나의 신호 프레임을 갖는 상기 방송 신호들을 수신하고, 상기 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 디모듈레이팅하는 단계;
복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)의 데이터를 디매핑하여 상기 적어도 하나의 신호 프레임을 파싱하는 단계;
각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 디코딩하는 단계, 여기서 상기 PLP의 데이터를 디코딩하는 단계는, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 타임 디인터리빙하는 단계, 상기 타임 디인터리빙된 상기 PLP의 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 디코딩하는 단계, 상기 MIMO 디코딩된 데이터를 상기 코드 레이트에 따라 컨스텔레이션들의 세트로부터 디매핑하는 단계, 상기 디매핑된 데이터를 비트 디인터리빙하는 단계, 및 상기 비트 디인터리빙된 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 디코딩하는 단계를 포함함; 및
아웃풋 스트림들을 출력하기 위해 각 PLP의 상기 디코딩된 데이터를 프로세싱하는 단계를 포함하고,
여기서 각 PLP의 상기 MIMO 디코딩된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 디매핑되는 방송 신호 수신 방법.
제 3 항에 있어서,
상기 컨스텔레이션들은 컴플렉스 플레인의 인-페이즈 (in-phase) 축에 대칭되도록 배치되고,
상기 컨스텔레이션들은 상기 컴플렉스 플레인의 쿼드러처 (quadrature) 축에 대칭되도록 배치되는 방송 신호 수신 방법.
방송 신호들을 전송하는 장치에 있어서,
인풋 스트림들을 복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)로 프로세싱하는 인풋 프로세싱 모듈;
각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 인코딩하는 인코딩 모듈, 여기서 상기 인코딩 모듈은, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 인코딩하는 LDPC 블록, 상기 LDPC 인코딩된 PLP의 데이터를 비트인터리빙하는 비트 인터리빙 블록, 상기 코드 레이트에 따라 상기 비트 인터리빙된 데이터를 컨스텔레이션들의 세트로 매핑하는 매핑 블록, 상기 매핑된 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 인코딩하는 MIMO 인코딩 블록, 및 상기 MIMO 인코딩된 데이터를 타임 인터리빙하는 타임 인터리빙 블록을 포함함;
상기 PLP의 인코딩된 데이터를 매핑하여 적어도 하나의 신호 프레임을 빌딩하는 프레임 빌딩 모듈; 및
상기 빌딩된 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 모듈레이팅하고, 상기 모듈레이팅된 데이터를 갖는 상기 방송 신호들을 전송하는 OFDM 모듈을 포함하고,
여기서 각 PLP의 상기 비트 인터리빙된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 매핑되는 방송 신호 송신 장치.
제 5 항에 있어서,
상기 컨스텔레이션들은 컴플렉스 플레인의 인-페이즈 (in-phase) 축에 대칭되도록 배치되고,
상기 컨스텔레이션들은 상기 컴플렉스 플레인의 쿼드러처 (quadrature) 축에 대칭되도록 배치되는 방송 신호 송신 장치.
방송 신호들을 수신하는 장치에 있어서,
적어도 하나의 신호 프레임을 갖는 상기 방송 신호들을 수신하고, 상기 신호 프레임 내의 데이터를 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 디모듈레이팅하는 리시빙 모듈;
복수의 피지컬 레이어 파이프들 (Physical Layer Pipes, PLPs)의 데이터를 디매핑하여 상기 적어도 하나의 신호 프레임을 파싱하는 파싱 모듈;
각 PLP의 데이터를 코드 레이트에 따라 디코딩하는 디코딩 모듈, 여기서 상기 디코딩 모듈은, 적어도 하나의 PLP의 데이터를 타임 디인터리빙하는 타임 디인터리빙 블록, 상기 타임 디인터리빙된 상기 PLP의 데이터를 MIMO (Multi Input Multi Output) 디코딩하는 MIMO 디코딩 블록, 상기 MIMO 디코딩된 데이터를 상기 코드 레이트에 따라 컨스텔레이션들의 세트로부터 디매핑하는 디매핑 블록, 상기 디매핑된 데이터를 비트 디인터리빙하는 비트 디인터리빙 블록, 및 상기 비트 디인터리빙된 데이터를 LDPC (Low Density Parity Check) 코드로 디코딩하는 LDPC 블록을 포함함; 및
아웃풋 스트림들을 출력하기 위해 각 PLP의 상기 디코딩된 데이터를 프로세싱하는 아웃풋 프로세싱 블록을 포함하고,
여기서 각 PLP의 상기 MIMO 디코딩된 데이터는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), NUQ (Non Uniform QAM), 또는 NUC (Non Uniform Constellation) 중 하나를 이용하여 디매핑되는 방송 신호 수신 장치.
제 7 항에 있어서,
상기 컨스텔레이션들은 컴플렉스 플레인의 인-페이즈 (in-phase) 축에 대칭되도록 배치되고,
상기 컨스텔레이션들은 상기 컴플렉스 플레인의 쿼드러처 (quadrature) 축에 대칭되도록 배치되는 방송 신호 수신 장치.