KR20160077230A - Ｈａｒｑ 프로토콜을 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

본 명세서에 기술된 방법들은 무선 통신 시스템들을 위한 것이다. 본 발명의 일 태양이 HARQ 프로세스에 대한 방법과 관련되는데, 상기 HARQ 프로세스는 인코더 패킷의 제1 송신 및 적어도 하나의 재송신을 포함한다. 상기 방법은 각각의 송신을 위해 송신 자원을 할당하는 단계를 수반한다. 상기 방법은 제어 정보를 각각의 송신에 대해 기지국으로부터 이동국에 송신하는 단계를 수반한다. 상기 제어 정보는 상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보와, 상기 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별(identification)을 포함한다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 특정한 제어 정보는 기지국으로부터 이동국으로 신호되어 RAS-HARQ 동작을 가능하게 한다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 재송신 신호가 제1 송신 및 재송신 둘 다에 사용되는 정규적인 유니캐스트 신호의 일부로서 포함된다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 3상태 수신 확인 채널 및 연관된 복구 동작은 기지국과 이동국이 제어 신호 오류로부터 복구되고 패킷 손실을 감소시킬 수 있도록 한다.

Description

ＨＡＲＱ 프로토콜을 위한 방법 및 시스템{METHODS AND SYSTEMS FOR HARQ PROTOCOLS}
[우선권]
본 출원은 본 명세서에 그 전체가 참고로서 포함되는 2008년 4월 21일에 출원된 미국 임시 특허 출원 제61/046,625호 및 2008년 5월 5일에 출원된 미국 임시 특허 출원 제61/050,329호의 이익을 청구한다.
본 발명은 무선 통신 시스템들과 관련된다.
이동국들이 다른 이동국들 또는 유선 네트워크들에 연결된 유선 단말기들과 통신할 수 있도록 하기 위한 다양한 무선 액세스 기술들이 제안 또는 구현되었다. 무선 액세스 기법들의 예들은 3GPP(Third Generation Partnership Project)에 의해 정의된 GSM(Global System for Mobile communications) 및 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System) 기술들과 3GPP2에 의해 정의된 CDMA 2000(Code Division Multiple Access 2000) 기술들을 포함한다.
스펙트럼 효율을 향상시키고, 서비스를 향상시키며, 비용을 낮추는 것 등을 위한 무선 액세스 기술들의 지속적인 발전의 일부로서, 새로운 표준들이 제안되었다. 이러한 새로운 표준 중 하나는 UMTS 무선 네트워크를 개선하고자 하는 3GPP 로부터의 LTE(Long Term Evolution) 표준이다. 3GPP2로부터의 CDMA 2000 무선 액세스 기술 또한 발전하고 있다. CDMA 2000의 발전형은 현저히 더 높은 속도와 감소된 레이턴시(latency)를 지원하는 UMB(Ultra Mobile Broadband) 액세스 기술이라고 일컬어진다.
다른 유형의 무선 액세스 기술은 WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access) 기술이다. WiMAX는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 표준에 기초한다. WiMAX 무선 액세스 기술은 무선 광대역 액세스를 제공하도록 설계된다.
HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request) 송신/동작 기법들의 몇몇 변형이 위에서 살펴본 액세스 기술들에 존재한다. 하나의 변형은 각각의 인코딩된 패킷이 하나의 사용자로부터의 데이터를 포함하는 유니캐스트(unicast) HARQ이다. 이는 인코딩된 패킷의 각 송신(제1 및 모든 재송신)에 대해 MCS(Modulation and Coding Scheme), 송신 시간(슬롯/프레임) 및 자원 할당이 독립적인 경우에 완전히 비동기적일 수 있다. 각각의 송신 및 재송신에 대한 자원 할당, MCS 및 사용자 ID들을 기술하기 위해 배당 신호가 사용된다. 이러한 접근법은 실시간 채널 조건들에 대한 적응을 가능하게 하지만, 큰 신호 오버헤드(overhead)를 초래한다. 그 대신 유니캐스트 HARQ는 완전히 동기적일 수 있다. 이러한 경우, 송신(제1 및 모든 재송신)에 대한 MCS 기법은 동일하며, 자원 할당(위치)은 제1 및 모든 재송신에 대해 동일하게 남는다(송신 위치는 제1 송신과 동일해야 함). 송신 간격은 고정되고, 배당 신호는 제1 송신에 대해서만 요구된다. 이는 재송신에 대해 더 낮은 신호 오버헤드를 가능하게 하지만, 필요하지 않을 수 있는 재송신을 위해 소정의 자원이 보유될 필요가 있기 때문에 발생하는 자원의 불규칙한 결여로 인해 제1 송신에 대해 현저한 스케줄링 복잡도 및 신호 오버헤드를 야기할 수 있다.
다른 HARQ 변형은 각각의 인코딩된 패킷이 복수의 사용자를 위한 데이터를 포함하는 멀티캐스트(multicast) HARQ이다. 복수의 사용자 사이의 최악의 CQI(Channel Quality Indicator)들은 MCS를 선택하는 데 고려된다. 전체 패킷은 사용자들 중 일부가 패킷을 성공적으로 디코딩하였을 수 있더라도 하나 이상의 사용자가 이를 성공적으로 디코딩할 수 없으면 재송신된다. 멀티캐스트 HARQ는 완전히 비동기적인 기법 및 완전히 동기적인 기법을 사용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 제1 태양에 따르면, 인코더 패킷의 제1 송신 및 적어도 하나의 재송신을 포함하는 HARQ 프로세스에 대해서, 각각의 송신에 대해 제어 정보를 기지국으로부터 이동국에 송신하는 단계를 포함하는 방법이 제공되는데, 여기에서 각각의 송신에 대한 송신 자원이 할당되며, 상기 제어 정보는 상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보와, 상기 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별(identification)을 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보를 송신하는 단계는 상기 인코더 패킷을 고유하게 식별하기 위한 인코더 패킷 식별자(ID); 및 이전의 송신의 자원 식별자(ID) 중 하나를 송신하는 단계를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 제1 송신에 대한 제어 정보를 송신하는 단계는 또한 상기 인코더 패킷에 대한 MCS; 상기 인코더 패킷을 송신하는 데 사용되는 MIMO 모드; 및 상기 인코더 패킷의 HARQ 송신에 관한 제어 정보의 하나 이상의 다른 부분 중 하나 이상을 포함한다.
일부 실시예들에서, 제어 정보를 송신하는 단계는 상기 이동국과 연관된 사용자 식별자(ID)를 사용하여 상기 제어 정보를 스크램블링(scramble)하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예들에서, 적어도 하나의 유니캐스트 업링크(UL) 송신을 위한 송신 자원을 할당하기 위해, 제어 정보를 송신하는 단계는 DL 송신 자원의 일부인 UL 제어 세그먼트(segment)를 송신하는 단계를 포함하는데, 상기 UL 제어 세그먼트는 각각의 적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신에 대한 유니캐스트 제어 정보를 송신하기 위한 UL 제어 세그먼트 내의 위치를 식별하는 부분과, 상기 유니캐스트 UL 송신을 송신하는 데 사용하기 위한 제어 정보를 정의하는 부분을 포함한다.
일부 실시예들에서, 적어도 하나의 유니캐스트 다운링크(DL) 송신을 위한 송신 자원을 할당하기 위해, 제어 정보를 송신하는 단계는 각각의 적어도 하나의 유니캐스트 DL 송신에 대해 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽(traffic) 세그먼트를 송신하는 단계를 포함하는데, 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트는 상기 유니캐스트 DL 송신을 송신하는 데 사용하기 위한 제어 정보를 정의하는 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 일부와 상기 각각의 유니캐스트 DL 송신을 위한 데이터를 송신하기 위한 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 일부를 포함한다.
본 발명의 제2 태양에 따르면, DL HARQ 송신을 수신 확인하기 위한 방법이 제공되는데, 상기 방법은 인코더 패킷을 수신하는 단계와, 상기 인코더 패킷이 성공적으로 디코딩되는 경우 긍정 응답(ACK)을 송신하는 단계와, 상기 인코더 패킷이 성공적으로 디코딩되지 않는 경우 부정 응답(NAK)을 송신하는 단계와, 상기 NAK을 송신하는 미리 결정된 시간 기간 내에 재송신이 수신되지 않는 경우 상기 재송신에 관한 제어 정보 신호가 수신되지 않았음을 나타내는 NULL을 송신하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제3 태양에 따르면, DL HARQ 송신을 수신 확인하기 위한 방법이 제공되는데, 상기 방법은 이전에 송신된 인코더 패킷에 응답하여 긍정 응답(ACK)이 수신된 경우 인코더 패킷을 재송신하지 않는 단계와, 이전에 송신된 인코더 패킷에 응답하여 부정 응답(NAK)이 수신된 경우 상기 인코더 패킷의 서브패킷(sub-packet)을 재송신하는 단계와, 이전에 송신된 인코더 패킷에 관한 제어 정보 신호가 NULL의 송신자에 의해 수신되지 않았음을 나타내는 NULL이 수신되는 경우 상기 인코더 패킷의 적어도 하나의 서브패킷을 재송신하는 단계를 포함한다.
일부 실시예들에서, NULL이 수신되는 경우 상기 인코더 패킷의 적어도 하나의 서브패킷을 재송신하는 단계는 상기 NULL이 제1 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브패킷에 응답하여 수신되는 경우 상기 제1 서브패킷 송신을 재송신하는 단계(상기 제1 서브패킷 송신은 제1 서브패킷 송신에서 발송된 제어 정보 신호를 포함함)와, 상기 NULL이 제1 서브패킷 송신에 대한 후속 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브패킷에 응답하여 수신되는 경우 상기 후속 서브패킷 송신을 재송신하는 단계를 포함하는데, 상기 후속 서브패킷 송신은 상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보 및 상기 후속 서브패킷 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별을 포함하는 제어 정보 신호를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 제어 정보 신호를 재송신하는 단계는 상기 인코더 패킷을 고유하게 식별하기 위한 인코더 패킷 식별자(ID) 및 이전의 송신의 자원 식별자(ID) 중 하나를 송신하는 단계를 포함한다.
일부 실시예들에서, 상기 제1 서브패킷 송신에서 발송된 제어 정보 신호를 재송신하는 단계는 상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보; 상기 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별; 및 상기 인코더 패킷에 대한 MCS, 상기 인코더 패킷을 송신하는 데 사용되는 MIMO 모드, 및 상기 인코더 패킷의 HARQ 송신에 관한 제어 정보의 하나 이상의 다른 부분 중 하나 이상을 포함한다.
본 발명의 제4 태양에 따르면, UL HARQ 송신을 재스케줄링(reschedule)하기 위한 방법이 제공되는데, 상기 방법은 인코더 패킷이 성공적으로 디코딩되지 않는 경우 미리 결정된 시간 간격으로 서브패킷의 UL 송신을 스케줄링하는 단계 및 위에서 기술된 본 발명의 제1 태양에 따라 상기 UL 송신에 관한 제어 정보를 송신하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제5 태양에 따르면, UL HARQ 송신을 위한 오류 복구 방법이 제공되는데, 제1 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브패킷에 응답하여 NULL이 수신되는 경우 임의의 시간에 상기 제1 서브패킷 송신의 재송신을 동적으로 스케줄링하고 상기 제1 서브패킷 송신을 재송신하는 단계(상기 제1 서브패킷 송신은 제1 서브패킷 송신에서 발송된 제어 정보 신호를 포함함)와, 제1 서브패킷 송신에 대한 후속 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브패킷에 응답하여 NULL이 수신되는 경우 미리 결정된 시간에 상기 제1 서브패킷 송신의 재송신을 스케줄링하고 상기 후속 서브패킷 송신을 재송신하는 단계를 포함하는데, 상기 후속 서브패킷 송신은 상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보 및 상기 후속 서브패킷 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별을 포함하는 제어 신호 정보를 포함한다.
본 발명의 제6 태양에 따르면, 이동국에 발송되는 구성 신호에서 각각 정의되고, TDD(Time Division Duplexing) 다운링크/업링크(TDD DL/UL) 비율 및 FDD(Frequency Division Duplexing) 다운링크/업링크(FDD DL/UL) 비율 중 적어도 하나의 함수인, 알려진 HARQ 긍정 응답(ACK) 지연, 재송신 지연 및 HARQ 인터레이스(interlace)의 개수를 갖는 시스템에 있어서, 기지국에서, 상기 기지국에 의해 인코더 패킷의 이전에 발송된 송신에 응답하여 구성 신호에 기초하여 이동국으로부터 ACK/NAK를 수신하기 위한 타이밍을 결정하는 단계와; 이동국에서, 상기 이동국에 의해 이전에 발송된 NAK에 응답하여 상기 구성 신호에 기초하여 기지국으로부터 인코더 패킷의 서브 패킷의 송신 및 재송신 중 하나를 수신하기 위한 타이밍을 결정하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.
일부 실시예들에서, 이동국에 발송되는 구성 신호에서 각각 정의되는 상기 HARQ 긍정 응답(ACK) 지연, 재송신 지연 및 HARQ 인터레이스의 개수는 레거시(legacy) 및 비 레거시 송신 자원을 분할하는 함수이다.
일부 실시예들에서, 비 레거시 송신 자원은 IEEE 802.16m, WiMAX evolution 및 LTE advanced 중 적어도 하나에 의해 지원되는 송신 자원이다.
일부 실시예들에서, 상기 ACK/NAK 및 상기 송신 및 재송신은 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나 상에서 송신될 수 있다.
일부 실시예들에서, 프레임의 서브프레임들의 TDD DL/UL 비율이 비대칭인 경우, 대응하는 DL 송신에 대한 UL ACK들(상기 UL ACK들에 대해 이용 가능한 UL 서브프레임들보다 많은 상기 프레임의 DL 서브프레임들에서 DL 송신이 일어남)에 대해, 복수의 UL ACK를 하나의 UL 서브프레임에서 송신하고, 대응하는 UL 송신에 대한 DL ACK들(상기 DL ACK들에 대해 이용 가능한 DL 서브프레임들보다 많은 상기 프레임의 UL 서브프레임들에서 UL 송신이 일어남)에 대해, 복수의 DL ACK를 하나의 DL 서브프레임에서 송신한다.
일부 실시예들에서, 프레임의 서브프레임들의 FDD DL/UL 비율이 비대칭인 경우, 대응하는 DL 송신에 대한 UL ACK들(상기 UL ACK들에 대해 이용 가능한 UL 서브프레임들보다 많은 상기 프레임의 DL 서브프레임들에서 DL 송신이 일어남)에 대해, 복수의 UL ACK를 하나의 UL 서브프레임에서 송신하고, 대응하는 UL 송신에 대한 DL ACK들(상기 DL ACK들에 대해 이용 가능한 DL 서브프레임들보다 많은 상기 프레임의 UL 서브프레임들에서 UL 송신이 일어남)에 대해, 복수의 DL ACK를 하나의 DL 서브프레임에서 송신한다.
본 발명의 다른 태양들 및 특징들은 본 발명의 특정한 실시예들에 관한 아래의 설명을 첨부된 도면들과 함께 검토함으로써 본 기술 분야의 당업자에게 자명해질 것이다.
이제 본 발명의 실시예들이 아래와 같은 첨부된 도면들을 참조하여 기술될 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예들이 구현될 수 있는 셀룰러 통신 시스템의 블록도.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른, 서브프레임 제어 신호에 사용되는 송신 자원의 개략도.
도 3a 내지 3e는 본 발명의 실시예에 따른, HARQ 기법을 위한 DL 송신 및 UL 긍정 응답에 대한 다운링크(DL) 및 업링크(UL) 부분들을 갖는 무선 프레임(radio frame)의 예시 개략도들.
도 4a 내지 4c는 본 발명의 실시예에 따른, HARQ 기법을 위한 UL 송신 및 DL 긍정 응답에 대한 다운링크(DL) 및 업링크(UL) 부분들을 갖는 무선 프레임의 예시 개략도들.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른, 그룹 및 유니캐스트 할당이 공존할 수 있는 자원 가용성 비트맵의 예의 개략도.
도 6a는 종래의 패킷 준비에 관한 개략도.
도 6b는 본 발명의 실시예에 따른, 간섭 소거에 사용하기 위한 패킷의 중첩을 위한 패킷 준비 프로세스의 개략도.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른, 패킷 준비 프로세스가 패킷의 중첩을 위해 사용되는 시스템에 대한 개략도.
도 8은 각각의 캐리어(carrier)들의 간격으로 인해 정렬되지 않은 두 인접 캐리어의 서브캐리어들의 개략도.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른, 각 캐리어가 송신 자원 내의 레거시 및 비 레거시 서브프레임들을 둘 다 지원하는 두 인접 캐리어의 예에 관한 개략도.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른, 하나의 캐리어가 레거시 송신을 지원하고 다른 캐리어가 비 레거시 송신을 지원하는 두 인접 캐리어의 예에 관한 개략도.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른, 하나의 캐리어가 송신 자원 내의 레거시 및 비 레거시 서브프레임들을 둘 다 지원하고 다른 캐리어가 송신 자원 내의 비 레거시 서브프레임만을 지원하는 두 인접 캐리어의 예에 관한 개략도.
도 12a 및 12b는 본 발명의 실시예에 따른, 두 캐리어가 비 레거시 송신을 지원하는 두 인접 캐리어의 예에 관한 개략도.
도 13a 및 13b는 본 발명의 다른 실시예에 따른, 두 캐리어가 비 레거시 송신을 지원하는 두 인접 캐리어의 예에 관한 개략도.
도 13c는 본 발명의 실시예에 따른, 캐리어들 각각이 비 레거시 송신을 지원하는 복수의 인접 캐리어의 예에 관한 개략도.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른, 하나의 캐리어가 레거시 송신을 지원하고 다른 캐리어가 비 레거시 송신을 지원하는 두 인접 캐리어의 예에 관한 개략도.
도 15는 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시의 기지국의 블록도.
도 16은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시의 무선 단말기의 블록도.
도 17은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시의 OFDM 송신기 아키텍처의 논리적인 명세에 관한 블록도.
도 18은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 예시의 OFDM 수신기 아키텍처의 논리적인 명세에 관한 블록도.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른 예시의 방법의 흐름도.
도 20은 본 발명의 다른 실시예에 따른 예시의 방법의 흐름도.
도 21은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 예시의 방법의 흐름도.
도 22는 본 발명의 추가적인 실시예에 따른 예시의 방법의 흐름도.
도 23은 본 발명의 다른 실시예에 따른 예시의 방법의 흐름도.
도 24는 본 발명의 추가적인 실시예에 따른 예시의 방법의 흐름도.
도 25는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 예시의 방법의 흐름도.
통신 시스템에 사용하기 위한 본 발명의 실시예들에 대한 맥락을 제공하기 위한 목적으로, 도 1은 대응하는 기지국들(BS)(14)에 의해 서비스되는 복수의 셀(12) 내에서의 무선 통신을 제어하는 기지국 제어기(Base Station Controller: BSC)(10)를 도시한다. 일반적으로, 각 기지국(14)은 대응하는 기지국(14)과 연관된 셀(12) 내의 이동 및/또는 무선 단말기들(16)과의 통신을 OFDM을 사용하여 용이하게 한다. 이동 단말기들(16)은 아래의 설명에서 사용자들 또는 UE라고 일컬어질 수 있다. 개별 셀들은 복수의 섹터(도시되지 않음)를 가질 수 있다. 기지국들(14)에 대한 이동 단말기들(16)의 이동은 채널 조건들에 있어서 현저한 변동을 초래한다. 도시된 바처럼, 기지국들(14)과 이동 단말기들(16)은 통신을 위한 공간 다이버시티(spatial diversity)를 제공하기 위한 복수의 안테나를 포함할 수 있다.
본 명세서에 기술되는 송신 방법들은 업링크(UL) 및 다운링크(DL) 중 하나 또는 둘 다에 대해 수행될 수 있다. UL은 이동국으로부터 기지국으로의 방향으로 송신한다. DL은 기지국으로부터 이동국의 방향으로 송신한다.
무선 시스템들을 위한 HARQ 프로토콜 및 타이밍
TGm SRD(IEEE 802.16m-07/002r4)는 아래의 요건들을 지정한다.
데이터 레이턴시에 관한 6.2.1 절에서, 표 3은 10 ms의 DL 및 UL에 대한 최대 허용 가능 레이턴시를 정의한다.
시스템 오버헤드에 관한 6.10 절에서, "모든 용도들에 대해, 제어 신호에 대한 오버헤드뿐만 아니라 베어러(bearer) 데이터 전송과 관련된 오버헤드를 포함하는 오버헤드는 전체 성능을 손상키지 않고 시스템 특징들의 적절한 지원을 보장하면서 실행 가능한 한도까지 감소될 것이다"라고 정의된다.
본 발명의 태양들은 위의 요건들의 태양들에 대처하기 위한 HARQ 기법을 제공한다. 그러나, 본 발명의 태양들은 IEEE 802.16m에 관하여 기술되지만, 본 발명의 실시예들은 IEEE 802.16m으로 한정되지 않음을 이해해야 한다. 본 발명의 일부 실시예들은 WiMAX evolution 및 LTE advanced(이에 한정되지 않음)와 같은 다른 통신 표준들에도 적용될 수 있다.
본 명세서에는 HARQ 기법들에 사용하기 위한 실시예들이 기술된다. 본 발명의 일부 실시예들은 RAS-HARQ(Resource Adaptive HARQ) 기법, 특히 RAS-HARQ 기법을 위한 제어 신호를 수반한다. RAS-HARQ는 사용자들 사이에서의 자원 다중화에 있어서 신호 오버헤드와 유연성 사이에 타협(trade-off)을 제공한다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 특정한 제어 정보가 기지국으로부터 이동국으로 신호되어 RAS-HARQ 동작을 가능하게 한다.
본 발명의 일부 실시예들에서, 재송신 신호가 제1 송신 및 재송신 둘 다에 사용되는 정규적인 유니캐스트 신호의 일부로서 포함된다.
동기적 HARQ는 재송신이 신호될 필요가 없으므로 최소의 신호 오버헤드의 이점을 갖지만, 유연하지 않은 자원 할당 및 다중화의 단점을 갖는다. 이동국이 제1 서브패킷의 제어 신호를 놓치고 기지국이 이를 인지하지 못하는 경우, 그 패킷을 복구하는 것은 불가능하다. UL 송신에 대한 DL에서의 ACK 대 NAK 오류의 경우, 이동국의 재송신은 다른 이동국들과 충돌할 수 있다.
비동기적 HARQ는 새로운 송신 대 재송신의 우선 순위 결정 면에서 유연하다는 이점을 갖는다. 따라서, 매우 낮은 속도의 경우에 더 나은 링크 적응/시간 다이버시티 성능을 제공한다. 이동국이 제1 또는 임의의 다른 서브패킷의 제어 신호를 놓치는 경우, 그 패킷을 복구할 가능성이 여전히 존재한다. 그러나, 이는 HARQ 채널 식별자들(ACID), 서브패킷 식별자들(ID), HARQ 식별자 시퀀스 번호(AI-SN)와 같은 파라미터들을 나타내기 위해 다른 기법들에 비해 더 많은 신호 오버헤드를 요구한다는 단점을 갖는다.
RAS-HARQ는 비동기적 HARQ에 비해 상대적으로 시그널링 오버헤드가 적고 사용자들 사이에서의 자원 할당 및 다중화가 유연하다는 이점을 갖는다. 그러나, 이동국이 제1 송신의 제어 신호를 놓치고 기지국이 이를 인지하지 못하는 경우, 그 패킷을 복구하는 것이 불가능하다는 단점을 갖는다.
재송신 시간 간격, 재송신을 위한 자원 위치 및 재송신에 사용되는 MCS의 측면에서 재송신을 수행하기 위한 몇몇 방식이 존재한다. 표 1은 동기적 HARQ, 비동기적 HARQ 및 RAS-HARQ에 대한 재송신의 특성들을 간략히 요약한다.
동기적 HARQ 비동기적 HARQ RAS-HARQ
재송신 시간 간격 고정됨/미리 결정됨 가변적, 동적으로 스케줄링됨 고정됨/미리 결정됨
자원 위치 제1 서브패킷 송신과 동일 가변적, 동적으로 배당됨 가변적, 동적으로 배당됨
MCS 체이스(Chase)에 대해 동일, IR에 대해 상이 체이스에 대해 동일, IR에 대해 상이 체이스에 대해 동일, IR에 대해 상이
< 동기적 HARQ, 비동기적 HARQ 및 RAS-HARQ(Resource Adaptive Synchronous HARQ)에 대한 재송신의 특성들 >
기지국으로부터 이동국으로 발송되는 제어 정보는 HARQ 서브패킷 결합을 위한 핵심적인 정보를 포함하기 때문에, 제어 신호의 오류는 HARQ 성능에 영향을 미친다. 서브패킷들을 재결합하는 흔한 기법들 중 둘은 체이스(Chase) 결합과 IR(Incremental Redundancy)을 포함한다. 체이스 결합의 경우, 각 재송신은 동일한 정보를 포함한다. IR의 경우, 각 재송신은 이전의 것과 상이한 정보를 포함하여 매 재송신이 수신기에 추가적인 정보를 제공하도록 한다.
IR은 소프트 결합 이득(soft combining gain)은 물론 코딩 이득(coding gain)을 제공한다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 서브패킷 형식 참조 테이블을 정의함으로써, IR이 사용되는 경우에 전형적으로 발생하는 추가적인 신호 오버헤드가 방지된다. 각각의 MCS 항목에 대해, 서브패킷 형식, 즉 모 코드(mother code)로부터 도출된 변조 및 유효 코딩 속도가 각 재송신 시도에 대해 지정된다. 두 개의 연속적인 재송신 시도가 동일한 서브패킷 형색을 갖는 경우, 참조 테이블 내의 일부 항목들은 유효하게 체이스 결합으로 축소될 수 있다.
본 발명의 일부 실시예들에서, 3상태 수신 확인 채널 및 연관된 에러 복구 동작은 기지국과 이동국이 제어 신호 오류로부터 복구되고 패킷 손실을 감소시킬 수 있도록 한다.
비동기적 HARQ가 전형적으로 다른 유형의 HARQ 기법들보다 많은 신호 오버헤드를 요구하지만, 이는 기지국에서 더 많은 자원 다중화 유연성을 허용한다. 비동기적 HARQ는 또한 필요한 경우에 기지국이 오류 복구 프로세스들을 수행할 수 있도록 한다. 본 발명의 일부 실시예들에서, RAS-HARQ는 비동기적 HARQ와 결합하여 사용될 수 있다.
HARQ 긍정 응답 및 재송신 타이밍은 기지국 및 이동국에서의 처리 지연에 적어도 부분적으로 의존한다. TDD 다운링크(DL) 대 업링크(UL) 비율들과 송신을 위해 배당되는 DL 서브프레임들 및 UL 서브프레임들의 위치는 또한 HARQ 타이밍에 영향을 미치는데, 그 까닭은 TDD DL 대 UL 비율들은 DL 및 UL 자원이 언제 재송신 및 긍정 응답을 위해 이용될 수 있는지에 영향을 미치기 때문이다. 본 발명의 일부 실시예들에서, 기지국에 의해 구성된 HARQ 관련 파라미터들의 용도에 기초하여 이동국에서 자가 추론 가능한 HARQ 타이밍을 가능하게 하는 방법들이 제공된다.
RAS-HARQ에서, 자원 위치만이 재송신을 위해 신호될 필요가 있다. 일부 실시예들에서, 동일한 이동국에 대해 진행중인 복수의 병렬 HARQ 프로세스들이 존재하는데, 각 HARQ 프로세스는 인코더 패킷의 제1 송신 및 필요한 임의의 재송신에 대응한다. 따라서, RAS-HARQ에 따른 재송신 신호는 HARQ 프로세스뿐만 아니라 재송신을 위해 배당되는 자원을 고유하게 식별하는 단계를 수반한다.
재송신을 신호하는 제1 방식은 인코더 패킷, 그리고 결과적으로 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 인코더 패킷 ID를 포함하는 신호 정보와, 재송신을 위한 자원 배당 정보를 송신하는 단계를 수반한다. 일부 실시예들에서, 신호 정보는 재송신에 수반되는 이동국의 사용자 ID의 함수로서 스크램블링된다.
일부 실시예들에서, 위에서 기술된 제1 방식과 일관되게 후속하여 재송신되는 패킷에 관하여, 그 패킷의 최초 송신에 대한 신호 정보는 최초 송신에 대한 패킷 ID 및 자원 배당 정보를 포함한다. 일부 실시예들에서, 사용자 ID가 또한 스크램블링에 사용된다. 또한, 최초 송신을 위해 송신되는 다른 신호 정보는 MCS, MIMO 모드 및 패킷 송신을 정의하는 다른 특성들 중 하나 이상을 포함할 수 있다.
재송신을 신호하는 제2 방식은 이전의 재송신의 자원 ID 및 재송신에 대한 자원 배당 정보를 포함하는 신호 정보를 송신하는 단계를 수반한다. 이전의 재송신의 자원 ID의 이용은 HARQ 프로세스를 고유하게 식별할 수 있는데, 그 까닭은 각 HARQ 프로세스에는 이전의 재송신에서와 상이한 자원이 배당되기 때문이다. 일부 실시예들에서, 신호 정보는 재송신에 수반되는 이동국의 사용자 ID의 함수로서 스크램블링된다.
일부 실시예들에서, 위에서 기술된 제2 방식과 일관되게 후속하여 재송신되는 패킷에 관하여, 그 패킷의 최초 송신에 대한 신호 정보는 이전의 재송신의 자원 ID 및 최초의 송신에 대한 자원 배당 정보를 포함한다. 일부 실시예들에서, 사용자 ID가 또한 스크램블링에 사용된다. 또한, 최초 송신을 위해 송신되는 다른 신호 정보는 MCS, MIMO 모드 및 패킷 송신을 정의하는 다른 특성들 중 하나 이상을 포함할 수 있다.
도 19를 참조하여, 위에서 기술된 제1 및 제2 방식 모두를 포괄하는 방법이 이제 기술될 것이다. 상기 방법은, 인코더 패킷의 제1 송신 및 적어도 하나의 재송신을 갖는 HARQ 프로세스에 대해, 각각의 송신에 대해 기지국으로부터 이동국으로 제어 정보를 송신하는 단계(19-1)를 수반한다. 제어 정보는 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보와 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별을 포함한다.
일부 실시예들에서, HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보를 송신하는 단계는 인코더 패킷을 고유하게 식별하기 위한 인코더 패킷 식별자(ID) 및 이전의 송신의 자원 식별자(ID) 중 하나를 송신하는 단계를 포함한다.
서브프레임 제어 구조들에 관한 일부 예들은 2008년 11월 7일에 출원된 PCT 특허 출원 PCT/2008/001986 및 2008년 9월 2일에 출원된 미국 특허 출원 제12/202,741호에 제시되어 있으며, 이들 출원은 본 출원의 출원인에게 양도되며 본 명세서에 그 전체가 참고로서 포함된다.
RAS-HARQ에 관한 예가 도 2를 참조하여 이제 기술될 것이다. 도 2는 복수의 시간 주파수 세그먼트(210, 220, 230, 240, 250)로 구획되는 DL 자원으로서 사용되는 시간 자원, 주파수 자원, 또는 시간 주파수 자원(200)의 적어도 일부를 도시한다. 세그먼트(210)는 UL 트래픽을 위한 자원을 배당하는 데 사용되는 UL 제어 세그먼트(UL Control Segment: UCS)이다. 세그먼트들(220, 230, 240, 250) 각각은 특정한 DL 유니캐스트 자원 및 각각의 이동국에 대한 DL 트래픽에 사용되는 자원들을 배당하는 데 사용되는 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트들이다.
세그먼트(210)의 확대된 도면은 UL 결합 색인(212)에 대한 세그먼트(210)의 일부 및 각각의 UL 자원 배당에 대한 유니캐스트 제어 정보에 대한 세그먼트(212)의 복수의 부분(214, 216, 218)을 포함한다. 일부 실시예들에서, 유니캐스트 제어 정보는 위에서 기술된 신호의 제1 방식에 따라 재송신을 신호하는 데 사용되는 재송신 제어 정보를 포함한다. 일부 실시예들에서, 유니캐스트 제어 정보는 위에서 기술된 신호의 제2 방식에 따라 재송신을 신호하는 데 사용되는 재송신 제어 정보를 포함한다.
세그먼트(220)의 확대된 도면은 DL 유니캐스트 배당 메시지(222)에 대한 세그먼트(220)의 일부 및 유니캐스트 송신에 대한 세그먼트(222)의 일부(224)를 포함한다. 일부 실시예들에서, DL 유니캐스트 배당 메시지(222)는 위에서 기술된 신호의 제1 방식에 따라 재송신을 신호하는 데 사용되는 재송신 제어 정보를 포함한다. 일부 실시예들에서, DL 유니캐스트 배당 메시지(222)는 위에서 기술된 신호의 제2 방식에 따라 재송신을 신호하는 데 사용되는 재송신 제어 정보를 포함한다.
DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트들(230, 240 및 250)은 상이한 DL 유니캐스트 배당에 대해 위에서 기술된 세그먼트(220)와 유사한 부분들을 포함한다.
도 19의 위에서 기술된 일반적인 방법을 참조하면, 일부 실시예들에서, 제어 정보를 송신하는 적어도 하나의 유니캐스트 업링크(UL) 송신을 위한 송신 자원을 할당하는 단계는 DL 송신 자원의 일부인 UL 제어 세그먼트를 송신하는 단계를 포함하는데, UL 제어 세그먼트는 적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신 각각에 대한 유니캐스트 제어 정보를 송신하기 위한 UL 제어 세그먼트 내의 위치를 식별하는 부분과 유니캐스트 UL 송신을 송신하는 데 사용되는 제어 정보를 정의하는 부분을 포함한다.
도 19의 위에서 기술된 일반적인 방법을 참조하면, 일부 실시예들에서, 제어 정보를 송신하는 적어도 하나의 유니캐스트 다운링크(DL) 송신을 위한 송신 자원을 할당하는 단계는 적어도 하나의 유니캐스트 DL 송신 각각에 대해 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트를 송신하는 단계를 포함하는데, DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트는 유니캐스트 DL 송신을 송신하는 데 사용되는 제어 정보를 정의하는 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 부분과 각각의 유니캐스트 DL 송신에 대한 데이터를 송신하기 위한 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 부분을 포함한다.
본 발명의 일부 실시예들에서, 3상태 ACK 채널(ACKCH)이 RAS-HARQ 기법의 일부로서 사용된다. 채널 상에서 사용되는 제1 상태는 "ACK"인데, 이는 패킷의 올바른 수신을 나타낸다. 제2 상태는 "NAK"인데, 이는 패킷 수신의 실패를 나타내는 데 사용된다. 제3 상태는 "NULL"인데, 이는 ACKCH 상에서 이동국에 의해 신호가 송신되지 않음을 나타낸다. NULL은 이동국이 서브패킷 송신에 대응하는 제어 신호 정보를 검출하는 데 실패하는 경우에 발생한다.
아래의 예는 DL에 대해 이동국의 관점으로부터 동작하는 3상태 ACKCH의 구현예를 기술한다.
이동국이 수신된 패킷의 디코딩에 성공하는 경우, 이동국은 ACK를 기지국에 발송한다.
이동국이 수신된 패킷의 디코딩에 실패하는 경우, 이동국은 NAK를 기지국에 발송한다. NAK를 발송한 후에, 이동국은 기지국으로부터의 재송신을 기다린다. 이동국이 미리 결정된 시간 간격 내에 어떠한 재송신 신호도 수신하지 못하는 경우, 이동국은 재송신 신호가 수신되지 않았음을 나타내는 NULL을 발송한다.
이동국이 어떠한 재송신 신호도 수신하지 못할 수 있는 이유에는 상이한 가능성들이 존재한다. 첫 번째 가능성은 이동국이 기지국으로부터의 재송신 신호를 검출하는 데 실패한 경우이다. 이는 기지국이 이동국으로부터의 NULL을 검출하고 기지국이 재송신 신호를 재송신함으로써 극복될 수 있다. 두 번째 가능성은 기지국에서의 NAK 대 ACK 검출 오류로 인해 기지국이 재송신을 발송하지 않은 경우이다. 이는 이동국이 NAK를 발송한 경우에 기지국이 ACK를 부정확하게 검출하는 때에 발생할 수 있다. 이러한 경우, 패킷 실패가 일어날 수 있다.
일부 구현예들에서, 이동국은 구성 가능한 타임아웃(timeout) 기간의 만료시까지 인코더 패킷에 대응하는 HARQ 버퍼를 보유한다.
아래는 DL에 대해 기지국의 관점으로부터 동작하는 3상태 ACKCH의 구현예를 기술한다.
기지국이 이동국으로부터 ACK를 수신하는 경우, 기지국은 이동국에 대한 재송신을 수행하지 않는다. 일부 구현예들에서, 위에서 논의된 바처럼, 이는 이동국이 NAK를 발송했을 때에 기지국이 ACK를 부정확하게 검출하는 경우에 재송신이 발송되지 않는 결과를 가져올 수 있다.
기지국이 이동국으로부터 NAK를 수신하는 경우, 기지국은 미리 결정된 시간 간격에 서브패킷을 이동국에 재송신한다. 새로운 자원 배당 및 인코딩된 패킷 ID, 그리고 가능하게는 사용자 ID가 위에서 기술된 바처럼 신호된다.
기지국이 이동국으로부터 NULL을 수신하는 경우, 기지국은 이동국이 서브패킷 송신과 연관된 신호를 놓친 것으로 해석할 것이다.
발송된 송신이 제1 서브패킷 송신인 경우, 기지국은 완전한 신호 정보, 즉 MCS, 자원 위치, 사용자 ID, MIMO 정보, 패킷 ID 등과 함께 제1 서브패킷을 재송신할 것이다. 기지국은 임의의 시간에 제1 서브패킷의 재송신을 동적으로 스케줄링할 수 있다.
발송된 송신이 제2 또는 후속 서브패킷 송신인 경우, 기지국은 대응하는 서브패킷을 미리 결정된 시간 간격에 재송신할 것이다. 일부 실시예들에서, 위에서 기술된 재송신 신호의 제1 방식의 경우, 기지국은 인코딩된 패킷 ID, 현재의 재송신 서브패킷에 대한 자원 위치 정보 및 사용자 ID를 발송한다. 일부 실시예들에서, 위에서 기술된 신호를 재송신하는 제2 방식의 경우, 기지국은 제1 서브패킷의 원래의 자원 위치, 현재의 재송신 서브패킷의 자원 위치 정보 및 사용자 ID(스크램블링 용)을 발송한다.
도 20을 참조하여, DL HARQ 송신을 수신 확인하기 위한 방법이 이제 기술될 것이다. 상기 방법의 제1 단계(20-1)는 인코더 패킷을 수신하는 단계를 수반한다. 제2 단계(20-2)는 인코더 패킷이 성공적으로 디코딩되는 경우 긍정 응답(ACK)을 송신하는 단계를 수반한다. 제3 단계(20-3)는 인코더 패킷이 성공적으로 디코딩되지 않는 경우 부정 응답(NAK)을 송신하는 단계를 수반한다. 제4 단계(20-4)는 NAK를 송신하는 미리 결정된 기간 내에 재송신이 수신되지 않는 경우 재송신에 관한 제어 정보 신호가 수신되지 않았음을 나타내는 NULL을 송신하는 단계를 수반한다.
아래는 UL에 대해 기지국의 관점으로부터 동작하는 3상태 ACKCH의 구현예를 기술한다.
기지국이 패킷을 수신하는 데 실패하는 경우, 이는 미리 결정된 시간 간격으로 서브패킷의 UL 재송신을 스케줄링한다. UL 재송신을 스케줄링함에 있어서, 기지국은 새로운 자원 배당, HARQ 프로세스 식별 또는 인코딩된 패킷 식별 및 사용자 ID를 이동국에 발송한다.
기지국이 패킷의 디코딩에 성공하는 경우, 재송신이 스케줄링되지 않는다.
일부 실시예들에서, 이동국이 제1 서브패킷 송신 신호 또는 후속 재송신 신호를 디코딩하는 데 실패하는 경우, 기지국은 오류 복구 절차를 수행한다. 오류 복구 절차의 예가 아래에 기술된다.
제1 서브패킷 송신 신호의 경우, 기지국이 배당된 자원에서 이동국으로부터의 어떠한 UL 송신도 검출하지 못하면, 기지국은 완전한 신호 정보, 즉 MCS, 자원 위치, 사용자 ID(스크램블링됨), MIMO 정보 등을 재발송할 수 있다. 일부 실시예들에서, 기지국은 이러한 제1 서브패킷의 재송신을 임의의 시간에 동적으로 스케줄링한다.
재송신 신호, 즉 제2 또는 후속 서브패킷 재송신의 경우, 기지국이 배당된 자원에서 이동국으로부터의 어떠한 UL 송신도 검출하지 못하면, 기지국은 제1 송신에 대해 발송된 신호 정보에 비해 감소된 양의 신호 정보를 미리 결정된 시간 간격에 발송할 수 있다. 위에서 기술된 재송신 신호의 제1 방식의 경우, 기지국은 인코딩된 패킷 ID, 현재의 재송신 서브패킷에 대한 자원 배당 및 사용자 ID를 발송한다. 위에서 기술된 재송신 신호의 제2 방식의 경우, 기지국은 제1 서브패킷의 원래의 자원 배당, 다음 재송신 서브패킷의 자원 배당 및 사용자 ID를 발송한다.
도 21을 참조하여, DL HARQ 송신을 수신 확인하기 위한 방법이 이제 기술될 것이다. 상기 방법의 제1 단계(21-1)는 이전에 송신된 인코더 패킷에 응답하여 긍정 응답(ACK)이 수신되는 경우 인코더 패킷을 재송신하지 않는 단계를 수반한다. 상기 방법의 제2 단계(21-2)는 이전에 송신된 인코더 패킷에 응답하여 부정 응답(NAK)이 수신되는 경우 인코더 패킷의 서브패킷을 재송신하는 단계를 수반한다. 상기 방법의 제3 단계(21-3)는 이전에 송신된 인코더 패킷에 관한 제어 정보 신호가 NULL의 송신자에 의해 수신되지 않았음을 나타내는 NULL이 수신되는 경우 인코더 패킷의 적어도 하나의 서브패킷을 재송신하는 단계를 수반한다.
일부 실시예들에서, 제1 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브패킷에 응답하여 NULL이 수신되는 경우, 제1 서브패킷 송신에서 발송된 제어 정보 신호를 포함하는 제1 서브패킷 송신을 재송신한다.
일부 실시예들에서, 제1 서브패킷 송신에 대한 후속 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브패킷에 응답하여 NULL이 수신되는 경우, 후속 서브패킷 송신을 재송신한다. 후속 서브패킷 송신은 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보 및 후속 서브패킷 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별과 같은 제어 정보 신호를 포함할 수 있다.
도 22를 참조하여, UL HARQ 송신을 재스케줄링하기 위한 방법이 이제 기술될 것이다. 상기 방법의 제1 단계(22-1)는 인코더 패킷이 성공적으로 디코딩되지 않는 경우 미리 결정된 시간 간격에 서브패킷의 UL 송신을 스케줄링하는 단계를 수반한다. 제2 단계(22-2)는 도 19와 관련하여 위에서 기술된 방법에 따라 UL 송신에 관한 제어 정보를 송신하는 단계를 수반한다.
도 23을 참조하여, UL HARQ 송신에 대한 오류 복구를 위한 방법이 이제 기술될 것이다. 상기 방법의 제1 단계(23-1)는 제1 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브패킷에 응답하여 NULL이 수신되는 경우 임의의 시간에 제1 서브패킷 송신의 재송신을 동적으로 스케줄링하는 단계를 수반한다. 제2 단계(23-2)는 제1 서브패킷 송신에서 발송된 제어 정보 신호를 포함하는 제1 서브패킷 송신을 재송신하는 단계를 수반한다.
제3 단계(23-3)는 제1 서브패킷 송신에 대한 후속 서브패킷 송신인 인코더 패킷의 이전에 송신된 서브 패킷에 응답하여 NULL이 수신되는 경우 미리 결정된 시간에 제1 서브패킷 송신의 재송신을 스케줄링하는 단계를 수반한다. 제4 단계(23-4)는 후속 서브패킷 송신을 재송신하는 단계를 수반한다. 후속 서브패킷 송신은 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보 및 후속 서브패킷 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별을 포함하는 제어 신호 정보를 포함한다.
아래는 UL에 대해 이동국의 관점으로부터 동작하는 3상태 ACKCH의 구현예를 기술한다.
이동국이 기지국으로부터 재송신 신호를 수신하는 경우, 이동국은 배당된 자원 내의 대응하는 서브패킷을 송신한다.
일부 구현예들에서, 이동국은 구성 가능한 타임아웃 기간의 만료시까지 인코딩된 패킷에 대응하는 HARQ 버퍼를 보유한다.
추론 가능한 DL HARQ 타이밍
HARQ 프로토콜 타이밍은 불필요한 오버헤드를 초래하지 않고 상이한 TDD DL/UL 비율 및 비 레거시(그 예 가운데 하나는 IEEE 802.16m임)/레거시 구획에 적응하도록 유연해야 한다. 최소 HARQ ACK 지연 및 재송신(Retrx) 지연 및 HARQ 채널/인터레이스의 개수가 레거시 및 비 레거시 시스템들에서 사용되는 자원의 특정한 구획 및 TDD DL/UL 비율들에 대응하는 시스템/이동국 구성 신호에서 정의된다. 이러한 파라미터들이 정의되면, ACK/NAK 송신 및 재송신을 위한 정확한 HARQ 타이밍이 추론될 수 있으며, 이는 아래에서 도 3a 내지 3e를 참조하여 기술될 것이다. 이러한 개념은 TDD 및 FDD 둘 다에 적용될 수 있다.
일부 실시예들에서, 비대칭적인 DL/UL TDD(또는 FDD) 비율로 인해, 복수의 DL 서브프레임들에 대한 DL HARQ의 UL ACK는 도 3a 내지 3e에 도시된 바처럼 하나의 UL 서브프레임 내에 동시에 존재할 수 있다. UL 서브프레임 내의 이동국의 ACKCH의 위치는 HARQ 인터레이스 개수, 이전의 서브패킷 송신의 배당된 DL 자원 및 수퍼프레임 헤더(superframe header)에서 신호되는 바와 같이 DL 서브프레임들마다 할당되는 UL ACKCH의 개수로부터 추론될 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 4a 내지 4c에 도시되는 바와 같이 유사한 접근법이 UL HARQ의 DL 긍정 응답의 경우에 사용될 수 있다.
상이한 TDD DL/UL 비율들, ACK 지연, 재송신 지연 및 HARQ 인터레이스들에 기초하는 상이한 구현예들을 예시하기 위해 이제 몇몇 예들이 기술될 것이다.
도 3a는 8개의 서브프레임을 각각 포함하는 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임(310, 320)을 도시한다. 4개의 서브프레임(311, 312, 313, 314)은 DL 송신 및 재송신에 사용되는 제1 무선 프레임(310)의 일부이다. 서브프레임들(311 및 312)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(313 및 314)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 4개의 서브프레임(321, 322, 323, 324)은 DL 송신 및 재송신에 사용되는 후속 5 ms 무선 프레임(320)의 일부이다. 서브프레임들(321 및 322)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(323 및 324)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 서브프레임들(313 및 323)은 제1 HARQ 인터레이스 "A"이고, 서브프레임들(314 및 324)은 제2 HARQ 인터레이스 "B"이다.
4개의 서브프레임(315, 316, 317, 318)은 UL 긍정 응답(ACK)에 사용되는 제1 5ms 무선 프레임(310)의 일부이다. 서브프레임(315)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(316, 317 및 318)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 4개의 서브프레임(325, 326, 327, 328)은 UL ACK에 사용되는 후속 무선 프레임(320)의 일부이다. 서브프레임(325)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(326 및 327)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다.
IEEE 802.16m DL 송신 및 재송신을 위해 할당되는 두 개의 서브프레임과 UL ACK들을 위해 할당되는 세 개의 서브프레임이 존재하므로, TDD DL/UL 비율은 2:3이다.
기지국에서의 송신 또는 재송신과 이동국에 의해 송신되고 있는 ACK 사이의 지연인 ACK 지연은 도 3a의 예에서 4개의 서브프레임인 것으로 도시된다. 이동국에서 송신되고 있는 ACK와 기지국에 의해 송신되고 있는 재송신 사이의 지연인 재송신 지연은 도 3a의 예에서 4개의 서브프레임인 것으로 도시된다.
도 3a는 특정한 집합의 파라미터들, 즉 TDD DL/UL 비율, ACK 지연, 재송신 지연 및 HARQ 인터레이스와, 5 ms 무선 프레임 및 무선 프레임 당 8개의 서브프레임을 갖는 예이다. 보다 일반적으로 이러한 파라미터들은 구현예에 특정되며 본 발명을 특정한 실시예로 한정하고자 하는 것이 아님을 이해해야 한다. 아래의 추가적인 예들은 파라미터들 중 일부에 대해 상이한 값들을 사용하는 것을 예시한다. 또한, 도 3a에는 두 개의 무선 프레임만이 도시되어 있지만, 도면은 타이밍 기법의 동작을 예시하는 것이며, 따라서 두 프레임만을 도시한 것은 본 발명을 이러한 특정한 예만을 참조하여 기술되는 것으로 한정하고자 하는 것이 아니다. 또한, 서브프레임들은 특히 레거시 및 IEEE 802.16m을 지원하는 것으로 기술되지만, 보다 일반적으로 서브프레임들은 레거시 및 비 레거시 송신을 지원할 수 있음을 이해해야 한다.
도 3b는 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임(330, 340) 및 제3 무선 프레임(350)의 DL 송신 부분을 도시하는데, 각 프레임에서는 5개의 서브프레임이 DL 송신 및 재송신에 사용되고 3개의 서브프레임이 UL ACK에 사용된다. 제1 프레임(330)의 DL 송신 서브프레임들(331 및 332)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제1 프레임(330)의 DL 송신 서브프레임들(333, 334 및 335)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 제2 프레임(340)의 DL 송신 서브프레임들(341 및 342)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제2 프레임(340)의 DL 송신 서브프레임들(343, 344 및 345)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 제3 프레임(350)의 DL 송신 서브프레임들(351 및 352)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제3 프레임(350)의 DL 송신 서브프레임들(353, 354 및 355)은 IEEE 802.16m을 준수하는 장비에 사용되기 위한 것이다.
제1 프레임(330)의 UL 송신 서브프레임(336)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제1 프레임(330)의 UL 송신 서브프레임들(337 및 338)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 제2 프레임(340)의 UL 송신 서브프레임(346)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제2 프레임(340)의 UL 송신 서브프레임(347(하위 분할된 부분들(347A 및 347B)을 포함함) 및 348)은 IEEE 802.16m을 준수하는 장비에 사용되기 위한 것이다.
IEEE 802.16m DL 송신 및 재송신을 위해 할당되는 세 개의 서브프레임과 UL ACK들을 위해 할당되는 두 개의 서브프레임이 존재하므로, TDD DL/UL 비율은 3:2이다.
도 3b에는 4개의 HARQ 인터레이스가 존재하는데, 서브프레임들(333, 344 및 354)은 제1 인터레이스 "A"이고, 서브프레임들(334 및 345)은 제2 인터레이스 "B"이며, 서브프레임들(335 및 352)은 제3 인터레이스 "C"이며, 서브프레임들(343 및 353)은 제4 인터레이스 "D"이다.
ACK 지연 및 재송신 지연은 각각 도 3b의 예에서 4개의 서브프레임인 것으로 도시된다.
도 3b에서, HARQ 인터레이스의 ACK 및 재송신을 위한 무선 프레임들 내의 서브프레임 위치는 시간에 따라 변화하여 최소의 ACK 지연 및 재송신 지연을 수용하고 HARQ 인터레이스들과 동일한 순서를 유지한다. 예컨대, 할당된 서브프레임들 내의 재송신의 순서는 A(서브프레임 333), B(서브프레임 334), C(서브프레임 335), D(서브프레임 343), A(서브프레임 344), B(서브프레임 345), C(서브프레임 352), D(서브프레임 353), A(서브프레임 355)로부터 알 수 있는 바처럼 "ABCD"의 패턴으로 유지된다. 할당된 서브프레임들 내의 ACK들의 순서는 A(서브프레임 337), B(서브프레임 338), C(서브프레임 347A), D(서브프레임 347B), A(서브프레임 348)와 같이 유사하게 "ABCD"로 유지된다. 도 3b에서 볼 수 있는 바처럼, 인터레이스 C 및 D에 대한 347A 및 347B 내의 UL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유한다.
도 3c는 유사하게 프레임 당 8개의 서브프레임을 갖는 5 ms 무선 프레임의 예를 도시하는데, 이는 도 3b에 도시된 바처럼 DL 송신 및 UL ACK들에 대한 프레임 구획(partition) 당 5개의 서브프레임/3개의 서브 프레임, 4 서브프레임의 ACK 지연, 4 서브프레임의 재송신 지연 및 3:2의 TDD DL/UL 비율을 갖는다. 도 3c에서, HARQ 인터레이스의 ACK 및 재송신을 위한 무선 프레임 내의 서브프레임 위치는 시간에 따라 변화하여 최소의 ACK 지연 및 재송신 지연을 수용한다. 그러나, HARQ 인터레이스들의 순서는 시간에 따라 변화할 수 있다. 예컨대, 할당된 서브프레임들 내의 재송신의 순서는 A(서브프레임 363), B(서브프레임 364), C(서브프레임 365), A(서브프레임 373), B(서브프레임 374), D(서브프레임 375), C(서브프레임 383), A(서브프레임 384), B(서브프레임 385)에 의해 보여지는 바처럼 "ABCABDCAB"이다. 할당된 서브프레임들 내의 ACK들의 순서는 A(서브프레임 367), B(서브프레임 368), C(서브프레임 377A), A(서브프레임 377B), B(서브프레임 378)의 형태로 송신된 패턴의 순서에 후속한다. 도 3c에서 볼 수 있는 바처럼, 인터레이스 C 및 A에 대한 377A 및 377B 내의 UL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유한다.
도 3d는 유사하게 프레임 당 8개의 서브프레임을 갖는 5 ms 무선 프레임의 예를 도시하는데, 이는 도 3b에 도시된 바처럼 DL 송신 및 UL ACK들에 대한 프레임 구획 당 5개의 서브프레임/3개의 서브 프레임, 4 서브프레임의 ACK 지연, 4 서브프레임의 재송신 지연 및 3:2의 TDD DL/UL 비율을 갖는다.
도 3d에서, HARQ 인터레이스의 ACK 및 재송신을 위한 무선 프레임 내의 서브프레임 위치는 고정된다. 예컨대, 할당된 서브프레임들 내의 재송신의 순서는 A(서브프레임 393), B(서브프레임 394), C(서브프레임 395), A(서브프레임 403), B(서브프레임 404), D(서브프레임 405), A(서브프레임 413), B(서브프레임 414), C(서브프레임 415)에 의해 보여지는 바처럼 "ABCABD"의 패턴을 갖는다. 할당된 서브프레임들 내의 ACK들의 순서는 A(서브프레임 397), B(서브프레임 398), A(서브프레임 407), C(서브프레임 408A), B(서브프레임 408B), A(서브프레임 417), D(서브프레임 418A), B(서브프레임 418B)이다. 도 3d에서 볼 수 있는 바처럼, 인터레이스 C 및 B에 대한 408A 및 408B 내의 UL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유하고, 인터레이스 D 및 B에 대한 418A 및 418B 내의 UL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유한다.
도 3e는 3개의 연속적인 5 ms 무선 프레임(500, 510, 520)을 도시하는데, 각 프레임 내에서는 5개의 서브프레임이 DL 송신 및 재송신에 사용되고 3개의 서브프레임이 UL ACK에 사용된다. 각 프레임 내의 DL 송신 서브프레임들 전부는 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 각 프레임 내의 UL 송신 서브프레임들 전부는 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다.
IEEE 802.16m DL 송신 및 재송신을 위해 할당된 5개의 서브프레임과 UL ACK들을 위해 할당된 3개의 서브프레임이 존재하므로, TDD DL/UL 비율은 5:3이다.
도 3e에는 7개의 HARQ 인터레이스가 존재하는데, 서브프레임들(501, 513 및 525)은 제1 인터레이스 "A"이고, 서브프레임들(502 및 514)은 제2 인터레이스 "B"이며, 서브프레임들(503 및 515)은 제3 인터레이스 "C"이고, 서브프레임들(504 및 521)은 제4 인터레이스 "D"이며, 서브프레임들(505 및 522)은 제5 인터레이스 "E"이고, 서브프레임들(511 및 523)은 제6 인터레이스 "F"이며, 서브프레임들(512 및 524)은 제7 인터레이스 "G"이다.
ACK 지연 및 재송신 지연은 각각 도 3b의 예에서 4개의 서브프레임인 것으로 도시된다.
도 3e에서, HARQ 인터레이스의 ACK 및 재송신을 위한 무선 프레임들 내의 서브프레임 위치는 시간에 따라 변화하여 최소의 ACK 지연 및 재송신 지연을 수용하고 HARQ 인터레이스들과 동일한 순서를 유지한다. 예컨대, 할당된 서브프레임들 내의 재송신의 순서는 A(서브프레임 501), B(서브프레임 502), C(서브프레임 503), D(서브프레임 504), E(서브프레임 505), F(서브프레임 511), G(서브프레임 512), A(서브프레임 513), B(서브프레임 514), C(서브프레임 515), D(서브프레임 521), E(서브프레임 522), F(서브프레임 523), G(서브프레임 524), A(서브프레임 525)의 형태인 "ABCDEFG"이다. 할당된 서브프레임들 내의 ACK들의 순서는 A(서브프레임 506A), B(서브프레임 506B), C(서브프레임 507), D(서브프레임 508), E(서브프레임 516A), F(서브프레임 516B), G(서브프레임 516C), A(서브프레임 517), B(서브프레임 518), C(서브프레임 526A), D(서브프레임 526B), E(서브프레임 526C), F(서브프레임 527), G(서브프레임 528)이다. 도 3e에서 볼 수 있는 바처럼, 인터레이스 A 및 B에 대한 506A 및 506B 내의 UL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유하고, 인터레이스 E, F 및 G에 대한 516A, 516B 및 516C 내의 UL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유하며, 인터레이스 C, D 및 E에 대한 526A, 526B 및 526C 내의 UL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유한다.
추론 가능한 UL HARQ 타이밍
최소 HARQ ACK 및 재송신 지연 및 HARQ 채널의 개수가 레거시 및 IEEE 802.16m의 특정한 구획 및 TDD DL/UL 비율들에 대응하는 시스템 방송 신호에서 정의된다. 이러한 파라미터들이 정의되면, 정확한 HARQ 타이밍이 추론될 수 있다. 이러한 개념은 TDD 및 FDD 둘 다에 적용될 수 있다.
도 4a는 각각 8개의 서브프레임을 포함하는 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임(420, 430)을 도시한다. 3개의 서브프레임(421, 422, 423)은 UL 송신 및 재송신에 사용되는 제1 무선 프레임(420)의 일부이다. 서브프레임(421)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(422 및 423)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 3개의 서브프레임(431, 432, 433)은 UL 송신 및 재송신에 사용되는 후속 5 ms 무선 프레임(430)의 일부이다. 서브프레임(431)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(432 및 433)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 서브프레임들(422 및 432)은 제1 HARQ 인터레이스 "A"이고, 서브프레임들(423 및 433)은 제2 HARQ 인터레이스 "B"이다.
5개의 서브프레임(424, 425, 426, 427, 428)은 DL 긍정 응답(ACK)에 사용되는 제1 5 ms 무선 프레임(420)의 일부이다. 서브프레임들(424 및 425)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(426, 427 및 428)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 5개의 서브프레임(434, 435, 436, 437, 438)은 DL ACK에 사용되는 후속 무선 프레임(430)의 일부이다. 서브프레임들(434, 435)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 서브프레임들(436, 437 및 438)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다.
IEEE 802.16m UL 송신 및 재송신을 위해 할당되는 두 개의 서브프레임과 DL ACK들을 위해 할당되는 세 개의 서브프레임이 존재하므로, TDD DL/UL 비율은 3:2이다.
도 4a의 예에서 ACK 지연은 4개의 서브프레임인 것으로 도시되고, 재송신 지연 또한 4개의 서브프레임인 것으로 도시된다.
도 4b는 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임(440, 450) 및 제3 무선 프레임(460)의 DL 송신 부분을 도시하는데, 각 프레임 내에서 4개의 서브프레임은 DL 송신 및 재송신에 사용되고 4개의 서브프레임은 UL ACK에 사용된다. 제1 프레임(440)의 UL 송신 서브프레임(441)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제1 프레임(440)의 UL 송신 서브프레임(442, 443 및 444)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 제2 프레임(450)의 UL 송신 서브프레임(451)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제2 프레임(450)의 UL 송신 서브프레임들(452, 453 및 454)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 제3 프레임(460)의 UL 송신 서브프레임(461)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제3 프레임(460)의 UL 송신 서브프레임들(462, 463 및 464)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다.
제1 프레임(440)의 DL ACK 서브프레임들(445 및 446)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제1 프레임(440)의 DL ACK 서브프레임(447(하위 분할된 부분들(447A 및 447B)을 포함함) 및 448)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다. 제2 프레임(450)의 DL ACK 서브프레임(455 및 456)은 레거시 장비에 사용되기 위한 것이고, 제2 프레임(450)의 UL 송신 서브프레임(457(하위 분할된 부분들(457A 및 457B)을 포함함) 및 458)은 IEEE 802.16m을 지원하는 장비에 사용되기 위한 것이다.
IEEE 802.16m UL 송신 및 재송신을 위해 할당되는 세 개의 서브프레임과 DL ACK들을 위해 할당되는 두 개의 서브프레임이 존재하므로, TDD DL/UL 비율은 2:3이다.
도 4b에는 4개의 HARQ 인터레이스가 존재하는데, 서브프레임들(442, 453 및 464)은 제1 인터레이스 "A"이고, 서브프레임들(443 및 454)은 제2 인터레이스 "B"이며, 서브프레임들(444 및 462)은 제3 인터레이스 "C"이며, 서브프레임들(452 및 463)은 제4 인터레이스 "D"이다.
ACK 지연 및 재송신 지연은 각각 도 4b의 예에서 4개의 서브프레임인 것으로 도시된다.
도 4b에서, HARQ 인터레이스의 ACK 및 재송신을 위한 무선 프레임들 내의 서브프레임 위치는 시간에 따라 변화하여 최소의 ACK 지연 및 재송신 지연을 수용하고 HARQ 인터레이스들과 동일한 순서를 유지한다. 예컨대, 할당된 서브프레임들 내의 재송신의 순서는 A(서브프레임 442), B(서브프레임 443), C(서브프레임 444), D(서브프레임 452), A(서브프레임 453), B(서브프레임 454), C(서브프레임 462), D(서브프레임 463), A(서브프레임 464)에 의해 보여지는 바처럼 "ABCD"이다. 할당된 서브프레임들 내의 ACK들의 순서는 A(서브프레임 447A), B(서브프레임 447B), C(서브프레임 448), D(서브프레임 457A), A(서브프레임 457B), B(서브프레임 458)이다. 도 4b에서 볼 수 있는 바처럼, 인터레이스 A 및 B에 대한 447A 및 447B 내의 DL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유하고, 인터레이스 D 및 A에 대한 457A 및 457B 내의 DL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유한다.
도 4c는 유사하게 프레임 당 8개의 서브프레임을 갖는 5 ms 무선 프레임의 예를 도시하는데, 이는 도 4b에 도시된 바처럼 UL 송신 및 DL ACK들에 대한 프레임 구획 당 4개의 서브프레임/4개의 서브 프레임, 4 서브프레임의 ACK 지연, 4 서브프레임의 재송신 지연 및 2:3의 TDD DL/UL 비율을 갖는다. 도 4c에서, HARQ 인터레이스의 ACK 및 재송신을 위한 무선 프레임 내의 서브프레임 위치는 고정된다. 예컨대, 할당된 서브프레임들 내의 재송신의 순서는 A(서브프레임 472), B(서브프레임 473), C(서브프레임 474), D(서브프레임 482), B(서브프레임 483), C(서브프레임 484), A(서브프레임 492), B(서브프레임 493), C(서브프레임 494)에 의해 보여지는 바처럼 "ABCDBCABC"이다. 할당된 서브프레임들 내의 ACK들의 순서는 A(서브프레임 477A), B(서브프레임 477B), C(서브프레임 478), D(서브프레임 487A), B(서브프레임 487B), C(서브프레임 488), A(서브프레임 497A), B(서브프레임 497B), B(서브프레임 498)이다. 도 4c에서 볼 수 있는 바처럼, 인터레이스 A 및 B에 대한 477A 및 477B 내의 DL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유하고, 인터레이스 D 및 B에 대한 487A 및 487B 내의 DL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유하며, 인터레이스 A 및 B에 대한 497A 및 497B 내의 DL ACK는 각각 단일 서브프레임을 공유한다.
도 24를 참조하여, 기지국에서 ACK/NAK를 수신하기 위한 타이밍을 결정하기 위한 방법이 이제 기술될 것이다. 상기 방법의 제1 단계(24-1)는, 이동국에 발송되는 구성 신호에서 각각 정의되고, TDD DL/UL 비율 및 FDD DL/UL 비율 중 적어도 하나의 함수인 알려진 HARQ 긍정 응답(ACK) 지연, 재송신 지연 및 HARQ 인터레이스의 개수를 갖는 시스템에 있어서, 기지국에서, 기지국에 의해 인코더 패킷의 이전에 발송된 송신에 응답하여 구성 신호에 기초하여 이동국으로부터 ACK/NAK를 수신하기 위한 타이밍을 결정하는 단계를 수반한다.
일부 실시예들에서, 상기 방법의 추가적인 단계는 상기 구성 신호를 발송하는 단계를 수반한다.
도 25를 참조하여, 이동국에서 인코더 패킷의 서브패킷의 송신 및 재송신 중 하나를 수신하기 위한 타이밍을 결정하기 위한 방법이 이제 기술될 것이다. 상기 방법의 제1 단계(25-1)는, 이동국에 발송되는 구성 신호에서 각각 정의되고, TDD DL/UL 비율 및 FDD DL/UL 비율 중 적어도 하나의 함수인 알려진 HARQ 긍정 응답(ACK) 지연, 재송신 지연 및 HARQ 인터레이스의 개수를 갖는 시스템에 있어서, 이동국에서, 이동국에 의해 이전에 발송된 NAK에 응답하여 상기 구성 신호에 기초하여 이동국에서 인코더 패킷의 서브 패킷의 송신 및 재송신 중 하나를 수신하기 위한 타이밍을 결정하는 단계를 수반한다.
일부 실시예들에서, 상기 방법의 추가적인 단계는 상기 구성 신호를 수신하는 단계를 수반한다.
패킷 송신은 특정한 자원 구획 내에서 신호되는 영속적인(persistent) 배당 또는 비영속적인 배당일 수 있다. 영속적인 자원 배당은 미리 정의되고, 대개 재발생하는 사용자에 대한 자원의 배당이어서, 그 사용자에 대한 배당이 각 재발생에 대해 추가적인 신호를 요구하지 않게 한다. 영속적인 배당은 자원 가용성 비트맵(Resource Availability Bitmap; RAB)에 의해 다른 사용자들에게 표시된다. RAB를 구현하는 예들은 2008년 11월 5일에 출원된 PCT 특허 출원 PCT/2008/001980에서 찾아볼 수 있는데, 이는 본 출원의 출원인에게 양도되며 본 명세서에 그 전체가 참고로서 포함된다.
비트맵을 사용하는 자원의 그룹 배당은 비영속적 패킷 배당에 사용된다. 각 그룹은 별개의 자원 구획을 배당받는다.
일부 실시예들에서, 가용 자원의 분할 및 식별은 멀티캐스트 제어 세그먼트(Multicast Control Segment; MCCS)에 의해 표시된다.
일부 실시예들에서, 영속적 및 비영속적 영역 내의 자원 구획들을 신호하는 결합 색인(Combination Index; CI)에 의해 영역들의 구획이 신호된다. RAB의 예는 공통으로 양도된 PCT/2008/001980에서 찾아볼 수 있다.
일부 실시예들에서, 자원의 주어진 전체 개수에 대해 참조 테이블이 가능한 자원 구획들로 생성된다. 예컨대, 12개의 자원의 가능한 구획은 {1,2,4,6}으로 주어질 수 있다.
참조 테이블의 각 항목은 CI 색인에 의해 지정된다. CI는 비트 형태로, 적절히 인코딩되어 프레임의 시작에 송신될 수 있다. 영속적인 부영역(sub-zone)이 지정되는 경우, RAB가 발송될 수 있다. 일부 실시예들에서, CI는 RAB와 연쇄되고 인코딩된다. RAB는 어느 자원이 이용 가능한지와 어느 것이 영속적인 HARQ 송신으로 점유되어 있는지를 나타내는 비트맵이다. RAB는 매 자원(또는 자원 블록)에 대해 하나의 비트를 포함하고, 그 비트의 값은 자원이 사용중인지 또는 이용 가능한지를 나타낸다.
패킷 도착 지터(jitter), 무음 상태 또는 HARQ 송신의 조기 종결로 인해 사용되지 않는 영속적인 자원이 이용 가능한 것으로서 도시된다.
일부 실시예들에서, 신뢰성을 위해, 연쇄된 CI와 RAB에 CRC가 추가될 수 있다. CI에 의해 표시된 자원 구획들은 RAB에 의해 점유된 것으로 표시된 자원이 자원 목록으로부터 제거된 후에 남아있는 자원의 집합을 분할한다. 일부 실시예들에서, 영속적인 영역의 크기는 2차 방송 채널에서 송신된다.
도 5를 참조하여, 자원 가용성 비트맵의 예가 이제 기술될 것이다. 도 5는 결합 색인(910), RAB(915), 영속적으로 배당되는 적어도 일부의 자원을 갖는 영속적 영역(920) 및 비영속적으로 배당되는 자원을 갖는 비영속적 영역(930)을 갖는 프레임(900)의 적어도 일부를 도시한다. 결합 색인(910)과 RAB(915)는 함께 멀티캐스트 제어 세그먼트(MCCS)라고 일컬어질 수 있다. 영속적인 영역에는 3개의 구획(921, 924, 927)이 존재한다. 구획들 중 둘(921, 924)은 그룹 배당이고, 각각 신호 비트맵들(922, 925)을 갖는다. 제3 배당(927)은 유니캐스트 배당을 정의하기 위한 업링크 제어 세그먼트(Uplink Control Segment; ULCS)이다. 일부 실시예들에서, UCTS는 도 2를 참조하여 위에서 기술된 것과 유사한 방식으로 구현될 수 있다.
비영속적 영역(930)에서, 구획들 중 하나(940)는 그룹 배당을 정의하는 데 사용되는 그룹 제어 및 트래픽 세그먼트(Group Control and Traffic Segment; GCTS)이다. 두 개의 다른 구획(930 및 950)은 유니캐스트 배당을 정의하는 데 사용되는 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트(Unicast Control and Traffic Segment; UCTS)들이다. 일부 실시예들에서, UCTS는 도 2를 참조하여 DL UCTS에 대해 위에서 기술된 것과 유사한 방식으로 구현될 수 있다.
그룹 배당(924)을 참조하면, 그룹 배당(924)은 배당 비트맵(940), 쌍 또는 집합 결합 색인 비트맵(941) 및 자원 치환 색인 비트맵(942)을 포함하는 신호 비트맵(925)을 갖는다. 배당 비트맵(940)은 6개의 비트를 갖는데, 하나의 비트는 각 사용자에 대한 가능한 배당에 해당한다. 쌍 또는 집합 결합 색인 비트맵(941)은 4 비트를 갖는다. 자원 치환 비트맵(942)은 2 비트를 갖는다. 그룹 배당(921)은 신호 비트맵을 또한 갖는다.
그룹 배당(924)에서는 또한 사용중이므로 다른 사용자들에 대한 배당에 이용 가능하지 않은 영속적으로 배당되는 자원(926){그룹 배당(924)의 음영 부분}이 표시된다. 유사한 영속적 배당이 그룹 배당(921 및 927)에 도시되어 있다.
일부 실시예들에서, 중첩은 복수의 패킷을 동일한 자원 상에서 송신하는 데 사용될 수 있는데, 이는 보안을 유지하면서 상이한 사용자들의 기하학적 배치 및 일부 패킷들의 간섭 소거를 가능하게 하기 위한 변경된 패킷 구조를 이용함으로써 이루어진다.
일부 실시예들에서, 복수의 배당의 중첩은 이들을 동일한 자원 또는 자원의 집합에 배당함으로써 달성될 수 있다. 일부 실시예들에서, 이러한 프로세스는 영속적 및 비영속적 배당을 중첩시키는 데 사용될 수 있다.
영속적 배당을 다중화하는 것은 "사용중(busy)"인 자원을 RAB에서 이용 가능한 것으로 표시함으로써 달성될 수 있다. 사용되는 영속적 자원을 RAB에서 이용 가능한 것으로 표시함으로써, 다른 표시된 배당이 자원을 또한 사용할 것이다(그룹 등). 따라서, 영속적인 송신 및 다른 송신은 동일한 자원 상에서 동시에 발송될 것이다. 모든 영속적인 배당이 이용 가능한 것으로 표시되는 경우, RAB는 발송될 필요가 없다.
일부 실시예들에서, 중첩은 영속적인 사용자 및 다른 신호된 사용자(들)이 동일한 자원에 할당되도록 함으로써 다운링크 상에서 사용자들을 다중화하는 데 사용될 수 있다. 이는 다중 사용자 MIMO 응용예들에 유용하다. 영속적인 배당 및 신호된 배당의 중첩이 이러한 방식으로 달성될 수 있다.
사용중인 영속적인 자원 배당을 RAB에서 "사용중" 또는 "이용 가능"인 것으로 표시하기 위한 판정이 기지국에서 각 배당에 대해 각 시간 프레임에서 동적으로 이루어질 수 있다.
상기 판정은 상이한 패킷들이 예정되는 이동국들의 기하학적 배치 및 상이한 패킷들의 신뢰도 중 적어도 하나에 기초할 수 있다. 높은 기하학적 배치를 갖는 사용자들은 이들의 서비스 기지국과 통신하기 위한 양호한 장기 채널 조건들을 갖는 사용자들이다. 따라서, 일부 상황에서는 사용자들을 위한 비트맵들에게 일반적으로 양호한 채널 조건들을 제공하는 것이 바람직하다.
이동국은 이것의 송신이 영속적인 부영역에서 발생하는지를 결정함으로써 중첩된 영속적인 배당의 존재를 검사하도록 구성된다. 일부 실시예들에서, 이동국은 CI에(MCCS 필드 내에) 추가될 수 있는 "계층의 개수" 필드의 표시를 검출함으로써 중첩된 영속적인 배당의 존재를 검사하도록 구성된다. 일부 실시예들에서, 상기 필드는 각 구획에 대해 중첩 또는 MIMO이든 간에 계층들의 개수에 대응할 수 있다. 일부 실시예들에서, 이동국은 수신된 전력 임계치 검출에 기초하여 중첩된 영속적인 배당의 존재를 검사하도록 구성된다. 일부 실시예들에서, 이동국은 중첩된 영속적인 배당의 존재를 항상 검사하도록 구성된다.
일부 실시예들에서, 더 낮은 기하학적 배치의 이동국에 대해 예정된 패킷(예컨대 영속적인 배당)은 이것이 디코딩될 수 있는 방식으로 인코딩될 수 있다. 일부 실시예들에서, 디코딩은 CRC를 사용하여 검증되는데, 이는 송신이 간섭 소거(Interference Cancellation; IC)에 사용될 수 있도록 한다. 그러나, 송신을 디코딩하는 사용자들은 사용 가능한 데이터에 대한 접속을 가질 수 없을 것인데, 그 까닭은 상기 데이터는 예정된 사용자의 식별(ID) 시퀀스에 의해 스크램블링된 상태로 남을 것이기 때문이다.
일부 시스템들에 있어서, 영속적인 배당이 사용될 수 있다. 영속적인 배당은 하나 이상의 HARQ 송신을 위한 미리 정의된 자원 상의 배당으로서 정의된다. 다른 사용자(들)을 동일한 자원에 배당하는 것이 가능하다. 유니캐스트 또는 그룹 신호는 이러한 자원을 배당하기 위한 신호 방법들 중 두 가지 예이다.
기지국은 용량을 향상시키기 위해 하나 이상의 영속적인 배당 및 하나 이상의 신호된 배당을 송신하기 위한 동일한 자원을 활용할 수 있다. 영속적인 패킷 송신은 비영속적인 송신을 수신하는 이동국이 상기 송신을 디스크램블링(descramble)할 능력 없이 간섭 소거의 목적을 위해 상기 송신을 수신하고 디코딩할 수 있도록 하는 방식으로 변경된다. 영속적인 송신을 수신하는 이동국은 변경된 패킷을 정규적인 방식으로 디코딩하여, 변경을 취소하기 위한 별도의 단계들을 추가하여 이것이 패킷의 간섭 소거의 목적을 위해 디코딩될 수 있도록 한다.
일반적으로, 둘 이상의 패킷이 DL 상에서 중첩되고 상이한 사용자들에 대해 예정되는 경우, 더 높은 신뢰도를 갖는 패킷 송신(패킷 A)은 상이한 송신(더 낮은 신뢰도를 가짐)(패킷 B)을 수신하도록 예정된 이동국이 더 높은 신뢰도의 송신(패킷 A)을 수신하고 이를 디스크램블링할 능력 없이 이를 간섭 소거의 목적으로 디코딩할 수 있도록 하는 방식으로 변경된다. 상이한 사용자(들)이 간섭 소거의 목적을 위해 디코딩할 수 있도록 변경된 패킷을 수신하도록 예정된 이동국은 변경된 패킷을 정규적인 방식으로 디코딩하지만, 패킷 변경을 취소하기 위한 별도의 단계들을 포함한다. 다른 패킷과 중첩된 변경된 패킷(패킷 A) 송신을 수신하도록 예정된 이동국은 변경된 패킷을 디코딩한다.
보다 높은 신뢰도로 발송되는 패킷은 단 하나의 송신 후에 상이한 이동국에서 손쉽게 디코딩될 수 있으므로, 이동국은 각 프레임에서 그 자신의 송신의 간섭 소거를 위해 상기 디코딩된 더 높은 신뢰도의 패킷을 이용할 수 있다. 더 높은 전력 레벨, 더 강건한 코딩 기법 및 더 높은 처리 이득{즉 확산(spreading)} 중 임의의 하나(이에 한정되지 않음)를 사용함으로써 하나의 송신이 "더 높은 신뢰도"로 발송될 수 있다. 이러한 프로세스는 체이스 결합의 경우와 IR HARQ 송신의 경우 모두에 사용될 수 있다.
간섭 소거에 사용될 중첩된 패킷에 대한 프로세스
더 낮은 기하학적 배치를 갖는 이동국에 대해 예정된 패킷(예컨대 영속적인 배당)은 이것이 다른 사용자들에 의해 디코딩되고 디코딩을 CRC로 검증할 수 있는 방식으로 인코딩되어 효율적인 간섭 소거(IC)를 위한 송신을 사용할 수 있도록 할 수 있다. 그러나, 이러한 사용자는 사용 가능한 데이터에 대한 액세스를 갖지 못할 것인데, 그 까닭은 상기 데이터는 예정된 사용자의 식별 시퀀스에 의해 스크램블링된 상태로 남을 것이기 때문이다.
이러한 프로세스는 두 개의 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 사용하는 단계를 수반하는데, 제1 CRC는 예정된 사용자 식별 시퀀스에 의한 스크램블링 전에 적용되고, 제2 CRC는 그 후에 적용된다. 다른 이동국들은 송신의 정확한 디코딩을 확인하기 위해 제2 CRC를 사용할 수 있을 것이고, 한편으로 제1 CRC는 정확한 디스크램블링 후에 패킷의 예정된 사용자를 확인할 것이다.
두 개(또는 N개, N은 사용자들의 수와 같음)의 상이한 패킷들을 두 명(또는 N명)의 상이한 사용자에게 송신하는 것과 같은 응용예들에 대해 패킷들의 하나 이상의 층의 간섭 소거를 수반하는 중첩 및 검출을 가능하게 하기 위해, 보다 높은 신뢰도로 발송되는 패킷은 통상적인 인코딩 및 스크램블링 절차들 외에도 CRC가 더 추가되고 식별 시퀀스로 스크램블링될 수 있다.
도 6a를 참조하여, 추가된 CRC 'A'(612)를 갖는 패킷(610)이 어떻게 종래의 방식으로 스크램블링 및 인코딩되는지에 관한 예가 이제 기술될 것이다. 패킷(610)은 N개의 데이터 비트를 포함한다. CRC 'A'(612)는 패킷(610)의 말미에 추가된다. 결합된 데이터와 CRC는 식별 시퀀스를 사용하여 스크램블링된다. 일부 구현예들에서, 식별 시퀀스는 스크램블링된 패킷(620)을 생성하기 위한 섹터 ID 및 사용자 ID 또는 MAC ID 중 하나(이에 한정되지 않음)일 수 있다. 이후 스크램블링된 패킷은 인코딩되어 인코드 패킷(630)을 생성한다. 일부 구현예들에서, 인코딩은 터보(turbo) 인코딩, 컨벌루셔널(convolutional) 인코딩, LDPC 인코딩 중 하나일 수 있지만, 이에 한정되지 않는다.
도 6b를 참조하여, 어떻게 본 발명의 실시예에 따라 추가된 CRC 'A'(642)를 갖는 패킷(640)이 스크램블링 및 인코딩되고 이후 인코딩된 패킷(660)이 다시 다른 CRC 'B'(662)를 추가받고 스크램블링되는지에 관한 예가 이제 기술될 것이다. 이러한 방법은 중첩된 패킷들에 대한 간섭 소거에 사용될 수 있다.
처음 몇몇 단계는 도 6a에 관하여 위에서 기술된 단계들과 유사한데, 이는 인코딩되고 스크램블링된 패킷(660)을 야기한다. CRC 'B'(662)가 인코딩 및 스크램블링된 패킷(660)의 말미에 추가된다. 인코딩된 패킷(660)과 CRC 'B'(662)는 복수의 사용자에게 알려진 추가적인 식별 시퀀스를 사용하여 스크램블링되어 스크램블링된 패킷(670)을 생성하고, 따라서 복수의 사용자 중 임의의 사용자가 스크램블링된 패킷을 디스크램블링할 수 있도록 한다. 일부 구현예들에서, 식별 시퀀스는 섹터 ID일 수 있다. 이후 스크램블링된 패킷(670)은 인코딩되어 인코딩된 패킷(680)을 생성한다. 일부 구현예들에서, 인코딩은 터보 인코딩, 컨벌루셔널 인코딩, LDPC 인코딩 중 하나일 수 있지만, 이에 한정되지 않는다.
제2 스크램블링 단계는 선택적이고, 모든 구현예들에서 사용되는 것은 아닐 수 있다.
어떤 프로세스의 일부 사례에서는, 식별 시퀀스를 사용한 스크램블링은 데이터에 대해서만, CRC에 대해서만, 또는 데이터 및 CRC 모두에 대해서 수행될 수 있다.
다른 스크램블링, 인터리빙(interleaving), 변조 블록들이 이러한 연쇄에 추가될 수 있다. 이러한 설명에 중요한 본질적인 단계들만이 포함된다.
두 이동국에서 패킷들을 검출 및 수신하기 위한 프로세스
도 7을 참조하여, 중첩된 패킷들이 어떻게 위에서 기술된 이중 스크램블링 및 이중 인코딩에 따른 간섭 소거를 사용하여 송신 및 디코딩될 수 있는지에 관한 예가 이제 기술될 것이다.
상대적으로 더 낮은 기하학적 배치에 있는 이동국 A(720)는 위에서 기술된 이중 스크램블/이중 인코딩에 따라 변경된 패킷 A(712)를 수신하도록 예정된다. 패킷을 송신하기 위한 자원은 영속적으로 배당될 수 있다.
상대적으로 더 높은 기하학적 배치에 있는 이동국 B(730)는 위에서 기술된 단일 스크램블/단일 인코딩에 따라 인코딩된 패킷 B(714)를 수신하도록 예정된다. 두 패킷은 동일한 자원 상에서 발송된다. 패킷 A(712)에 대한 송신이 영속적으로 배당되는 경우, 자원은 RAB 상에서 "이용 가능"인 것으로 표시된다. 하나 이상의 사용자에게 속하는 복수의 패킷이 소정의 송신에 대해 중첩되는 자원 상에서 발송되는 것이 가능하다.
이동국 A에서의 프로세스
인코딩 및 스크램블링의 "외부 계층"을 디코딩 및 디스크램블링하기 위한 시도는 스크램블링의 외부 계층이 사용되는 경우에 패킷 A(712)에 대해 이루어지는데, 이는 정확한 디코딩의 검증을 위해 CRC 'B'를 사용하여 이루어진다. 패킷 A(712)가 성공적으로 디코딩되는 경우, 패킷은 정확한 디코딩/디스크램블링의 검증을 위해 CRC 'A'를 사용하여 식별 시퀀스로 디스크램블링된다. 성공적으로 디코딩되지 않는 경우, 원하는 경우 HARQ에 의해 지정되는 바에 따라 재송신 프로세스가 이어진다. 일부 실시예들에서, 이는 위에서 기술된 제어 정보 신호 기법들을 사용하는 RAS-HARQ 재송신을 포함할 수 있다.
예컨대, HARQ에 있어서 성공적이지 않은 송신이 이동국에서 보유되어 추가적인 재송신과 소정의 방식(IR 또는 체이스 결합)으로 결합될 수 있다.
이동국 B에서의 프로세스
패킷 A를 디코딩 및 디스크램블링(사용되는 경우)하기 위한 시도가 정확한 디코딩의 검증을 위해 CRC 'B'를 사용하여 이루어진다.
성공적으로 디코딩되는 경우, 이동국 B(730)에 대해 예정된 패킷 A(712) 및 패킷 B(714)의 결합된 송신으로부터 패킷 A(712)를 본질적으로 제거하기 위해 간섭 소거가 사용될 수 있는데, 그 까닭은 두 패킷이 동일한 자원에서 송신되기 때문이다. 패킷 B(714)가 성공적으로 디코딩되지 않는 경우, 패킷의 복구를 시도하기 위해 HARQ 기법들이 사용될 수 있다.
다른 패킷들이 패킷 B와 부분적으로 또는 완전히 중첩되는 경우, 연속적인 간섭 소거의 유사한 프로세스들을 사용하여 이러한 패킷을 또한 검출하고 소거하기 위한 시도가 이루어질 수 있다. 결과적인 신호로부터, 패킷 B를 디코딩하기 위한 시도가 이루어질 수 있다. 원하는 경우, HARQ 재송신 프로세스가 패킷을 복구 및 검출하는 데 사용될 수 있다.
예컨대, HARQ에 있어서 성공적이지 않은 송신이 이동국에서 보유되어 추가적인 재송신과 소정의 방식(IR 또는 체이스 결합)으로 결합될 수 있다. 다른 사용자들에 대해 예정된 성공적으로 디코딩된 패킷들은 추가적인 채널 추정 신뢰도에 사용될 수 있다. 전력 레벨은 알려지지 않은 경우 어림짐작으로 검출될 필요가 있을 수 있다.
위의 프로세스의 이점들은 다음을 포함한다.
1) 중첩을 가능하게 함으로써 송신에 사용되는 자원을 감소시킨다(용량 개선).
2) 송신이 상이한 신뢰도로 발송되도록 상이한 기하학적 배치들을 타게팅(target)하는 것을 이용한다. 일부 실시예들에서, 송신은 상이한 이동국에 도착하고, 신뢰성 있게 수신되어 재송신 없이 간섭 소거를 가능하게 할 수 있다. 일부 실시예들에서, 보다 낮은 기하학적 배치를 갖는 이동국에 대해 예정된 송신은 중첩된 패킷의 존재에 의해 현저히 영향을 받지 않는다.
3) 이동국이 실제 사용 가능한 데이터를 디스크램블링하도록 하지 않으면서 간섭 소거의 목적을 위해 상이한 이동국에 대해 예정된 패킷을 이동국이 디코딩하고 사용할 수 있도록 한다.
4) 영속적인 자원이 "이용 가능"한 것으로 표시되도록 하여, RAB가 단축되거나 또는 자원에 대한 "이용 가능"한 RAB가 없는 디폴트(default)로서 생략될 수 있도록 한다.
5) 추가적인 비용은 송신에 추가되는 추가적인 CRC일 뿐이다.
일부 실시예들에서, 패킷 크기/코딩 속도/변조 기법이 유한한 개수의 가설로 한정되기 때문에, 상기 프로세스는 VoIP 응용예들에 특히 유용하다. 일부 응용예들에서, 간섭 소거에 사용될 VoIP 패킷은 고정된 파라미터(또는 매우 한정된 집합)일 수 있다. 예컨대, 각각의 패킷 크기에 대한 하나의 MCS는 고정된 자원 할당 크기를 갖는다.
DL 제어 채널 구조
일부 실시예에서, 부영역들은 DL 채널 제어를 가능하게 하도록 프레임 구조 내에 생성될 수 있다. 프레임은 송신을 위한 물리적인 구조물로서 일단 설정되면 바뀌지 않지만, 부영역은 주어진 상황에 대해 프레임 내에서 그 크기 및 모양이 바뀔 수 있는 스케줄링 구조물로서 구성 가능한 프레임의 일부이다. 예컨대, OFDM 응용예에서, 부영역들은 서브캐리어(sub-carrier)들의 블록 상에서 2개의 OFDM 심볼의 배수로 이루어질 수 있다. 일부 실시예들에서, 서브캐리어들의 블록은 가용 대역의 서브캐리어들의 전체 집합이다.
일부 실시예들에서, 기본 채널 유닛(Basic Channel Unit; BCU) 배당 블록(BCU Allocation Block; BAB)은 하나 이상의 BCU로 이루어질 수 있다. BCU는 2차원 시간 주파수 송신 자원, 즉 주어진 개수의 서브캐리어들 상의 주어진 개수의 심볼이다. 서브캐리어들은 논리적 서브캐리어들에 대한 물리적 서브캐리어들의 특정한 매핑(mapping)에 기초하여 치환되는 물리적 서브캐리어들 또는 논리적 서브캐리어들일 수 있다. 일부 실시예들에서, 부영역 내에서 BAB는 OFDM 심볼 당 동일한 개수의 시간 주파수 자원 블록을 갖는다. 일부 실시예들에서, 이는 하나 이상의 프레임에 대해 평균되는 경우에 참일 수 있다. OFDM 심볼들이 특히 언급되지만, OFDM은 예시적인 목적을 위해 고려되며 다른 송신 형식들이 고려될 수 있음을 이해해야 한다.
일부 실시예들에서, 상이한 부영역들은 상이한 BAB 구성들을 가질 수 있다. 예컨대, 제1 부영역은 4개의 OFDM 심볼을 갖는데, 여기서 각 BAB는 2개의 BCU를 갖는다. 다른 예에서, 제2 부영역은 4개의 OFDM 심볼을 갖는데, 여기서 일부 BAB들은 4개의 BCU를 갖고 다른 BAB들은 8개의 BCU를 갖는다. 또 다른 예에서, 제3 부영역은 6개의 OFDM 심볼을 갖는데, 여기서 각 BAB는 12개의 BCU를 갖는다.
일부 실시예들에서, 분리된 영역을 정의함으로써 확장된 프레임이 지원될 수 있다. 확장된 프레임의 분리된 영역 내의 BCU들은 비확장 프레임 영역과 동일한 채널화를 사용한다. 추가적인 복잡도가 요구되지 않는다.
일부 실시예들에서, 확장된 프레임의 분리된 영역에서는 제어 채널이 MCCS이거나 유니캐스트 제어 채널이거나에 관계없이 매 k 프레임마다 발생한다. 확장된 프레임의 분리된 영역에서의 각 배당은 k개의 프레임에 대한 것이다.
유니캐스트 제어 정보는 제1 서브프레임 내의 연관된 구획 내에 포함된다. 이러한 설계에서, 확장된 서브프레임들을 사용하는 송신은 비확장 서브프레임들을 사용하는 송신과 공존할 수 있다. 이러한 방식으로, 확장된 영역을 사용하는 이동국들만이 증가된 레이턴시에 의해 영향을 받는다.
확장된 프레임 내의 분리된 영역은 UL 송신뿐만 아니라 DL 송신에 대해서도 정의될 수 있다.
일부 실시예들에서, 액세스 허가 메시지는 액세스에 대한 요청을 개시한 이동국의 사용자 ID를 포함한다. 액세스 허가 메시지는 UL 제어 세그먼트에 포함되고, 이는 이동국이 UL 무작위 액세스 채널에서 사용한 시퀀스에 의해 스크램블링된다.
일부 실시예들에서, UL 제어 세그먼트는 다음의 필드들, 즉 MCCS, 유니캐스트 배당 메시지, 그룹 배당 메시지 및 UL 액세스 허가 메시지를 포함한다. MCCS는 결합 색인 및/또는 치환 색인을 포함하고, 영속적인 자원이 할당된 경우 RAB를 포함한다. 결합 색인, 치환 색인 및 RAB의 구현에 관한 예들은 공통으로 양도된 PCT/2008/001980에서 찾아볼 수 있다. 유니캐스트 배당 메시지는 각 배당에 대해 하나씩 대응하는 복수의 유니캐스트 배당 메시지들을 포함할 수 있다. 그룹 배당 메시지는 각 배당에 대해 하나씩 대응하는 복수의 그룹 배당 메시지를 포함할 수 있다.
영속적인 자원은 영속적 배당 메시지를 사용하여 배당된다. DL 및 UL 배당 둘 다에 대한 별개의 영속적 배당 메시지들이 존재한다. 일부 실시예들에서, 각 메시지는 자원 ID(BCU) 및 배당된 자원의 개수를 포함한다. 일부 실시예들에서, 각 메시지는 배당된 자원을 표시하는 비트맵을 포함한다. 비트맵 접근법에서, 비트맵의 길이는 영속적인 영역의 길이이다. 일부 실시예들에서, 영속적인 영역의 길이는 수퍼프레임(super-frame) 제어에서 신호된다.
일부 구현예들에서, UL 영속적 배당 메시지는 UL 제어 세그먼트에 포함된다. 일부 구현예들에서, UL 영속적 배당 메시지는 분리된 구획에 포함된다.
일부 구현예들에서, DL/UL 영속적 배당 메시지들은 예정된 사용자의 사용자 ID에 의해 스크램블링된다.
복수의 사용자에게 송신 자원의 동일한 구획이 배당되는 다중 사용자 MIMO(Multi-User MIMO; MU-MIMO)의 경우, 별개의 유니캐스트 메시지들이 동일한 구획에 배당된 각 사용자에게 제공된다.
일부 실시예들에서, 유니캐스트 제어 세그먼트는 MU-MIMO 헤더를 포함하는데, 이는 배당 내의 가장 낮은 기하학적 배치를 갖는 사용자에게 타게팅되는 멀티캐스트 메시지이다. MU-MIMO 헤더는 메시지 유형을 식별하는 정보를 포함하는데, 이는 코드북(codebook) 기반의 사전 코딩 피드백의 경우에 송신에 사용되는 사전 코딩 행렬 색인(Pre-coding Matrix Index; PMI) 및 동일한 자원에 대해 다중화되는 계층의 개수를 나타낸다. PMI는 자원 상에서 다중화되는 계층의 개수와 동등한 개수의 열을 갖는 행렬이다. 각 열은 대응하는 계층에 대한 사전 코딩 벡터로 이루어진다.
일부 실시예들에서, MU-MIMO 헤더는 CRC로 보호된다. 다음으로, 상기 헤더에 이어 각 배당에 대한 개별적인 유니캐스트 메시지들이 뒤따른다. 개별 유니캐스트 메시지들은 배당의 MCS를 포함한다. 일부 구현예들에서, 각 유니캐스트 메시지는 예정된 사용자의 사용자 ID에 의해 스크램블링된다. 일부 구현예들에서, 유니캐스트 메시지들은 CRC로 보호된다.
일부 실시예들에서, DL ACK 채널은 UL 데이터 송신을 수신 확인하는 데 사용된다. DL ACK, UL 전력 제어 채널 및 MCCS를 포함하지만 이에 한정되지 않는 제어 채널들의 그룹에 고정된 개수의 다이버시티 자원이 할당된다.
일부 구현예들에서, DL ACK 채널들에 대한 자원의 개수 및 자원의 위치가 수퍼프레임 제어에서 신호된다. 일부 구현예들에서, 각 DL ACK 채널은 전체 대역에 걸쳐 확산되는 N개의 톤(tone)으로 이루어진다. 일부 구현예들에서, 각 DL ACK 채널은 예정된 사용자에 대해 전력 제어된다. 일부 구현예들에서, DL 전력 제어 채널에 대해, 전력 제어의 목적을 위해 하나의 채널이 각 사용자에게 배당된다.
OFDM 시스템을 위한 다중 캐리어 구성
본 발명의 다른 태양에 따르면, 인접한 캐리어들 사이의 서브캐리어 정렬을 보장하기 위한 OFDM 시스템의 인접한 다중 캐리어 구성을 위한 방법들이 제공된다.
현재의 WiMAX/802.16e 기법들에서, 250 kHz의 주파수 래스터(raster)는 10.94 kHz의 WiMAX/802.16e 서브캐리어 간격에 의해 분할될 수 없다. 인접한 캐리어들의 중심 주파수들의 간격이 250 kHz의 래스터 크기의 정수배인 상황에서, 두 인접한 캐리어 사이의 OFDM 서브캐리어들은 정렬되지 않는다. 도 8을 참조하면, 제1 캐리어가 제1 집합의 서브캐리어들을 갖는 것으로 도시되고 제2 캐리어가 제2 집합의 서브캐리어들을 갖는 것으로 도시된 예가 도시된다. 제1 캐리어 및 제2 캐리어의 중심 주파수들의 간격은 N × 250 kHz인데, 이는 10.94 kHz에 의해 분할될 수 없다. 이러한 비정렬 서브캐리어들의 상황은 캐리어간 간섭을 야기할 것이다.
이러한 문제에 대한 제안된 해결책은 250 kHz의 래스터 크기에 의해 분할 가능한 12.5 kHz로 서브캐리어 간격을 변경하는 것이다. 그러나, 이러한 해결책은 기존의 WiMAX 기법들과 하위 호환될 수 없는 새로운 서브캐리어 간격을 초래한다.
하위 호환성을 지원하기 위해, 세 집합의 OFDM 서브캐리어 간격이 IEEE 802.16m-08/003r1에서 채택되었다. 이러한 간격들은 7.81 kHz, 9.77 kHz 및 10.49 kHz를 포함한다. 그러나, 캐리어 간격, 서브캐리어 정렬 및 가드 톤(guard tone)들과 같은 인접 캐리어 구성에 관한 세부 사항들은 기술되지 않았다.
7.81 kHz 및 9.77 kHz의 서브캐리어 간격의 경우, 대응하는 시스템 대역폭은 제안된 서브캐리어 간격들에 의해 분할 가능하다. 따라서, 다중 캐리어 배치에 있어서, 인접 캐리어들의 중심 주파수들은 서브캐리어들의 정수에 의해 이격된다.
IEEE 802.16m과 호환 가능한 무선 장치가 통신에 사용되는 경우, IEEE 802.16m 송신을 위해 할당되는 자원의 영역이 존재한다. 캐리어 대역폭을 초과하는 인접 캐리어들 사이의 IEEE 802.16m 영역 내의 서브프레임들에 대해 가드 톤들이 요구되지 않는다.
그러나, 하위 호환성을 지원하기 위해, 레거시 지원되는 캐리어들에 대해 할당되는 영역 내의 서브프레임들은 인접한 캐리어들 사이의 가드 톤들을 포함한다. 일부 구현예들에서, 인접한 캐리어들 사이의 가드 톤들은 레거시 시스템 치환 형식들에서 정의되는 가드 톤 배열들과 일관된다.
도 9를 참조하여, 레거시 및 IEEE 802.16m DL 및 UL 서브프레임 컴포넌트들 모두를 각각 갖는 두 인접한 캐리어의 예가 이제 논의될 것이다.
개별적으로 도시되지는 않았으나 수직 방향의 주파수 블록으로서 도시된 복수의 서브캐리어를 갖는 제1 캐리어(510)가 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임(530, 550) 상에 도시된다. 각 무선 프레임의 DL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 중 둘은 레거시 서브프레임들(533)이고 둘은 IEEE 802.16m 서브프레임들(534)이다. 각 무선 프레임의 UL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 중 하나는 레거시 서브프레임(543)이고 셋은 IEEE 802.16m 서브프레임들(544)이다.
수직 방향의 주파수 블록에 있는 복수의 서브캐리어를 갖는 제2 캐리어(520)가 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임 상에 도시된다. 각 무선 프레임의 DL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 중 하나는 레거시 서브프레임(537)이고 셋은 IEEE 802.16m 서브프레임들(538)이다. 각 무선 프레임의 UL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 중 둘은 레거시 서브프레임들(547)이고 둘은 IEEE 802.16m 서브프레임들(548)이다.
제1 캐리어(510)에서, 레거시 DL 서브프레임들(533) 중 일부 서브캐리어들은 제1 캐리어(510)의 서브캐리어들과 제2 캐리어(520)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤들(535)로서 할당된다. 제2 캐리어(520)에서, 레거시 DL 서브프레임들(537) 중 일부 서브캐리어들은 제2 캐리어(520)의 서브캐리어들과 제1 캐리어(510)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤들(536)로서 할당된다. 그러나, 서브프레임들이 IEEE 802.16m 서브프레임들인 경우, 제1 캐리어(510)의 서브캐리어들과 제2 캐리어(520)의 서브캐리어들, 또는 그 반대의 사이에는 가드 톤들이 필요하지 않다.
제1 캐리어(510)에서, 레거시 UL 서브프레임들(543) 중 일부 서브캐리어들은 제1 캐리어(510)의 서브캐리어들과 제2 캐리어(520)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤들(545)로서 할당된다. 제2 캐리어(520)에서, 레거시 UL 서브프레임들(547) 중 일부 서브캐리어들은 제2 캐리어(520)의 서브캐리어들과 제1 캐리어(510)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤들(546)로서 할당된다. 그러나, 서브프레임들이 IEEE 802.16m 서브프레임들인 경우, 제1 캐리어(510)의 서브캐리어들과 제2 캐리어(520)의 서브캐리어들, 또는 그 반대의 사이에는 가드 톤들이 필요하지 않다.
도 9는 주어진 크기의 무선 프레임, DL 및 UL 서브프레임들의 개수 및 레거시 및 IEEE 802.16m이 지원되는 캐리어들의 배열에 대한 특정한 예이다. 이러한 파라미터들은 구현예에 특정되고, 따라서 도 9의 특정한 예는 본 발명을 한정하고자 하는 것이 아니다. 또한, IEEE 802.16m이 지원되는 캐리어들이 위에서 특히 언급되었지만, 보다 일반적으로 본 발명은 비 레거시가 지원되는 캐리어들인 다른 지원되는 캐리어들에 적용될 수 있다.
10.94 kHz의 서브캐리어 간격의 경우, 5/10/20 MHz의 시스템 대역폭들은 서브캐리어 간격에 의해 분할될 수 없다. 그러나, N × 1.75 MHz, 예컨대 5.25 MHz, 10.5 MHz, 21 MHz는 서브캐리어 간격에 의해 분할될 수 있다. 두 개의 인접한 캐리어가 레거시 지원 캐리어들인 상황에서, 인접 캐리어들의 중심 주파수들은 캐리어 대역폭들에 의해 이격되어 하위 호환성을 보장한다. 가드 톤들이 인접 캐리어들 사이에서 사용된다.
비 레거시 지원 캐리어가 레거시 지원 캐리어에 인접한 경우, 비 레거시 캐리어의 중심 주파수는 두 개의 인접한 캐리어의 중심 주파수들이 각각 5/10/20 MHz의 캐리어 대역폭에 대해 5.25/10.5/21 MHz만큼 각각 이격될 수 있도록 오프셋(offset)된다. 따라서, 인접 캐리어들의 중심 주파수 간격은 서브 캐리어 오정렬 문제를 피하도록 5.25 MHz의 배수들로 설정될 수 있다. 예컨대, 두 개의 인접한 5 MHz 캐리어는 5.25 MHz만큼 이격된다. 두 개의 인접한 10 MHz 캐리어는 10.5 MHz만큼 이격된다. 5 MHz의 캐리어 대역폭에 대한 예시가 도 10에 도시된다. 비 레거시 캐리어에 대해, 도 10(다음 슬라이드)에 도시된 바처럼, 불균일한 개수의 가드 서브캐리어들이 캐리어의 양측에서 사용된다.
비 레거시 캐리어가 지원되는 영역 내의 서브프레임 상에서는, 인접한 캐리어들 사이에서 캐리어 대역폭을 초과하여 가드 톤들이 요구되지 않는다. 레거시 캐리어가 지원되는 영역 내의 서브프레임 상에서는, 레거시 영역 내의 서브프레임들 상에서 가드 톤들이 인접 캐리어들 사이에 여전히 사용된다.
도 11은 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임(1130, 1150) 내의 두 개의 인접한 캐리어(하나는 레거시 지원 캐리어들을 갖고 하나는 비 레거시 지원 캐리어를 가짐)에 관한 예를 도시한다.
개별적으로 도시되지는 않았으나 수직 방향의 주파수 블록으로서 도시된 복수의 서브캐리어를 갖는, 레거시 지원을 포함하는 제1 캐리어(1110)가 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임 상에 도시된다. 각 무선 프레임의 DL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 중 둘은 레거시 서브프레임들(1131)이고 둘은 비 레거시 서브프레임들(1133)이다. 각 무선 프레임의 UL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 중 하나는 레거시 서브프레임(1141)이고 셋은 비 레거시 서브프레임들(1143)이다.
수직 방향의 주파수 블록에 있는 복수의 서브캐리어를 갖는, 레거시 지원을 포함하지 않는 제2 캐리어(1120)가 두 개의 연속적인 5 ms 무선 프레임 상에 도시된다. 각 무선 프레임의 DL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 모두는 비 레거시 서브프레임들(1136)이다. 각 무선 프레임의 UL 부분은 4개의 서브프레임을 포함하는데, 이들 모두는 비 레거시 서브프레임들(1146)이다.
제1 캐리어(1110)에서, 레거시 DL 서브프레임들(1131) 중 일부 서브캐리어들은 제1 캐리어(1110)의 서브캐리어들과 제2 캐리어(1120)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤들(1135)로서 할당된다. 제2 캐리어(1120)에서, 어떤 서브캐리어도 제2 캐리어(1120)의 서브캐리어들과 제1 캐리어(1110)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤으로서 할당되지 않는다.
제1 캐리어(1110)에서, 레거시 UL 서브프레임들(1141) 중 일부 서브캐리어들은 제1 캐리어(1110)의 서브캐리어들과 제2 캐리어(1120)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤들(1145)로서 할당된다. 제2 캐리어(1120)에서, 어떤 서브캐리어도 제2 캐리어(1120)의 서브캐리어들과 제1 캐리어(1110)의 서브캐리어들 사이의 가드 톤으로서 할당되지 않는다.
특정한 실시예에서, 두 개의 인접한 5 MHz 캐리어의 경우, 인접한 캐리어들이 5.25 MHz만큼 이격되지만, WiMAX OFDM 수비학(numerology)은 오버샘플링 속도(oversampling rate)를 사용하기 때문에 캐리어들 사이에서 낭비되는 대역폭이 존재하지 않는다. 512 FFT에 대한 유효 대역폭은 5.6 MHz이다. 일부 구현예들에서, 양측 상에서 가드 서브캐리어들을 조절함으로써, 두 개의 인접한 캐리어 사이의 간격들이 제거될 수 있다. 또한, 양측 상에서 가드 서브캐리어들을 조절함으로써, 대역 외 스펙트럼 마스크 요건들이 또한 충족될 수 있다. 이는 도 12a에 도시된다.
도 12a에 도시된 바처럼, 불균일한 개수의 가드 서브캐리어들이 캐리어의 양측 상에서 사용된다. 두 인접한 캐리어 사이의 가드 서브캐리어들의 개수는 각 캐리어 상에서 16개이다. 스펙트럼의 가장자리에서의 가드 서브캐리어의 개수는 스펙트럼 마스크 요건들에 기초하여 조절될 수 있다.
도 12a 및 12b와 도 13a, 13b 및 13c에 도시된 바와 같은 두 가지 시나리오가 존재한다.
시나리오 1 - 각 캐리어의 중심 캐리어 주파수들과 스펙트럼 경계 사이의 균일한 거리
도 12a 및 12b에 도시된 바처럼, 중심 주파수들은 5 MHz 스펙트럼 경계로부터 2.625 MHz(또는 10.5 래스터)이다. 이 시나리오의 단점은 중심 주파수 위치들이 래스터 경계들과 정렬되지 않는다는 점이다.
시나리오 2 - 각 캐리어의 중심 캐리어 주파수들과 스펙트럼 경계 사이의 불균일한 거리
시나리오 2에서는 중심 주파수 위치들이 래스터 경계들과 정렬된다. 도 13a 및 13b에 도시된 바처럼, 캐리어 1의 중심 주파수는 5 MHz 스펙트럼 경계로부터 11 래스터만큼 이격된다. 캐리어 2의 중심 주파수는 5 MHz 스펙트럼 경계로부터 10 래스터만큼 이격된다. 이는 두 인접 캐리어 사이에 불균일한 개수의 가드 서브캐리어가 존재하는 결과를 낳는다. 도 13a에 도시된 바처럼, 캐리어 2에 이웃하는 측의 캐리어 1 상의 가드 서브캐리어들은 5개이다. 캐리어 1에 이웃하는 측의 캐리어 2 상의 가드 서브캐리어들은 28개이다. 스펙트럼의 가장자리에서의 가드 서브캐리어의 개수는 스펙트럼 마스크 요건들에 기초하여 조절될 수 있다.
도 13c는 3개 이상의 인접한 캐리어에 관한 일반적인 사례를 더 도시한다. 스펙트럼 경계로부터의 중심 주파수의 간격은 중심 주파수가 래스터 경계들과 정렬되는 것을 보장하도록 조절된다. 또한, 인접 캐리어들의 중심 주파수들 간의 간격은 21 래스터로 유지된다.
레거시 WiMAX 캐리어로 이루어지는 특정한 실시예에서, 레거시 캐리어의 캐리어 주파수는 도 14에 도시된 바처럼 5 MHz 대역 내에 중심을 두어야 한다. 이 예에서, 인접한 비 레거시 캐리어는 중심 주파수들 사이에서 전체 5.25 MHz의 간격을 유지하도록 더 오프셋되어야 한다. 도 14에 도시된 바처럼, 레거시 캐리어에 대해, 동일한 개수의 가드 서브캐리어가 캐리어의 양측 상에서 사용된다. 비 레거시 캐리어에 대해, 불균일한 개수의 가드 서브캐리어가 캐리어의 양측 상에서 사용된다. 레거시 캐리어에 인접한 측 상의 가드 서브캐리어들의 개수는 5 서브캐리어이다. 스펙트럼의 가장자리에서의 가드 서브캐리어의 개수는 스펙트럼 마스크 요건들에 기초하여 조절될 수 있다. 레거시 캐리어에 인접하지 않은 스펙트럼 내의 다른 캐리어들에 대해, 도 12a, 12b, 13a, 13b 및 13c를 참조하여 기술된 접근법들이 사용될 수 있다.
일부 실시예들에서, 캐리어 간격이 서브캐리어 간격에 의해 분할될 수 있도록 보장하기 위해 인접한 OFDM 캐리어들의 중심 주파수들의 간격을 오프셋하기 위한 방법이 제공된다.
일부 실시예들에서, 각 캐리어의 대역폭과 같지 않은 간격을 갖도록 인접한 OFDM 캐리어들의 중심 주파수들의 간격을 오프셋하기 위한 방법이 제공된다.
일부 실시예들에서, 캐리어의 양측 상에 불균일한 개수의 가드 서브캐리어를 할당하기 위한 방법이 제공된다.
일부 실시예들에서, 캐리어의 양측 상에 동일한 개수의 가드 서브캐리어를 갖고 대역폭의 중앙에 위치한 중심 주파수를 갖는 정규적인 캐리어를, 캐리어의 양측 상에 불균일한 개수의 가드 서브캐리어를 갖고 대역폭의 중앙에서 오프셋된 중심 주파수를 갖는 캐리어와 혼합하기 위한 방법이 제공된다.
통신 시스템의 예시 컴포넌트들의 설명
본 발명의 태양들이 구현된 이동 단말기들(16) 및 기지국들(14)의 고레벨 개관이 바람직한 실시예들의 구조적 및 기능적 세부 사항들을 살펴보기에 앞서 제공된다. 도 15와 관련하여, 기지국(14)이 도시된다. 기지국(14)은 일반적으로 제어 시스템(20), 기저 대역 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 복수의 안테나(28) 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 이동 단말기들(16)(도 1에 도시됨)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기로부터의 정보를 나르는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 처리를 위해, 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 이 신호로부터 광대역 간섭을 증폭 및 제거할 수 있다. 이후 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신된 신호를 중간 또는 기저 대역 주파수 신호로 하향 변환할 것이고, 이후 이는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.
기저 대역 프로세서(22)는 디지털화된 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호 내에 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 오류 정정 동작들을 포함한다. 그러므로, 기저 대역 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 ASIC(Application-Specific Integrated Circuit)으로 구현된다. 이후 수신된 정보는 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크에 걸쳐 송신되거나 또는 기지국(14)에 의해 서비스되는 다른 이동 단말기(16)에 송신된다.
수신측 상에서, 기저 대역 프로세서(22)는 제어 시스템(20)의 제어 하에 네트워크 인터페이스(30)로부터 디지털화된 데이터(이는 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있음)를 수신하고, 이 데이터를 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)에 출력되고, 여기서 이것은 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 반송파 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 반송파 신호를 송신에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 반송파 신호를 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(28)에 전달한다. 본 기술 분야의 당업자에게 이용 가능한 다양한 변조 및 처리 기술들이 기지국과 이동 단말기 사이의 신호 송신을 위해 사용된다.
도 16과 관련하여, 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 이동 단말기(16)가 도시된다. 기지국(14)과 유사하게, 이동 단말기(16)는 제어 시스템(32), 기저 대역 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 복수의 안테나(40) 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국(14)으로부터의 정보를 나르는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 처리를 위해, 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 이 신호로부터 광대역 간섭을 증폭 및 제거할 수 있다. 이후 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신된 신호를 중간 또는 기저 대역 주파수 신호로 하향 변환할 것이고, 이후 이는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.
기저 대역 프로세서(34)는 디지털화된 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호 내에 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 오류 정정 동작들을 포함한다. 기저 대역 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 ASIC으로 구현된다.
송신을 위해, 기저 대역 프로세서(34)는 제어 시스템(32)으로부터 디지털화된 데이터(이는 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있음)를 수신하고, 이를 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)에 출력되고, 여기서 이것은 변조기에 의해 사용되어 원하는 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 반송파 신호를 변조한다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 반송파 신호를 송신에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 반송파 신호를 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(40)에 전달한다. 본 기술 분야의 당업자에게 이용 가능한 다양한 변조 및 처리 기술들이 이동 단말기와 기지국 사이의 신호 송신을 위해 사용된다.
OFDM 변조에서, 송신 대역은 복수의 직교 반송파로 분할된다. 각각의 반송파는 송신될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM이 송신 대역을 복수의 반송파로 분할하기 때문에, 반송파 당 대역폭이 감소하고 반송파 당 변조 시간이 증가한다. 복수의 반송파가 병행하여 송신되므로, 임의의 소정의 반송파 상에서의 디지털 데이터 또는 심볼들에 대한 송신 속도는 단일 반송파가 사용되는 경우보다 낮다.
OFDM 변조는 송신될 정보에 대한 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT)의 수행을 활용한다. 복조를 위해, 수신된 신호에 대한 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT)의 수행이 송신된 정보를 복구한다. 실제로, IFFT 및 FFT는 역 이산 푸리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform; IDFT) 및 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)을 각각 수행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조의 특징적인 특징은 직교 반송파들이 송신 채널 내의 복수의 대역에 대해 생성된다는 점이다. 변조된 신호들은 상대적으로 낮은 송신 속도를 갖고 이들 각각의 대역들 내에 머물 수 있는 디지털 신호들이다. 개개의 반송파들은 디지털 신호들에 의해 직접 변조되지 않는다. 그 대신, 모든 반송파들은 IFFT 처리에 의해 한꺼번에 변조된다.
동작시에, OFDM은 바람직하게는 적어도 기지국들(14)로부터 이동 단말기들(16)로의 다운링크 송신을 위해 사용된다. 각각의 기지국(14)은 "n"개의 송신 안테나(28)를 갖추고, 각각의 이동 단말기(16)는 "m"개의 수신 안테나(40)를 갖춘다. 주목할 만하게도, 각각의 안테나들은 적합한 이중화기(duplexer)들 또는 스위치들을 사용하여 수신 및 송신을 위해 사용될 수 있고, 명료함을 위해서만 위와 같이 표기된다.
도 17과 관련하여, 논리적 OFDM 송신 아키텍처가 기술될 것이다. 처음에는, 기지국 제어기(10)가 다양한 이동 단말기들(16)에 송신될 데이터를 기지국(14)에 송신할 것이다. 기지국(14)은 송신을 위한 데이터를 스케줄링하고 스케줄링된 데이터를 송신하기 위한 적합한 코딩 및 변조를 선택하기 위해 이동 단말기들과 연관된 채널 품질 표시자(CQI)들을 사용할 수 있다. CQI들은 이동 단말기들(16)로부터 직접 오거나 또는 이동 단말기들(16)에 의해 제공된 정보에 기초하여 기지국(14)에서 결정될 수 있다. 어느 경우이든, 각각의 이동 단말기(16)에 대한 CQI는 채널 진폭(또는 응답)이 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 변동하는 정도의 함수이다.
비트들의 스트림인 스케줄링된 데이터(44)는 데이터 스크램블링 로직(46)을 사용하여 데이터와 연관된 피크 대 평균 전력 비율을 감소시키는 방식으로 스크램블링된다. 스크램블링된 데이터에 대한 순환 중복 체크(Cyclic Redundancy Check; CRC)가 결정되고 스크램블링된 데이터에 CRC 추가 로직(48)을 사용하여 추가된다. 다음으로, 데이터에 중복을 효과적으로 추가하도록 채널 인코더 로직(50)을 사용하여 채널 코딩이 수행되어 이동 단말기(16)에서의 복구 및 오류 정정을 촉진한다. 다시, 특정한 이동 단말기(16)에 대한 채널 코딩은 CQI에 기초한다. 일부 구현예들에서, 채널 인코더 로직(50)은 알려진 터보 인코딩 기술들을 사용한다. 이후 인코딩된 데이터는 속도 정합 로직(52)에 의해 처리되어 인코딩과 연관된 데이터 확장을 보상한다.
비트 인터리버(interleaver) 로직(54)은 인코딩된 데이터 내의 비트들을 체계적으로 재정렬하여 연속적인 데이터 비트들의 손실을 최소화한다. 결과적인 데이터 비트들은 선택된 기저 대역 변조에 따라 매핑 로직(56)에 의해 대응하는 심볼들로 체계적으로 매핑된다. 바람직하게는, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Key) 변조가 사용된다. 변조의 정도는 바람직하게는 특정한 이동 단말기에 대한 CQI에 기초하여 선택된다. 심볼 인터리버 로직(58)을 사용하여 주파수 선택적인 페이딩(fading)에 의해 야기되는 주기적인 데이터 손실에 대한 송신되는 신호의 내성을 더욱 강화하도록 심볼들이 체계적으로 재정렬될 수 있다.
이 시점에서, 비트들의 그룹들은 진폭 및 위상 성상(constellation)내의 위치들을 나타내는 심볼들로 매핑되었다. 공간 다이버시티를 원하는 경우, 심볼들의 블록들은 STC(space-time block code) 인코더 로직(60)에 의해 처리되고, STC 인코더 로직(60)은 송신되는 신호들이 간섭을 보다 잘 견디고 이동 단말기(16)에서 보다 쉽게 디코딩되도록 만드는 방식으로 심볼들을 수정한다. STC 인코더 로직(60)은 유입되는 심볼들을 처리하고, 기지국(14)에 대한 송신 안테나들(28)의 수에 대응하는 "n"개의 출력들을 제공할 것이다. 도 15와 관련하여 상술한 바와 같은 제어 시스템(20) 및/또는 기저 대역 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하기 위한 매핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 시점에서, "n"개의 출력들에 대한 심볼들은 송신될 데이터를 나타내고 이동 단말기(16)에 의해 복구될 수 있다고 가정한다.
이 예에 대해, 기지국(14)이 두 개의 안테나(28)(n=2)를 갖고 STC 인코더 로직(60)이 두 개의 심볼 출력 스트림을 제공하는 것으로 가정한다. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의해 출력되는 심볼 스트림들 각각은 대응하는 IFFT 프로세서(62)에 송신되고, 이는 이해를 돕기 위해 개별적으로 도시된다. 본 기술 분야의 당업자는 이러한 디지털 신호 처리를 단독으로 또는 본 명세서에 기술된 다른 처리와 조합하여 제공하기 위해 하나 이상의 프로세서를 사용할 수 있음을 인지할 것이다. IFFT 프로세서들(62)은 바람직하게는 각각의 심볼들에 대해 동작하여 역 푸리에 변환을 제공할 것이다. IFFT 프로세서들(62)의 출력은 시간 영역 내의 심볼들을 제공한다. 시간 영역 심볼들은 프레임들로 그룹화되며, 이들은 프리픽스(prefix) 삽입 로직(64)에 의해 프리픽스와 연관된다. 결과적인 신호들 각각은 디지털 영역에서 중간 주파수로 상향 변환되고, 대응하는 디지털 상향 변환(Digital Up-Conversion; DUC) 및 디지털 대 아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 아날로그 신호로 변환된다. 이후 결과적인 (아날로그) 신호들은 원하는 RF 주파수에서 동시에 변조되고, 증폭되며, RF 회로(68) 및 안테나(28)를 통해 송신된다. 주목할 만하게도, 예정된 이동 단말기(16)에 의해 알려진 파일럿(pilot) 신호들은 부반송파들 사이에 산재된다. 이하에 상세히 논의되는 이동 단말기(16)는 채널 추정을 위해 파일럿 신호들을 사용할 것이다.
이제 도 18을 참조하여, 송신되는 신호들의 이동 단말기(16)에 의한 수신을 예시한다. 이동 단말기(16)의 안테나들(40) 각각에 송신된 신호들이 도착하면, 각각의 신호들은 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조 및 증폭된다. 간결함과 명료함을 위해, 두 개의 수신 경로 중 하나만이 상세하게 기술 및 예시된다. 아날로그 대 디지털(A/D) 변환기 및 하향 변환 회로(72)는 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화 및 하향 변환한다. 결과적인 디지털화된 신호는 자동 이득 제어(Automatic Gain Control; AGC) 회로(74)에 의해 사용되어, 수신된 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70) 내의 증폭기들의 이득을 제어할 수 있다.
처음에는, 디지털화된 신호가 동기화 로직(76)에 제공되고, 동기화 로직(76)은 몇몇 OFDM 심볼들을 버퍼링하고 두 개의 연속하는 OFDM 심볼 사이의 자기 상관(auto-correlation)을 계산하는 거친 동기화 로직(78)을 포함한다. 상관 결과의 최대값에 대응하는 결과적인 시간 색인은 미세한 동기화 검색 윈도우(window)를 결정하며, 이는 미세한 동기화 로직(80)에 의해 사용되어 정확한 프레이밍 개시 위치를 헤더들에 기초하여 결정한다. 미세한 동기화 로직(80)의 출력은 프레임 조정(alignment) 로직(84)에 의한 프레임 획득을 촉진한다. 후속 FFT 처리가 시간 영역으로부터 주파수 영역으로의 정확한 변환을 제공하도록 하기 위해, 올바른 프레이밍 조정이 중요하다. 미세한 동기화 알고리즘은 헤더들에 의해 운반된 수신된 파일럿 신호들과 알려진 파일럿 데이터의 국지적 사본 사이의 상관에 기초한다. 프레임 조정 획득이 발생하면, OFDM 심볼의 프리픽스는 프리픽스 제거 로직(86)으로 제거되고, 결과적인 샘플들이 주파수 오프셋 상관 로직(88)에 송신되며, 이는 송신기 및 수신기 내의 정합되지 않은 국지적인 발진기들에 의해 야기되는 시스템 주파수 오프셋을 보상한다. 바람직하게는, 동기화 로직(76)은 주파수 오프셋 및 클록 추정 로직(82)을 포함하며, 이는 헤더들에 기초하여, 송신되는 신호에 대한 이러한 영향들을 추정하고 이러한 추정값들을 정정 로직(88)에 제공하여 OFDM 심볼들을 올바르게 처리하도록 돕는다.
이 시점에서, 시간 영역 내의 OFDM 심볼들은 FFT 처리 로직(90)을 사용하여 주파수 영역으로 변환될 준비가 된다. 결과는 주파수 영역 심볼들이고, 이는 처리 로직(92)에 송신된다. 처리 로직(92)은 산재된 파일럿 신호를 산재 파일럿 추출 로직(94)을 사용하여 추출하고, 추출된 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정 로직(96)을 사용하여 채널 추정값을 결정하며, 채널 재건 로직(98)을 사용하여 모든 부반송파들에 대한 채널 응답들을 제공한다. 부반송파들 각각에 대한 채널 응답을 결정하기 위해, 파일럿 신호는 본질적으로 시간 및 주파수 모두에서 알려진 패턴으로 OFDM 부반송파들 전체에 걸쳐 데이터 심볼들 사이에 산재된 복수의 파일럿 심볼이다. OFDM 환경에서 소정의 시간 및 주파수 플롯(plot) 상의 가용 부반송파들 사이에 파일럿 심볼들이 산재되는 예들은, 본 출원의 권리자에게 양도된 2005년 3월 15일에 출원된 PCT 특허 출원 번호 PCT/CA2005/000387호에서 찾아볼 수 있다. 도 18에 대해 계속하면, 처리 로직은 수신된 파일럿 심볼들을 소정의 시간에 소정의 부반송파들에서 기대되는 파일럿 심볼들과 비교하여 파일럿 심볼들이 송신된 부반송파들에 대한 채널 응답을 결정한다. 결과는 보간(interpolate)되어 파일럿 심볼들이 제공되지 않은 나머지 반송파들의 전부는 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답을 추정한다. 실제의, 그리고 보간된 채널 응답들은 전체 채널 응답을 추정하는 데 사용되고, 전체 채널 응답은 OFDM 채널내의 부반송파들의 전부는 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답들을 포함한다.
각각의 수신 경로에 대한 채널 응답들로부터 도출되는 주파수 영역 심볼들 및 채널 재건 정보는 STC 디코더(100)에 제공되고, 이는 두 수신 경로 상의 STC 디코딩을 제공하여 송신된 심볼들을 복구한다. 채널 재건 정보는 각각의 주파수 영역 심볼들을 처리하는 경우에 송신 채널의 영향을 제거하기에 충분한 등화(equalization) 정보를 STC 디코더(100)에 제공한다.
복구된 심볼들은 송신기의 심볼 인터리버 로직(58)에 대응하는 심볼 디인터리버(de-interleaver) 로직(102)을 사용하여 다시 순서대로 배치된다. 이후 디인터리빙된 심볼들은 디매핑(de-mapping) 로직(104)을 사용하여 대응하는 비트스트림으로 복조 또는 디매핑된다. 이후 비트들은 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 로직(54)에 대응하는 비트 디인터리버 로직(106)을 사용하여 디인터리빙된다. 이후 디인터리빙된 비트들은 속도 역정합(de-matching) 로직(108)에 의해 처리되고 채널 디코더 로직(110)에 제시되어 최초로 스크램블링된 데이터 및 CRC 체크섬(checksum)을 복구한다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 체크섬을 제거하고, 스크램블링된 데이터를 종래의 방식으로 체크하며, 이를 알려진 기지국 디스크램블링(de-scrambling) 코드를 사용하는 디스크램블링을 위해 디스크램블링 로직(114)에 제공하여 원래의 송신된 데이터(116)를 복구한다.
데이터(116)를 복구하는 것에 병행하여, CQI, 또는 적어도 기지국(14)에서 CQI를 생성하기에 충분한 정보가 결정되고 기지국(14)에 송신된다. 앞서 주목한 바처럼, CQI는 반송파 대 간섭 비율(CR)은 물론 채널 응답이 OFDM 주파수 대역에서 다양한 부반송파들에 걸쳐 변동하는 정도의 함수일 수 있다. 정보를 송신하는 데 사용되고 있는 OFDM 주파수 대역 내의 각각의 부반송파에 대한 채널 이득이 서로에 대하여 비교되어 채널 이득이 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 변동하는 정도를 결정한다. 수많은 기술들이 변동의 정도를 측정하는 데 이용 가능하지만, 하나의 기술은 데이터를 송신하는 데 사용되고 있는 OFDM 주파수 대역 전체에 걸쳐 각각의 부반송파에 대한 채널 이득의 표준 편차를 계산하는 것이다.
도 1 및 15 내지 18 각각은 본 발명의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 통신 시스템 또는 통신 시스템의 요소들의 특정한 예를 제공한다. 본 발명의 실시예들은 특정한 예와 상이하지만 본 명세서에 기술된 바와 같은 실시예들의 구현과 일치하는 방식으로 동작하는 아키텍처들을 갖는 통신 시스템들로 구현될 수 있음을 이해해야 한다.
본 발명의 수많은 수정 및 변경이 위 개시 내용에 비추어 가능하다. 따라서, 첨부된 청구항들의 범위 내에서, 본 발명은 본 명세서에 구체적으로 기술된 것과 달리 실시될 수 있음을 이해해야 한다.

Claims (20)

  1. 이동국에 의한 업링크(UL) HARQ 재송신을 수신하기 위한 방법으로서,
    상기 이동국에 의해, UL 상에서 기지국으로 인코더 패킷의 제1 서브패킷을 송신하는 단계; 및
    상기 인코더 패킷의 제2 서브패킷의 UL 재송신에 대한 제어 정보를 수신하는 단계
    를 포함하고,
    상기 제어 정보는,
    HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보 - 상기 HARQ 프로세스는 인코더 패킷의 제1 송신 및 적어도 하나의 재송신을 포함함 -; 및
    상기 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별(identification)
    을 포함하고,
    상기 인코더 패킷의 제2 서브패킷의 UL 재송신은 상기 이동국에 알려진 미리 결정된 시간 간격으로 일어나는, 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보를 수신하는 단계는,
    상기 인코더 패킷을 고유하게 식별하기 위한 인코더 패킷 식별자(ID); 및
    이전의 송신의 자원 식별자(ID)
    중 하나를 수신하는 단계를 포함하는, 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    제어 정보를 수신하는 단계는,
    상기 인코더 패킷에 대한 MCS(modulation and coding scheme);
    상기 인코더 패킷을 송신하는 데 사용되는 MIMO 모드; 및
    상기 인코더 패킷의 HARQ 송신에 관한 제어 정보의 하나 이상의 다른 부분
    중 하나 이상을 수신하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    제어 정보를 수신하는 단계는,
    상기 이동국과 연관된 사용자 식별자(ID)를 사용하여 상기 제어 정보를 디스크램블링(de-scrambling)하는 단계
    를 더 포함하는, 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신을 위한 할당된 송신 자원에 대해, 제어 정보를 수신하는 단계는,
    DL 송신 자원의 일부인 UL 제어 세그먼트(segment)를 수신하는 단계 - 상기 UL 제어 세그먼트는 상기 적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신 중 각각의 유니캐스트 UL 송신에 대한 유니캐스트 제어 정보를 송신하기 위한 상기 UL 제어 세그먼트 내의 위치를 식별하는 부분과, 상기 유니캐스트 UL 송신을 송신하는 데 사용하기 위한 상기 제어 정보를 정의하는 부분을 포함함 -
    를 포함하는, 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    적어도 하나의 유니캐스트 다운링크(DL) 송신을 위한 할당된 송신 자원에 대해, 제어 정보를 수신하는 단계는,
    각각의 적어도 하나의 유니캐스트 DL 송신에 대해 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트를 수신하는 단계 - 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트는 상기 유니캐스트 DL 송신을 송신하는 데 사용하기 위한 제어 정보를 정의하는 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 부분과, 상기 각각의 유니캐스트 DL 송신을 위한 데이터를 송신하기 위한 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 부분을 포함함 -
    를 포함하는, 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    결정된 타이밍에 기초하여 ACK/NAK를 송신하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 결정된 타이밍은 상기 기지국으로부터 상기 인코더 패킷의 이전에 수신된 송신에 응답한 구성 신호(configuration signaling)에 기초하는, 방법.
  8. 이동국으로서,
    기저 대역 프로세서;
    적어도 하나의 안테나;
    상기 기저 대역 프로세서 및 상기 적어도 하나의 안테나에 결합되는 송신 회로; 및
    상기 기저 대역 프로세서 및 상기 적어도 하나의 안테나에 결합되는 수신 회로
    를 포함하고,
    상기 이동국은,
    상기 송신 회로에 의해, UL 상에서 기지국으로 인코더 패킷의 제1 서브패킷을 송신하고;
    상기 수신 회로에 의해, 상기 인코더 패킷의 제2 서브패킷의 UL 재송신에 대한 제어 정보를 수신하도록
    구성되고,
    상기 제어 정보는,
    HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보 - 상기 HARQ 프로세스는 인코더 패킷의 제1 송신 및 적어도 하나의 재송신을 포함함 -; 및
    상기 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별
    을 포함하고,
    상기 인코더 패킷의 제2 서브패킷의 UL 재송신은 상기 이동국에 알려진 미리 결정된 시간 간격으로 일어나는, 이동국.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보를 수신하기 위해, 상기 이동국은 또한,
    상기 인코더 패킷을 고유하게 식별하기 위한 인코더 패킷 식별자(ID); 및
    이전의 송신의 자원 식별자(ID)
    중 하나를 수신하도록 구성되는, 이동국.
  10. 제8항에 있어서,
    제어 정보를 수신하기 위해, 상기 이동국은 또한,
    상기 인코더 패킷에 대한 MCS;
    상기 인코더 패킷을 송신하는 데 사용되는 MIMO 모드; 및
    상기 인코더 패킷의 HARQ 송신에 관한 제어 정보의 하나 이상의 다른 부분
    을 수신하도록 구성되는, 이동국.
  11. 제8항에 있어서,
    제어 정보를 수신하기 위해, 상기 이동국은 또한,
    상기 이동국과 연관된 사용자 식별자(ID)를 사용하여 상기 제어 정보를 디스크램블링하도록
    구성되는, 이동국.
  12. 제8항에 있어서,
    적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신을 위한 할당된 송신 자원에 대해, 제어 정보를 수신하기 위해, 상기 이동국은 또한,
    DL 송신 자원의 일부인 UL 제어 세그먼트를 수신하도록 - 상기 UL 제어 세그먼트는 상기 적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신 중 각각의 유니캐스트 UL 송신에 대한 유니캐스트 제어 정보를 송신하기 위한 상기 UL 제어 세그먼트 내의 위치를 식별하는 부분과, 상기 유니캐스트 UL 송신을 송신하는 데 사용하기 위한 상기 제어 정보를 정의하는 부분을 포함함 -
    구성되는, 이동국.
  13. 제8항에 있어서,
    적어도 하나의 유니캐스트 다운링크(DL) 송신을 위한 할당된 송신 자원에 대해, 제어 정보를 수신하기 위해, 상기 이동국은 또한,
    각각의 적어도 하나의 유니캐스트 DL 송신에 대해 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트를 수신하도록 - 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트는 상기 유니캐스트 DL 송신을 송신하는 데 사용하기 위한 제어 정보를 정의하는 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 부분과, 상기 각각의 유니캐스트 DL 송신을 위한 데이터를 송신하기 위한 상기 DL 유니캐스트 제어 및 트래픽 세그먼트의 부분을 포함함 -
    구성되는, 이동국.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 이동국은 또한, 결정된 타이밍에 기초하여 ACK/NAK를 송신하도록 구성되고, 상기 결정된 타이밍은 상기 기지국으로부터 상기 인코더 패킷의 이전에 수신된 송신에 응답한 구성 신호에 기초하는, 이동국.
  15. 기저 대역 프로세서를 포함하는 장치로서,
    상기 기저 대역 프로세서는,
    UL 상에서 기지국으로 인코더 패킷의 제1 서브패킷을 송신하기 위한 명령들을 생성하고;
    상기 인코더 패킷의 제2 서브패킷의 UL 재송신에 대한 제어 정보를 수신하도록
    구성되고,
    상기 제어 정보는,
    HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보 - 상기 HARQ 프로세스는 인코더 패킷의 제1 송신 및 적어도 하나의 재송신을 포함함 -; 및
    상기 송신을 위해 할당되는 시간 자원, 주파수 자원 및 시간 주파수 자원 중 하나의 식별
    을 포함하고,
    상기 인코더 패킷의 제2 서브패킷의 UL 재송신은 이동국에 알려진 미리 결정된 시간 간격으로 일어나는, 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 HARQ 프로세스를 고유하게 식별하기 위한 정보를 수신하기 위해, 상기 기저 대역 프로세서는 또한,
    상기 인코더 패킷을 고유하게 식별하기 위한 인코더 패킷 식별자(ID); 및
    이전의 송신의 자원 식별자(ID)
    중 하나를 수신하도록 구성되는, 장치.
  17. 제15항에 있어서,
    제어 정보를 수신하기 위해, 상기 기저 대역 프로세서는 또한,
    상기 인코더 패킷에 대한 MCS;
    상기 인코더 패킷을 송신하는 데 사용되는 MIMO 모드; 및
    상기 인코더 패킷의 HARQ 송신에 관한 제어 정보의 하나 이상의 다른 부분
    을 수신하도록 구성되는, 장치.
  18. 제15항에 있어서,
    제어 정보를 수신하기 위해, 상기 기저 대역 프로세서는 또한,
    상기 이동국과 연관된 사용자 식별자(ID)를 사용하여 상기 제어 정보를 디스크램블링하도록
    구성되는, 장치.
  19. 제15항에 있어서,
    적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신을 위한 할당된 송신 자원에 대해, 제어 정보를 수신하기 위해, 상기 기저 대역 프로세서는 또한,
    DL 송신 자원의 일부인 UL 제어 세그먼트를 수신하도록 - 상기 UL 제어 세그먼트는 상기 적어도 하나의 유니캐스트 UL 송신 중 각각의 유니캐스트 UL 송신에 대한 유니캐스트 제어 정보를 송신하기 위한 상기 UL 제어 세그먼트 내의 위치를 식별하는 부분과, 상기 유니캐스트 UL 송신을 송신하는 데 사용하기 위한 상기 제어 정보를 정의하는 부분을 포함함 -
    구성되는, 장치.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 기저 대역 프로세서는 또한, 결정된 타이밍에 기초하여 ACK/NAK를 송신하기 위한 명령들을 생성하도록 구성되고, 상기 결정된 타이밍은 상기 기지국으로부터 상기 인코더 패킷의 이전에 수신된 송신에 응답한 구성 신호에 기초하는, 장치.
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