KR20170137806A - 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 - Google Patents

비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 Download PDF

Info

Publication number
KR20170137806A
KR20170137806A KR1020177032144A KR20177032144A KR20170137806A KR 20170137806 A KR20170137806 A KR 20170137806A KR 1020177032144 A KR1020177032144 A KR 1020177032144A KR 20177032144 A KR20177032144 A KR 20177032144A KR 20170137806 A KR20170137806 A KR 20170137806A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
capacitor
voltage
regulator
voltage regulator
inductor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
KR1020177032144A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102294216B1 (ko
Inventor
존 크로슬리
한푹 레
알베르토 알레산드로 안젤로 푸겔리
Original Assignee
라이온 세미컨덕터 인크.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 라이온 세미컨덕터 인크. filed Critical 라이온 세미컨덕터 인크.
Publication of KR20170137806A publication Critical patent/KR20170137806A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102294216B1 publication Critical patent/KR102294216B1/ko
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/06—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4291—Arrangements for improving power factor of AC input by using a Buck converter to switch the input current
    • H02M2001/007—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/06—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/072—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps adapted to generate an output voltage whose value is lower than the input voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 고효율로 넓은 전압 범위를 커버하는 출력 전압을 제공할 수 있는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 제공한다. 개시되는 스위칭 커패시터 레귤레이터는 하나 이상의 스위칭 커패시터 양단의 전압을 스위칭 커패시터 레귤레이터의 나머지 스위칭 커패시터 양단의 전압과 다르게 함으로써 넓은 범위의 출력 전압을 발생하도록 구성된다.

Description

비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터
관련 출원에 대한 교차 참조
이 출원은 "비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터"의 명칭으로 2015년 4월 17일자 출원된 미국 가특허 출원 제62/148,901호의, 35 U.S.C.§119(e)에 따른 선출원 일자의 이익을 주장하며, 상기 미국 가특허 출원은 인용에 의해 그 전부가 본원에 통합된다.
연방 후원 연구 개발에 관한 성명서
본 발명은 미국 국립 과학 재단(National Science Foundation, NSF)이 수여한 1353640 및 1447003하에 정부 지원을 받아 이루어졌다. 정부는 본 발명에 대하여 소정의 권리를 갖는다.
기술 분야
본 발명은 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터에 관한 것이다.
전자 시스템의 크기를 줄이는 것에 대한 강한 요구가 있다. 크기 감소는 공간이 우선시되는 모바일 전자장치에서 특히 바람직하고, 빅 데이터 센터에 배치되는 서버는 고정된 공간 내에 가능한 한 많은 서버를 끼워넣는 것이 중요하기 때문에 이러한 서버에서도 또한 바람직하다.
전자 시스템에서 가장 큰 컴포넌트 중의 하나는 전압 레귤레이터(전력 레귤레이터라고도 부름)를 포함한다. 전력 레귤레이터는 가끔 프로세서, 메모리 장치(예를 들면, 동적 리드 액세스 메모리(DRAM), 무선 주파수(RF) 칩, 와이파이 콤보 칩 및 전력 증폭기를 포함한 집적 회로에 전압을 제공하기 위한 다수의 부피가 큰 오프칩 컴포넌트를 포함한다. 그러므로 전자 시스템에서 전압 레귤레이터의 크기를 줄이는 것이 바람직하다.
전력 레귤레이터는 전력을 전원(예를 들면, 배터리)으로부터 출력 부하로 전달하는 DC-DC 레귤레이터 칩과 같은 반도체 칩을 포함한다. 출력 부하는 전자 장치 내의 다양한 집적 칩(예를 들면, 응용 프로세서, DRAM, NAND 플래시 메모리)을 포함할 수 있다. 전력을 효율적으로 전달하기 위해, 전압 레귤레이터는 "벅"(buck) 토폴로지를 이용할 수 있다. 이러한 레귤레이터는 벅 레귤레이터라고 부른다. 벅 레귤레이터는 전원으로부터의 전하를 인덕터를 이용하여 출력 부하에 전송한다. 벅 레귤레이터는 파워 스위치를 이용하여 인덕터를 복수의 전압 중 하나에 접속/분리할 수 있고, 이로써 복수 전압의 가중 평균인 출력 전압을 제공한다. 벅 레귤레이터는 인덕터가 복수 전압 중 하나에 결합되는 시간량을 제어함으로써 출력 전압을 조정할 수 있다.
불행하게도, 벅 레귤레이터는 고도로 집적된 전자 시스템에 적합하지 않다. 벅 레귤레이터의 변환 효율은 특히 전력 변환율이 높고 출력 부하가 소비하는 전류량이 높을 때 인덕터의 크기에 의존한다. 인덕터는 큰 면적을 점유하고 온다이(on-die) 또는 온패키지(on-package)로 집적하기에는 부피가 너무 크기 때문에, 기존의 벅 레귤레이터는 가끔 다수의 오프칩 인덕터 컴포넌트를 이용한다. 이러한 전략은 가끔 인쇄 회로 기판에서 큰 면적을 요구하고, 이 때문에 전자 장치의 크기가 증가한다. 문제는 모바일 시스템 온 칩(system-on-chip, SoC)이 더 복잡해지고 전압 레귤레이터가 전달할 점점 더 큰 수의 전압 도메인이 필요할 때 악화된다.
다른 유형의 전력 레귤레이터는 스위치드 커패시터(switched-capacitor) 레귤레이터이고, 여기에서 커패시터는 인덕터 대신에 사용된다. 불행하게도, 스위치드 커패시터는 소정의 입력/출력비에서만 효과적이고 상기 비가 미리 정해진 값으로부터 벗어나면 전력 비효율적으로 된다.
본 발명의 일부 실시형태는 전압 레귤레이터를 포함한다. 전압 레귤레이터는 입력 노드에서 입력 전압을 수신하고 출력 노드에서 출력 전압을 제공하도록 구성된다. 전압 레귤레이터는 인덕터와, 제1 전압을 수용하도록 구성된 제1 커패시터와, 제2 전압을 수용하도록 구성된 제2 커패시터를 포함한다. 전압 레귤레이터는 또한 제1 구성과 제2 구성 사이를 교대하도록 구성된 스위치 매트릭스를 포함하고, 제1 구성에서 스위치 매트릭스는 인덕터를 통해 상기 제1 커패시터와 제2 커패시터를 병렬 관계로 결합하도록 구성되고, 제2 구성에서 상기 스위치 매트릭스는 상기 입력 노드와 접지 노드 사이에서 상기 제1 커패시터와 제2 커패시터를 직렬 관계로 결합하도록 구성된다. 전압 레귤레이터는 또한 상기 제1 구성에서 상기 제1 전압과 제2 전압 사이에 전압차를 제공하도록 상기 인덕터를 통해 전류를 유도하도록 구성된 복수의 파워 스위치를 포함할 수 있다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 제1 구성에서, 상기 인덕터와 상기 제1 커패시터는 직렬 관계이고, 상기 인덕터와 상기 제1 커패시터는 집합적으로 상기 제2 커패시터와 병렬 관계이다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 제1 커패시터는 스위칭 커패시터이고 상기 제2 커패시터는 디커플링 커패시터이다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터는 제1 구성에서 상기 입력 노드와 상기 접지 노드를 결합하는 커패시터들의 스택의 동일층에 있는 스위칭 커패시터이다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 제2 구성에서, 상기 제2 커패시터는 출력 노드에 결합되고 디커플링 커패시터와 병렬이다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 복수의 파워 스위치는 제1 스위치와 제2 스위치를 포함하고, 제1 구성에서 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는 상기 제1 커패시터와 제2 커패시터 사이에 전압차를 제공하도록 미리 정해진 듀티 사이클로 제1 상태와 제2 상태 사이를 교대하도록 구성된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 제1 상태에서, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터를 인덕터를 통해 병렬로 결합하도록 상기 제1 스위치는 턴 온되고 상기 제2 스위치는 턴 오프되며, 제2 상태에서, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터를 분리하도록 상기 제1 스위치는 턴 오프되고 상기 제2 스위치는 턴 온된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 제1 스위치는 출력 노드와 인덕터 사이에 배치된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 제1 스위치는 인덕터와 제1 커패시터 사이에 배치된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 전압 레귤레이터의 출력 전압은 미리 정해진 듀티 사이클에 기초하여 결정된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 전압 레귤레이터는 제3 커패시터를 또한 포함하고, 제2 구성에서 상기 스위치 매트릭스는 상기 제3 커패시터를 상기 제1 커패시터와 직렬 관계로 하게끔 구성된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 제1 구성에서 상기 스위치 매트릭스는 상기 제3 커패시터를 상기 제2 커패시터와 병렬로 상기 출력 노드에 결합하도록 구성된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 제1 구성에서 상기 스위치 매트릭스는 상기 제3 커패시터를 상기 제1 커패시터에 병렬로 결합하게끔 구성된다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 인덕터는 1~100nH 범위의 인덕턴스를 갖는다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 인덕터는 온칩 또는 온패키지이다.
여기에서 설명하는 전압 레귤레이터의 일부 실시형태에 있어서, 상기 인덕터는 100nH~10μH 범위의 인덕턴스를 갖는다.
본 발명의 일부 실시형태는 전자 시스템을 포함한다. 전자 시스템은 일부 실시형태에 따른 전압 레귤레이터를 포함하고, 상기 전압 레귤레이터는 전압 레귤레이터의 출력 노드가 입력 전압원에 결합되고 전압 레귤레이터의 입력 노드가 목표 부하에 결합되는 역방향으로 동작하도록 구성된다.
여기에서 설명하는 전자 시스템의 일부 실시형태에 있어서, 전압 레귤레이터를 역방향으로 동작시키는 전자 시스템은 상기 전압 레귤레이터를 스텝업(step-up) 레귤레이터로서 동작시키도록 구성된다.
본 발명의 일부 실시형태는 전자 시스템을 포함하고, 상기 전자 시스템은 일부 실시형태에 따른 전압 레귤레이터 및 상기 전압 레귤레이터에 결합된 목표 부하 시스템을 포함하며, 상기 전압 레귤레이터의 출력 노드가 상기 목표 부하 시스템에 결합된다.
여기에서 설명하는 전자 시스템의 일부 실시형태에 있어서, 전자 시스템은 모바일 통신 장치를 포함한다.
따라서, 이하의 본 발명의 상세한 설명을 더 잘 이해할 수 있을 정도로, 및 업계에 대한 본 발명의 기여가 더 잘 인식될 수 있을 정도로 본 발명의 특징들이 넓게 설명된다. 물론, 이하에서 설명되고 첨부된 특허 청구범위의 주제를 형성하는 본 발명의 추가의 특징들이 있다.
이 점에서, 본 발명의 적어도 일 실시형태를 구체적으로 설명하기 전에, 본 발명은 그 응용이 구성의 세부로, 및 이하의 명세서에서 설명되거나 도면에 도시된 컴포넌트들의 배열로 제한되지 않는다는 것을 이해하여야 한다. 본 발명은 다른 실시형태를 가질 수 있고, 다양한 방법으로 실시 및 실행될 수 있다. 또한, 여기에서 사용하는 어법 및 용어는 설명을 위한 것이고, 제한하는 것으로 간주되지 않는다.
당업자라면 본 발명의 기초가 되는 개념이 본 발명의 몇 가지 목적을 실행하기 위한 다른 구조, 시스템, 방법 및 매체의 설계를 위한 기초로서 쉽게 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 그러므로 특허 청구범위는 그러한 등가적인 구성이 본 발명의 정신 및 범위로부터 벗어나지 않는 한 그러한 등가적인 구성을 포함하는 것으로 간주된다는 점은 중요하다.
본 발명의 상기 및 다른 목적들은, 본 발명을 특징화하는 각종의 신규성 특징과 함께, 본 명세서에 첨부되어 본 명세서의 일부를 형성하는 특허 청구범위에서 구체적으로 지적된다. 본 발명의 주제, 그 동작상의 장점 및 그 사용에 의해 얻어지는 구체적인 목적들을 더 잘 이해하기 위해, 본 발명의 양호한 실시형태를 나타내는 첨부 도면 및 그 상세한 설명을 참조한다.
본 발명의 각종 목적, 특징 및 장점들은 동일한 요소를 동일한 참조 번호로 표시한 첨부 도면과 함께 고려할 때 본 발명의 하기의 상세한 설명으로부터 더 완전하게 이해될 수 있다.
도 1a~도 1b는 대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터와 그 동작을 도시한다.
도 2a~도 2b는 3:1 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터와 그 동작을 도시한다.
도 3a~도 3b는 벅 레귤레이터와 그 동작을 도시한다.
도 4a~도 4c는 일부 실시형태에 따른, 원하는 출력 전압 범위의 하반부에 있는 출력 전압을 제공할 수 있는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 도시한다.
도 5a~도 5b는 일부 실시형태에 따른, 원하는 출력 전압 범위의 상반부에 있는 출력 전압을 제공할 수 있는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 도시한다.
도 6a~도 6c는 일부 실시형태에 따른, 전체의 원하는 출력 전압 범위의 출력 전압을 제공할 수 있는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 도시한다.
도 7a~도 7b는 일부 실시형태에 따른, 3:1 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초한 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 도시한다.
도 8a~도 8b는 일부 실시형태에 따른, 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초한 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 도시한다.
도 9a~도 9b는 일부 실시형태에 따른, 스텝업 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 도시한다.
도 10은 일부 실시형태에 따른 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 포함한 컴퓨팅 장치의 블록도이다.
도 11a~도 11b는 일부 실시형태에 따른, 2개의 커패시터 사이에 전압차를 유도하는 법 및 그 전압차를 이용하여 출력 전압을 발생하는 법을 도시한다.
이하의 설명에서, 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 본 발명의 시스템 및 방법과 이러한 시스템 및 방법이 동작할 수 있는 환경에 관한 여러 가지 구체적인 세부가 설명된다. 그러나 본 발명은 그러한 구체적인 세부 없이 실시될 수 있다는 점, 및 업계에 공지된 소정의 특징들은 본 발명의 복잡화를 피하기 위해 구체적으로 설명되지 않는다는 점이 당업자에게는 명백할 것이다. 또한, 이하에서 제공하는 예들은 예시적인 것이고, 본 발명의 범위 내에 있는 다른 시스템 및 방법이 있을 수 있다는 점을 이해하여야 한다.
현대의 전자 시스템은 단일 칩 내에 복수의 처리 코어 및 이종 컴포넌트(예를 들면, 메모리 제어기, 하드웨어 가속기)를 통합한 시스템 온 칩(system-on-chip, SoC)으로서 빽빽하게 집적되었다. 더 엄격한 전력 예산과 결합된 SoC의 대중성은 전압 및 주파수를 블록 특정 세분성(block-specific granularity)으로 제어하는 것을 유발한다. 블록 특정 전압 제어는 전자 시스템이 고성능을 원하는 컴퓨팅 블록(예를 들면, 프로세서 코어)의 전압만을 상승시키게 할 수 있다. 이러한 블록 특정 전압 제어는 전력 및/또는 성능을 개선할 수 있다.
그러나 동적 전압 및 주파수 스케일링(dynamic voltage and frequency scaling, DVFS)의 종래의 접근법은 오프칩 전압 레귤레이터의 비용 및 크기 제한 때문에 조악한 수준으로 수행되었다. 더욱이 종래의 DVFS 방식은 오프칩 전압 레귤레이터의 저속 때문에 마이크로초 시간척도에서 느린 전압/주파수 스케일링으로 제한되었다. 나노초 시간척도(timescale)의 더 빠른 DVFS는 SoC 전압을 빠르게 변화하는 연산 요구에 대하여 밀접하게 추적함으로써 SoC에 의해 소비되는 훨씬 더 많은 전력을 절약할 수 있다.
오프칩 전압 레귤레이터의 단점으로서, 넓은 크기를 줄이고 나노초 시간척도의 코어당(per-core) DVFS를 가능하게 하기 위해, 집적 전압 레귤레이터(integrated voltage regulator, IVR)- 단일 칩 또는 단일 패키지 내에 다른 컴포넌트(예를 들면, 프로세서 코어)와 함께 집적된 전압 레귤레이터 -를 구축함에 있어서 관심이 급증하였다.
IVR은 스위칭 레귤레이터와 로 드롭아웃(low-dropout) 선형 레귤레이터를 비롯한 다양한 전압 레귤레이터를 포함할 수 있다. 넓은 크기를 줄일 수 있고 나노초 시간척도 코어당 DVFS를 가능하게 하는 IVR은 김원영 등에 의해 2008년 2월 고성능 컴퓨터 구조(HPCA)에 관한 IEEE 국제 심포지움에서 발표된 "온칩 스위칭 레귤레이터를 이용한 고속 코어당 DVFS의 시스템 레벨 분석", 한퍽 레(Hanh-Phuc Le) 등에 의해 2011년 9월 IEEE의 고체 회로 저널(Journal of Solid-State Circuits, JSSC)에서 발표된 "완전 집적형 스위치드 커패시터 DC-DC 레귤레이터의 설계 기술"이라는 명칭의 논문, 및 김원영 등에 의해 2012년 1월 IEEE의 고체 회로 저널(JSSC)에서 발표된 "나노초 규모 DVFS의 완전 집적형 3-레벨 DC/DC 레귤레이터"라는 명칭의 논문에서 설명되어 있고, 상기 문헌들은 인용에 의해 그 전부가 본원에 통합된다.
스위칭 레귤레이터는 스위칭 커패시터(SC) 레귤레이터를 포함할 수 있다. 스위칭 커패시터 레귤레이터는 인덕터 대신에 하나 이상의 커패시터를 이용하여 전하를 전원으로부터 출력 부하로 전송할 수 있다. 스위칭 커패시터 레귤레이터는 커패시터가 서로 접속되는 구성 및 순서를 변경함으로써 출력 전압을 제어할 수 있다.
불행하게도, 스위칭 커패시터 레귤레이터의 효율은 입력 전압의 미리 정해진 분율이 아닌 출력 전압에서 감퇴할 수 있다. 예를 들면, 스위칭 커패시터 레귤레이터는 입력 전압의 1/2, 1/3, 2/3, 2/5, 3/5에서 고효율을 달성할 수 있다. 그러나 동일한 스위칭 커패시터 레귤레이터는 출력 전압이 상기 값들로부터 벗어날 때 고효율을 제공하지 못할 수 있다. 이것은 연속적인 전압 범위 내에서, 또는 5~10mV 스텝의 전압 범위에서 동작하는 많은 SoC의 경우에 문제가 된다.
도 1a~도 1b는 출력 전압(VOUT)(104)이 입력 전압(VIN)(102)의 소정의 분율에 근접할 때 고효율을 달성할 수 있는 대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다. 이 특수한 예에서, 이 분율은 1/3이다. 스위칭 커패시터 레귤레이터는 복수의 커패시터 CSW1(106), CSW2(108) 및 COUT(110)와 스위치 매트릭스(간단히 하기 위해 도면에는 도시 생략됨)를 포함한다. 스위치 매트릭스는 복수의 스위치를 포함할 수 있다.
스위칭 커패시터 레귤레이터에서, 스위칭 커패시터 CSW1(106)과 CSW2(108)는 스위치 매트릭스가 어떻게 접속 및 분리되는가에 따라서 다른 방법으로 접속될 수 있고, 디커플링 커패시터(COUT(110))는 출력의 노이즈를 감소시키기 위해 항상 출력 VOUT(104)에 결합된다. 디커플링 커패시터(COUT(110))는 일반적으로 출력 전압(VOUT(104))의 노이즈 또는 리플을 감소시키는 큰 커패시터이다.
스위치 매트릭스의 구성에 따라서, 스위칭 커패시터 레귤레이터는 상태 0 또는 상태 1에 있을 수 있다. 스위치들은 스위칭 커패시터 CSW1(106)과 CSW2(108)가 주기적으로 상태 0과 상태 1 사이를 교대하도록 주기적으로(예를 들면, 소정의 주파수로) 온 및 오프로 될 수 있다. 도 1b에 도시된 것처럼, 레귤레이터는 상태 0에서 시간 0~T0를 소비하고 상태 1에서 T0~(T0+T1)을 소비할 수 있다.
상태 1에서, 스위칭 커패시터(CSW1(106)) 양단의 제1 전압(VSW1)과 스위칭 커패시터(CSW2(108)) 양단의 제2 전압(VSW2)은 출력 전압(VOUT(104))과 동일하다. 스위칭 커패시터(CSW1(106), CSW2(108))가 충분히 크다고 가정하면, 상기 제1 및 제2 전압(VSW1, VSW2)은 상태 0과 상태 1 양측에서 거의 동일하게 유지할 수 있다. 그러므로 커패시터 구성이 상태 0으로 변하면, VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 VIN = VOUT+VSW1+VSW2 = 3×VOUT로서 계산될 수 있다. 그러므로 출력 전압(VOUT(104))은 이 특수한 예에서 VIN(102)의 1/3로 설정될 수 있다. 이 스위칭 커패시터 레귤레이터는 가끔 3:1 스텝다운 스위칭 커패시터 레귤레이터라고 부른다. 더 구체적으로, 이러한 특수 유형의 스위칭 커패시터 레귤레이터는 2개의 스위칭 커패시터(CSW1(106), CSW2(108))가 상태 0에서 직렬로 접속되고 상태 1에서 병렬로 접속되기 때문에 가끔 3:1 직/병렬 스위칭 커패시터 레귤레이터라고 부른다. 전류(118)를 소비하는 출력 부하는 프로세서, 메모리(예를 들면, DRAM, NAND 플래시), RF 칩, 와이파이 콤보칩 및 전력 증폭기를 포함한 임의 유형의 전자 장치일 수 있다.
가끔, 스위칭 커패시터 레귤레이터가 고효율을 달성하는 입력 전압(VIN(102))의 분율값은 상태 0에서 입력 노드와 접지 사이의 적층형 커패시터들의 수에 의해 결정된다. 예를 들면, 도 1a에서, 입력 노드(예를 들면, 입력 전압(VIN(102))이 제공되는 노드)와 접지 노드 사이의 적층형 커패시터들의 수는 3이다. 그러므로 스위칭 커패시터 레귤레이터는 그 출력 전압이 입력 전압(VIN(102))의 1/3일 때 고효율을 달성한다. 입력 노드와 접지 노드 사이의 적층형 커패시터들의 수가 N으로 증가된 때 스위칭 커패시터 레귤레이터는 그 출력 전압이 입력 전압(VIN(102))의 1/N일 때 고효율을 달성할 수 있다.
적층형 커패시터 구성에서의 커패시터는 스택 내의 "층"과 연관될 수 있다. 예를 들면, 입력 노드와 접지 노드 사이의 적층형 커패시터 구성이 도 1a의 상태 0에서처럼 3개의 커패시터를 가질 때, 접지 노드에 접속된 커패시터(예를 들면, COUT(110))는 제1층에 있다고 말하고, 입력 노드에 접속된 커패시터(예를 들면, CSW1(106))는 제3층에 있다고 말하며, 상기 제1층과 상기 제3층 사이에 있는 커패시터(예를 들면, CSW2(108))는 제2층에 있다고 말한다. 일부 경우에, 커패시터 스택 내의 특정 커패시터의 층은 그 특정 커패시터와 접지 사이에서 직렬 관계에 있는 커패시터의 최소수를 계수함으로써 결정될 수 있다. 제1 커패시터와 제2 커패시터는 (1) 제1 커패시터와 접지 노드 사이에서 직렬 관계에 있는 커패시터의 최소수와 (2) 제2 커패시터와 접지 노드 사이에서 직렬 관계에 있는 커패시터의 최소수가 동일할 때 커패시터 스택 내에서 동일층에 있다고 말한다.
도 2a~도 2b는 스위칭 커패시터가 접속되는 방법이 도 1과 약간 다른 3:1 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다. 도 1과 유사하게, 커패시터는 스위칭 커패시터를 접속 및 분리하는 스위치 매트릭스(간단히 하기 위해 도면에는 도시 생략됨)를 이용하여 상태 0과 상태 1 사이를 교대한다. 도 2b에 도시된 것처럼, 레귤레이터는 상태 0에서 시간 0~T0를 소비하고 상태 1에서 T0~(T0+T1)을 소비할 수 있다.
상태 0에서, CSW4(216) 양단의 전압(VSW4)은 출력 전압(VOUT(104))과 동일하고, CSW2(208) 양단의 전압(VSW2)은 CSW3(214) 양단의 전압(VSW3)과 동일하다. 상태 1에서, CSW3(214) 양단의 전압(VSW3)은 출력 전압(VOUT(104))과 동일하고, CSW4(216) 양단의 전압(VSW4)은 CSW1(206) 양단의 전압(VSW1)과 동일하다. 요약하면,
상태 0에서: VSW4 = VOUT, VSW2 = VSW3, VIN = VSW1+VSW2+VOUT
상태 1에서: VSW3 = VOUT, VSW4 = VSW1, VIN = VSW1+VSW2+VOUT
모든 커패시터 값이 그 커패시터 양단의 전압을 상태 0과 상태 1 양측에서 거의 동일하게 유지시키도록 충분히 크다고 가정하면, VSW1, VSW2, VSW3, VSW4는 모두 VOUT와 거의 동일하게 된다. 그 결과, VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 VIN = VSW1+VSW2+VOUT = 3×VOUT로서 계산될 수 있다. 이 특수 유형의 스위칭 커패시터 레귤레이터는 2개의 스위칭 커패시터(CSW4(216), CSW2(208))가 직렬 접속되고 2개의 스위칭 커패시터(CSW3(214), CSW1(206))가 직렬 접속되어 2개의 사다리가 나란히 있는 것처럼 보이기 때문에 3:1 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터라고 부른다.
더 일반적으로, 도 1a의 스위칭 커패시터 레귤레이터와 유사하게, 입력 노드와 접지 노드 사이에서 적층형 커패시터의 수(예를 들면, 직렬 관계에 있는 커패시터의 수)가 N일 때 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 그 출력 전압이 입력 전압(VIN(102))의 1/N일 때 고효율을 달성할 수 있다. 도 2a의 특수한 경우에, 직렬 관계에 있는 커패시터의 수는 3이다(예를 들면, CSW1(206) - CSW3(214) - COUT(110)). 그러므로 이 특수한 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 그 출력 전압이 입력 전압(VIN(102))의 1/3일 때 고효율을 달성할 수 있다.
도 1 및 도 2에 도시된 2개의 예에서, 스위칭 커패시터 레귤레이터는 VOUT(104)을 비교적 높은 전력 효율을 갖도록(예를 들면, 큰 전력 손실이 없도록) VIN(102)의 1/3로 설정할 수 있다. 그러나 실제의 2차 효과를 고려하면, 커패시터 전압은 상기 수학식에서 가정한 것처럼 상태 0과 상태 1에서 안정되게 유지되지 못하고, 커패시터가 시간에 따라 충전 및 방전됨에 따라 변한다. 이 때문에 스위칭 커패시터 레귤레이터는 VIN(102)의 1/3로부터 벗어난 출력 전압(VOUT(104))을 제공할 수 있다.
그러나 출력 전압(VOUT(104))이 VIN(102)의 1/3로부터 더욱 벗어날 때, 스위칭 커패시터 레귤레이터는 출력 전압(VOUT)을 조절하기 위해 더 많은 전력을 소비할 것이다. 그 결과, 스위칭 커패시터 레귤레이터의 전력 효율은 출력 전압(VOUT(104))이 VIN(102)의 1/3로부터 더욱 벗어남에 따라서 감퇴할 것이다. 이것은 레귤레이터가 작은 스텝(약 5mV)으로 넓은 전압 범위를 커버하는 전압을 제공할 필요가 있는 SoC의 경우에 문제가 된다.
본 발명은 고효율로 넓은 전압 범위를 커버하는 출력 전압을 제공할 수 있는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 제공한다. 본 발명의 스위칭 커패시터 레귤레이터는 하나 이상의 스위칭 커패시터 양단의 전압을 스위칭 커패시터 레귤레이터의 나머지 스위칭 커패시터 양단의 전압과 다르게 함으로써 넓은 범위의 출력 전압을 발생하도록 구성된다.
종래의 스위칭 커패시터 레귤레이터는 모든 스위칭 커패시터의 양단 전압이 예를 들면 도 1a의 상태 1 동안에 동일하기 때문에 출력 전압을 부분적으로 입력 전압의 미리 정해진 분율로 설정할 때만 양호하다. 이 점에서 더 많은 스위칭 커패시터를 사용하는 것은 도움이 되지 않는다. 상태 0에서 더 많은 스위칭 커패시터를 적층함으로써, 레귤레이터는 출력을 입력 전압의 1/2, 1/3, 1/4, 1/5 등으로 설정할 수 있지만, 레귤레이터는 고효율을 가진 입력 전압의 분율로부터 벗어나는 출력 전압을 제공할 수 없다.
그러나 하나 이상의 스위칭 커패시터가 상이한 전압과 연관될 때, 스위칭 커패시터의 출력 전압은 고효율을 가진 입력 전압의 분율로부터 벗어날 수 있다. 예를 들면, 모두 VOUT와 동일한 전압을 가진 3개의 스위칭 커패시터를 적층하는 대신에, 3개의 스위칭 커패시터가 VOUT, VOUT, 1.2×VOUT와 각각 동일한 전압을 갖는다고 생각하자. 이 경우에, VIN은 VIN = VOUT+VOUT+1.2×VOUT = 3.2×VOUT로서 계산될 것이다. 그러므로 출력 전압(VOUT)은 VIN의 1/(3.2)로 설정될 수 있고, 이것은 스택 내의 커패시터의 수에 기초하여 결정된 입력 전압의 분율값이 아니다.
이것은, 만일 스위칭 커패시터 레귤레이터가 스위칭 커패시터 전압을 임의의 값으로 설정할 수 있으면, 스위칭 커패시터 레귤레이터는 입력 전압(VIN)의 분율값으로 고정되지 않는 임의의 출력 전압을 제공할 수 있다는 것을 나타낸다. 본 발명은 스위칭 커패시터의 양단 전압을 임의의 값으로 설정할 수 있는 스위칭 커패시터 레귤레이터를 제공한다. 이 방법으로, 레귤레이터는 커패시터 스택 내의 커패시터의 수에 기초하여 결정된 입력 전압의 분율값이 아닌 출력 전압을 제공할 수 있다. 여기에서 개시되는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 일부 실시형태는 하나 이상의 인덕터를 사용하여 스위칭 커패시터의 양단 전압을 임의의 값으로 설정한다. 여기에서 개시되는 전압 레귤레이터는 집합적으로 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터라고 부른다.
비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 적어도 2개의 주요 장점을 갖는다. 첫째로, 레귤레이터는 VOUT를 임의의 값으로 설정할 수 있고, VIN의 미리 정해진 비율로 고정되지 않는다. 둘째로, 레귤레이터는 대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터보다 더 적은 수의 커패시터를 이용하여 넓은 범위의 VOUT에 걸쳐 조절할 수 있다. 예를 들어서 원하는 범위의 출력 전압(VOUT)은 0.6~1.4V이고 VIN은 3.6V라고 가정하자. 대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 커패시터 전압을 VOUT로 되게 할 필요가 있고, 그래서 0.6V의 최소 VOUT를 지원하기 위해 적어도 6개의 적층형 커패시터가 필요하다(3.6/0.6 = 6). 그러나 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 스위칭 커패시터 전압을 VOUT와 다르게 설정할 수 있다. 그러므로 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 내의 커패시터의 수는 대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 내의 커패시터의 수보다 적게 할 수 있다.
비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 동작은 벅 레귤레이터의 동작과 관련된다. 도 3a~도 3b는 벅 레귤레이터 및 그 동작을 보인 것이다. 벅 레귤레이터(300)는 인덕터(308)와 2개의 스위치(314, 316)를 포함한다. 벅 레귤레이터(300)는 인덕터(308)를 전력 스위치(314, 316)의 집합을 통하여 제1 전압원(VIN(102)) 및 제2 전압원(112)에 접속할 수 있다. 이 경우에, 제2 전압원은 접지 전압원을 포함할 수 있다. 전력 스위치(314, 316)는 외부 입력을 이용하여 온 및 오프로 될 수 있다. 일부 경우에, 전력 스위치(314, 316)는 2개의 스위치가 동시에 온으로 되지 않도록 제어될 수 있다. 전력 스위치(314, 316)는 트랜지스터를 포함할 수 있다.
도 3b에 도시된 것처럼, 전력 스위치(314, 316)가 소정의 주기(T)로 온 및 오프될 때, 인덕터의 입력(VX(302))은 소정의 주기(T)로 0과 VIN(102) 사이에서 진동(swing)할 수 있다. 인덕터(308)와 커패시터(110)는 시간에 따라 VX(302)를 평균화하는 저역 통과 필터로서 동작하고, 이로써 레귤레이터 출력(VOUT(310))에서 전압 리플이 적은 신호를 생성한다. 출력 전압(VOUT(104))은 인덕터(308)가 제1 전압원(VIN(102))에 결합되는 시간량 및 인덕터(308)가 제2 전압원(112)에 결합되는 시간량에 의존할 수 있다. 예를 들면, 벅 레귤레이터(300)는 출력 전압(VOUT(104))을 VIND+(0V)(1-D)로 조정할 수 있고, 여기에서 0과 1 사이의 수인 D는 VX가 VIN에 결합되는 시간 부분이다. D는 듀티 사이클이라고도 부른다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 입력 노드(예를 들면, 입력 전압(VIN)에 결합된 노드)를 인덕터(308)를 통해 출력 노드(예를 들면, 출력 전압(VOUT)에 결합된 노드)에 임시로 결합함으로써 출력 전압(VOUT)과 입력 전압(VIN) 사이에 전압차를 제공할 수 있는 벅 레귤레이터(300)의 특성을 이용할 수 있다. 이 특성은 제1 커패시터를 인덕터를 통해 제2 커패시터에 임시로 결합함으로써 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 내의 커패시터들 간에 전압차를 유도하기 위해 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터에서 사용된다.
도 11a~도 11b는 일부 실시형태에 따른, 2개의 커패시터 사이에 전압차를 도입하는 방법 및 이 전압차를 이용하여 출력 전압을 발생하는 방법을 보인 것이다. 도 11a는 제1 커패시터(1102), 제2 커패시터(1104) 및 인덕터(1106)를 포함한 레귤레이터를 도시한다. 레귤레이터는 도 11a에 도시된 상태 0에서 그 동작을 개시할 수 있다. 이 상태에서, 제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104)는 인덕터(1106)를 통해 병렬 관계로 결합되고, 제2 커패시터(1104)는 종래의 스위칭 커패시터 레귤레이터와 다르게 인덕터(1106)를 통해 출력 노드에 접속된다. 2개의 커패시터는 2개의 커패시터가 커패시터들 사이에 배치된 인덕터에 대하여 병렬 관계에 있을 때 인덕터를 통한 병렬 관계에 있다고 말한다.
이 상태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 인덕터(1106)를 통해 전류를 유도함으로써 제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104) 사이에 전압차를 유도할 수 있다. 일부 실시형태에서, 인덕터(1106)는 인덕터(1106)를 통해 전류를 유도하기 위해 벅 레귤레이터에서와 같이 다른 전압에 접속(예를 들면, 다른 전압으로 스위칭)될 수 있고, 인덕터(1106)를 통한 이 전류는 제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104) 사이에 전압차를 생성할 수 있다.
제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104) 사이에 전압차가 발생하면, 레귤레이터는 도 11b에 도시된 것처럼 상태 1로 전환할 수 있다. 이 상태에서, 제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104)는 인덕터(1106)와 관계없이 입력 노드와 접지 노드 사이에서 직렬 관계로 결합한다. 그러므로 입력 전압(VIN)은 VOUT와 동일한 제1 커패시터(1102) 양단 전압(V1)과 제2 커패시터(1104) 양단 전압(V2)의 합이다. 다시 말하면 VOUT = VIN-V2이다. 제2 커패시터(1104)의 양단 전압(V2)은 (예를 들면, 인덕터(1106)가 상태 0 중에 전환되는 듀티 사이클을 변화시킴으로써) 계속적으로 변할 수 있기 때문에, 출력 전압(VOUT)도 또한 계속적으로 변할 수 있다.
일부 실시형태에서, 제1 커패시터(1102)는 항상 출력 노드와 접지 노드에 결합된 디커플링 커패시터일 수 있고, 제2 커패시터(1104)는 스위칭 커패시터일 수 있다. 다른 실시형태에서, 제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104)는 둘 다 스위칭 커패시터일 수 있다.
일부 실시형태에서, 제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104)가 둘 다 스위칭 커패시터일 때, 제1 커패시터(1102)와 제2 커패시터(1104)는 상태 0 중에 스위칭 커패시터 레귤레이터의 커패시터 스택 내의 동일층과 연관될 수 있다.
도 4a는 일부 실시형태에 따른 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다. 도 1~도 2에 도시된 대칭형 스위칭 커패시터와 유사하게, 여기에는 하나의 출력 디커플링 커패시터(COUT(110))와, 스위치 매트릭스(간단히 하기 위해 도 4a에는 도시 생략됨)를 이용하여 위치를 전환할 수 있는 하나의 스위칭 커패시터(CSW1(406))가 있다.
비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 CSW1(406)이 어떻게 접속되는가에 따라서 상태 0과 상태 1 사이를 교대하도록 구성된다. 도 4b는 일부 실시형태에 따른, 도 4a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터에 결합된 스위치 매트릭스를 보인 것이다. 스위치 매트릭스는 스위칭 커패시터(CSW1(406))의 상부판과 하부판을 상태 0 및 상태 1에서 다른 노드에 접속 및 분리하기 위해 사용되는 4개의 스위치(SW3(430), SW4(432), SW5(434), SW6(436))를 포함한다. 예를 들면, 상태 0에서 스위치 SW3(430)와 SW4(432)는 온으로되고 스위치 SW5(434)와 SW6(436))는 오프로 되며; 상태 1에서 스위치 SW3(430)와 SW4(432)는 오프로되고 스위치 SW5(434)와 SW6(436)는 온으로 된다. 간단히 하기 위해, 하나 이상의 스위칭 커패시터와 연관된 스위치 매트릭스는 후속 도면에서 생략된다.
도 4a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터와 도 1~도 2의 대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 간의 차이는, 상태 1에서, COUT(110)와 CSW1(406) 사이에 인덕터(428)가 있다는 점이다. 이 인덕터(428)는 출력 전압(VOUT(104))과 동일한 COUT(110) 양단 전압과 CSW1(406) 양단 전압(VCSW1(426))이 서로 다르게 한다. 또한, VCSW1(426)은 파워 스위치(420, 422)가 상태 1 중에 온 및 오프로 되는 듀티 사이클에 의해 결정된다.
도 4c는 일부 실시형태에 따른, 도 4a에 도시된 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 동작을 보인 것이다. 상태 0에서는 스위치(420, 422)가 둘 다 오프로 될 수 있고, VX(424)는 VOUT(104)와 동일해질 수 있다. 이 상태에서 입력 전압(VIN(102))은 VX(424)와 무관하고, VIN(102) = VCSW1(426)+VOUT(104)로서 계산될 수 있다.
상태 1에서, 스위치(420, 422)는 도 3a에 도시된 벅 레귤레이터의 파워 스위치와 유사하게 동작할 수 있다. 예를 들면, 상태 1에서 그 구성은 벅 레귤레이터와 유사하고, 여기에서 벅 레귤레이터의 입력은 VCSW1(426)이고 벅 레귤레이터의 출력은 VOUT(104)이다. 그러므로 인덕터의 입력 전압(VX(424))은 T1 이하의 주기로 0과 VCSW1(426) 사이에서 진동한다. 어떤 의미에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 상태 1 내에서 2개의 부상태(sub-state)로 동작한다. 예를 들면, 상태 1의 부상태 0에서 DT1의 주기 동안 SW1은 온이고 SW2는 오프이며, 상태 1의 부상태 1에서 (1-D)T1의 주기 동안 SW1은 오프이고 SW2는 온이다. 일부 경우에, 2개의 스위치(SW1, SW2)는 상태 1 내에서 2개의 부상태 사이를 복수 회 교대할 수 있다.
2개의 스위치(420, 422)는 VOUT(104)의 레벨을 VCSW1D+(0V)(1-D)로 조정할 수 있고, 여기에서 0과 1 사이의 값을 갖는 듀티 사이클(D)은 VX가 VCSW1(426)에 결합되는 T1의 분율을 표시한다. 입력 전압(VIN(102))과 출력 전압(VOUT(104))이 상태 0 및 상태 1에서 일정하게 유지되는 것으로 추정되기 때문에, VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 다음과 같이 결정될 수 있다:
Figure pct00001
그러므로 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 전압은 다음과 같이 결정된다:
Figure pct00002
D가 듀티 사이클을 표시하기 때문에, D의 값은 0과 1 사이이다. 그러므로 출력 전압(VOUT(104))의 범위는 0V와 VIN/2이다. 인덕터(428)가 없는 전형적인 2:1 스위칭 커패시터 레귤레이터는 VOUT(104)가 VIN(102)의 약 1/2일 때에만 효율적이다. 그러나 인덕터(428)가 있으면, 도 4a에 도시된 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 D의 값을 조정함으로써 더 넓은 전압 범위(0V와 VIN/2)에 걸쳐서 효율적일 수 있다. 도 4a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 0~VIN 범위의 하반부에 있는 출력 전압을 제공하기 때문에, 도 4a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 하부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터라고 부를 수 있다.
도 5a는 일부 실시형태에 따른, 0~VIN 범위의 상반부에 있는 출력 전압을 제공할 수 있는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다. 이러한 비대칭형 스위칭 커패시터는 가끔 상부 비대칭형 스위칭 커패시터라고 부른다. 도 4a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터와 도 5a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 사이의 차이는 인덕터(428)와 관련한 스위치 SW3(430)와 SW4(432)의 위치에 있다. 스위치 SW3(430)와 SW4(432)도 또한 벅 레귤레이터의 파워 스위치와 유사하게 동작한다. 그러나 도 5a에서, 벅 레귤레이터에 대한 입력 전압은 VOUT(104)이고 벅 레귤레이터에 대한 출력 전압은 VCSW1(426)이며, 이것은 도 4a의 구성에 반대이다. 도 4a의 레귤레이터와 유사하게, VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pct00003
Figure pct00004
그러므로 도 5a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 전압은 다음과 같이 결정된다:
Figure pct00005
D가 듀티 사이클을 표시하기 때문에, D의 값은 0과 1 사이이다. 그러므로 도 5a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 전압(VOUT(104))의 범위는 VIN/2과 VIN(102)이다.
일부 실시형태에서, 도 4a의 하부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터와 도 5a의 상부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 단일의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터로 결합될 수 있고, 이로써 0V~VIN의 전체 범위의 출력 전압을 제공할 수 있다.
도 6a는 일부 실시형태에 따른, 0~VIN의 전체 범위에서 출력 전압을 제공할 수 있는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다. 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 4개의 스위치(SW1(420), SW2(422), SW3(430), SW4(432))를 포함한다. 스위치(SW1(420), SW2(422), SW3(430), SW4(432))를 특정 패턴으로 온과 오프로 전환함으로써, 이 레귤레이터는 하부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 또는 상부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터로서 동작할 수 있다. 예를 들면, 도 6b에 도시된 바와 같이, 도 6a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 전체의 상태 0 및 상태 1 동안에 SW3(430)를 오프로 하고 SW4(432)를 온으로 함으로써 하부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터로서 사용될 수 있다. 다른 예로서, 도 6c에 도시된 바와 같이, 도 6a의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 전체의 상태 0 및 상태 1 동안에 SW2(422)를 오프로 하고 SW1(420)를 온으로 함으로써 상부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터로서 사용될 수 있다. 이 방법으로 VOUT(104)는 0과 VIN(102) 사이의 값으로 효율적으로 조절될 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 복수의 스위칭 커패시터를 포함할 수 있다. 도 7a~도 7b는 일부 실시형태에 따른, 도 4~도 6에서와 같은 2:1 스위칭 커패시터 레귤레이터 대신에 3:1 직/병렬 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초한 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다.
도 7a는 CSW1(406)과 CSW2(702)가 상태 1에서 VOUT(104)의 반대 측으로 전환된 레귤레이터를 나타낸다. 도 7b는 CSW2(702)가 상태 1에서 VOUT(104)의 동일 측으로 전환된 레귤레이터를 나타낸다. CSW2(702)의 전환 위치는 목표 입력/출력(VIN/VOUT)비에 기초하여 결정될 수 있다.
예를 들면, 도 7a에서, CSW1(406)과 CSW2(702)의 각각의 양단 전압(VSW1, VSW2)은 스위치(SW1(420), SW2(422), SW3(430), SW4(432))의 듀티 사이클에 의해 설정된다. 전체의 상태 0 및 상태 1 동안에 SW1(420)은 온이고 SW2(422)는 오프이며, SW4(432)와 SW3(430)는 듀티 사이클(D)로 온 및 오프된다고 가정하자. VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pct00006
그 결과, VIN/VOUT는 1과 3 사이일 수 있다.
다른 예로서, 도 7b에서, VSW2는 VOUT(104)와 같고, VSW1만이 스위치의 듀티 사이클에 의해 설정된다. 전체의 상태 0 및 상태 1 동안에 SW1(420)은 온이고 SW2(422)는 오프이며, SW4(432)와 SW3(430)는 듀티 사이클(D)로 온 및 오프된다고 가정하자. VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pct00007
그 결과, VIN/VOUT는 2와 3 사이일 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 4 스택 이상(예를 들면, 4 스택, 5 스택, 6 스택 등)의 스위칭 커패시터를 가질 수 있다. 이 방법으로 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 예를 들면 4:1, 5:1, 6:1 직/병렬 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초하여 형성될 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터가 도 7a에서와 같이 복수의 스위칭 커패시터를 포함할 때, 각각의 스위칭 커패시터는 도 4b에 제공된 것처럼 스위치 매트릭스와 연관될 수 있다. 일부 경우에, 스위치 매트릭스는 4개의 스위치를 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 직/병렬 스위칭 커패시터 레귤레이터뿐만 아니라 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초하여 설계될 수 있고, 그 예가 도 2에 도시되어 있다.
도 8a~도 8b는 일부 실시형태에 따른 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초한 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다. 도 8a~도 8b에서 사용되는 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 3:1 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터이다. 도 2에 도시된 종래의 3:1 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터와는 달리, 본 실시형태에서는 CSW2(208)와 CSW3(214) 사이에 인덕터(802)가 있고, 그래서 2개의 커패시터의 양단 전압(VCSW2, VCSW3)이 서로 다를 수 있다. 도 4~도 7의 예와 유사하게, VCSW2와 VCSW3 간의 관계는 인덕터를 소정의 듀티 사이클로 접속 및 분리하는 스위치 매트릭스(SW1(820), SW2(822), SW3(830), SW4(832))에 의해 설정될 수 있다.
일부 실시형태에서, 도 6a와 유사하게, 스위치(SW1(820), SW2(822), SW3(830), SW4(832))를 특정 패턴으로 온과 오프로 전환함으로써, 도 8a의 레귤레이터는 하부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 또는 상부 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터로서 동작할 수 있다.
예를 들면, 상태 0에서 SW1(820)은 온으로 전환되고 SW2(822)는 오프로 전환될 수 있으며, SW4(832)와 SW3(830)는 듀티 사이클(D0)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. 또한, 상태 1에서 SW4(832)는 온으로 전환되고 SW3(830)는 오프로 전환될 수 있으며, SW1(820)과 SW2(822)는 듀티 사이클(D1)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. 이 예에서 VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pct00008
그 결과, VIN/VOUT는 3 이상일 수 있다. 도 2a의 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터와는 대조적으로, VCSW1과 VCSW2는 VOUT와 같지 않다(예를 들면, VCSW1 = VOUT/D1). 그러므로 출력 전압(VOUT)은 스택의 수에 의해 결정되는 입력 전압(VIN)의 분율이 아니다.
다른 예로서, 상태 0에서 SW4(832)는 온으로 전환되고 SW3(830)는 오프로 전환될 수 있으며, SW1(820)과 SW2(822)는 듀티 사이클(D0)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. 또한, 상태 1에서 SW1(820)은 온으로 전환되고 SW2(822)는 오프로 전환될 수 있으며, SW3(830)와 SW4(832)는 듀티 사이클(D1)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. 이 예에서 VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 D0=D1이라는 가정하에 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pct00009
그러므로 D0=D1이다. 이 관계에 기초해서 입력 전압(VIN(102))은 다음과 같이 표시될 수 있다:
Figure pct00010
그 결과, VIN/VOUT는 2와 3 사이일 수 있다. 앞의 예에서 설명한 동작 모드와 결합하면, 도 8a의 레귤레이터는 VIN/VOUT를 2 이상으로 되도록 조정할 수 있다.
일부 실시형태에서, 인덕터(802)는 레귤레이터 내의 다른 스위칭 커패시터와 직렬로 제공될 수 있다. 예를 들면, 도 8b에서 인덕터(802)는 다른 위치에 있다. 도 2에 도시된 종래의 3:1 사다리형 스위칭 커패시터 레귤레이터와는 달리, 본 실시형태에서는 CSW4(216)와 COUT(110) 사이에 인덕터(802)가 있고, 그래서 2개의 커패시터의 양단 전압(VCSW4, VOUT)이 서로 다를 수 있다.
일부 실시형태에서, 상태 0에서 SW1(820)은 온으로 전환되고 SW2(822)는 오프로 전환될 수 있으며, SW4(832)와 SW3(830)는 듀티 사이클(D0)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. 또한, 상태 1에서 SW4(832)는 온으로 전환되고 SW3(830)는 오프로 전환될 수 있으며, SW1(820)과 SW2(822)는 듀티 사이클(D1)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pct00011
그 결과, VIN/VOUT는 2와 3 사이일 수 있다.
일부 실시형태에서, 상태 0에서 SW4(832)는 온으로 전환되고 SW3(830)는 오프로 전환될 수 있으며, SW1(820)과 SW2(822)는 듀티 사이클(D0)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. 또한, 상태 1에서 SW1(820)은 온으로 전환되고 SW2(822)는 오프로 전환될 수 있으며, SW3(830)와 SW4(832)는 듀티 사이클(D1)로 온 및 오프로 전환될 수 있다. VIN(102)과 VOUT(104) 간의 관계는 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pct00012
그 결과, VIN/VOUT는 3 이상일 수 있다. 앞의 절(paragraph)에서의 구성과 결합하면, 레귤레이터는 VIN/VOUT를 2 이상으로 되도록 조정할 수 있다.
일부 실시형태에서, 인덕터(802)는 하나 이상의 스위칭 커패시터 중의 어느 것이 비대칭 전압을 갖는지에 따라서 도 8a~도 8b에 도시된 것처럼 다른 위치에 배치될 수 있다. 도 8a~도 8b의 구성은 사이에 인덕터를 가지는 임의의 스위칭 커패시터들이 비대칭 전압을 가질 수 있다는 특성을 이용한다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 다른 유형의 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초를 둘 수 있다. 예를 들면, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 딕슨형(Dickson-type) 스위칭 커패시터 레귤레이터에 기초를 둘 수 있다. 임의 유형의 스위칭 커패시터 레귤레이터는 하나 이상의 인덕터를 2개 이상의 스위칭 커패시터 사이에 삽입함으로써 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터로 전환될 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 전압 레귤레이터 시스템의 일부로서 동작할 수 있다. 전압 레귤레이터 시스템은 다중 인터리브 위상으로(예를 들면, 단일 주기 동안 시간 인터리브 방식으로) 동작할 수 있고, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 인터리브 위상 중의 하나로 출력 전압을 제공하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들면, 전압 레귤레이터 시스템은 각각 0도, 120도, 240도 이상(out of phase)으로 동작하는 3개의 비대칭형 스위칭 커패시터 집합을 포함할 수 있다. 다른 예로서, 전압 레귤레이터 시스템은 각각 0도, 120도, 240도 이상(out of phase)으로 동작하는 스위칭 인덕터 레귤레이터 및 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 2개의 집합을 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 입력 노드와 출력 전압 노드를 교환함으로써 스텝업 레귤레이터로서 사용될 수 있다.
도 9a~도 9b는 일부 실시형태에 따른 스텝업 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 보인 것이다. 도 9a~도 9b의 스텝업 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 VIN(102)과 VOUT(104)의 위치가 교환되고 VIN(102)이 VOUT(104)보다 더 낮다는 점을 제외하면 도 8a~도 8b의 스텝다운 레귤레이터와 유사하다. IOUT(118)와 COUT(110)는 여전히 출력 VOUT(104)에 접속된다. 유사한 방식으로, 도 4~도 7의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 도 4~도 7의 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 입력 노드와 출력 전압 노드를 교환함으로써 스텝업 레귤레이터로 변경될 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 전력 관리 집적 회로(PMIC), 배터리 충전기, LED 드라이버, 엔벨로프 추적 전력 증폭기를 포함한 각종 응용에 사용될 수 있다.
일부 실시형태에서, 스위칭 커패시터의 용량은 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 전류에 비례하도록 설정될 수 있다. 스위칭 커패시터의 용량은 목표 전력 효율에 따라서 0.1nF/mA ~ 10nF/mA의 범위 내에 있을 수 있다. 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 더 많은 수의 커패시터를 이용함으로써 그 효율을 개선할 수 있다.
100nH ~ 100μH 범위의 부피가 큰(bulky) 이산 인덕터를 요구하는 벅 레귤레이터와 비교할 때, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 가끔 온다이 또는 온패키지로 집적할 수 있도록 충분히 작은, 훨씬 더 작은 인덕터를 사용할 수 있다. 일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 1~100nH 범위의 인덕턴스를 가진 인덕터를 사용할 수 있다. 이러한 인덕터는 온칩 또는 온패키지로 집적될 수 있다. 일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 100nH ~ 10μH 범위의 인덕턴스를 가진 인덕터를 사용할 수 있다. 이러한 인덕터는 인쇄 회로 기판(PCB)에 제공되는 이산 인덕터일 수 있다. PCB상의 인덕터는 인덕턴스가 더 크기 때문에 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 전력 효율을 개선할 수 있다. 그러나 이 인덕터는 더 작은 인덕턴스 값을 가진 온칩 또는 온패키지 인덕터보다 더 큰 풋프린트를 점유한다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 스텝업 레귤레이터로 동작하기 위해 역방향으로 동작할 수 있다. 예를 들면, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 입력 노드는 목표 부하, 예를 들면 칩에 결합되고, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 노드는 입력 전압원, 예를 들면 배터리에 결합될 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 배터리 충전기로 동작하기 위해 역방향으로 동작할 수 있다. 예를 들면, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 입력 노드는 전원, 예를 들면 범용 직렬 버스(USB)의 전력선에 결합되고, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 노드는 배터리에 결합될 수 있다.
일부 실시형태에서, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 역구성(예를 들면, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 입력 노드와 출력 노드가 전환됨)으로 동작할 수 있다. 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 동작 방향은 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 입력 노드와 출력 노드에 결합된 각종 유형의 입력 전압원 및 출력 부하를 수용하도록 융통성 있게 수정될 수 있다.
개시된 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 각종 실시형태는 배터리로 동작하는 장치의 배터리 충전기로서 사용될 수 있다. 예를 들면, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 노드는 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터의 출력 전압과 출력 전류가 배터리를 충전하기 위해 사용되도록 배터리에 결합될 수 있다.
비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 핸드헬드 장치의 배터리를 충전하는데 특히 유용할 수 있다. 스마트폰과 같은 핸드헬드 장치는 배터리가 충전되는지 아닌지에 따라 약 2.8~4.3V 범위의 전압 출력을 제공(예를 들면, 완전히 충전된 때는 4.3V를 제공하고 완전히 방전된 때는 2.8V를 제공)하도록 구성된 리튬 이온(Li-Ion) 배터리를 사용할 수 있다. 핸드헬드 장치의 리튬 이온 배터리는 범용 직렬 버스(USB)를 이용하여 충전될 수 있다. USB 전력선의 전류 버전은 5V를 사용하고(USB의 미래 버전은 더 높은 전압을 사용할 수 있음), 이것은 리튬 이온 배터리의 전압 출력보다 더 높다. 그러므로 USB 전력선으로부터의 전압은 리튬 이온 배터리를 충전하기 위해 사용되기 전에 스텝다운되어야 한다. 이를 위해, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 리튬 이온 배터리가 USB로부터의 전압 및 전류에 기초하여 충전될 수 있도록 USB로부터 전력선 전압 및 전류를 수신하고 전력선 전압 및 전류의 스텝다운 버전을 리튬 이온 배터리에 제공하도록 구성될 수 있다.
일부 실시형태에서, 배터리가 USB 전력선을 이용하여 충전되는 전술한 구성은 USB 온더고(On-The-Go, OTG)로서 역으로 사용될 수 있고, 여기에서 제1 장치의 배터리는 제2 장치를 충전하도록 USB를 통해 제2 장치에 전력을 전달할 수 있다. 이 시나리오에서, 제1 장치의 배터리는 제2 장치의 배터리에 USB를 통해 전류를 전달하도록 구성된다. 비록 제1 장치의 배터리의 출력 전압이 USB 전력선 전압보다 더 낮을 수 있지만, 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터는 배터리의 출력 전압을 USB 전력선의 전압까지 상승(step-up)시키는 스텝업 구성으로 동작할 수 있다. 이 방법으로, 제1 장치의 배터리는 제2 장치의 배터리를 USB 전력선을 통해 충전할 수 있다.
도 10은 일부 실시형태에 따른 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터를 포함한 컴퓨팅 장치의 블록도이다. 컴퓨팅 장치(1000)는 프로세서(1002), 메모리(1004), 하나 이상의 인터페이스(1006), 가속기(1008) 및 전압 레귤레이터 시스템(1010)을 포함한다. 컴퓨팅 장치(1000)는 추가의 모듈, 더 적은 수의 모듈, 또는 임의의 적당한 동작 또는 동작들의 조합을 수행하는 모듈들의 임의의 다른 적당한 조합을 포함할 수 있다.
일부 실시형태에서, 가속기(1008)는 용도 지정 집적 회로(ASIC)를 이용한 하드웨어로 구현될 수 있다. 가속기(1008)는 시스템 온 칩(SOC)의 일부일 수 있다. 다른 실시형태에서, 가속기(1008)는 논리 회로, 프로그래머블 로직 어레이(PLA), 디지털 신호 프로세서(DSP), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA), 또는 임의의 다른 집적 회로를 이용한 하드웨어로 구현될 수 있다. 일부 경우에, 가속기(1008)는 다른 집적 회로와 동일한 패키지 내에 패키징될 수 있다.
일부 실시형태에서, 전압 레귤레이터 시스템(1010)은 프로세서(1002), 메모리(1004) 및/또는 가속기(1008) 중의 하나 이상에 공급 전압을 제공하도록 구성될 수 있다. 전압 레귤레이터 시스템(1010)은 하나 이상의 전압 레귤레이터(VR) 모듈(1012-1 ... 1012-N)을 포함할 수 있다. 하나 이상의 VR 모듈(1012-1 ... 1012-N)은 예를 들면 도 4~도 10에 도시된 것과 같은 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터일 수 있다. 하나 이상의 VR 모듈(1012-1 ... 1012-N)은 다중 인터리브 위상으로 동작할 수 있다.
컴퓨팅 장치(1000)는 인터페이스(1006)를 통해 다른 컴퓨팅 장치(도시 생략됨)와 통신할 수 있다. 인터페이스(1006)는 광학, 구리 및 무선과 같은 다양한 매체로, 및 다수의 다른 프로토콜로 신호들을 전송 및 수신하도록 하드웨어로 구현될 수 있고, 이들 중의 일부는 비일시적인 것일 수 있다.
일부 실시형태에서, 컴퓨팅 장치(1000)는 사용자 장비를 포함할 수 있다. 사용자 장비는 하나 이상의 무선 접근 네트워크 및 유선 통신 네트워크와 통신할 수 있다. 사용자 장비는 전화 통신 능력이 있는 셀룰러폰일 수 있다. 사용자 장비는 또한 워드 프로세싱, 웹 브라우징, 게이밍, 전자책 능력, 운영체제 및 풀 키보드와 같은 서비스를 제공하는 스마트폰일 수 있다. 사용자 장비는 또한 네트워크 접근, 및 스마트폰에 의해 제공되는 대부분의 서비스를 제공하는 태블릿 컴퓨터일 수 있다. 사용자 장비는 심비안 OS, 아이폰 OS, 림스 블랙베리(RIM's Blackberry), 윈도즈 모바일, 리눅스, HP WebOS, 티젠 및 안드로이드와 같은 운영체제를 이용하여 동작한다. 화면은 모바일 장치에 데이터를 입력하기 위해 사용되는 터치 스크린일 수 있고, 그 경우에 화면은 풀 키보드 대신에 사용될 수 있다. 사용자 장비는 또한 글로벌 위치 좌표, 프로필 정보, 또는 다른 위치 정보를 유지할 수 있다. 사용자 장비는 또한 웨어러블 전자 장치일 수 있다.
컴퓨팅 장치(1000)는 연산 및 통신이 가능한 임의의 플랫폼을 또한 포함할 수 있다. 비제한적인 예는 텔레비전(TV), 비디오 프로젝터, 셋톱박스 또는 셋톱유닛, 디지털 비디오 리코더(DVR), 컴퓨터, 넷북, 랩톱, 및 연산 능력이 있는 임의의 다른 청각/시각 장비를 포함한다. 컴퓨팅 장치(1000)는 명령어를 처리하고 메모리에 저장된 소프트웨어를 구동하는 하나 이상의 프로세서로 구성될 수 있다. 프로세서는 다른 장치와 통신하기 위해 메모리 및 인터페이스와 또한 통신한다. 프로세서는 또한 CPU, 응용 프로세서 및 플래시 메모리를 결합한 시스템 온 칩과 같은 임의의 적용 가능한 프로세서일 수 있다. 컴퓨팅 장치(1000)는 또한 키보드, 터치 스크린, 트랙볼, 터치패드 및/또는 마우스와 같은 다양한 사용자 인터페이스를 제공할 수 있다. 컴퓨팅 장치(1000)는 또한 일부 실시형태에서 스피커 및 디스플레이 장치를 포함할 수 있다. 컴퓨팅 장치(1000)는 또한 바이오 메디컬 전자 장치를 포함할 수 있다.
본 발명은 그 응용이 전술한 설명에서 개시되거나 도면에 도시된 구성의 세부 및 컴포넌트들의 배열로 제한되지 않는다는 점을 이해하여야 한다. 본 발명은 다른 실시형태가 가능하고 다른 방법으로 실시 및 실행될 수 있다. 또한, 여기에서 사용하는 어법 및 용어는 설명을 위한 것이지 제한하는 것으로 간주되지 않아야 한다는 점을 이해하여야 한다.
당업자라면 본 발명이 기초로 하는 개념이 본 발명의 몇 가지 목적을 실행하기 위한 다른 구조, 시스템 및 방법을 설계하는 기초로서 쉽게 활용될 수 있다는 점을 이해할 것이다. 그러므로 특허 청구범위는 그러한 등가적인 구성이 본 발명의 정신 및 범위로부터 벗어나지 않는 한 그러한 등가적인 구성을 포함하는 것으로 간주된다는 점은 중요하다.
비록 본 발명을 전술한 예시적인 실시형태로 설명 및 예시하였지만, 이러한 설명은 단지 예로서 행한 것이고, 이하의 특허 청구범위에 의해서만 제한되는 본 발명의 정신 및 범위로부터 벗어나지 않고 본 발명 구현의 세부에 있어서의 많은 변화가 가능하다는 점을 이해하여야 한다.

Claims (20)

  1. 입력 노드에서 입력 전압을 수신하고 출력 노드에서 출력 전압을 제공하도록 구성된 전압 레귤레이터에 있어서,
    인덕터와;
    제1 전압을 수용하도록 구성된 제1 커패시터와;
    제2 전압을 수용하도록 구성된 제2 커패시터와;
    제1 구성과 제2 구성 사이를 교대하도록 구성된 스위치 매트릭스로서, 상기 제1 구성에서, 상기 스위치 매트릭스는 상기 인덕터를 통해 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터를 병렬 관계로 결합하도록 구성되고, 상기 제2 구성에서, 상기 스위치 매트릭스는 상기 입력 노드와 접지 노드 사이에서 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터를 직렬 관계로 결합하도록 구성된 것인, 상기 스위치 매트릭스와;
    상기 제1 구성에서 상기 제1 전압과 상기 제2 전압 사이에 전압차를 제공하도록 상기 인덕터를 통해 전류를 유도하도록 구성된 복수의 파워 스위치
    를 포함한 전압 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 구성에서, 상기 인덕터와 상기 제1 커패시터는 직렬 관계로 있고, 상기 인덕터와 상기 제1 커패시터는 집합적으로 상기 제2 커패시터와 병렬 관계로 있는 것인 전압 레귤레이터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제1 커패시터는 스위칭 커패시터이고, 상기 제2 커패시터는 디커플링 커패시터인 것인 전압 레귤레이터.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터는, 상기 제1 구성에서, 상기 입력 노드와 상기 접지 노드를 결합하는 커패시터들의 스택의 동일층에 있는 스위칭 커패시터들인 것인 전압 레귤레이터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제2 구성에서, 상기 제2 커패시터는 상기 출력 노드에 결합되고 디커플링 커패시터와 병렬로 있는 것인 전압 레귤레이터.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 복수의 파워 스위치는 제1 스위치와 제2 스위치를 포함하고, 상기 제1 구성에서, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터 사이에 전압차를 제공하도록 미리 정해진 듀티 사이클로 제1 상태와 제2 상태 사이를 교대하도록 구성된 것인 전압 레귤레이터.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제1 상태에서, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터를 상기 인덕터를 통해 병렬로 결합하도록 상기 제1 스위치는 턴 온(turn on)되고 상기 제2 스위치는 턴 오프(turn off)되며, 상기 제2 상태에서, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터를 분리하도록 상기 제1 스위치는 턴 오프되고 상기 제2 스위치는 턴 온되는 것인 전압 레귤레이터.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서, 상기 제1 스위치는 상기 출력 노드와 상기 인덕터 사이에 배치된 것인 전압 레귤레이터.
  9. 제6항 또는 제7항에 있어서, 상기 제1 스위치는 상기 인덕터와 상기 제1 커패시터 사이에 배치된 것인 전압 레귤레이터.
  10. 제6항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전압 레귤레이터의 출력 전압은 미리 정해진 듀티 사이클에 기초하여 결정되는 것인 전압 레귤레이터.
  11. 제3항에 있어서, 제3 커패시터를 더 포함하고, 상기 제2 구성에서, 상기 스위치 매트릭스는, 상기 제3 커패시터가 상기 제1 커패시터와 직렬 관계로 있게끔 구성된 것인 전압 레귤레이터.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제1 구성에서, 상기 스위치 매트릭스는, 상기 제3 커패시터를 상기 제2 커패시터와 병렬로 상기 출력 노드에 결합하도록 구성된 것인 전압 레귤레이터.
  13. 제11항에 있어서, 상기 제1 구성에서, 상기 스위치 매트릭스는 상기 제3 커패시터를 상기 제1 커패시터에 병렬로 결합되게끔 구성된 것인 전압 레귤레이터.
  14. 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인덕터는 1nH~100nH 범위의 인덕턴스를 갖는 것인 전압 레귤레이터.
  15. 제14항에 있어서, 상기 인덕터는 온칩 또는 온패키지인 것인 전압 레귤레이터.
  16. 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인덕터는 100nH~10μH 범위의 인덕턴스를 갖는 것인 전압 레귤레이터.
  17. 전자 시스템에 있어서,
    제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 따른 전압 레귤레이터
    를 포함하고, 상기 전압 레귤레이터는, 상기 전압 레귤레이터에서의 출력 노드가 입력 전압원에 결합되고 상기 전압 레귤레이터의 입력 노드가 목표 부하에 결합되는 역방향으로 동작하도록 구성된 것인 전자 시스템.
  18. 제17항에 있어서, 상기 전압 레귤레이터를 역방향으로 동작시키는 상기 전자 시스템은 상기 전압 레귤레이터를 스텝업 레귤레이터로서 동작시키도록 구성된 것인 전자 시스템.
  19. 전자 시스템에 있어서,
    제1항 내지 제16항 중 어느 한 항에 따른 전압 레귤레이터와;
    상기 전압 레귤레이터에 결합된 목표 부하 시스템
    을 포함하고, 상기 전압 레귤레이터의 출력 노드는 상기 목표 부하 시스템에 결합된 것인 전자 시스템.
  20. 제19항에 있어서, 상기 전자 시스템은 모바일 통신 장치를 포함한 것인 전자 시스템.
KR1020177032144A 2015-04-17 2016-04-06 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터 Active KR102294216B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201562148901P 2015-04-17 2015-04-17
US62/148,901 2015-04-17
PCT/US2016/026159 WO2016168019A1 (en) 2015-04-17 2016-04-06 Asymmetric switching capacitor regulator

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170137806A true KR20170137806A (ko) 2017-12-13
KR102294216B1 KR102294216B1 (ko) 2021-08-27

Family

ID=57126661

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020177032144A Active KR102294216B1 (ko) 2015-04-17 2016-04-06 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터

Country Status (6)

Country Link
US (3) US9899919B2 (ko)
EP (1) EP3284165B1 (ko)
JP (1) JP6560360B2 (ko)
KR (1) KR102294216B1 (ko)
CN (1) CN107980200B (ko)
WO (1) WO2016168019A1 (ko)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10680515B2 (en) 2011-05-05 2020-06-09 Psemi Corporation Power converters with modular stages
KR101556838B1 (ko) 2011-05-05 2015-10-13 아크틱 샌드 테크놀로지스, 인크. 모듈형 단계들을 구비한 dc-dc 컨버터
US8743553B2 (en) 2011-10-18 2014-06-03 Arctic Sand Technologies, Inc. Power converters with integrated capacitors
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
US8724353B1 (en) 2013-03-15 2014-05-13 Arctic Sand Technologies, Inc. Efficient gate drivers for switched capacitor converters
TW201640796A (zh) 2015-03-13 2016-11-16 亞提克聖德技術股份有限公司 具有用於促進電容器間絕能耗電荷傳輸的電感器之直流對直流變壓器
WO2017007991A1 (en) 2015-07-08 2017-01-12 Arctic Sand Technologies, Inc. Switched-capacitor power converters
KR102222603B1 (ko) * 2016-11-01 2021-03-05 라이온 세미컨덕터 인크. 효율적인 고속 배터리 충전을 위한 피드백 제어
KR102214243B1 (ko) * 2016-11-01 2021-02-09 라이온 세미컨덕터 인크. 전하 재활용 스위치드 커패시터 레귤레이터
US10601311B2 (en) 2018-02-13 2020-03-24 Lion Semiconductor Inc. Circuits and methods for hybrid 3:1 voltage regulators
US11271475B2 (en) * 2019-06-13 2022-03-08 Intel Corporation On-package high-bandwidth resonant switched capacitor voltage regulator
CN111030446B (zh) * 2019-11-21 2021-04-09 华为技术有限公司 直流转直流dc/dc变换拓扑电路和装置
GB2607812A (en) * 2020-03-26 2022-12-14 Lion Semiconductor Inc Circuits for switched capacitor voltage converters
WO2021223219A1 (en) * 2020-05-08 2021-11-11 Shenzhen Voxtech Co., Ltd. Circuit for power management
US11764669B2 (en) * 2020-09-30 2023-09-19 The Trustees Of Princeton University Power converter
JP2022144011A (ja) 2021-03-18 2022-10-03 キオクシア株式会社 電源回路及び半導体集積回路
FR3121798B1 (fr) * 2021-04-09 2023-08-04 Inst Nat Sciences Appliquees Lyon Dispositif de conversion DC-DC à base de batteries
US12095364B2 (en) * 2022-06-08 2024-09-17 Mediatek Inc. Voltage regulator with reduced power loss and chip using the voltage regulator
US12614979B2 (en) 2023-02-07 2026-04-28 Cirrus Logic Inc. Power converter integrated circuit

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010004691A (ja) * 2008-06-23 2010-01-07 Mitsumi Electric Co Ltd フラッシュ用電源装置
US20140184189A1 (en) * 2013-01-02 2014-07-03 Loai Galal Bahgat Salem Inductively assisted switched capacitor dc-dc converter
JP2015047017A (ja) * 2013-08-28 2015-03-12 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3628576B2 (ja) * 1999-02-14 2005-03-16 矢崎総業株式会社 微少電流検出装置
JP3726584B2 (ja) * 1999-09-16 2005-12-14 セイコーエプソン株式会社 電源回路および電気光学装置
JP2002233139A (ja) * 2001-02-05 2002-08-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
FR2834143B1 (fr) * 2001-12-20 2004-02-27 Thales Sa Hacheur serie a commutation synchrone
WO2006070524A1 (ja) * 2004-12-28 2006-07-06 Rohm Co., Ltd 電源回路、チャージポンプ回路、及び、これを備えた携帯機器
US20070146020A1 (en) * 2005-11-29 2007-06-28 Advanced Analogic Technologies, Inc High Frequency Power MESFET Gate Drive Circuits
JP4867657B2 (ja) * 2006-12-28 2012-02-01 ソニー株式会社 電圧供給回路、表示装置、および電子機器、並びに電圧供給方法
EP2244368A1 (en) * 2009-04-23 2010-10-27 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and an apparatus for controlling the output voltage of a boost converter composed of plural bridge devices
FR2954018B1 (fr) * 2009-12-16 2012-08-24 St Microelectronics Tours Sas Alimentation a decoupage multiniveaux
FR2959624A1 (fr) * 2010-04-28 2011-11-04 St Ericsson Sa Circuit de conversion de tension continue
US20110285369A1 (en) * 2010-05-20 2011-11-24 Cuks, Llc Three-switch step-down converter
EP2466738B1 (en) * 2010-12-20 2018-04-04 ams AG Voltage converter and method for voltage conversion
KR101773196B1 (ko) * 2010-12-29 2017-09-12 엘지디스플레이 주식회사 액정표시장치의 직류-직류 변환기
WO2013074433A2 (en) * 2011-11-14 2013-05-23 Cognipower, Llc Switched-mode compound power converter with main and supplemental regulators
KR101961116B1 (ko) * 2012-11-19 2019-03-25 삼성디스플레이 주식회사 전원제어장치 및 이를 포함하는 표시장치
GB2510395A (en) * 2013-02-01 2014-08-06 Nujira Ltd Voltage supply stage for an envelope tracking modulated power supply
US9231477B2 (en) * 2013-04-23 2016-01-05 Nvidia Corporation Control of a soft-switched variable frequency buck regulator
US10840805B2 (en) * 2013-09-24 2020-11-17 Eta Devices, Inc. Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers
JP6523262B2 (ja) 2013-10-07 2019-05-29 ライオン セミコンダクター インク． ハイブリッド電圧レギュレータにおけるフィードバック制御

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010004691A (ja) * 2008-06-23 2010-01-07 Mitsumi Electric Co Ltd フラッシュ用電源装置
US20140184189A1 (en) * 2013-01-02 2014-07-03 Loai Galal Bahgat Salem Inductively assisted switched capacitor dc-dc converter
JP2015047017A (ja) * 2013-08-28 2015-03-12 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20180191250A1 (en) 2018-07-05
EP3284165A4 (en) 2018-12-12
US20190312511A1 (en) 2019-10-10
US20160308443A1 (en) 2016-10-20
EP3284165B1 (en) 2020-03-25
EP3284165A1 (en) 2018-02-21
CN107980200B (zh) 2020-10-13
JP6560360B2 (ja) 2019-08-14
US9899919B2 (en) 2018-02-20
US10320295B2 (en) 2019-06-11
JP2018512038A (ja) 2018-04-26
CN107980200A (zh) 2018-05-01
KR102294216B1 (ko) 2021-08-27
WO2016168019A1 (en) 2016-10-20
US10770972B2 (en) 2020-09-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102294216B1 (ko) 비대칭형 스위칭 커패시터 레귤레이터
KR102429349B1 (ko) 재구성 가능한 딕슨 스타 스위치드 커패시터 전압 조정기를 위한 장치, 시스템 및 방법
US10541603B2 (en) Circuits for a hybrid switched capacitor converter
US9601998B2 (en) Hybrid regulator including a buck converter and a switched capacitor converter
CN113890332B (zh) 用于混合开关式电容器转换器的电路
KR102214243B1 (ko) 전하 재활용 스위치드 커패시터 레귤레이터
USRE50103E1 (en) Circuits for a hybrid switched capacitor converter
HK40059114A (en) Apparatus, systems, and methods for reconfigurable dickson star switched capacitor voltage regulator

Legal Events

Date Code Title Description
PA0105 International application

St.27 status event code: A-0-1-A10-A15-nap-PA0105

PG1501 Laying open of application

St.27 status event code: A-1-1-Q10-Q12-nap-PG1501

A201 Request for examination
A302 Request for accelerated examination
P11-X000 Amendment of application requested

St.27 status event code: A-2-2-P10-P11-nap-X000

P13-X000 Application amended

St.27 status event code: A-2-2-P10-P13-nap-X000

PA0201 Request for examination

St.27 status event code: A-1-2-D10-D11-exm-PA0201

PA0302 Request for accelerated examination

St.27 status event code: A-1-2-D10-D17-exm-PA0302

St.27 status event code: A-1-2-D10-D16-exm-PA0302

P22-X000 Classification modified

St.27 status event code: A-2-2-P10-P22-nap-X000

E701 Decision to grant or registration of patent right
PE0701 Decision of registration

St.27 status event code: A-1-2-D10-D22-exm-PE0701

GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

St.27 status event code: A-2-4-F10-F11-exm-PR0701

PR1002 Payment of registration fee

St.27 status event code: A-2-2-U10-U12-oth-PR1002

Fee payment year number: 1

PG1601 Publication of registration

St.27 status event code: A-4-4-Q10-Q13-nap-PG1601

PR1001 Payment of annual fee

St.27 status event code: A-4-4-U10-U11-oth-PR1001

Fee payment year number: 4

PR1001 Payment of annual fee

St.27 status event code: A-4-4-U10-U11-oth-PR1001

Fee payment year number: 5

U11 Full renewal or maintenance fee paid

Free format text: ST27 STATUS EVENT CODE: A-4-4-U10-U11-OTH-PR1001 (AS PROVIDED BY THE NATIONAL OFFICE)

Year of fee payment: 5