KR20170139491A - 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로 및 방법 - Google Patents

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Abstract

자기-간섭 제거기가 제공된다. 자기-간섭 제거기는 다수의 2차, N-경로 Gm-C 필터를 포함할 수 있다. 각각의 필터는 원하는 대역폭의 채널에서 자기-간섭을 제거하도록 구성될 수 있다. 각각의 필터는 가변 송신기 저항, 가변 수신기 저항, 가변 베이스밴드 커패시턴스, 가변 트랜스컨덕턴스, 및 필터 내의 스위치들을 제어하는 국부 발진기들 사이의 가변 시간 시프트를 사용하여 독립적으로 제어될 수 있다. 이들 변수를 제어함으로써, 제거기 주파수 응답의 크기, 위상, 크기의 기울기, 및 위상의 기울기가 자기-간섭 제거를 위해 제어될 수 있다. 제거기를 구성하기 위한 캘리브레이션 프로세스도 제공된다.

Description

트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로 및 방법{CIRCUITS AND METHODS FOR TRANSCEIVER SELF-INTERFERENCE CANCELLERS}
<관련 출원에 대한 상호 참조>
본 출원은 2014년 10월 1일자로 출원된 미국 가출원 제62/058,575호 및 2015년 9월 25일자로 출원된 미국 가출원 제62/233,215호의 이익을 주장하며, 그 각각은 이로써 그 전체 내용이 본 명세서에 참고로 포함된다.
<정부 기금 연구에 관한 진술>
본 발명은 방위 고등 연구 계획국(Defense Advanced Research Projects Agency)에 의해 수여된 계약 HR0011-12-1-0006 하에 정부의 지원으로 이루어졌다. 정부는 본 발명에 대해 특정 권리를 가지고 있다.
<배경 기술>
많은 무선 장치에서, 밀접하게 위치한 송신기와 수신기는 약간 분리된 주파수 대역 또는 동일한 주파수 대역/채널에서 동시에 동작한다. 예를 들어, 다중 대역 주파수 분할 듀플렉싱(FDD) 트랜시버에서, 트랜시버의 송신기는 송신기의 수신기와는 상이하지만 아마도 가까운 주파수 대역에서 동작한다. 송신 주파수로부터의 간섭은 수신기가 상이한 주파수 대역에서 동작하고 있더라도 수신기의 성능에 영향을 미칠 수 있다. 송신기와 수신기의 주파수들이 가까워질수록, 이 문제는 더욱 심각해질 수 있다.
또 다른 예로서, 전이중(full-duplex) 무선 트랜시버에서, 트랜시버의 송신기와 수신기는 동시에 동일한 주파수들에서 송신 및 수신하지만, 자기-간섭 제거를 이용하여 통신을 가능하게 한다.
밀접하게 동작하는 송신기와 수신기 사이의 간섭을 제거하기 위한 기존의 기법들은 많은 결점을 가지고 있다.
따라서, 트랜시버 자기-간섭 제거기에 대한 새로운 회로 및 방법이 바람직하다.
자기-간섭 제거기(transceiver self-interference canceller)를 위한 회로 및 방법이 제공된다.
일부 실시예들에서, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로들이 제공되며, 이 회로들은, 각각이 상이한 서브-주파수 대역들에서의 안테나 격리도(antenna isolation)의 크기, 위상, 크기 기울기 및 위상 기울기 응답을 에뮬레이트(emulate)하는 복수의 RF 하이-Q 대역통과 필터를 포함한다.
일부 실시예들에서, 복수의 RF 하이-Q 대역통과 필터 각각은, 제어 입력, 송신기 신호에 결합된 제1 측, 및 제2 측을 갖는 제1 가변 저항; 각각이 제어 입력, 상기 가변 저항기의 제2 측에 결합된 제1 측, 및 제2 측을 갖는, 복수의 제1 스위치; 각각이 제어 입력, 접지에 연결된 제1 측, 및 상기 복수의 제1 스위치의 제2 측들 중 고유한 하나에 연결된 제2 측을 갖는, 복수의 제1 가변 커패시턴스; 각각이 제어 입력, 상기 복수의 제1 가변 커패시턴스의 제2 측들 중 고유한 하나에 결합된 제1 측, 및 제2 측을 갖는 복수의 제2 스위치; 제어 입력, 접지에 연결된 제1 측, 및 상기 복수의 제2 스위치의 제2 측들 각각에 결합된 제2 측을 갖는 제2 가변 저항; 제어 입력, 상기 복수의 제2 스위치의 제2 측들 각각에 연결된 제1 측, 및 수신기 신호에 결합된 제2 측을 갖는 제2 가변 커패시턴스; 각각이 상기 복수의 제1 가변 커패시턴스의 제2 측들 중 고유한 하나에 연결된 입력, 및 상기 복수의 제1 가변 커패시턴스의 제2 측들 중 고유한 하나에 연결된 출력을 갖는, 복수의 가변 트랜스컨덕터 - 상기 복수의 가변 트랜스컨덕터 각각에 대해, 상기 가변 트랜스컨덕터의 입력은 상기 가변 트랜스컨덕터의 출력에 연결되지 않음 -; 각각이 상기 복수의 제1 스위치의 제어 입력들 중 고유한 하나에 연결된 복수의 출력을 갖는 제1 국부 발진기 - 상기 제1 국부 발진기는 한 번에 상기 복수의 제1 스위치 중 하나를 턴 온함 -; 및 각각이 상기 복수의 제2 스위치의 제어 입력들 중 고유한 하나에 연결된 복수의 출력을 갖는 제2 국부 발진기를 포함하고, 상기 제2 국부 발진기는 한 번에 상기 복수의 제2 스위치 중 하나를 턴 온하고, 상기 제2 국부 발진기의 복수의 출력은 상기 제1 국부 발진기의 복수의 출력으로부터 시간 시프트량만큼 시간적으로 시프트된다.
일부 실시예들에서, 자기-간섭 제거기를 캘리브레이션하는 방법이 제공되며, 이 방법들은, 제거기가 오프인 상태에서 HSI를 측정하는 단계; 상기 제거기가 온인 상태에서 HSIC를 측정하는 단계; HSI 및 HSIC의 크기 및 기울기가 일치하는지를 결정하는 단계; HSI 및 HSIC의 크기 및 기울기가 일치하지 않는다고 결정될 때, 상기 제거기에서의 상대 저항, 커패시턴스, 또는 트랜스컨덕턴스를 조정하는 단계; HSIC의 위상 및 크기를 조정하는 단계; 그룹 지연을 계산하는 단계를 포함한다.
도 1은 일부 실시예들에 따른 자기-간섭 제거기를 포함하는 트랜시버의 일부의 예에 대한 개략도이다.
도 2는 일부 실시예들에 따른 2차 RLC 대역통과 필터의 모델의 예의 개략도이다.
도 3은 일부 실시예들에 따른 2차 Gm-C 대역통과 필터의 예의 개략도이다.
도 4는 일부 실시예들에 따른 반시계 방향 구성의 2차 Gm-C 대역통과 필터의 예의 개략도이다.
도 5는 일부 실시예들에 따른 필터 파라미터에 대한 변경이 필터 성능에 어떻게 영향을 미치는지를 나타내는 그래프들의 세트이다.
도 6은 일부 실시예들에 따른 2개의 자기-간섭 제거기를 포함하는 수신기의 예의 개략도이다.
도 7은 일부 실시예들에 따른 트랜스컨덕터 Gm 뱅크의 예의 개략도이다.
도 8은 일부 실시예들에 따른 국부 발진기 생성기의 예의 개략도이다.
도 9는 일부 실시예들에 따른 캘리브레이션 프로세스의 예의 흐름도이다.
일부 실시예들에 따라, 트랜시버 자기-간섭 제거기에 대한 회로 및 방법이 제공된다.
도 1에 도시된 바와 같이, 일부 실시예들에 따라, 트랜시버 자기-간섭 제거기(102)는 수신된 송신기 자기-간섭(108)에 응답하여, 각각이 자기-간섭 제거를 제공하기 위해 송신된 송신기 신호(110)의 스케일링된 버전인 제거 신호를 제공하는 복수의 2차 대역통과 필터(104 및 106)를 포함할 수 있다.
일부 실시예들에서, 제거기 내의 각각의 2차 대역통과 필터는 원하는 신호 대역폭의 채널에 대한 제거 신호를 제공할 수 있다. 그렇게 하면서, 각각의 2차 대역통과 필터는 송신기 유도된 자기-간섭에서 대응하는 채널의 크기, 위상, 크기의 기울기, 및 위상의 기울기(즉, 그룹 지연)를 모방하는 반전된 신호를 제공할 수 있다.
일부 실시예들에서, 각각의 2차 대역통과 필터는 가변 감쇠 및 위상 시프팅이 내장된 N-경로 Gm-C 필터로서 실현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 각각의 2차 대역통과 필터는 튜닝 가능하고, 재구성 가능하고, 하이 Q를 가지며, 그리고/또는 임의의 다른 적합한 특성(들)을 가질 수 있다.
일부 실시예들에서 제거기에는 임의의 적합한 수의 2차 대역통과 필터가 제공될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 트랜시버 자기-간섭 제거기는 2개의 2차 대역통과 필터를 포함할 수 있다.
일부 실시예들에 따라, 본 명세서에 설명된 바와 같은 트랜시버 자기-간섭 제거기는 주파수 분할 듀플렉스 트랜시버, 전이중 트랜시버, 및/또는 임의의 다른 적합한 트랜시버를 구현하는 데 사용될 수 있다.
2차 대역통과 필터들은 각각 도 2에 도시된 바와 같은 2차 RLC 대역통과 필터를 사용하여 모델링될 수 있는데, 여기서 트랜스컨덕턴스 gi(202) 및 위상 φi(204)는 일부 실시예들에서, i번째 필터에서의 크기 및 위상 제어를 나타낸다. 제거기 출력에서의 쇼트 종단(short termination)(206)은 자기-간섭 제거에 의해 생성된 가상 접지를 나타낸다. i번째 경로의 전달 함수는 다음과 같다.
Figure pct00001
여기서,
Figure pct00002
는 i번째 대역통과 필터의 크기이고;
φi는 i번째 대역통과 필터의 위상 설정이고;
Figure pct00003
는 품질 인자를 나타내고;
Figure pct00004
는 중심 주파수이다.
따라서, 재구성 가능한 2차 RF 대역통과 필터를 갖는 RF 제거기는 4 자유도(Ai, φi, Qi, ωi)를 특징으로 한다.
이러한 RF 제거기는 Ai, 및 φi에 대한 자유도들을 특징으로 하기 때문에, 이러한 RF 제거기는 크기, 주파수 포인트에서의 안테나 인터페이스 격리도의 위상 응답, 크기의 기울기, 및 위상의 기울기의 복제를 가능하게 한다. 2차 대역통과 필터의 그룹 지연(즉, 위상의 기울기)은 대역통과 필터의 Q에 비례하며, 중심 주파수의 상향/하향 시프트는 양/음의 크기 기울기의 복제를 가능하게 한다(도 3 및 도 4를 참조하여 더 설명됨).
대역통과 필터 파라미터들은 다음과 같이 안테나 인터페이스 응답(HSI(jω))에 기초하여 해가 구해질 수 있다.
Figure pct00005
Figure pct00006
Figure pct00007
Figure pct00008
여기서,
Figure pct00009
는 i번째 대역통과 필터의 제거 주파수이고;
Figure pct00010
이고;
Figure pct00011
이고;
Figure pct00012
이다.
도 3은 일부 실시예들에 따른 제거기 필터로서 사용될 수 있는 2-포트, 2차 N-경로 Gm-C 필터(300)의 예(300)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 필터(300)는 트랜스컨덕터들(302, 304, 306, 및 308), 베이스밴드 커패시터들(310, 312, 314, 및 316), 스위치들(318, 320, 322, 324, 326, 328, 330, 및 332), 커플링 커패시터(334), DC 블로킹 커패시터(336 및 338), 저항기들 RTX(340), RRX(342), 및 Rmatch(344), 및 스위치(346)를 포함한다.
필터(300) 내에서, 트랜스컨덕터들(302, 304, 306, 및 308)은 트랜스컨덕터들(302 및 304)을 사용하는 시계 방향 연결 또는 트랜스컨덕터들(306 및 308)을 사용하는 반시계 방향 연결을 형성하도록 턴 온 또는 턴 오프될 수 있다.
일부 실시예들에서, 스위치(346)는 (아래 도 9에서 설명된 바와 같이) 캘리브레이션 목적을 위해, 필터가 필요하지 않은 시간 동안, 및/또는 임의의 다른 적합한 이유로 필터를 비활성화하는 데 사용될 수 있다(그것의 신호를 접지시킴으로써).
도 4는 일부 실시예들에 따른 2-포트, 2차 N-경로 Gm-C 필터(300)의 반시계 방향 연결의 예를 도시한다.
도 4의 회로에 대한 선형 주기적 시변(Linear Periodic Time-Variant, LPTV) 분석은 다음을 산출한다.
Figure pct00013
여기서,
Ron은 N-경로 스위치들의 온 저항이다;
fS는 스위칭 주파수이다;
CC의 부하 효과는 무시되었다.
따라서, 수학식 6에 따라, 저항기들 RTX(404) 및 RRX(406)에 대한 고정된 값들을 가정할 때, 필터의 품질 인자 Q는 베이스밴드 커패시터들 CB(410, 412, 414, 및 416)의 크기를 변경함으로써 재구성될 수 있다. 일부 실시예들에서 베이스밴드 커패시터들 CB의 크기를 변경하는 효과는 도 5의 그래프들(502 및 504)에서 예시된다.
일부 실시예들에 따라, 베이스밴드 재구성 가능 트랜스컨덕터들(GM)의 시계 방향 연결 및 반시계 방향 연결을 통해, 스위칭 주파수에 대한 중심 주파수의 상향/하향 주파수 오프셋이 도 5의 그래프들(506 및 508)에 도시된 바와 같이 획득될 수 있다. 일부 실시예들에서, 스위칭 주파수에 대한 중심 주파수의 주파수 오프셋은
Figure pct00014
에 의해 주어진다.
도 5의 그래프들(510 및 512)에 도시된 바와 같이 저항기들 RTX 및 RRX의 서로에 대한 크기를 재구성함으로써 가변 감쇠(크기 스케일링)가 도입될 수 있다. 중심 주파수에서의 크기 응답은 다음과 같다.
Figure pct00015
여기서 CC의 부하 효과는 Vout을 계산할 때 무시되었다.
일단 제거가 수행되면, VRX는 가상 접지임에 유의해야 한다. 제거기 전달 함수는 가상 접지로 흐르는 Icanceller를 구하고 이를 기준 저항 R0과 곱함으로써 계산할 수 있다. 또한, 크기 응답에 대한 상기 수학식에서, 단순화를 위해, 중심 주파수는 ωS인 것으로, 즉, Gm=0으로 가정한다.
도 5의 그래프들(514 및 516)에 도시된 바와 같이 출력 측의 스위치들을 구동하는 LO들을 ΔT만큼 위상 시프트시킴으로써 2-포트 N-경로 필터에 위상 시프팅이 내장될 수 있다.
일부 실시예들에서, 제거기 필터는 수신기 입력에 약하게 용량성 결합된다. 이것은 커패시터 CC(408)로서 프로그램 가능한 커패시터 뱅크를 사용하여 달성될 수 있다. 일부 실시예들에서, 이 프로그램 가능한 커패시터 뱅크는 동작 주파수 범위에 걸쳐 -10dB 결합을 가능하게 하도록 크기가 정해질 수 있다. 약한 결합은 수신기 입력 정합 및 잡음 지수의 저하를 최소화하고, N-경로 필터들의 서로간의 그리고 수신기와의 임의의 상호 작용을 최소화하는 데 유익할 수 있다.
N-경로 필터에 대한 CC의 용량성 부하 효과가 약하도록, RRX(예를 들어, 50Ω의 공칭 값을 가질 수 있음)는
Figure pct00016
보다 작도록 크기가 정해질 수 있다. 필요한 감쇠 범위 및 수학식 7에 기초하여, RTX의 저항 범위가 획득될 수 있다. 일단 RTX와 RRX가 설정되면, 수학식 6을 사용하여, N-경로 필터 베이스밴드 커패시턴스 범위는 필요한 그룹 지연 또는 품질 인자 범위에 의해 결정될 수 있다. 마지막으로, 베이스밴드 Gm의 트랜스컨덕턴스 범위는 필요한 주파수 시프트 범위뿐만 아니라 CB 커패시턴스 범위에 기초하여 Δω=Gm/CB를 사용하여 설계될 수 있다. 일단 RTX가 설정되면, Rmatch(도 3)는 원하는 정합 임피던스를 제공하도록 설정될 수 있다.
도 6은 일부 실시예들에 따른 트랜시버 자기-간섭 제거기를 포함하는 수신기의 개략도의 예(600)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 수신기(600)는 제거기 필터들(602 및 604), 정합 커패시터들(606 및 608), 저잡음 트랜스컨덕턴스 증폭기(LNTA)(610), DC 블록 커패시터들(611 및 613), 믹서들(612), Rauch 트랜스임피던스 증폭기들(TIA들)(614, 616, 618, 및 620), 베이스밴드 재조합 회로(622), SPI 레벨 시프터(624), 25% LO 생성 회로(626), 글로벌 바이어싱 회로(628), 및 ESD 및 전력 클램프 회로(630)를 포함한다. 도 6에 도시된 바와 같이, 수신기(600)는 또한 송신기 국부 발진기 입력들(632 및 634), 제거기 입력들(636 및 638), 수신기 입력(640), 및 수신기 국부 발진기 입력(642), 수신기 출력 I(644) 및 수신기 출력 Q(646)를 수신한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 필터들(602 및 604)은 개별적인 송신기 국부 발진기 입력들(632 및 624) 및 제거기 입력들(636 및 638)을 가지고 있어, MIMO SC-FD 애플리케이션들에 대한 (제거기 입력들에서 수신된) 2개의 개별적인 송신기 신호의 제거를 위한 또는 수신기 대역에서 (제거기 입력들에서 수신된) 송신기 잡음의 제거를 위한 그것들의 사용의 융통성을 제공한다.
전술한 바와 같이, 일부 실시예들에서, 제거기 필터들(602 및 604)은 수신기 입력(640)에 약하게 용량성 결합된다. 이것은 도 3의 커패시터(Cc)(334)로서 프로그램 가능한 커패시터 뱅크를 사용하여 달성될 수 있다. 일부 실시예들에서, 이 프로그램 가능 커패시터 뱅크는 동작 주파수 범위에 걸쳐 -10dB 결합을 가능하게 하도록 크기가 정해질 수 있다. 약한 결합은 수신기 입력 정합 및 잡음 지수의 저하를 최소화하고, N-경로 필터들의 서로간의 그리고 수신기와의 임의의 상호 작용을 최소화하는 데 유익할 수 있다.
일부 실시예들에서, 수신기 입력(640)에서의 입력 커패시턴스는 와이어본드 인덕터들(도시되지 않음)과, 각각 공급 및 접지로의 오프-칩 인덕터들(648 및 650)의 조합을 사용하여 공진 제거될 수 있다. 프로그램 가능한 커패시터 뱅크들(606 및 608)은 수신기 입력(640)을 원하는 입력 주파수에 정합하도록 튜닝하기 위해 LNTA(610)에 대한 입력들에 포함될 수 있다.
일부 실시예들에서, LNTA(610)는 도 6에 도시된 바와 같은 구성 요소들로 형성된 잡음 제거 공통-게이트(CG), 공통-소스(CS) 저잡음 트랜스컨덕턴스 증폭기이다.
일부 실시예들에 따른 동작 동안, 송신기 레플리카 신호(replica signal)가 제거기 입력들(636 및 638)에 제공되고, 송신기 국부 발진기가 송신기 국부 발진기 입력들(632 및 634)에 제공된다. 그 후 제거기 필터들(602 및 604)은 제거 신호를 수신기 입력(640)과 LNTA(610) 사이의 노드(641)에 송신한다.
그 후 LNTA(610)는 필터들(602 및 604)에 의해 출력된 신호들과 수신기 입력(640)에서 수신된 신호의 조합인 신호를 증폭한다.
그 후 LNTA(640)는 DC 블로킹 커패시터들(611 및 613)을 통해 믹서들(612)에 제공되는 출력 신호들을 생성한다. 그 후 믹서들(612)은 출력 신호들을 국부 발진기 생성기(626)로부터의 국부 발진기(LO) 신호들과 믹싱한다. 일부 실시예들에서 믹서들(612)은 임의의 적합한 믹서들일 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서 믹서들(612)은 2개의 4-위상, 전류-구동 믹서들일 수 있다. 일부 실시예들에서, 임의의 적합한 수의 위상이 믹서들(612)에 의해 믹싱될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 더 양호한 잡음 지수(noise figure)를 제공하기 위해 4개의 위상 대신 8개의 위상이 믹싱될 수 있다. 도시된 바와 같이, 4개의 위상으로 구현되는 경우, LO 생성기는 수신기 LO 입력들(642)에서 수신된 기준 LO 신호에 기초하여 4개의 25% 비중첩 LO 신호들로서 LO 신호들을 생성할 수 있다.
그 후 믹서(612)의 출력들은 2차 Rauch 트랜스임피던스 증폭기(TIA들)(614, 616, 618, 및 620)에 제공될 수 있다. Rauch TIA들로부터의 출력들은 잡음 및 혼변조 왜곡 제거를 위해 수신기 출력들을 조합하기 위한 프로그램 가능한 재조합 회로(622)에 제공될 수 있다.
도시된 바와 같이, 회로(622)는 4개의 서브-회로(680, 682, 684, 및 686)를 포함한다. 서브-회로(680)는 Rauch TIA(614)의 출력들에 연결되고, 서브-회로(682)는 Rauch TIA(616)의 출력들에 연결되고, 서브-회로(684)는 Rauch TIA(618)의 출력에 연결되고, 서브-회로(686)는 Rauch TIA(620)의 출력들에 연결된다. 이들 서브-회로 각각 내에는, I 채널 및 Q 채널에 대한 서브-서브-회로가 존재한다. 이들 서브-서브-회로 각각 내에는, 출력들(644 및 646) 중 대응하는 하나에서 대응하는 Rauch TIA의 출력을 가중시키기 위해 5개(또는 임의의 다른 적합한 수의) 이진 가중 선택 가능한 트랜스컨덕터가 제공될 수 있다. 예를 들어, Rauch TIA(614)에 대해, 서브-서브-회로(680) 내의 I 채널에서 1x, ..., 16x로 라벨링된 트랜스컨덕터들 중 하나 이상이 선택될 수 있고, 선택된 트랜스컨덕터는 Rauch TIA(614)의 출력(644)에 대한 기여분을 결정할 수 있다. 마찬가지로, 또 다른 예로서, Rauch TIA(614)에 대해, 서브-서브-회로(680) 내의 Q 채널에서 1x, ..., 16x로 라벨링된 트랜스컨덕터들 중 하나 이상이 선택될 수 있고, 선택된 트랜스컨덕터는 Rauch TIA(614)의 출력(646)에 대한 기여분을 결정할 수 있다.
회로(622)의 Q 서브-서브-회로들의 출력들은 출력들(646)에 연결될 수 있다. 유사하게, 회로(622)의 I 서브-회로들의 출력들은 출력들(644)에 연결될 수 있다.
글로벌 바이어싱 회로(628)는, 본 기술분야에 공지된 바와 같이, 일부 실시예들에 따라 회로(600)에서 바이어싱 회로들을 생성하기 위해 제공될 수 있다.
ESD 및 전력 클램프 회로(630)는, 본 기술분야에 공지된 바와 같이, 일부 실시예들에 따라 정전기 방전 및 과전압 조건들로부터 회로(600)를 보호하기 위해 제공될 수 있다.
레벨 시프터, 직렬-병렬 인터페이스 SPI 회로(624)는 일부 실시예들에 따라 단일 직렬 인터페이스를 통해 전체 수신기를 프로그램하기 위해 제공될 수 있다. 직렬 제어 신호들이 일부 실시예들에 따라 입력들(624)에 연결될 수 있다.
도 7은 일부 실시예들에 따라 도 3의 트랜스컨덕터들(302, 304, 306, 및/또는 308)에 사용될 수 있는 트랜스컨덕터 Gm 셀의 개략도(700)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 각각의 셀(700)은 다수의 트랜스컨덕터(702, 704 및 706)로 형성될 수 있으며 이들은 병렬로 연결되고 제어 가능한 트랜스컨덕턴스를 제공하도록 턴 온 또는 턴 오프될 수 있다. 각각이 임의의 적합한 트랜스컨덕턴스를 갖는 임의의 적합한 수의 트랜스컨덕터가 일부 실시예들에서 셀 내에 제공될 수 있다.
일부 실시예들에서, 제거기 필터들의 Gm 셀들은 소스-디제너레이션될(source-degenerated) 수 있고 수신기의 나머지(예를 들어, 1.2V)보다 약간 더 높은 공급 전압(예를 들어, 1.5V) 하에서 동작할 수 있다. 또한, N-경로 스위치들의 온-저항(Ron)은 RTX 및 RRX(예를 들어, 3.3Ω)보다 훨씬 작도록 설계될 수 있어, 전체적인 제거기 선형성에 대한 그 영향이 최소화된다.
GM 셀들은 일부 실시예들에서 플리커 잡음을 저하시키기 위해 200nm의 채널 길이를 사용할 수 있다.
도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이, 일부 실시예들에서, 각각의 필터의 스위치들(318, 320, 322, 324, 326, 328, 330, 및 332)은 해당 필터에 대한 국부 발진기 신호들(LO0A, LO1A, LO2A, LO3A, LO0B, LO1B, LO2B, 및 L03B)에 의해 각각 제어될 수 있다. 이들 국부 발진기 신호들은 도 4의 타이밍도들(418 및 420)에 도시된 바와 같이 나타날 수 있으며, 일부 실시예들에서, 임의의 적합한 방식으로 생성될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 이들 국부 발진기 신호들은 도 8에 도시된 바와 같은 회로(800)를 사용하여 생성될 수 있다. 회로(800)의 인스턴스는 입력들(632 및 634) 각각과 각각 필터들(602 및 604)의 스위치들(318, 320, 322, 324, 326, 328, 330, 및 332) 사이에 연결될 수 있다.
도시된 바와 같이, 회로(800)는 2분주 직교 분주기(divide-by-2 quadrature divider)(802), LO 슬루율(slew-rate) 제어 필터들(804), I/Q 벡터 보간 위상 시프터(806), 및 25% 듀티-사이클 생성기들(808 및 810)을 포함한다. 슬루율 제어 필터들(804)은 후속의 벡터 보간기들의 선형성을 최대화하기 위해 고조파들을 감쇠시킨다.
도 9에는 일부 실시예들에 따라 각각의 필터 i에서 RTX, RRX, CB 및 Gm의 값들을 설정하기 위한 프로세스의 예(900)가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 프로세스(900)가 902에서 시작된 후, 프로세스는 수학식 2, 수학식 3, 수학식 4, 및 수학식 5를 사용하여 주어진 안테나 구성에 대한 안테나 격리도 간섭 HSI의 추정치에 기초하여 Ai, φi, Qi 및 ωi에 대한 초기 제거기 설정들을 설정할 수 있다. 추정된 HSI는 시뮬레이션 또는 초기 측정 결과로부터 획득될 수 있다.
다음으로, 906에서, 프로세스(900)는 제거기를 턴 오프하고(예를 들어, 도 3의 스위치(346)를 닫는 것에 의해), 송신기로부터 파일럿 톤을 전송하고, 송신기 및 수신기의 알려진 성능 특성에 기초하여 실제 안테나 격리도 간섭 HSI를 측정할 수 있다.
그 후, 908에서, 프로세스(900)는 제거기를 턴 온하고(예를 들어, 도 3의 스위치(346)를 여는 것에 의해), 송신기로부터 파일럿 톤을 전송하고, 제거 후 안테나 격리도 간섭 HSIC를 측정할 수 있다.
그 후 프로세스(900)는 910에서 HSI와 HSIC를 비교하고, 912에서 HSI와 HSIC의 크기 및 크기의 기울기가 일치하는지를 결정할 수 있다. 일치하지 않는다면, 프로세스(900)는 914로 분기할 수 있고, 거기서 크기 및 크기의 기울기 차이에 기초하여 RTX, RRX, CB, 및 Gm의 값들을 조정한 다음, 908로 되돌아갈 수 있다.
그렇지 않으면, 912에서, 프로세스(900)는 916으로 분기할 수 있고, 거기서 자기-간섭을 제거하기 위해 위상을 조정하고 크기를 미세 조정하려고 시도할 수 있다. 일부 실시예들에서, 위상은 필터 스위치들을 제어하는 국부 발진기들 사이의 ΔT를 변경함으로써 조정될 수 있다. 일부 실시예들에서, 크기는 RRX에 대해 RTX를 변경함으로써 조정될 수 있다.
918에서, 프로세스는 광대역 제거가 달성되었는지를 결정할 수 있다. 그렇다면, 프로세스는 920에서 종료될 수 있다.
그렇지 않으면, 프로세스는 922로 진행할 수 있고, 거기서 파일럿 톤들을 송신하고, 제거기가 턴 오프된 상태의 수신기의 출력(VSI) 및 제거기가 턴 온된 상태의 수신기의 출력(VRE)을 측정할 수 있다. 그 후, 924에서, 프로세스(900)는 도면에 도시된 수학식들을 사용하여 그룹 지연 차이를 결정할 수 있다. 그 후 그룹 지연 차이에 기초하여, 프로세스(900)는 CB를 조정하여 그룹 지연을 정정하고 908로 되돌아갈 수 있다.
일부 실시예들에서, 프로세스(900)는 프로세스(900)에 대응하는 명령어를 실행하고 있는 하드웨어 프로세서(마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서, 제어기 등일 수 있음)의 제어 하에 수행될 수 있다. 임의의 적합한 컴퓨터 판독 가능 매체가 이들 명령어를 저장하는 데 사용될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 컴퓨터 판독 가능 매체는 일시적 또는 비일시적일 수 있다. 예를 들어, 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체는 자기 매체(예를 들어 하드 디스크, 플로피 디스크 등), 광학 매체(예를 들어 콤팩트 디스크, 디지털 비디오 디스크, 블루레이 디스크 등), 반도체 매체(예를 들어 랜덤 액세스 메모리(RAM), 플래시 메모리, 전기적으로 프로그램 가능한 판독 전용 메모리(EPROM), 전기적으로 소거 가능한 프로그램 가능한 판독 전용 메모리(EEPROM) 등)와 같은 매체, 순식간이 아닌 또는 송신 중에 어떤 영속성 비슷한 것이 없는 임의의 적합한 매체, 및/또는 임의의 적합한 유형 매체를 포함할 수 있다. 또 다른 예로서, 일시적 컴퓨터 판독 가능 매체는 네트워크, 전선, 도체, 광섬유, 회로상의 신호, 순식간인 그리고 송신 중에 어떤 영속성 비슷한 것이 없는 임의의 적합한 매체, 및/또는 임의의 적합한 무형 매체를 포함할 수 있다.
개시된 주제의 일부 실시예들에서, 도 9의 프로세스의 전술한 단계들은 도면에 도시되고 설명된 순서 및 시퀀스에 제한되지 않는 임의의 순서 또는 시퀀스로 실행되거나 수행될 수 있다. 또한, 도 9의 프로세스의 상기 단계들 중 일부는 레이턴시 및 처리 시간을 감소시키기 위해 적절한 경우 실질적으로 동시에 또는 병렬로 실행되거나 수행될 수 있다. 또한, 도 9는 단지 예로서 제공된다는 점에 유의해야 한다. 이 도면에 도시된 단계들 중 적어도 일부는 표현된 것과 상이한 순서로 수행되거나, 동시에 수행되거나, 생략될 수 있다.
일부 실시예들에서, 제거기 필터들은 1 내지 28ns 범위의 디지털로 제어되는 피크 그룹 지연, 피크 그룹 지연 설정 하에서 -10MHz 내지 +10MHz 범위의 주파수 시프트, 전체 360° 위상 시프트 범위, 및 -10dB 수신기 측 용량성 결합을 포함하여 20 내지 40dB의 감쇠 범위를 갖도록 설계될 수 있다.
본 명세서에 설명된 예들(뿐만 아니라 "~과 같은", "예를 들어", "포함하는" 등으로 표현된 구절들)의 제공은 청구된 주제를 특정 예들로 제한하는 것으로 해석되어서는 안 되며; 오히려, 그 예들은 많은 가능한 양태들 중 일부만을 예시하기 위한 것이다.
본 발명은 전술한 예시적인 실시예들에서 설명되고 예시되었지만, 본 개시는 단지 예로서 작성되었으며, 다음에 오는 청구항들에 의해서만 제한되는, 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 본 발명의 구현의 세부 사항들에 대한 다수의 변경들이 이루어질 수 있음이 이해된다. 개시된 실시예들의 특징들은 다양한 방식으로 조합 및 재배열될 수 있다.

Claims (10)

  1. 트랜시버 자기-간섭 제거기(transceiver self-interference canceller)를 위한 회로에 있어서,
    각각이 상이한 서브-주파수 대역들에서의 안테나 격리도(antenna isolation)의 크기, 위상, 크기 기울기 및 위상 기울기 응답을 에뮬레이트(emulate)하는 복수의 RF 하이-Q 대역통과 필터를 포함하는, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 복수의 RF 하이-Q 대역통과 필터 각각은,
    제어 입력, 송신기 신호에 결합된 제1 측, 및 제2 측을 갖는 제1 가변 저항;
    각각이 제어 입력, 상기 가변 저항기의 제2 측에 결합된 제1 측, 및 제2 측을 갖는, 복수의 제1 스위치;
    각각이 제어 입력, 접지에 연결된 제1 측, 및 상기 복수의 제1 스위치의 제2 측들 중 고유한 하나에 연결된 제2 측을 갖는, 복수의 제1 가변 커패시턴스;
    각각이 제어 입력, 상기 복수의 제1 가변 커패시턴스의 제2 측들 중 고유한 하나에 결합된 제1 측, 및 제2 측을 갖는 복수의 제2 스위치;
    제어 입력, 접지에 연결된 제1 측, 및 상기 복수의 제2 스위치의 제2 측들 각각에 결합된 제2 측을 갖는 제2 가변 저항;
    제어 입력, 상기 복수의 제2 스위치의 제2 측들 각각에 연결된 제1 측, 및 수신기 신호에 결합된 제2 측을 갖는 제2 가변 커패시턴스;
    각각이 상기 복수의 제1 가변 커패시턴스의 제2 측들 중 고유한 하나에 연결된 입력, 및 상기 복수의 제1 가변 커패시턴스의 제2 측들 중 고유한 하나에 연결된 출력을 갖는, 복수의 가변 트랜스컨덕터 - 상기 복수의 가변 트랜스컨덕터 각각에 대해, 상기 가변 트랜스컨덕터의 입력은 상기 가변 트랜스컨덕터의 출력에 연결되지 않음 -;
    각각이 상기 복수의 제1 스위치의 제어 입력들 중 고유한 하나에 연결된 복수의 출력을 갖는 제1 국부 발진기 - 상기 제1 국부 발진기는 한 번에 상기 복수의 제1 스위치 중 하나를 턴 온함 -; 및
    각각이 상기 복수의 제2 스위치의 제어 입력들 중 고유한 하나에 연결된 복수의 출력을 갖는 제2 국부 발진기
    를 포함하고, 상기 제2 국부 발진기는 한 번에 상기 복수의 제2 스위치 중 하나를 턴 온하고, 상기 제2 국부 발진기의 복수의 출력은 상기 제1 국부 발진기의 복수의 출력으로부터 시간 시프트량만큼 시간적으로 시프트되는, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 가변 저항은 복수의 스위치드 저항기(switched resistor)를 포함하는, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  4. 제2항에 있어서, 상기 복수의 제1 가변 커패시턴스는 각각 복수의 스위치드 커패시터를 포함하는, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  5. 제2항에 있어서, 상기 복수의 제2 스위치는 각각 트랜지스터인, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  6. 제2항에 있어서, 상기 제2 가변 저항은 복수의 스위치드 저항기를 포함하는, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  7. 제2항에 있어서, 상기 제2 가변 커패시턴스는 복수의 스위치드 커패시터를 포함하는, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  8. 제2항에 있어서, 상기 복수의 가변 트랜스컨덕터는 각각 스위치드 트랜스컨덕터들의 뱅크를 포함하는, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  9. 제2항에 있어서, 상기 제1 국부 발진기 및 상기 제2 국부 발진기 각각은 25% 국부 발진기인, 트랜시버 자기-간섭 제거기를 위한 회로.
  10. 자기-간섭 제거기를 캘리브레이션하는 방법에 있어서,
    제거기가 오프인 상태에서 HSI를 측정하는 단계;
    상기 제거기가 온인 상태에서 HSIC를 측정하는 단계;
    상기 HSI 및 상기 HSIC의 크기 및 기울기가 일치하는지를 결정하는 단계;
    상기 HSI 및 상기 HSIC의 크기 및 기울기가 일치하지 않는다고 결정될 때, 상기 제거기에서의 상대 저항, 커패시턴스, 또는 트랜스컨덕턴스를 조정하는 단계;
    HSIC의 위상 및 크기를 조정하는 단계; 및
    그룹 지연을 계산하는 단계
    를 포함하는, 자기-간섭 제거기를 캘리브레이션하는 방법.
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