KR20190116545A - 구동 시스템과 dc 링크 전류 리플을 감소시키기 위한 구동 시스템의 작동 방법 - Google Patents

구동 시스템과 dc 링크 전류 리플을 감소시키기 위한 구동 시스템의 작동 방법 Download PDF

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Abstract

하나 이상의 DC 및 AC 전기 포트들에 결합 가능한 구동 시스템을 작동시키는 시스템 및 방법이 개시된다. 이러한 구동 시스템은 DC 링크, 적어도 하나의 DC-DC 컨버터, 적어도 하나의 DC-AC 컨버터, DC 링크 커패시터, 및 그것의 동작 파라미터들에 기초하여 서로에 대해 적어도 하나의 DC-DC 컨버터와 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어하도록 구성된 제어 시스템을 포함한다. 적어도 하나의 DC-DC 컨버터와 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어시, 제어 시스템은 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 스위칭 주파수, DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상, DC-AC 컨버터 반송파 신호 위상, 및 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클 중 적어도 하나를 제어한다.

Description

구동 시스템과 DC 링크 전류 리플을 감소시키기 위한 구동 시스템의 작동 방법
본 발명은 일반적으로 AC 구동 시스템들에서의 DC-DC 및 DC-AC 전력 변환에 관한 것으로, 더 구체적으로는 그러한 구동 시스템들에서 DC 링크 전류 리플을 감소시키기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
순수하게 전기 자동차는 저장된 전기 에너지를 사용하여 전기 모터를 구동하는데, 전기 모터는 차량을 전진시키고 보조 드라이브를 작동할 수도 있다. 순수하게 전기 자동차는 하나 이상의 저장된 전기 에너지를 사용할 수 있다. 예를 들어, 저장된 전기 에너지의 첫 번째 소스는 더 오래 지속되는 에너지를 제공하는 데 사용될 수 있고 두 번째 저장 전기 에너지는 예를 들어 가속을 위한 고출력 에너지를 제공하는 데 사용될 수 있다.
하이브리드 전기 자동차는 견인 배터리와 같은 에너지 저장 장치로 구동되는 내연 엔진과 전기 모터를 결합하여 차량을 추진시킬 수 있다. 이러한 조합은 연소 엔진과 전기 모터가 각각의 효율성 향상 범위에서 동작할 수 있도록 함으로써 전체적인 연료 효율을 증가시킬 수 있다. 예를 들어 전기 모터는 정지 상태에서 가속하는 데 효율적일 수 있으며, 연소 엔진은 고속도로 주행과 같이 지속적으로 엔진이 동작하는 동안 효율적일 수 있다. 초기 가속도를 높이기 위해 전기 모터를 설치하면 하이브리드 차량의 연소 엔진은 더 작고 연료 효율이 더 높아진다.
하이브리드 및 전기 차량의 에너지 시스템에서 에너지는 에너지 저장 장치에서 DC 링크로 전달되며, DC 링크는 DC-AC 인버터와 전기 모터로 전기적으로 결합된다. 흔히 양방향 부스터 컨버터는 에너지 시스템의 저전압 측의 에너지 저장 장치에서 DC-AC 인버터로 공급하기 위해 에너지 시스템의 고전압 측 에 있는 전압을 더 높이도록 DC 링크에 결합된다. 배터리, DC-DC 컨버터, DC-AC 인버터 및 모터를 포함하는 일반적인 시스템은 그림 1에 나타나 있다. 여기서 볼 수 있듯이 DC 링크 커패시터는 DC에서 AC로 역전하는 동안 생성된 전류 리플을 흡수하기 위해 필요하다. DC 링크 커패시터는 시스템의 중요하고 부피가 큰 구성 요소로, DC 링크 커패시터는 일반적으로 자신이 보는 최대 리플 전류의 크기를 가지며, 이를 통과하는 전류에 따라 커패시터의 수명이 달라진다. 주변 온도가 높은 자동차 애플리케이션에서는 커패시터 리플 전류의 감소가 매우 중요하다.
하지만, 저비용의 소형 전력 변환 애플리케이션에서는 커패시터 크기를 줄이고 수명을 늘리는 것이 중요하다는 것이 인식되지만, DC-DC-AC 전력 변환 방식을 사용한 커패시터 최소화 영역에서는 많은 작업이 수행되지 않았다. 지금까지 이러한 커패시터 최소화를 위해 수행한 작업에서 선행기술은 매우 좁은 듀티 비율에 대해서만 리플 감소를 얻었으며, 방방 제어기(bang-band controller)를 사용하여 DC 전압 리플을 더 크게 발생시키는 비용을 감수하고 커패시터 크기를 줄였으며, 또는 두 개의 인버터를 사용하여 전류 리플을 취소했다. 모터를 분할된 권선 장치 또는 2개의 별도 모터가 필요하다.
그러므로 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터를 포함하는 드라이브 시스템에서 DC 링크 전류 리플을 줄이기 위한 시스템과 방법을 제공하는 것이 바람직하다. DC 링크 전류 리플을 줄이면 DC 링크 커패시터 크기를 줄이고 커패시터의 수명을 늘릴 수 있다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 하나 이상의 AC 전기 포트들로부터 수신되거나 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되는 전력을 조절하기 위해 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 결합 가능하고, 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되거나 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들로부터 수신되는 전력을 조절하기 위해 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 결합 가능한, 구동 시스템이 제공된다. 이러한 구동 시스템은 DC 링크, DC-DC 전력 변환을 수행하기 위해 상기 DC 링크와 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터, DC-AC 전력 변환과 임의로 AC-DC 전력 변환을 수행하기 위해 상기 DC 링크와 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-AC 컨버터, 전류 리플을 흡수하기 위해 상기 DC-DC 컨버터와 상기 DC-AC 컨버터 사이의 상기 DC 링크에 전기적으로 결합되는 DC 링크 커패시터, 및 상기 DC-DC 컨버터와 상기 DC-AC 컨버터에 동작 가능하게 연결되는 제어 시스템을 포함하고, 이러한 제어 시스템은 상기 DC 링크 커패시터에 걸친 상기 전류 리플을 감소시키도록, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 각각의 동작 파라미터들에 기초하여 서로에 대해 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어하게 구성되고, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 각각의 상기 동작 파라미터들은 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 변조 방법, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 위상들의 개수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 역률, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클(duty cycle), 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 기본 주파수(fundamental frequency), 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 변조 지수, 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 스위칭 주파수 중 하나 이상을 포함한다. 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어시, 상기 제어 시스템은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 스위칭 주파수, DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상, DC-AC 컨버터 반송파 신호 위상, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클 중 적어도 하나를 제어한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, DC 링크 전류 리플을 감소시키면서 하나 이상의 AC 전기 포트들을 구동하기 위한 구동 시스템의 동작 방법은, 제2 DC 전력을 출력하도록 에너지 소스 또는 에너지 저장 장치로부터 수신되는 제1 DC 전력을 변경하게 DC 링크에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터를 동작시키는 단계를 포함한다. 이러한 방법은 또한 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되는 AC 전력으로 상기 제2 DC 전력을 반전시키기 위해 상기 DC 링크에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터를 동작시키는 단계, 및 상기 DC 링크 상의 그리고 상기 DC 링크에 결합되는 DC 링크 커패시터에 걸친 전류 리플을 최소화하도록, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 각각의 동작 파라미터들에 기초하여 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 중 하나 이상의 상기 동작을 변경하는 단계를 포함하고, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 중 하나 이상의 상기 동작을 변경하는 단계는 DC-DC 컨버터 반송파 신호와 AC-DC 인버터 반송파 신호 사이의 위상 시프트 중 하나 이상을 구현하는 단계, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하는 단계, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클을 변경하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다양한 다른 특징들과 장점들은 이어지는 상세한 설명과 도면들로부터 분명해진다.
도면들은 본 발명을 실행하기 위해 즉시 예측되는 바람직한 실시예들을 예시한다.
도면들에서:
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른, 구동 시스템의 개략도.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, 전기 차량들에서 사용하기 위한 것과 같은, 견인 구동 시스템의 개략도.
도 3은 도 2의 경인 구동 시스템에서 사용하기 위한 DC-AC 인버터의 개략도.
도 4는 도 2의 견인 구동 시스템에서 사용하기 위한 단상 DC-DC 컨버터의 개략도.
도 5는 도 2의 견인 구동 시스템에서 사용하기 위한 2중(dual) 상 인터리브된(interleaved) DC-DC 컨버터의 개략도.
도 6은 도 2의 견인 구동 시스템에서 사용하기 위한 3상 인터리브된 DC-DC 컨버터의 개략도.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른, DC 링크 커패시터에 걸친 전류 리플을 최소화하기 위한, DC-AC 인버터의 캐리어 기반의 스위칭이 있는, 도 2의 견인 구동 시스템에 대한 제어 방식을 예시하는 블록 개략도.
도 8은 상이한 컨버터 스위칭 주파수들과 캐리어 신호 위상 시프트들의 구현이 있고 구현이 없는 단상, 2중상, 및 3상 DC-DC 컨버터들이 있는 SVPWM 동작된 DC-AC 인버터에 대한 DC 커패시터 리플 전류를 예시하는 그래프.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른, DC-DC 컨버터 캐리어가 인버터 캐리어에 대해 위상-시프트되어 있는, DC-DC 컨버터의 소정의 듀티비에서의 DC-DC 컨버터 캐리어의 위상 시프팅을 예시하는 그래프.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른, DC-DC 인버터 캐리어가 컨버터 캐리어에 대해 위상-시프트되어 있는, DC-DC 컨버터의 소정의 듀티비에서의 DC-AC 인버터 캐리어의 위상 시프팅을 예시하는 그래프.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른, 상이한 주파수 캐리어 사이클의 도입을 통해 인버터와 컨버터 캐리어들 사이의 위상 시프트의 구현을 예시하는 그래프.
도 12 및 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른, 캐리어 신호 위상 시프트들의 구현이 있고 없는, 단일 및 2중 위상 DC-DC 컨버터들이 있는 불연속 PWM 동작된 DC-AC 인버터에 대한 DC 커패시터 리플 전류들을 예시하는 그래프들.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따라 DC 링크 커패시터에 걸치는 전류 리플을 최소화하기 위한 DC-AC 인버터의 스위칭에 기초한 비-캐리어(non-carrier)가 있는, 도 2의 견인 구동 시스템의 제어 방식을 예시하는 블록 개략도.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른, 6개 단계의 인버터의 비-캐리어 기반의 스위칭 방법에 대한 DC-DC 컨버터 파형들과 6 단계의 DC-AC 인버터를 예시하는 그래프.
도 16 및 도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른, 선택적 조파 제거(SHE: selective harmonic elimination)인버터 스위칭 패턴과, 대응하는 인버터 그리고 그러한 스위칭 패턴으로부터 생기는 60°주기의(period)에 대한 전류 파형들을 예시하는 그래프들.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른, 전기 차량에서 사용하기 위한 것과 같은, 견인 구동 시스템의 개략도.
여기에 제시된 본 발명의 실시예들은 구동 시스템의 DC 링크 커패시터를 통한 DC 링크 전류 리플을 감소시키는 구동 시스템 및 동작 방법과 관련이 있다. DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터의 하나 이상의 동작은 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상, AC-DC 인버터 반송파 신호 위상 및/또는 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클 펄스 패턴은 DC 링크 커패시터 전류 리플 감소에 영향을 미치기 위해 변경되거나 바뀐다.
본 발명의 실시예들은 주로 자동차 환경(즉, 차량 추진 시스템)의 트랙션 구동 시스템에 사용되는 구동 시스템의 맥락에서 아래에 설명되어 있지만, 발명의 구현은 다양한 유형의 구동 시스템과 함께 사용할 수 있고 사용될 수 있다는 것이 인정된다. 즉, 발명의 구현은 DC 소스에서 가변 전압과 주파수를 가진 AC 파형을 생성하기 위해 인버터를 사용해야 하는 가변 주파수 구동 시스템을 지향하며, 이러한 AC 파형은 AC 전기 기계, 그리드 또는 다른 부하(load)가 발생할 수 있는 AC 전기 포트에 제공된다. 본 발명의 실시예들은 또한 동일한 DC 링크를 사용하여 여러 AC 전기 포트를 구동하는 다중 드라이브 시스템들의 임의의 조합에 관계된다. 더 나아가, 본 발명의 실시예들은 AC 전기 포트로부터 전력을 받는 모든 유형의 가변 주파수 구동 시스템에 관계된다. 일 예로서, 가변 주파수 구동 시스템은 견인 구동 시스템과 함께 사용 중인 재생 모드에서 동작하는 AC 전기 기계로부터 AC 전원을 수신할 수 있으며, 가변 주파수 구동 시스템은 에너지 저장 장치를 재충전하기 위해 연결된 에너지 저장 장치에 공급하기 위해 AC 전원을 조절할 수 있다. 또 다른 예로 가변 주파수 구동 시스템은 AC 발생기에서 AC 전원을 공급받을 수 있으며, 가변 주파수 구동 시스템은 DC 로드 커플링을 제공하기 위해 AC 전원을 조절할 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 견인 구동 시스템에서만 사용하도록 제한되는 것이 아니라, 발명의 구현이 다양한 유형의 구동 시스템을 포함한다는 것을 이해해야 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 구동 시스템(10)을 예시한다. 구동 시스템(10)은 일반적으로 하나 이상의 DC-DC 컨버터(14)와 하나 이상의 DC-AC 컨버터(16)를 포함한다. 본 발명의 실시예들에 따르면 DC-DC 컨버터(14)와 DC-AC 컨버터(16)는 단일 방향에서만 전력 변환을 수행하거나 양방향 전력 변환을 수행할 수 있다(즉, DC-DC 컨버터(14)는 양방향 DC-DC 변환을 수행할 수 있고 DC-AC 변환기는 DC-AC 및 AC-DC 변환을 수행할 수 있다). DC-DC 컨버터(14)와 DC-AC 컨버터(16)는 하나 이상의 DC 전기 포트(17)와 하나 이상의 AC 전기 포트(19)로부터 수신되어 제공되며, DC 링크(20)를 통해 구동 시스템(10)과 전기 포트(17, 19)에 전기적으로 결합된다. 재생 가능한 전원, 배터리 및/또는 보조 로드에 제한되지 않고 일반적으로 12로 표시되는 하나 이상의 DC 로드, DC 전원 또는 DC 에너지 저장 장치는 DC 전원을 공급하거나 DC 전원을 공급하기 위해 하나 이상의 DC 전기 포트(17)에 결합할 수 있다. 일반적으로 18로 표시되는 AC 전기 기계/모터 및/또는 AC 발전기를 포함하여 하나 이상의 AC 로드 또는 AC 전원은 하나 이상의 AC 전기 포트(19)에 연결하여 AC 전원을 수신하거나 AC 전원을 제공할 수 있다. DC-DC 컨버터(14) 및 DC-AC 컨버터(16)의 동작은 제어 시스템(26)(제어기 1개 이상으로 구성됨)에 의해 제어되어 구동 시스템(10)의 동작 중에 원하는 대로 전력 변환과 반전을 제공할 수 있다.
시스템(10)의 DC 전기 포트(17)와 AC 전기 포트(19)에 관해서, 본 출원에서 "포트"라는 용어의 사용은 DC-AC 컨버터(16)와 AC 전기 기계/모터 및/또는 AC 발전기(18)와 같은 시스템에 제공된 전기 연결부를 간단히 가리키는 것을 이해해야 한다. DC-DC 컨버터(14) 및 DC 로드, DC 전원 또는 DC 에너지 저장 장치(12). 따라서 DC 전기 포트(17)와 AC 전기 포트(19)는 물리적 포트나 콘센트에 국한되지 않고 시스템(10)의 구성 요소들 사이에 전기적 연결을 제공하는 모든 유형의 연결과 배선을 포함하는 것으로 인식된다.
이제 도 2를 참조하면, 차량 추진 시스템(10)은 본 발명의 일 실시예에 따라 설명되며, 그러한 구현은 그러한 시스템의 DC 링크 커패시터를 통해 감소된 DC 링크 전류 리플을 제공하는 가변 속도 구동 시스템의 동작을 더 자세히 설명하는 데 사용된다. 차량 추진 시스템(10)은 전기 또는 하이브리드 차량 용도에 사용될 수 있으며, 일반적으로 대응하는 DC 전기 포트들(17), 하나 이상의 DC-DC 컨버터들(14), 하나 이상의 DC-AC 인버터들(16), 및 시스템(100)의 대응하는 AC 전기 포트들(19)에 연결된 하나 이상의 로드(18)들을 포함한다. 도 1의 실시예에서, 배터리의 형태로 된, 에너지 저장 장치(12)는 추진 시스템(10)에서 DC 전력을 제공한다. 그러나 초경량기, 연료전지, 플라이휠 등 다른 형태의 에너지 저장장치(12)도 고려되고 있는 것으로 인정된다. 에너지 저장 장치(12)는 DC 링크(20)와 DC-DC 컨버터(14), DC-AC 인버터(16) 및 로드(18)를 통해 결합된다. 로드(18)는 바람직하게는 AC 모터지만, 이에 제한되지는 않는다. 도시되지는 않지만, 복수의 모터(18)들 각각은 각각의 바튀 또는 다른 로드에 결합되거나 각 모터(18)가 바퀴들이나 다른 로드에 회전 동력을 분배하기 위한 차분(differential)에 결합될 수 있고, 추가적인 DC-DC 컨버터(14)들과 DC-AC 인버터(16)들이 그러한 모터들과 동작하기 위해 추진 시스템(10)에 포함될 수 있다는 점이 이해되어야 한다.
추진 시스템(10)을 가속 모드에서 동작시키는 경우, DC-DC 컨버터(14)는 추진 시스템의 저전압 측(일반적으로 22로 표시됨)이 제공하는 전압을 추진 시스템(10)의 고전압 측(일반적으로 24로 표시됨)으로 증가시키는 역할을 한다. 즉, 추진 시스템(10)의 저전압 측(22)의 DC 링크(20)를 통해 공급되는 전압은 DC-DC 컨버터(14)에 의해 상승되어 추진 시스템(10)의 고전압 측(24)의 DC 링크(20)에 공급되는 전압이 증가하며, 전압이 모터(18)의 작동 수준으로 상승한다. 그런 다음 DC-DC 컨버터(14)에 의한 강화된 DC 전력 출력은 DC 링크(20)를 통해 DC-AC 인버터(16)에 공급되어 모터(18)를 구동한다. DC-DC 컨버터(14) 및 DC-AC 인버터(16)의 동작은 제어 시스템 26(하나 이상의 제어기로 구성됨)에 의해 제어되어 모터(18)의 동작에 필요한 전력 변환과 반전을 제공할 수 있다.
도 1에 표시된 DC-DC 컨버터(14) 및 DC-AC 인버터(16)에 관해서, 이러한 구성 요소의 구조와 동작은 본 발명의 실시예들에 따라 달라질 수 있다고 인정된다. 따라서 도 2는 DC-AC 인버터(16)의 전형적인 실시예를 예시하고, 도 3 내지 도 5는 추진 시스템(10)에 포함될 수 있고 제어 시스템(26)에 의해 동작이 제어될 수 있는 DC-DC 컨버터(14)의 다양한 실시예들을 예시한다.
도 3을 참조하면, DC-AC 인버터(16)는 관련 분야에 알려진 바와 같이, 가변 속도 구동(VSD) 또는 가변 주파수 구동(VFD)으로 동작할 수 있으며, 6개의 IGBT들(30) 및 다이오드들(32)과 같은 일련의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 스위치(30)(IGBT)들 및 반병렬(anti-parallel) 다이오드(32)들로 구성되어 있으며, AC 전압 파형을 모터와 같이 로드에 전달하기 위한 유선 주파수 및 진폭 DC- AC 인버터는 반병렬 다이오드(32)와 함께 IGBT(30)를 포함하는 것으로 나타나지만, 발명의 다른 구현물은 예를 들어, 반병렬 다이오드(32)가 있거나 없는 MOSFET와 같이 기술에서 알려진 다른 전력 스위칭 장치를 고려한다는 것을 인정한다. DC-AC 인버터의 동작은 제어 시스템(26)을 통해 이루어지는데, 제어 시스템은 예를 들어 공간 벡터 변조, DC 링크 전압 디커플링 및 보호와 같은 고속 동작을 수행한다. 제어 시스템은 게이트 구동 신호를 통해 DC-AC 인버터(16)에 대한 인터페이스와 DC 링크 전압의 변화를 감지할 수 있는 DC 링크 전압 및 극 전류(pole current)를 감지한다. 이러한 전압 변화는 과도 로드 조건으로 해석될 수 있으며, 거의 정상 상태 로드 조건이 유지되도록 스위치(30)의 개폐를 제어하는 데 사용된다. 게이트 구동 신호를 통해 제어 시스템(26)과 DC-AC 인버터(16)를 인터페이스하기 위해, 인버터의 각 위상 전력 구조에 게이트 드라이버(표시되지 않음)가 설치된다. 각 게이트 드라이버는 제어 시스템(26)의 신호 발생기로부터 저전력 입력 신호를 수신하며, 효율적인 전환이 가능하도록 대응하는 IGBT(30) 게이트에 대한 증폭된 고전류 드라이브 입력을 생성한다. 본 발명의 실시예들에 따르면, 제어 시스템(26)은 6단계 인버터들 및 SHE 인버터 동작을 위한 것과 같은 비-반송파-기반의 스위칭 기법뿐만 아니라, 사인파(sinusoidal) 펄스 폭 변조(PWM), 공간 벡터 PWM 및 불연속 PWM을 포함하는 반송파 기반 스위칭 기술들을 포함하는 다양한 제어 또는 변조 방식에 따라 DC-AC 인버터를 동작시킬 수 있다.
도 4 내지 도 6을 참조하면, 다양한 DC-DC 컨버터 구조가 예시되어 있다. 도 4에서는 한 쌍의 스위치(36, 38) 및 한 쌍의 다이오드(40, 42)를 포함하는 단일 위상 레그(single phase leg)에 결합되는 인덕터(34)를 포함하는 단상 DC-DC 컨버터(14)가 예시되어 있다. 각 스위치(36, 38)는 각 다이오드(40, 42)에 결합되며, 각 스위치/다이오드 쌍은 각각의 반상(half phase) 모듈(44, 46)을 형성한다. 예시의 목적으로 절연된 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)들로서 스위치들(36, 38)이 도시된다. 그러나 본 발명의 실시예들은 IGBT에 국한되지 않는다. 예를 들어, 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET), 양극 접합 트랜지스터(BJT), 금속 산화물 반도체 제어 사이리스터(MCT)와 같은 임의의 적절한 전자 스위치를 사용할 수 있다. 컨버터 전류는 펄스들로 구성되며 스위치들(36, 38)의 컨버터 스위칭 주파수(fconf)와 동일한 기본 주파수를 갖는다.
도 5에서는, 각각 한 쌍의 스위치(36, 38) 및 한 쌍의 다이오드(40, 42)를 포함하는 한 쌍의 위상 레그들의 각각에 결합된 인덕터(34)를 포함하는 이중 위상 인터리브된 DC-DC 컨버터(14)가 예시된다. 2개의 위상 레그들에서의 인덕터(34)들은 자기적으로 결합 해제되거나 결합될 수 있다. 인버터 지배 고조파(inverter dominant harmonic)와 동일한 주파수의 DC 전류를 얻기 위해, DC-DC 컨버터(14)와 DC-AC 인버터(16)의 스위칭 주파수가 동일할 수 있도록, 변환기 전류의 유효 주파수는 변환기 스위치(36, 38)의 스위칭 주파수의 2배이다.
도 6에서는, 각각 한 쌍의 스위치(36, 38) 및 한 쌍의 다이오드(40, 42)를 포함하는 3개의 위상 레그들 각각에 결합된 인덕터(34)를 포함하는 3상 인터리브된 DC-DC 컨버터(14)가 예시된다. 3개의 위상 레그들에서의 인덕터(34)들은 결합 해제되거나 결합될 수 있다. 인버터 지배 고조파와 동일한 주파수의 DC 전류를 얻기 위해, DC-DC 컨버터(14)의 스위칭 주파수가 DC-AC 인버터의 2/3이도록, 변환기 전류의 유효 주파수는 변환기 스위치(36, 38)의 스위칭 주파수의 3배이다.
이제 다시 도 2(그리고 도 1)를 참조하면, 추진 시스템은 DC 링크(20)에 연결된 DC 링크 커패시터(48)을 추가로 포함하고 있는 것으로 나타났다. 커패시터(48)는 DC 전원에서 DC 전원으로 변환하는 동안 그리고 DC 전원에서 AC 전원으로 반전되는 동안 생성된 DC 링크(20)의 전류 리플을 흡수하는 역할을 한다. 전류가 에너지 저장장치(12)에서 커패시터(48)로 흐르기 때문에 DC-AC 인버터(16)로 흐르지 않을 때 커패시터(48)가 충전되며, 커패시터(48)에서 DC-AC 인버터(16)로 전류가 흐를 때 커패시터(48)가 방전된다. DC-AC 인버터(16)의 동작 시(예: 인버터의 PWM 제어), 커패시터(48)는 커패시터 전류가 펄스되도록 한 사이클 동안 충전과 방전을 번갈아 한다. 이러한 커패시터 전류의 펄스를 전류 리플이라고 하며, 전류 리플이 커패시터(48)에 열을 발생시켜 DC-AC 인버터(16)에 인가되는 전압의 변동을 일으킬 수 있다고 인정된다. DC 링크 커패시터(48)는 일반적으로 보는 리플 전류의 크기를 가지며, 시간의 경과에 따른 전류에 따라 커패시터의 수명이 달라진다. 주변 온도가 높은 애플리케이션에서는 커패시터 리플 전류의 감소가 매우 중요하다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 제어 시스템(26)은 DC 링크 커패시터(48)를 통한 전류 리플을 감소시키는 방식으로 DC-DC 컨버터(14) 및 DC-AC 인버터(16)를 동작하도록 프로그래밍 및 구성된다. 제어 시스템(26)은 그것이 DC-DC 컨버터(14)와 DC-AC 인버터(16)에 대한 동작 및 구조 데이터, 즉 DC-DC 컨버터(14)와 DC-AC 인버터(16)의 "동작 파라미터들"을 수신할 수 있도록 DC-DC 컨버터(14)와 DC-AC 인버터(16)에 작동 가능하게 연결되고, 그럴 경우 제어 시스템(20)은 이들 동작 파라미터들에 기초하여 DC-DC 컨버터(14) 및/또는 DC-AC 인버터(16)의 동작을 변경하는 기능을 한다. 아래에 자세히 설명하겠지만, 제어 시스템(26)에 의해 감시되는 동작 파라미터는 적어도 하나의 DC-AC 인버터(16)의 변조 방법, 적어도 하나의 DC-DC 컨버터(14)의 위상들의 개수, AC 전기 기계(18)의 역률, 적어도 하나의 DC-DC 컨버터(14)의 듀티 사이클, 적어도 하나의 DC-DC 컨버터(14)의 스위칭 주파수, AC 전기 기계(18)의 기본 주파수, 및/또는 DC-DC 인버터(16)의 변조 지수 중 하나 이상일 수 있고, DC-DC 컨버터(14) 및/또는 DC-AC 인버터(16)의 동작 변경은 DC-DC 컨버터(14)의 스위칭 주파수, DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상, AC-DC 인버터 반송파 신호 위상 및/또는 DC-DC 컨버터(14)의 변하는 듀티 사이클 펄스 패턴 중 하나 이상을 수정하는 것을 포함할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들이 본 명세서에서 아래에 제어 시스템(26)에 의한 DC-DC 컨버터(14) 및 DC-AC 인버터(16)의 특정 제어에 관련하여 아래에서 설명된다.
이제 도 7을 참조하고, 도 2를 계속해서 참조하면, DC 링크 커패시터(48)에 걸치는 전류 리플을 최소화하기 위한 제어 방식(50)을 예시하는 개략도는 DC-AC 인버터(16)가 캐리어-기반의 제어 방법에 따라 동작될 때 사용하기 위해 제공되고, 이 경우 그러한 실시예는 SVPWM(space vector pulse width modulation) 방식에 대해 설명되는 것이다. 도시된 바와 같이, 제어 시스템(26)에 제공되는 동작 파라미터들은 인버터 스위칭 주파수(finv), 및 DC-DC 컨버터(14)의 듀티비와 함께, DC-AC 인버터(16)의 변조 방법, 즉 SVPWM의 형태로 되어 있다. 이들 동작 파라미터 입력들에 기초하여, 제어 시스템(26)은 DC-AC 인버터(16)의 동작과 결합하여 DC 링크 커패시터(48)에 걸친 전류 리플을 최소화하는 DC-DC 컨버터 스위칭 패턴을 결정한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 제어 시스템(26)에 의해 수행되는 DC-DC 컨버터(14)의 제어는 DC-DC 컨버터 주파수(fconv) 및 DC-DC 컨버터(14)에 제공되는 반송파 신호의 위상을 설정한다.
아래 표 1과 표 2에 예시된 것처럼, DC-DC 컨버터(14)의 스위칭 주파수와 구현된 반송파 신호 위상 변화는 DC-DC 컨버터(14)의 위상 수에 따라 달라지며, 구현된 위상 시프트는 또한 DC-DC 컨버터(15)의 듀티비에 따라 달라지며, 듀티비의 미리 설정된 값에서 컨버터와 인버터 사이에서 위상 시프트가 구현된다.
이러한 듀티비는:
d = 1 - 소스 전압/출력 전압으로 규정된다.
가장 낮은 전류 리플을 얻기 위한 스위칭 주파수들 사이의 관계는:
인버터 스위칭 주파수 = finv
인버터 전류 주파수 = 2finv이다.
따라서 스위칭 주파수와 컨버터 전류 주파수는 다음과 같이 표 1에 도시된다:
컨버터 위상들의 개수 컨버터의 스위칭 주파수 컨버터 전류 주파수
1 2finv 2finv
2 finv 2finv
3 (2/3)finv 2finv
m (2/m)finv 2finv
인버터 및 컨버터 반송파와 상이한 DC-DC 컨버터 토포로지들에 대한 전이 듀티비(transition duty ratio) 사이의 위상 시프트는 다음 표 2에 나타난다:
컨버터 위상들의 개수 시프트(°) 전이 듀티비
2 90 1/2
3 60 1/3, 2/3
m 360(2m) 1/m, 2/m, 3/m,...
이제, 도 8을 참조하면, 다른 변환기 스위칭 주파수 및 반송파 신호 위상 변동을 구현하거나 이행하지 않고 단일, 이중상 및 3상 DC-DC 컨버터를 사용하는 SVPWM 동작 DC-AC 인버터에 대한 DC 커패시터 리플 전류를 보여주는 그래프가 제공된다.
단상 레그를 갖는 DC-DC 컨버터(14)의 경우, 만약 그러한 컨버터의 스위칭 주파수가 인버터의 스위칭 주파수의 2배가 되게 만들어진다면, 비교 라인들(52, 54)에 의해 나타낸 바와 같이 동일한 주파수에서의 펄스들이 얻어지고 일부 리플 감소가 이루어진다.
이중 위상 인터리브 DC-DC 컨버터(14)의 경우, 변환기 전류의 유효 주파수는 현재 변환기의 2배이며 변환기와 인버터의 전환 주파수는 동일할 수 있으며, 두 변환기 레그 사이의 위상 차이는 π 라디안이다. DC-DC 컨버터(14)의 듀티비가 0에서 0.5 사이일 때 컨버터 위상 캐리어와 인버터 캐리어 중 하나가 위상에 있고 주파수가 동일한 컨버터로부터의 리플이 낮다. DC-DC 컨버터(14)의 듀티비가 0.5보다 높을 때 컨버터와 인버터 전류의 제로 상태는 겹치지 않는다. 이에 대응하기 위해 인버터 캐리어와 컨버터 캐리어 사이에 π/2 라디안의 위상 편이 도입되면 라인(56, 58)을 비교하여 알 수 있듯이 리플 전류가 크게 감소한다.
3상 인터리브 DC-DC 컨버터(14)의 경우, 변환기 전류의 유효 주파수는 현재 변환기 스위칭 주파수의 3배이며, 3개의 변환기 레그 사이의 위상 차이는 2π/3 라디안이다. 변환기에 사용할 스위칭 주파수는 인버터와 동일한 주파수의 DC 전류를 얻기 위해 인버터 스위칭 주파수의 2/3배이다. DC-DC 컨버터(14)의 듀티비가 1/3과 2/3 사이일 때, 인버터와 컨버터 캐리어 사이에 π/3 라디안의 위상 편이를 구현하는 것이 라인들(60, 62)의 비교에서 알 수 있듯이, 리플 전류를 감소시키는 것이 바람직할 정도로 리플 전류가 높다. 하지만, 1/3 미만 및 2/3보다 큰 듀티비의 경우, 위상 시프트를 구현하면 재차 라인들(60, 62)을 비교하여 알 수 있듯이 리플 전류가 증가하므로 리플 전류는 위상 편이가 바람직하지 않게 정해진다.
인버터와 컨버터 캐리어 사이의 위상 변동의 구현과 관련하여, 그러한 변화는 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 즉, DC-DC 컨버터 캐리어, DC-AC 인버터 캐리어, 또는 원하는 위상 변동에 도달할 때까지 다른 주파수 캐리어 도입 등이 그것이다. 그런 다음 컨버터 또는 인버터에 대해 규칙적인(regular) 스위칭 주파수 반송파르 재개한다.
도 9는 인버터 캐리어에 대해 DC-DC 컨버터 캐리어가 위상 변화하면서 DC-DC 컨버터 캐리어에서 미리 결정된 듀티 비율에서의 DC-DC 컨버터 캐리어 위상 변동을 보여준다. 시프트 캐리어는 정의된 듀티 비율 범위에서만 적용되며, 그렇지 않으면 위상 시프트가 제거되어 원래 캐리어로 되돌아간다. 반송파의 시프트는 한 단계로 이행하거나 여러 반송파 사이클에 걸쳐 시프트가 추가될 수 있다. 도 9에서 볼 수 있듯이 위상 편이를 구현하면 DC 링크 커패시터에 흐르는 전류 리플을 줄이기 위해 위상과 Iinv와 Iconv가 정렬된다.
도 10은 DC-AC 인버터 캐리어의 위상 시프팅을 예시하고, 그 경우 인버터 캐리어는 컨버터 캐리어에 대해 위상 시프트되어 있다. 시프트 캐리어는 정의된 듀티 비율 범위에서만 적용되며, 그렇지 않으면 위상 시프트가 제거되어 원래 캐리어로 되돌아간다. 반송파의 시프트는 한 단계로 이행하거나 여러 반송파 사이클에 걸쳐 시프트가 추가될 수 있으며, 변조를 위한 스위칭 부분 역시 전류 펄스를 정렬하여 리플 해제를 받도록 변경할 수 있다. 도 10에서 볼 수 있듯이 위상 시프트를 구현하면 Iinv와 Iconv가 정렬되어 리플 취소를 발생시키며, 그로 인해 DC 링크 커패시터에 걸친 전류 리플을 감소시킨다.
도 11은 다른 주파수 캐리어 도입을 통한 인버터와 컨버터 캐리어 사이의 위상 변동의 구현을 예시한다. 즉, 이 기법에서는 듀티비를 갖는 변환기 반송파 신호 주파수에 변화가 없지만, 그 사이에 위상 변동을 도입하기 위해 저주파 반송파 사이클을 도입할 수 있다. 저주파 반송파의 도입은 원하는 위상 시프트에 도달할 때까지 계속 가능하며, 이때 정규 반송파 주파수가 재개된다. 듀티비가 임계점을 다시 전이하면 인버터 캐리어에 대한 위상 시프트를 제거하기 위해 고주파 반송파 사이클이 도입된다. 저주파수 또는 고주파수 반송파 사이클과 그에 따른 위상 시프트의 적용은 임의의 개수의 수정된 반송파 주파수 사이클에서 구현될 수 있다. 또한 위상 시프트는 원하는 위상 편차에 도달할 때까지 인버터 반송파에 고주파 반송파 주기를 도입하여 이행할 수 있으며, 이때 정규 반송파 주파수가 재개된다. 위상 시프트를 제거하기 위해 인버터 반송파의 저주파 반송파 또는 컨버터의 고주파 반송파를 도입할 수 있다. 인덕터 포화를 피하기 위해 고주파 반송파를 사용하는 것이 유리할 수 있다.
따라서 도 7 내지 도 11로부터, SVPWM과 같은 반송파 기반 인버터 PWM 방법의 경우 DC-DC 컨버터 캐리어는 인버터 캐리어로 위상 잠김되며(phase-locked), 듀티비 및 컨버터 위상들의 개수에 따라 관계가 있음을 알 수 있다. DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하고 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 반송파 신호 사이의 위상 시프트들을 도입하기 위해 제어 시스템(26)에 의해 구현된 기술(들)은 과변조 영역과 펄스 강하가 발생하는 곳에서 작용한다.
추가적인 실시예들에 따르면, DC 링트 전류 리플 감소는 다른 변조 전략들에서 또한 구현될 수 있고, 이 경우 일부 변조들은 DC-DC 컨버터(14)와 DC-AC 인버터(16)를 제어하는 것에 대해 이루어진다. 예를 들면, DC-AC 인버터(16)의 동작을 위해 불연속 PWM 방법이 사용될 수 있다. 일반화된 불연속 PWM 제어 방식에서는, 상이한 제3 고조파 파형들을 생성하는 변조기 위상 각도(Ψm)가 규정되고, 역률에 기초한 스위칭 손실들을 감소시키는데 사용될 수 있다. 이러한 각도(Ψm)는 DC 레일(rail)에 클램프되는 기준 전압의 섹션들 규정하기 위해 사용된다. 불연속 PWM 제어 방식에 대해서는, DC-AC 인버터 전류 패턴이 기본 모터 전류 사이클의 60°인 인터발마다 번갈아 나타난다. 1부터 6까지의 6개의 60°섹터들이 전압 각도(θ)의 차이와 변조기 위상 각도(Ψm)의 차이를 사용하여 규정될 수 있다. SVPWM 경우와는 달리, 불연속 PWM 제어 방식에서의 인버터 전류는 인버터 스위칭 주파수에 있다(즉, 인버터 전류 주파수와 인버터 스위칭 주파수 = finv).
아래 표 3과 표 4에 예시된 것처럼, DC-DC 컨버터(14)의 전환 주파수는 DC-DC 컨버터(14)의 위상 개수에 따라 달라지며, 구현된 위상 시프트는 DC-DC 컨버터(14)의 위상 개수, AC 전기 기계(18)의 동작 부분 및 DC-DC 컨버터(14)의 듀티비에 따라 달라지며, 위상 시프트는 전류 취소를 통해 리플 감소가 얻어지도록 듀티비의 미리 설정된 값과 특정된 섹터들에서 컨버터와 인버터 반송파들 사이에서 구현된다.
표 3에 도시된 것처럼, 가장 낮은 전류 리플을 얻기 위한 스위칭 주파수들 사이의 관계는 다음과 같다:
컨버터 위상들의 개수 컨버터의 스위칭 주파수 컨버터 전류 주파수
1 finv finv
2 (1/2)finv finv
3 (1/3)finv finv
m (1/m)finv finv
상이한 컨버터 토포로지들에 대한 전이 듀티비에 관한 그리고 상이한 동작 섹터들에서의 인버터와 컨버터 반송파 사이의 위상 시프트는 다음과 같이 표 4에 나타난다:
컨버터 위상들의 개수 짝수 섹터 시프트(°) 홀수 섹터 시프트(°) 전이 듀티비
1 0 180 …
2 0,90 90, 0 1/2
3 0,60,0 60, 0, 60 1/3, 2/3
m 0,360/(2m), 0, 360/(2m),... 360(2m), 0, 360/(2m),0,... 1/m, 2/m, 3/m,...
표 4에서 볼 수 있는 바와 같이, 단상 레그가 있는 DC-DC 부스터 컨버터 14의 경우, 변환기와 인버터 반송파 신호 사이의 반송파 신호 변화는 AC 전기 기계 18의 동작 섹터에만 의존하며, 홀수 번호 섹터의 경우 반송파 신호 시프트는 π이고 짝수 섹터의 경우 0이다. 이중 위상 인터리브 DC-DC 컨버터 14의 경우 컨버터와 인버터 반송파 신호 사이의 반송파 신호 변화는 동작 섹터와 듀티 비율에 따라 달라지며, 듀티 비율이 0.5 미만일 경우 홀수 번호 섹터의 경우 반송파 신호 시프트가 π/2이고 짝수 섹터의 경우 π/2가 된다. 듀티 비율이 0.5보다 큰 경우 홀수 번호 섹터의 경우
이제 도 12 및 도 13을 참조하면, 1상 및 2상 DC-DC 컨버터(14)가 설치된 불연속 PWM 동작 DC-AC 인버터(16)에 대한 DC 커패시터 리플 전류를 나타내는 그래프가 제공되며, 반송파 신호 위상 변동의 구현 여부에 관계없이 제공된다. 도 12에서 DC 링크 커패시터(48)에 걸친 전류 리플은 동작 부문에 따라 반송파 신호 위상 변동을 포함하거나 포함하지 않은 기본적인 모터 전류 사이클에 대해 설명된다. 실선은 리플 전류를 완화하기 위한 계획이 구현되지 않을 때 리플 전류를 나타낸다. 파선은 표 4에 따라 위상 편이를 구현할 때 얻은 리플 전류가 감소했음을 나타낸다. 도 13에서 DC 링크 커패시터를 가로지르는 전류 리플은 홀수 섹터 반송파 신호 위상 시프트(63), 짝수 섹터 반송파 신호 위상 시프트(65) 및 0 반송파 신호 위상 시프트(67)인 기본 사이클에 대해 그림으로 표시된다. 이는 전류 리플을 줄이기 위해 반송파 신호 위상 시프트가 섹터와 듀티 비율에 따라 다르다는 것을 나타낸다.
추가적인 실시예들에 따르면, DC 링크 전류 리플 감소는 상이한 전도 간격들로 동작 가능한 6 단계 인버터에 대해 구현될 수도 있다. 180°전도 간격을 갖는 6 단계 인버터에서, 각각의 스위치는 180°동안 행해진다. 6 단계 인버터를 가지고, 인버터 전류는 기본 모터 주파수의 6배에 있다. 그러므로 리플 전류 감소의 일부 레벨을 제공하기 위해, 컨버터 전류 주파수가 기본 주파수의 6배(6ffund) 또는 6ffund의 정수배이도록 제어 시스템(26)이 DC-DC 컨버터(14)를 작동시킬 수 있다. 리플 전류의 추가 감소는 DC-AC 인버터 전류의 위상 전이 또는 최대 전류 진폭으로 DC-DC 컨버터 전류 펄스를 정렬함으로써 얻어질 수 있다. 듀티비(D)에 의존적인 시프트가ㅏ 컴버터 반송파 신호에서 구현된다면, 펄스들이 중심에 놓여지는 대신 위상 전이들로 정렬될 때 실질적인 리플 감소가 이루어진다. 이는 DC 링크 전류에서의 전이들의 개수를 감소시키고, 낮은 역률들에 대한 리플 전류의 RMS를 또한 감소시킨다. 역률에 기초하여, 시프트는 늦어지거나 앞서야 한다. 늦어지는 역률의 경우, 컨버터 반송파는 dπ만큼 늦어지는 것이 요망되고 앞서는 역률의 경우에는 컨버터 반송파가 dπ만큼 앞서는 것이 요망된다. 만약 듀티에 기초한 시프트를 연속해서 변경하는 것이 실행 가능하지 않다면, 여전히 리플 감소를 제공하는 고정된 시프트가 구현될 수 있다. 역률이 1에 가까운 경우, 최대 진폭은 60°섹터이 중심 주위에서 일어나고 따라서 컨버터 전류의 시프팅은 많은 값을 추가하지 않을 수 있다. 하지만 더 낮은 역률들의 경우에는 위상 시프트 구현의 이익이 보여질 수 있다.
120°전도 간격이 있는 6 단계 인버터에서는 각각의 스위치가 120°동안에는 통하고 나머지 시간 동안에는 OFF 상태이다. 각 스위치에 대한 발사각 Ψ는 턴-온(turn-on)이 일어는 순간이고, 이는 전류 파형의 모양을 지배한다. 대부분의 리플 취소는 모터 위상 전압에 대해 dπ+6nΨ만큼 컨버터 반송파를 시프트함으로써 이루어질 수 있다. 만약 역률이 늦어진다면, 컨버터 위상은 -(dπ+6nΨ)만큼 시프트되고, 역률이 앞선다면 컨버터 위상은 dπ+6nΨ만큼 시프트된다.
또 다른 추가적인 실시예들에 따르면, DC 링크 전류 리플 감소는 6단계 인버터들과 선택적 고조파 제거(SHE) 인버터들의 구현을 포함하는, 매우 다양한 비-반송파 기반 스위칭 방법들에 대해서도 구현될 수 있다. 이제 도 14를 참조하고, 도 2를 계속 참조하면, DC-AC 인버터(16)가 비-반송파 기반 스위칭 방법에 따라 동작될 때 사용하기 위한 DC 링크 커패시터(48)에 걸친 전류 리플을 최소화하기 위한 제어 방식(64)예시하는 블록 개략도가 제공되고, 이러한 방법은 단상 또는 다상 DC-DC 컨버터(14)로 구현 가능하다. 도시된 바와 같이, 제어 시스템(26)에 제공되는 동작 파라미터들은 DC-AC 인버터(16)의 변조 지수 및 DC-AC 인버터(16)에 대한 스위칭 각도(αn)과 제1 고조파(fh1)가 결정될 수 있는 기본 주파수(ffund)의 형태를가진다. 제어 시스템에 제공되는 동작 파라미터들에는 AC 전기 기계(18)의 역률과 DC-DC 컨버터(14)의 듀티비가 더 포함된다. 이들 동작 파라미터 입력들에 기초하여, 제어 시스템(26)은 DC-AC 인버터(16)의 작동과 함께 DC 링크 커패시터(48)에 걸친 전류 리플을 최소화하는 역할을 하는 DC-DC 컨버터 스위칭 패턴을 결정한다. 도 14에 도시된 것처럼 제어 시스템에 의해 수행되는 DC-DC 컨버터(14)의 제어는 다수의 스위칭 사이클들 각각에 대한 듀티비(d1...dm)과 함께 DC-DC 컨버터 스위치(36, 38)(도 4 내지 도 6)들에 대한 스위칭 각도(β1...βm)들을 설정하고, 60°에서의 컨버터 스위칭 사이클들이 개수는 m = fconv/6ffund이다.
6-단계 또는 사전 프로그램된 PWM 방법들의 경우에, 스위칭 각도들은 변조 지수에 기초하여 알려진다. DC-DC 컨버터(14)의 역률과 듀티비에 기초하여, 최적의 컨버터 전류 파형이 DC 링크 리플 전류를 최소화하기 위해 발전될 수 있다. 3상 균형잡힌(balanced) 시스템에서는, 기본 사이클의 1/6번째에서의 파형이 그 시스템의 성질로 인해 반복된다. 따라서 60°주기(period)에서는 그 주기에서의 평균 듀티비를 유지하면서, DC-DC 컨버터(14)의 스위칭 주파수와 듀티비를 변화시킴으로써 최소화가 행해질 수 있다.
스위칭 방법에 따라서, 인버터 전류에서의 제1의 중대한 고조파(fh1)가 변화할 수 있다. 컨버터 주파수인 fconv는 실행 가능성에 따라서 fh1와 같거나 fh1의 정수배와 같게 되어야 한다. 컨버터 전류에 대해서는 스위칭 각도들이 β1, β2...βm으로 표시된다고 가정하면, d는 고려된 섹터에서의 평균 듀티비이다. 각각의 스위칭 사이클은 그것들의 평균이 d이도록 상이한 듀티비(d1, d2...dm)를 가질 수 있다. 이제, DC-DC 컨버터(14)의 변조 지수(인버터 스위칭 각도들), 역률 및 스위칭 주파수(m을 통해 나타내어진)에 기초하여, 리플 전류를 최소화할 β1, β2...βm 및 d1, d2...dm를 결정하는 것이 가능하다. 일 실시예에 따르면, 이들 값은 룩-업 테이블(look-up table)에서 프로그램될 수 있다.
위에서 설명되고 도 14에 예시되는 제어 방식의 일 예로서, 60°간격에서 0.8인 역률에 대한 6-단계 인버터 파형이 본 명세서 아래에서 설명된다. 그 파형은 60°마다 주기적이다. m = 3이라고 가정하면, 리플 전류 RMS가
최소 듀티≤d1, d2, d3≤최대 듀티
d3 = 3d-d1-d2
β1〈β2〈β3
T1+T2+T3 = Tfund/6
를 거치게 최소화되도록 β1, β2 ,β3 와 d1, d2, d3를 찾는다.
여기서, d1, d2 및 d3는 0과 0.62 사이에서 변할 수 있다. 주파수 범위를 유지하는 것이 요구된다면 β에 대한 추가적인 제한들이 부여될 수 있다. 만약 m이 역률이나 듀티에 따라 변화될 수 있다면 또 다른 자유도가 추가된다.
도 15는 66과 68로 각각 나타낸 6 단계 DC-AC 인버터와 DC-DC 컨버터 파형들을 보여준다. 그러한 제어 방식을 사용하면, 그러한 제어 방식이 구현되지 않았을 때에 비해 전류 리플이 줄어든다.
특정 고조파들이 전류 파형으로부터 감소되는 선택적 고조파 제거 방법들의 경우에, 만약 N이 90°에서의 스위칭 각도들의 개수이라면 N-1 더 낮은 차수의 고조파들이 제거되는 것을 알게 된다. 인버터 전류에서의 제1의 중대한 고조파는:
fh1 = 3N + 3(홀수 N의 경우)
fh1 = 3N(짝수 N의 경우)
에 의해 주어진다.
컨버터 전류 주파수는 인버터 전류에서 제1의 중대한 고조파 주파수와 같아야 한다. 인버터 전류 파형은 60°마다 반복되어, 1개의 60°간격을 고려하면 그것에서의 컨버터 전류 사이클의 개수는:
Nc = fh1/6이다.
만약 Nc가 허용 가능한 컨버터 주파수들의 범위 외측에 있다면 Nc의 정수배, 즉 m이 사용되어야 한다. 이는 고려된 60°기본 주기에서 m개의 스위칭 이벤트(event)들이 존재하게 됨을 암시한다.
단상의 초핑 각도(chopping angle)들은 α1, α2,...αN로 주어진다. 다른 위상들의 초핑 각도들은 위상 A 각도들에 120°와 240°를 더함으로써 얻어질 수 있다. 인버터 전류는 모든 초핑 각도들의 누적적 효과로 인해 0(zero) 상태들이나 위상 전이들을 가지게 된다. 리플 전류를 최소화하게 되는 β1, β2...βm 및 d1, d2...dm를 결정함으로써 SHE 연산(operation)에 대한 최적의 파형(6-단계 구현에서의 것과 같은)이 얻어질 수 있다.
SHE 연산의 일 예로서,
N = 2
초핑 각도들, α1=15.42°; α2=87.39°
fh1 = 3*2 = 6
Nc = 1;
인 SHE 파형을 고려한다.
m = 3을 가정하고 위와 동일한 구속조건을 갖는다고 가정하면 리플을 최소화하는 최적의 DC-DC 컨버터 파형을 결정할 수 있다. SHE 스위칭 패턴은 도 16에 도시되며, 도 17은 60°주기 동안의 인버터 전류 파형과 대응하는 최적화된 컨버터 전류를 각각 70과 72로 나타낸다.
본 발명의 실시예들 단일 DC-DC 컨버터, DC-AC 인버터 및 로드를 포함하는 견인 또는 추진 시스템과 관련하여 위에 도시되고 설명되지만, 이러한 견인/추진 시스템은 다수의 DC-DC 컨버터 및/또는 DC-AC 인버터(즉, 다수의 구동 시스템들을 가지는)를 포함할 수 있다는 것이 인정된다. 즉, 도 18에 도시된 바와 같이, 2개 이상의 DC-DC 컨버터(14)가 존재하는 시스템(74)에서는, 각 컨버터(14)는 상이한 스위칭 주파수와 상이한 듀티비 및 전력 흐름의 상이한 방향을 가질 수 있다. 하나 이상의 인버터(16)는 각각 그것 자체의 변조 방식으로 작동하는 시스템(74)에 존재할 수 있다. 순(net) DC 링크 리플 전류는 이러한 모든 소스로부터의 리플 기여로 구성된다. 모든 인버터(16)로부터의 인버터 전류는 DC 링크 전류를 최소화하기 위해 컨버터(14)들에 의해 일치될 필요가 있는 것으로 간주될 수 있다. 최적의 신호/패턴 발생기를 사용하여(제어 시스템(26)을 통해), 각 컨버터(14)의 구속조건 내에서 존재하는 각 컨버터(14)에 대한 듀티비 패턴을 생성하기 위해, 전체 DC 링크 전류를 감소시키는 최적의 순 컨버터 전류 파형을 개발할 수 있다. 사용된 변조 방식과 컨버터들(14)기의 듀티비에 따라 DC-DC 컨버터 반송파들 사이의 위상 시프트 및/또는 DC-DC 컨버터 반송파들과 인버터 반송파 사이의 위상 시프트를 구현하는 것 및/또는 DC-DC 컨버터(14)들의 스위칭 주파수를 변경하는 것이 리플을 줄이는 데 적합할 수 있다.
따라서 유리하게 본 발명의 실시예들은 구동 시스템에서의 DC 링크 커패시터에 걸친 DC 링크 전류 리플을 줄이기 위해 구현된 기술을 제어기에 제공한다. 구동 시스템에서의 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터의 하나 이상의 동작은, DC 링크 전류 피플에서의 감소를 초래하기 위해, DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상, AC -DC 인버터 반송파 신호 위상 및/또는 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클 펄스 패턴을 변화 또는 변경시키면서 전류 리플의 그러한 감소를 제공하도록 제어된다.
그러므로 본 발명의 일 실시예에 따르면, 하나 이상의 AC 전기 포트들로부터 수신되거나 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되는 전력을 조절하기 위해 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 결합 가능하고, 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되거나 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들로부터 수신되는 전력을 조절하기 위해 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 결합 가능한, 구동 시스템이 제공된다. 이러한 구동 시스템은 DC 링크, DC-DC 전력 변환을 수행하기 위해 상기 DC 링크와 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터, DC-AC 전력 변환과 임의로 AC-DC 전력 변환을 수행하기 위해 상기 DC 링크와 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-AC 컨버터, 전류 리플을 흡수하기 위해 상기 DC-DC 컨버터와 상기 DC-AC 컨버터 사이의 상기 DC 링크에 전기적으로 결합되는 DC 링크 커패시터, 및 상기 DC-DC 컨버터와 상기 DC-AC 컨버터에 동작 가능하게 연결되는 제어 시스템을 포함하고, 이러한 제어 시스템은 상기 DC 링크 커패시터에 걸친 상기 전류 리플을 감소시키도록, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 각각의 동작 파라미터들에 기초하여 서로에 대해 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어하게 구성되고, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 각각의 상기 동작 파라미터들은 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 변조 방법, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 위상들의 개수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 역률, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클(duty cycle), 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 기본 주파수(fundamental frequency), 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 변조 지수, 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 스위칭 주파수 중 하나 이상을 포함한다. 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어시, 상기 제어 시스템은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 스위칭 주파수, DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상, DC-AC 컨버터 반송파 신호 위상, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클 중 적어도 하나를 제어한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, DC 링크 전류 리플을 감소시키면서 하나 이상의 AC 전기 포트들을 구동하기 위한 구동 시스템의 동작 방법은, 제2 DC 전력을 출력하도록 에너지 소스 또는 에너지 저장 장치로부터 수신되는 제1 DC 전력을 변경하게 DC 링크에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터를 동작시키는 단계를 포함한다. 이러한 방법은 또한 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되는 AC 전력으로 상기 제2 DC 전력을 반전시키기 위해 상기 DC 링크에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터를 동작시키는 단계, 및 상기 DC 링크 상의 그리고 상기 DC 링크에 결합되는 DC 링크 커패시터에 걸친 전류 리플을 최소화하도록, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 각각의 동작 파라미터들에 기초하여 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 중 하나 이상의 상기 동작을 변경하는 단계를 포함하고, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 중 하나 이상의 상기 동작을 변경하는 단계는 DC-DC 컨버터 반송파 신호와 AC-DC 인버터 반송파 신호 사이의 위상 시프트 중 하나 이상을 구현하는 단계, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하는 단계, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클을 변경하는 단계를 포함한다.
본 발명이 제한된 개수의 실시예들에만 연계되어 상세하게 설명되었지만, 그러한 개시된 실시예들에 본 발명이 국한되지 않는다는 것이 바로 이해되어야 한다. 오히려, 본 발명은 지금까지 설명되지 않은 임의의 개수의 변혀예들, 변경예들, 대체예들 도는 동등한 배열예들을 통합하도록 수정될 수 있지만, 이들은 본 발명의 취지 및 범주와 잘 맞는다. 추가적으로, 본 발명의 다양한 실시예들이 설명되었지만, 본 발명의 양태들은 설명된 실시예들 중 일부만을 포함할 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 따라서, 본 발명은 전술한 설명에 의해서 제한되는 것으로 보여지는 것이 아니고 첨부된 청구항들의 범주에 의해서만 국한된다.

Claims (20)

  1. 구동 시스템에 있어서,
    상기 구동 시스템은 하나 이상의 AC 전기 포트들로부터 수신되거나 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되는 전력을 조절하기 위해 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 결합 가능하고, 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되거나 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들로부터 수신되는 전력을 조절하기 위해 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 결합 가능하고,
    직류(DC) 링크;
    상기 하나 이상의 AC 전기 포트들로부터 전력을 수신하거나 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 전력을 제공할 때, DC-DC 전력 변환을 수행하기 위해 상기 DC 링크와 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터;
    DC-AC 전력 변환과 임의로 AC-DC 전력 변환을 수행하기 위해 상기 DC 링크와 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-AC 컨버터;
    전류 리플(current ripple)을 흡수하기 위해 상기 DC-DC 컨버터와 상기 DC-AC 컨버터 사이의 상기 DC 링크에 전기적으로 결합되는 DC 링크 커패시터; 및
    상기 DC-DC 컨버터와 상기 DC-AC 컨버터에 동작 가능하게 연결되는 제어 시스템을 포함하고, 상기 제어 시스템은 상기 DC 링크 커패시터에 걸친 상기 전류 리플을 감소시키도록, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 각각의 동작 파라미터들에 기초하여 서로에 대해 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어하게 구성되고;
    상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 각각의 상기 동작 파라미터들은 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 변조 방법, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 위상들의 개수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 역률, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클(duty cycle), 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 기본 주파수(fundamental frequency), 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 변조 지수, 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 스위칭 주파수 중 하나 이상을 포함하고;
    상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터 중 하나 이상의 동작을 제어시, 상기 제어 시스템은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 상기 적어도 하나의 DC-AC 컨버터의 스위칭 주파수, DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상, DC-AC 컨버터 반송파 신호 위상, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클 중 적어도 하나를 제어하는, 구동 시스템.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 컨버터(DC-to-AC converter)가 반송파 기반의 공간 벡터 펄스 폭 변조(PWM) 방식에 따라 동작될 때, 상기 제어 시스템은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 스위칭 주파수와 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상을 제어하도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 스위칭 주파수는 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 위상들의 상기 개수에 기초하여 제어되고, 상기 반송파 신호 위상은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 듀티 사이클에 기초하여 제어되는, 구동 시스템.
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 컨버터가 불연속 PWM 방식에 따라 동작되고 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터가 단상 DC-DC 컨버터를 포함할 때, 상기 제어 시스템은 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 기본 전류 사이클의 간격(interval)에 기초하여 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상을 제어하도록 구성되고, 상기 기본 전류 사이클은 전압 각도와 변조기 위상 각도 사이의 차이에 의해 규정되는 6개의 60°섹터(sector)들을 포함하는, 구동 시스템.
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 컨버터의 상기 반송파 신호 위상은 서로에 대해, 상기 기본 전류 사이클의 제1 섹터, 제3 섹터 및 제5 섹터에 대해서는 π 라디안(rad)만큼 시프트되고, 상기 기본 전류 사이클의 제2 섹터, 제4 섹터 및 제6 섹터에 대해서는 0 라디안만큼 시프트되는, 구동 시스템.
  5. 제1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 컨버터가 불연속 PWM 방식에 따라 동작되고 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터가 다상(multi-phase) DC-DC 컨버터를 포함할 때, 상기 제어 시스템은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 듀티 사이클과 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 기본 전류 사이클의 간격에 기초하여 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상을 제어하도록 구성되고, 상기 기본 전류 사이클은 전압 각도와 변조기 위상 각도 사이의 차이에 의해 규정되는 6개의 60°섹터들을 포함하는, 구동 시스템.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 듀티 사이클이 0.5 미만일 때, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상은 상기 기본 전류 사이클의 제1 섹터, 제3 섹터 및 제5 섹터에 대해서는 π/2 라디안만큼 시프트되고 상기 기본 전류 사이클의 제2 섹터, 제4 섹터 및 제6 섹터에 대해서는 0 라디안만큼 시프트되고,
    상기 듀티 사이클이 0.5보다 클 때, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상은 상기 기본 전류 사이클의 제2 섹터, 제4 섹터 및 제6 섹터에 대해서는 π/2 라디안만큼 시프트되고 상기 기본 전류 사이클의 제1 섹터, 제3 섹터 및 제5 섹터에 대해서는 0 라디안만큼 시프트되는, 구동 시스템.
  7. 제5 항에 있어서,
    상기 듀티 사이클이 0.333 미만일 때, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상은 상기 기본 전류 사이클의 제1 섹터, 제3 섹터 및 제5 섹터에 대해서는 π/3 라디안만큼 시프트되고 상기 기본 전류 사이클의 제2 섹터, 제4 섹터 및 제6 섹터에 대해서는 0 라디안만큼 시프트되고;
    상기 듀티 사이클이 0.333과 0.666 사이에 있을 때, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상은 상기 기본 전류 사이클의 제2 섹터, 제4 섹터 및 제6 섹터에 대해서는 π/3 라디안만큼 시프트되고 상기 기본 전류 사이클의 제1 섹터, 제3 섹터 및 제5 섹터에 대해서는 0 라디안만큼 시프트되고;
    상기 듀티 사이클이 0.666보다 클 때, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상은 상기 기본 전류 사이클의 제1 섹터, 제3 섹터 및 제5 섹터에 대해서는 π/3 라디안만큼 시프트되고 상기 기본 전류 사이클의 제2 섹터, 제4 섹터 및 제6 섹터에 대해서는 0 라디안만큼 시프트되는, 구동 시스템.
  8. 제1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 컨버터는 6-단계 인버터로서 동작되고, 상기 제어 시스템은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 듀티 사이클과 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 상기 역률에 기초하여 상기 AC 전압에 대해 상기 DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상을 제어하도록 구성되는, 구동 시스템.
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상을 제어시, 상기 제어 시스템은 상기 역률이 앞설 때에는 앞서는 위상 시프트(leading phase shift)를 구현하고 상기 역률이 늦을 때에는 늦어지는 위상 시프트(lagging phase shift)를 구현하도록 구성되는, 구동 시스템.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 6-단계 인버터는 180°전도 간격(conduction interval)을 가지고, 상기 위상 시프트는 앞서는 역률 및 늦어지는 역률에 대해 각각 dπ만큼 앞서거나 늦어지는, 구동 시스템.
  11. 제9 항에 있어서,
    상기 6-단계 인버터는 120°전도 간격을 가지고, 상기 제어 시스템은 앞서는 역률 및 늦어지는 역률 각각에 대해 ±dπ+6nφ의 위상 시프트를 구현하도록 구성되는, 구동 시스템.
  12. 제1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 컨버터는 알려진 변조 지수와 기본 주파수를 갖는 변조 방식에 따라 동작되고, 상기 제어 시스템은 상기 하나 이상의 변조 방법, 변조 지수, 상기 기본 주파수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 상기 역률, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 평균 듀티 사이클에 기초하여, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터에서의 스위치들의 스위칭 각도들과 60°의 기본 주기(period) 내의 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 복수의 듀티비들을 제어하도록 구성되는, 구동 시스템.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 변조 방식은 6-단계 인버터 동작과 선택적인 고조파 제거 인버터 동작(harmonic elimination inverter operation) 중 하나를 포함하는, 구동 시스템.
  14. DC 링크 전류 리플을 감소시키면서 하나 이상의 AC 전기 포트들을 구동하기 위한 구동 시스템의 동작 방법에 있어서:
    제2 DC 전력을 출력하도록 에너지 소스 또는 에너지 저장 장치로부터 수신되는 제1 DC 전력을 변경하게 DC 링크에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC-DC 컨버터를 동작시키는 단계;
    상기 하나 이상의 AC 전기 포트들에 제공되는 AC 전력으로 상기 제2 DC 전력을 반전시키기 위해 상기 DC 링크에 전기적으로 결합되는 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터를 동작시키는 단계; 및
    상기 DC 링크 상의 그리고 상기 DC 링크에 결합되는 DC 링크 커패시터에 걸친 전류 리플을 최소화하도록, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 각각의 동작 파라미터들에 기초하여 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 중 하나 이상의 상기 동작을 변경하는 단계를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 중 하나 이상의 상기 동작을 변경하는 단계는 DC-DC 컨버터 반송파 신호와 AC-DC 인버터 반송파 신호 사이의 위상 시프트 중 하나 이상을 구현하는 단계, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하는 단계, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클을 변경하는 단계를 포함하는, 구동 시스템의 동작 방법.
  15. 제14 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터 및 상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터 각각의 상기 동작 파라미터들은 상기 적어도 하나의 DC-AC 인버터의 변조 방법, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 위상들의 개수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 역률, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 기본 주파수, 상기 적어도 하나의 DC-AC 인버터의 변조 지수 및 상기 적어도 하나의 DC-AC 인버터의 스위칭 주파수 중 하나 이상을 포함하는, 구동 시스템의 동작 방법.
  16. 제15 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터는 SVPWM(space vector pulse width modulation) 방식에 따라 동작되고, 상기 동작을 변경하는 단계는 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 스위칭 주파수와, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상을 변경하는 단계를 포함하고, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 스위칭 주파수는 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 위상들의 상기 개수에 기초하여 제어되고, 상기 반송파 신호 위상은 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 듀티 사이클에 기초하여 제어되는, 구동 시스템의 동작 방법.
  17. 제15 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터는 불연속 PWM 방식에 따라 동작되고, 상기 동작을 변경하는 단계는 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 듀티 사이클과 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 기본 전류 사이클의 간격에 기초하는 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 DC-AC 인버터의 상기 반송파 신호 위상을 수정하는 단계를 포함하고, 상기 기본 전류 사이클은 전압 각도와 변조기 위상 각도 사이의 차이에 의해 규정되는 6개의 60°섹터들을 포함하는, 구동 시스템의 동작 방법.
  18. 제15 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터는 6-단계 인버터로서 동작되고, 상기 동작을 변경하는 단계는 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 상기 듀티 사이클과 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 상기 역률에 기초하는 상기 AC 전압에 대해 상기 DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상을 제어하는 단계를 포함하는, 구동 시스템의 동작 방법.
  19. 제18 항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터 반송파 신호 위상을 변경하는 단계는 상기 역률이 앞설 때에는 앞서는 위상 시프트를 구현하고 상기 역률이 늦을 때에는 늦어지는 위상 시프트를 구현하는 단계를 포함하고, 상기 시프트의 크기는 상기 6-단계 인버터의 전도 간격에 의존적인, 구동 시스템의 동작 방법.
  20. 제15 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 DC로부터 AC로의 인버터가 알려진 변조 지수와 기본 주파수를 갖는 변조 방식에 따라 동작될 때, 상기 동작을 변경하는 단계는 상기 변조 방법, 변조 지수, 상기 기본 주파수, 상기 하나 이상의 AC 전기 포트들의 상기 역률, 및 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 평균 듀티 사이클에 기초하여, 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터에서의 스위치들의 스위칭 각도들과 60°의 기본 주기 내의 상기 적어도 하나의 DC-DC 컨버터의 복수의 듀티비들을 제어하는 단계를 포함하는, 구동 시스템의 동작 방법.
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