KR20190143604A - 양방향 직류-직류 컨버터 - Google Patents

양방향 직류-직류 컨버터 Download PDF

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KR20190143604A KR1020180071231A KR20180071231A KR20190143604A KR 20190143604 A KR20190143604 A KR 20190143604A KR 1020180071231 A KR1020180071231 A KR 1020180071231A KR 20180071231 A KR20180071231 A KR 20180071231A KR 20190143604 A KR20190143604 A KR 20190143604A
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Abstract

본 발명은, 에너지 저장 시스템에 적용되는 양방향 직류-직류 컨버터에서 에너지 소스단과 배터리 셀 간에 에너지 교환 동작을 할 때 인덕터의 비용과 손실을 줄이고 높은 스위칭 주파수를 사용하는 것이 가능하도록 한 기술에 관한 것이다.
이러한 본 발명은, 직렬 연결된 스위치(SW1,SW2)를 구비하여 에너지원으로부터 공급되는 디씨링크단전원인 입력전원(VL)에 병렬로 연결된 제1레그(310); 직렬 연결된 스위치(SW3,SW4)를 구비하여 배터리 셀 모듈의 전원인 출력전원(
Figure pat00098
)에 병렬로 연결된 제2레그(320); 상기 제1레그(310)의 중간노드(N1)와 상기 입력전원(
Figure pat00099
)의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스너버 커패시터(
Figure pat00100
); 상기 제2레그(320)의 중간노드(N2)와 상기 입력전원(
Figure pat00101
)의 부극성 단자의 사이에 연결된 제2스너버 커패시터(
Figure pat00102
); 및 상기 중간노드(N1),(N2)의 사이에 연결되며 누설 인덕터(
Figure pat00103
)를 포함하는 자기결합 인덕터(
Figure pat00104
)를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

양방향 직류-직류 컨버터{BIDIRECTIONAL DC-DC CONVERTER}
본 발명은 에너지 저장 시스템에 적용되는 양방향 직류-직류 컨버터(DC-DC convert)의 설계 기술에 관한 것으로, 특히 에너지 소스단과 배터리 셀 간에 에너지 교환 동작을 할 때, 에너지 밀도를 높이는 고주파 스위칭영역에서 발생하는 스위치와 인덕터의 손실을 줄일 수 있도록 한 양방향 직류-직류 컨버터에 관한 것이다.
에너지 저장 시스템(ESS: Energy Stroge System)의 전체적인 구성은 전력 변환 장치인 PCS(Power Conversion System), 배터리 관리 시스템인 BMS(Battery Management System) 및 ESS를 제어하는 시스템인 EMS(Energy Management System)을 포함한다. PCS는 다양한 에너지원(Energy Source)으로부터 공급되는 전원을 상용의 교류전원(AC)으로 변환하거나 배터리 셀(Battery Cell)에 저장하는데 적당하도록 변환해 주는 장치이다. 여기서, DC 링크(Link) 단과 배터리 셀 간에 양방향으로 에너지 변환이 필요하게 되는데, 이 역할을 하는 전력 변환 장치를 양방향 직류-직류 컨버터라고 한다.
DC 링크단과 배터리 셀 간에 설치되는 양방향 직류-직류 컨버터의 효율을 향상시키면 양방향 직류-직류 컨버터에 사용되는 소자들의 크기를 줄일 수 있게 되므로 양방향 직류-직류 컨버터의 가격 경쟁력을 확보할 수 있다. 게다가, 소프트 스위칭을 통해 높은 효율 뿐아니라 EMI/EMC 노이즈 대책에도 유리하다.
일반적으로, 직류-직류 컨버터의 소자들을 좀 더 작은 소자로 사용하고자 하는 경우 직류-직류 컨버터의 스위칭 주파수를 높여주게 되는데, 이에 비례하여 스위치 손실이 크게 발생되는 문제점이 있다. 하지만, 직류-직류 컨버터의 스위칭 방식으로써, 소프트 스위칭의 일종인 ZVS(Zero Voltage Switching) 스위칭 방식을 채택하면 스위치 손실을 유발하지 않고 직류-직류 컨버터의 스위칭 주파수를 높일 수 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 양방향 직류-직류 컨버터(100)는, 에너지원(Energy Source)으로부터 공급되는 전원인 디씨링크단전원(VL)에 병렬로 연결된 제1레그(110), 배터리 셀 모듈의 전원인 배터리전원(VH)에 병렬로 연결된 제2레그(120), 상기 제1레그(110)의 제1중간노드(N1)와 상기 제2레그(120)의 제2중간노드(N2)의 사이에 연결된 인덕터(L)를 포함한다. 여기서, 상기 제1레그(110)는 직렬 연결된 스위치(SW1,SW2)이고, 상기 제2레그(120)는 직렬 연결된 스위치(SW3,SW4)이다.
도 1을 참조하면, 제1레그(110)의 스위치(SW1,SW2)와 제2레그(120)의 스위치(SW3,SW4)가 상보적으로 스위칭 동작하여, 충전모드(Buck Mode)에서 디씨링크단전원(VL)이 인덕터(L)를 통해 배터리전원(VH)에 공급되거나, 방전모드(Boost Mode)에서 배터리전원(VH)이 인덕터(L)를 통해 디씨링크단전원(VL)에 공급된다.
그런데, 이와 같은 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터는 고주파 동작에서 턴오프 손실(Turn off loss)과 코어 손실(Core loss)이 커서 효율이 저하되는 문제점이 있다. 이에 따라, 스위칭 주파수를 증가시켜 소자들의 사이즈를 줄이는데 어려움이 있고, 방열에 대한 대책이 추가적으로 요구되는 문제점이 있다.
도 2는 종래 기술에 의한 또 다른 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 양방향 직류-직류 컨버터(200)는, 직렬 연결된 스위치(SW1, SW2),(SW3,SW4)로 각기 이루어져 병렬 연결된 제1레그(210) 및 제2레그(220), 디씨링크단전원(VL)의 정극성 단자와 상기 제1레그(110)의 제1중간노드(N1)의 사이에 연결된 제1인덕터(L1) 및 배터리전원(VH)의 정극성 단자와 상기 제2레그(210)의 제2중간노드(N2)의 사이에 연결된 제2인덕터(L2)를 포함한다.
도 2를 참조하면, 제1레그(210)의 스위치(SW1,SW2)와 제2레그(220)의 스위치(SW3, SW4)가 상보적으로 스위칭 동작하여, 충전모드(Buck Mode)에서 디씨링크단전원(VL)이 제1인덕터(L1)를 통해 배터리전원(VH)에 공급되거나, 방전모드(Boost Mode)에서 배터리전원(VH)이 제2인덕터(L2)를 통해 디씨링크단전원(VL)에 공급된다. 이때, 제1,2레그(210),(220)에 병렬로 연결된 커패시터(Clink)와 제1,2인덕터(L1),(L2)로 인하여 입출력단의 필터 용량이 줄어들고, 양방향 직류-직류 컨버터(200)의 구조와 제어과정이 간단해 진다.
그런데, 이와 같은 또 다른 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터는 디씨링크단전원이나 배터리전원의 전달 과정에서 추가적으로 소자를 사용하게 되므로, 양방향 직류-직류 컨버터 비용과 사이즈가 증가되는 문제점이 있고, 코어 손실량이 기본적인 구조를 갖는 양방향 직류-직류 컨버터에 비하여 증가되는 문제점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 양방향 직류-직류 컨버터에서, 자기결합인덕터를 이용하여 코어의 자속(magnetic flux)을 저감시키고 누설 인덕터의 전류와 스너버 커패시터(Snubber Capacitor)를 이용하여 스위치에 대한 소프트 스위칭을 구현하여, 높은 스위칭 주파수를 사용할 수 있도록 하는데 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 실시예에 따른 양방향 직류-직류 컨버터는, 직렬 연결된 제1,2스위치를 구비하여 디씨링크단전원인 입력전원에 병렬로 연결된 제1레그; 직렬 연결된 제3,4스위치를 구비하여 배터리 셀 모듈의 전원인 출력전원에 병렬로 연결된 제2레그; 상기 제1레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스너버 커패시터; 상기 제2레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제2스너버 커패시터; 및 상기 제1레그의 중간노드와 상기 제2레그의 중간노드의 사이에 연결된 자기결합 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 양방향 직류-직류 컨버터에서, 자기결합인덕터를 이용하여 코어의 자속(magnetic flux)을 저감시키고 누설 인덕터의 전류와 스너버 커패시터(Snubber Capacitor)를 이용하여 스위치에 대한 소프트 스위칭을 구현 함으로써, 높은 스위칭 주파수를 사용할 수 있는 효과가 있다.
이에 따라, 양방향 직류-직류 컨버터 비용과 사이즈가 줄어들고, 코어 손실량이 기본적인 구조를 갖는 양방향 직류-직류 컨버터에 비하여 저감되는 효과가 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 2는 종래 기술에 의한 또 다른 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 3은 본 발명에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도.
도 4는 양방향 직류-직류 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도.
도 5는 양방향 직류-직류 컨버터가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도.
도 6은 양방향 직류-직류 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도.
도 7은 양방향 직류-직류 컨버터가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 3은 본 발명에 의한 양방향 직류-직류 컨버터의 회로도로서 이에 도시한 바와 같이 양방향 직류-직류 컨버터(300)는, 직렬 연결된 스위치(SW1,SW2)를 구비하여 에너지원(Energy Source)으로부터 공급되는 디씨링크단전원인 입력전원(VL)에 병렬로 연결된 제1레그(310); 직렬 연결된 스위치(SW3,SW4)를 구비하여 배터리 셀 모듈의 전원인 출력전원(
Figure pat00001
)에 병렬로 연결된 제2레그(320); 상기 제1레그(310)의 중간노드(N1)와 상기 입력전원(
Figure pat00002
)의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스너버 커패시터(
Figure pat00003
); 상기 제2레그(320)의 중간노드(N2)와 상기 입력전원(
Figure pat00004
)의 부극성 단자의 사이에 연결된 제2스너버 커패시터(
Figure pat00005
); 상기 중간노드(N1),(N2)의 사이에 연결되며 누설 인덕터(Leakage inductor)(
Figure pat00006
)를 포함하는 자기결합 인덕터(
Figure pat00007
); 상기 입력전원(
Figure pat00008
)에 병렬로 연결된 디씨링크단 커패시터(
Figure pat00009
); 상기 출력전원(
Figure pat00010
)에 병렬 연결된 배터리전원단 커패시터(
Figure pat00011
)를 포함한다. 상기 스위치(SW1,SW2), (SW3,SW4)의 종류는 특별하게 한정되지 않으며, 여기서는 MOS 트랜지스터를 예로 하여 설명한다.
양방향 직류-직류 컨버터(300)는 부스트 컨버터 모드(Boost Converter Mode)에서 출력전원(
Figure pat00012
)을 입력전원(
Figure pat00013
)의 방향으로 방전하고, 벅 컨버터 모드(Buck Converter Mode)에서는 입력전원(
Figure pat00014
)을 출력전원(
Figure pat00015
)의 방향으로 방전한다.
자기결합 인덕터(
Figure pat00016
)는 양방향 직류-직류 컨버터(300)의 각 스위치(SW1-SW4)의 ZVS(Zero Voltage Switching)을 위한 누설 인덕터(Leakage inductor)(
Figure pat00017
)를 포함한다.
자기결합 인덕터(
Figure pat00018
)의 양단에 가해지는 전압은 시리즈 에이딩 컨피규레이션(Series aiding configuration)에 의해 0 V가 된다. 상기 누설 인덕터(
Figure pat00019
)의 인덕턴스는 자기결합 인덕터(
Figure pat00020
)의 권선 수와 1,2차 권선 사이의 갭(gab)에 비례하여 높아진다. 따라서, 상기 누설 인덕터(
Figure pat00021
)의 인덕턴스에 따라 스위치(SW1-SW4)를 통해 흐르는 전류량이 결정된다.
제1스너버 커패시터(
Figure pat00022
)는 스위치(SW2)가 턴오프될 때 전류가 흐르고, 제2스너버 커패시터(
Figure pat00023
)는 스위치(SW4)가 턴오프될 때 전류가 흐른다. 따라서, 양방향 직류-직류 컨버터(300)는 ZCS 턴오프 동작을 할 수 있다.
제1레그(310)를 이루는 스위치(SW1,SW2)와 제2레그(320)를 이루는 스위치(SW3,SW4)는 입력전원(
Figure pat00024
)과 출력전원(
Figure pat00025
)에 상관없이 양방향으로 벅-부스트 동작을 통한 에너지 흐름을 제어할 수 있도록 스위칭 동작한다. 양방향 직류-직류 컨버터(300)는 대칭적인 회로 구조를 가지므로 상기 스위치(SW1-SW4)는 고주파 구동에 적합한 MOSFET(Metal Oxide Field Effect Transistor)의 전력 스위치가 사용될 수 있다.
도 4는 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도를 나타낸 것이고, 도 5는 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 부스트 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도이다. 도 4 및 도 5를 참조하여 양방향 직류-직류 컨버터(300)의 부스트 컨버터 모드의 동작을 설명하면 다음과 같다.
도 5에서와 같이 부스트 컨버터 모드에서 스위치(SW1)는 항상 온 상태를 유지하고, 스위치(SW2)는 항상 오프 상태를 유지한다. 제1스너버 커패시터(
Figure pat00026
)는 입력전원(
Figure pat00027
)의 레벨을 유지한 채 동작하지 않는다.
제1모드(Mode 1)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제1모드(Mode 1)는 스위치(SW4)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제4모드(Mode 4)에서 스위치(SW4)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제1모드(Mode 1)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 1:1로 자기 결합된 자기결합 인덕터(Lm)에 포함되는 두 개의 누설 인덕터(
Figure pat00028
)에는 서로 동일한 전류가 흐르지만 자기결합 인덕터(Lm)에는 전류가 흐르지 않는다. 도 4에서
Figure pat00029
는 누설 인덕터(
Figure pat00030
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00031
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00032
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 스위치(SW4)는 제2스너버 커패시터(
Figure pat00033
)의 충전전압이 0인 상태에서 턴온되므로 ZVS(Zero Voltage Switching) 턴온 동작을 할 수 있게 된다.
제2모드(Mode 2)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW4)가 턴오프된다. 이때, 스위치(SW4)가 턴오프 전류 중에서 대부분의 전류가 제2스너버 커패시터(
Figure pat00034
)에 충전되며, 이 충전 동작은 제2스너버 커패시터(
Figure pat00035
)의 충전전압의 레벨이 출력전원(
Figure pat00036
)의 레벨에 도달될 때 까지 계속된다. 이후, 상기 누설 인덕터(
Figure pat00037
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.
제3모드(Mode 3)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제3모드(Mode 3)는 스위치(SW3)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW3)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제3모드(Mode 3)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 상기 두 개의 누설 인덕터(
Figure pat00038
)에는 상기 제1모드(Mode 1)와 반대되는 기울기를 갖는 전류가 흐르게 된다. 아직까지 자기결합 인덕터(
Figure pat00039
)에는 전류(
Figure pat00040
)가 흐르지 않는다. 스위치(SW3)가 턴온되기 이전에 제2스너버 커패시터(
Figure pat00041
)의 충전전압 레벨은 출력전원(
Figure pat00042
)의 레벨과 같으므로 그 스위치(SW3)가 ZVS 턴온 동작을 할 수 있게 된다.
제4모드(Mode 4)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제4모드(Mode 4)는 스위치(SW3)가 턴오프되는 것에 의해 시작된다. 이때 제2스너버 커패시터(
Figure pat00043
)의 충전전압이 방전을 시작하여 0 레벨이 될 때 까지 방전 동작이 계속된다. 제2스너버 커패시터(
Figure pat00044
)의 충전전압이 완전히 방전된 후 누설 인덕터(
Figure pat00045
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.
도 6은 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각부의 파형도를 나타낸 것이고, 도 7은 양방향 직류-직류 컨버터(300)가 벅 컨버터 모드로 동작할 때 각 모드별 소자들의 동작 상태를 나타낸 회로도이다. 도 6 및 도 7을 참조하여 양방향 직류-직류 컨버터(300)의 벅 컨버터 모드의 동작을 설명하면 다음과 같다.
도 7에서와 같이 벅 컨버터 모드에서 스위치(SW3)는 항상 온 상태를 유지하고, 스위치(SW4)는 항상 오프 상태를 유지한다. 제2스너버 커패시터(
Figure pat00046
)는 출력전원(
Figure pat00047
)의 레벨을 유지한 채 동작하지 않는다.
제1모드(Mode 1)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제1모드(Mode 1)는 스위치(SW1)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제4모드(Mode 4)에서 스위치(SW1)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제1모드(Mode 1)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 자기결합 인덕터(Lm)에 포함되는 두 개의 누설 인덕터(
Figure pat00048
)에는 서로 동일한 전류가 흐르지만 자기결합 인덕터(Lm)에는 전류가 흐르지 않는다. 도 6에서
Figure pat00049
는 누설 인덕터(
Figure pat00050
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00051
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00052
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 스위치(SW1)는 제1스너버 커패시터(
Figure pat00053
)의 충전전압이 0인 상태에서 턴온되므로 ZVS 턴온 동작을 할 수 있게 된다.
제2모드(Mode 2)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW2)가 턴오프된다. 이때, 스위치(SW2)가 턴오프 전류 중에서 대부분의 전류가 제1스너버 커패시터(
Figure pat00054
)의 방전 전류이며, 이 방전 동작은 제1스너버 커패시터(
Figure pat00055
)의 방전전압의 레벨이 0이 될 때 까지 계속된다. 이후, 상기 누설 인덕터(
Figure pat00056
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.
Figure pat00057
는 누설 인덕터(
Figure pat00058
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00059
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00060
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00061
)에 전류가 거의 흐르지 않게 되므로 코어 손실이 0에 가깝게 된다.
제3모드(Mode 3)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제3모드(Mode 3)는 스위치(SW2)가 턴온되는 것에 의해 시작된다. 바로 이전의 제2모드(Mode 2)에서 스위치(SW2)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르고 있었으므로 제3모드(Mode 3)에서도 계속해서 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 된다. 상기 두 개의 누설 인덕터(
Figure pat00062
)에는 상기 제1모드(Mode 1)와 반대되는 기울기를 갖는 전류가 흐르게 된다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00063
)에 흐르는 전류(
Figure pat00064
)는 거의 0에 가깝다.
Figure pat00065
는 누설 인덕터(
Figure pat00066
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00067
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00068
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00069
)에 전류가 거의 흐르지 않게 되므로 코어 손실이 0에 가깝게 된다. 스위치(SW2)가 턴온되기 이전에 제1스너버 커패시터(
Figure pat00070
)의 충전전압 레벨은 0이므로 그 스위치(SW2)가 ZVS 턴온 동작을 할 수 있게 된다.
제4모드(Mode 4)의 동작을 설명하면 다음과 같다. 제4모드(Mode 4)는 스위치(SW2)가 턴오프되는 것에 의해 시작된다. 이때, 턴오프 전류의 대부분이 제1스너버 커패시터(
Figure pat00071
)에 충전되며 이의 충전레벨이 입력전원(
Figure pat00072
)의 레벨과 같아질 때 까지 충전 동작이 계속된다. 제1스너버 커패시터(
Figure pat00073
)의 충전 동작이 완료된 후 누설 인덕터(
Figure pat00074
)의 전류 기울기 방향이 바뀌게 된다.
Figure pat00075
는 누설 인덕터(
Figure pat00076
)의 1차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것이고,
Figure pat00077
는 그 누설 인덕터(
Figure pat00078
)의 2차 코일에 흐르는 전류를 나타낸 것입니다. 이때, 자기결합 인덕터(
Figure pat00079
)에 전류가 거의 흐르지 않게 되므로 코어 손실이 0에 가깝게 된다.
양방향 직류-직류 컨버터(300)에서의 전압 변환 비율은 인덕터의 전압 발란싱(Voltage Second balance)에 의해 결정되는데, 부스트 컨버터 모드에서의 전압 변환 비율은 다음의 [수학식 1]로 표현된다.
Figure pat00080
여기서,"
Figure pat00081
"은 입력전원을 의미하고, "
Figure pat00082
"는 출력전원을 의미하며, "D"는 스위치의 도통 시간을 의미한다.
그리고, 양방향 직류-직류 컨버터(300)에서 벅 컨버터 모드의 전압 변환 비율은 다음의 [수학식 2]로 표현된다.
Figure pat00083
1:1로 자기 결합된 자기결합 인덕터(
Figure pat00084
)를 시리즈 에이딩 컨피규레이션으로 제작하고, 키르히호프의 전압 법칙과 전류 법칙을 사용하여 상기 전압 변환 비율의 관계식을 풀어내면 다음의 [수학식 3]으로 표현된다.
Figure pat00085
여기서,
Figure pat00086
는 자기결합 인덕터(
Figure pat00087
)의 양단에 걸리는 전압이고,
Figure pat00088
는 자기결합 인덕터(
Figure pat00089
)의 1차측 코일에 흐르는 전류이고,
Figure pat00090
는 자기결합 인덕터(
Figure pat00091
)의 2차 코일에 흐르는 전류이다.
상기 [수학식 3]을 정리하면
Figure pat00092
는 다음의 [수학식 4]로 표현된다.
Figure pat00093
상기 관계식들을 모두 연립하여 풀면
Figure pat00094
는 다음의 [수학식 5]로 표현된다.
Figure pat00095
따라서, 자기결합 인덕터(
Figure pat00096
)의 양단의 전압은 양단에 공급되는 전압에 관계없이 0V로 유지된다. 이것은 자기결합 인덕터(
Figure pat00097
)의 코어에 교류 플럭스(AC flux) 변화가 없음을 의미하고, 코어 손실(Core losses)이 거의 0에 수렴하는 것을 의미한다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
300 : 양방향 직류-직류 컨버터 310 : 제1레그
320 : 제2레그

Claims (7)

  1. 직렬 연결된 제1,2스위치를 구비하여 디씨링크단전원인 입력전원에 병렬로 연결된 제1레그;
    직렬 연결된 제3,4스위치를 구비하여 배터리 셀 모듈의 전원인 출력전원에 병렬로 연결된 제2레그;
    상기 제1레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제1스너버 커패시터;
    상기 제2레그의 중간노드와 상기 입력전원의 부극성 단자의 사이에 연결된 제2스너버 커패시터; 및
    상기 제1레그의 중간노드와 상기 제2레그의 중간노드의 사이에 연결된 자기결합 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1스너버 커패시터에는 상기 제2스위치의 턴오프 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제2스너버 커패시터에는 상기 제4스위치의 턴오프 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 자기결합 인덕터는
    상기 제1 내지 4 스위치의 ZVS(Zero Voltage Switching)를 위한 누설 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 누설 인덕터의 인덕턴스는
    상기 자기결합 인덕터의 권선 수와 1,2차 권선 사이의 갭(gab)에 비례하여 높아지는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
  6. 제4항에 있어서, 상기 제1 내지 4 스위치를 통해 흐르는 전류량은
    상기 누설 인덕터의 인덕턴스에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
  7. 제1항에 있어서, 상기 자기결합 인덕터의 양단에 가해지는 전압은
    시리즈 에이딩 컨피규레이션(Series aiding configuration)에 의해 0 V가 되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류-직류 컨버터.
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