MC973A1 - Nouveau mode de radiolocalisation du du type hyperbolique à mesure de phase - Google Patents

Nouveau mode de radiolocalisation du du type hyperbolique à mesure de phase

Info

Publication number
MC973A1
MC973A1 MC1025A MC1025A MC973A1 MC 973 A1 MC973 A1 MC 973A1 MC 1025 A MC1025 A MC 1025A MC 1025 A MC1025 A MC 1025A MC 973 A1 MC973 A1 MC 973A1
Authority
MC
Monaco
Prior art keywords
frequency
phase
circuit
frequencies
complex
Prior art date
Application number
MC1025A
Other languages
English (en)
Original Assignee
Soc Et Et D Applic Des Tech No
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from FR7145492A external-priority patent/FR2169707B1/fr
Priority claimed from FR7227059A external-priority patent/FR2193982B2/fr
Priority claimed from FR7227058A external-priority patent/FR2193981B2/fr
Application filed by Soc Et Et D Applic Des Tech No filed Critical Soc Et Et D Applic Des Tech No
Publication of MC973A1 publication Critical patent/MC973A1/fr

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
    • G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
    • G01S1/08—Systems for determining direction or position line
    • G01S1/20—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems
    • G01S1/30—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems the synchronised signals being continuous waves or intermittent trains of continuous waves, the intermittency not being for the purpose of determining direction or position line and the transit times being compared by measuring the phase difference

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Description

1
La présente invention concerne la radiolocali-sation par mesure de phase.
On sait que le principe de base de la radiolo-calisation par mesure de phase consiste à utiliser le déphasage 5 de propagation qui intervient sur une onde sinusoïdale pure de fréquence connue, émise par une station émettrice, en fonction de la distance de propagation de cette onde de ladite station émettrice à un lieu de réception, pour en tirer une information relative à cette distance de propagation. Plusieurs stations 10 émettrices de telles ondes sont nécessaires pour que la position d'un récepteur puisse être déterminée en un point. Un tel ensemble de stations émettrices est communément appelé chaîne de radiolocalisation.
Le d éphasage de propagation intervenant sur 15 une onde de fréquence connue est fonction de la distance de propagation, et aussi de cette fréquence connue, et de la vitesse de propagation des ondes électromagnétiques. On appellera facteur de sensibilité, ou plus brièvement sensibilité, le facteur de proportionnalité reliant un déphasage de propa-20 gation exprimé en tours et fractions de tour de phase (mesuré sur la fréquence connue) à la distance de propagation correspondante. Cette sensibilité est égale au quotient de la fréquence connue de l'onde électromagnétique par la vitesse de propagation.
25 On sait également que la phase d'un signal
électrique de fréquence connue est définie à un multiple entier de 2 fr" près, c'est-à-dire à un nombre de tours de phase près. Ceci est la source du phénomène connu sous le nom d'ambiguïté. Il en résulte en général qu'à une valeur de phase mesurée 30 correspond non pas une ligne de position pour le récepteur,
mais une pluralité de lignes de position. L'ambiguïté d'une mesure de phase augmente lorsque la sensibilité augmente, ce qui correspond à une amélioration de la précision absolue de la localisation.
35 La mise en oeuvre technique du principe de base de la radiolocalisation tel qu'il vient d'être exposé est effectuée de façon plus complexe pour un certain nombre, de raisons techniques. M -
■ V
2
En effet, la mise en pratique de la radiolocalisation consiste à établir une référence de phase, pour mesurer les déphasages de propagation précités. Il apparaît immédiatement que ce problème est lié à la stabilité des sour-5 ces ou oscillateurs utilisés pour engendrer les ondes destinées à la radiolocalisation. À cet égard, il faut garder à l'esprit que dans les raisonnements théoriques, on suppose connues à priori, la fréquence et la phase des ondes émises. Dans la pratique à la réception, on peut admettre que la fréquence 10 des ondes émises est connue sans qu'il soit nécessaire de prévoir des liaisons à cet'effet. Au contraire, la phase des ondes émises n'est en général pas connue de façon absolue.
La plupart des solutions actuelles sont fondées sur le fait que la référence de phase ci-dessus mentionnée est 15 établie de façon relative pour les divers signaux émis. Les modes de radiolocalisation ainsi réalisés utilisent une mesure de différènce des déphasages de propagation entre le lieu de réception et deux stations émettrices. Ceci fournit un faisceau de lignes hyperboliques dont les foyers communs sont les deux 20 stations émettrices.
Le brevet français 790 386 et son addition 45 780 (HONORE ; 1934) décrivent la première solution technique réalisable aux problèmes de mesure de phase ; cette solution peut se résumer comme suit : deux stations émettrices" rayonnent 25 des ondes sur deux fréquences respectives différant entre elles d'une basse fréquence. Cette basse fréquence est captée en une station réceptrice fixe, et réémise sous forme de modulation d'amplitude d'une onde porteuse. Il apparaît clairement que les deux stations émettrices peuvent émettre des ondes n'ayant 30 aucune relation préétablie par rapport à une même échelle de temps.
Parmi d'autres approches effectuées-, par la suite, on a proposé dans le brevet britannique 579 346 (MITCHELL et KILYIlîGTOEr j 1944) un mode de radiolocalisation suivant lequel 35 plusieurs stations émettrices rayonnent des ondes ayant une même fréquence. Seule l'une des stations émettrices émet une telle onde à un instant donné. Il est donc nécessaire qu'une
3
relation soit établie entre les stations émettrices, pour que les fréquences et les phases restent fixes au moins de- façon relative. Ce mode de ra.diolocalisation sera désigné par la suite par le mot séquentiel, en raison du fait que chaque fréquence 5 de mesure est émise séquentiellement par les diverses stations émettrices.
Les problèmes dûs à 1'ambiguïté ont fait l'objet d'une solution technique générale exposée dans le brevet français 1 010 811 (HONORE TORCHEUX ; 1948). Il est proposé dans 10 ce brevet de faire rayonner par chaque station émettrice au ■ moins deux ondes sur des fréquences voisines. La différence des déphasages .de propagation obtenus sur ces deux fréquences • voisines a un facteur de sensibilité égal à la différence des facteurs de sensibilité respectifs des deux fréquences émises, 15 donc plus faible que ces derniers facteurs. Ce facteur de sensibilité plus faible permet de lever l'ambiguïté présente dans la mesure de phase effectuée sur l'une et/ou l'autre des fréquences de mesure. Ce procédé sera dénommé par la suite "levée d'ambiguïté par sensibilité différentielle". 20 Les installations de radiolocalisation suivant un mode séquentiel ont pour avantage principal que les fréquences émises sont identiques pour toutes les stations émettrices, ce qui réduit le nombre de fréquences d'émission nécessaire, et par conséquent facilite l'obtention d'allocations de fréquences. 25 Toutefois, la mise en oeuvre de ce système séquen tiel est soumise à deux sujétions techniques contradictoires.
La première tient au fait que, les émissions étant momentanées pour chaque station émettrice, il est nécessaire d'attendre la fin.des régimes transitoires des filtres 30 avant d'utiliser les signaux reçus. Lâ durée de chaque émission momentanée doit donc dépasser largement celle des régimes transitoires.
La deuxième sujétion tient au fait que les récepteurs sont le plus souvent placés sur des mobiles. Comme les 35 informations de phase portées par les ondes ne sont valables qu'à l'instant de réception, et qu'une mesure de déphasage doit, pour chaque fréquence de mesure, être faite sur des ondes qui ne
4
sont pas émises au même instant, il s'ensuit qu'une installation de radiolocalisation en mode séquentiel ne fournit des informations utilisables qu'à la condition que l'intervalle de temps séparant deux émissions successives de la même fréquence 5 de mesure par le même émetteur soit suffisamment faible»
Or la période de la séquence des émissions, c'est-à-dire l'intervalle de temps séparant deux émissions de la même fréquence par le même émetteur, est proportionnel à la durée de chaque émission momentanée suivant un facteur 10 qui dépend du plus élevé des nombres suivants : nombre de fréquences de mesure utilisées, nombre de stations émettrices entrant dans la constitution d'une chaîne.
Alors que le nombre total de stations émettrices n'a d'influence que sur la richesse des possibilités d'exploita-15 tion, le nombre total des fréquences utilisées est en relation directe avec le fait que la levée d'ambiguïté est plus complète et plus sûre.
Un premier inconvénient des systèmes de radiolocalisation séquentiels est donc que pour alléger la première 20 sujétion, il est nécessaire de rendre les régimes transitoires brefs en adoptant des largeurs de bande élevées à la réception. Ceci suppose des grandes puissances d'émission et entraîne un encombrement important de l'éther.
Un second inconvénient de ces systèmes est que, 25 pour satisfaire à la fois les deux sujétions contradictoires,
il est pratiquement nécessaire de limiter le nombre de stations émettrices et le nombre de fréquences de mesure. Il en résulte notamment une impossibilité pratique de prévoir une levée d'ambiguïté qui soit à la fois complète et sûre, ceci étant d'autant 30 plus vrai que les valeurs des fréquences sont plus élevées.
Un autre inconvénient de ces systèmes est la nécessité de mettre en oeuvre des programmes de réception finement synchronisés avec le programme d'émission en vue de limiter les pertes de temps qui résulteraient des décalages entre les 35 programmes-. Des signaux spéciaux de synchronisation sont donc le plus souvent prévus à cet effet. Bien que les principes d'une telle synchronisation soient simples, la mise en oeuvre
5
de ces signaux soulève pratiquement des problèmes de portée ou de puissance.
la présente invention concerne un nouveau mode de radiolocalisation du type hyperbolique à mesure de phase 5 destiné à réduire pratiquement complètement les inconvénients précités. Elle concerne également des installations d'émission, et des récepteurs pour la mise en oeuvre de ce mode de radiolocalisation.
Un premier but de l'invention est de fournir 10 un mode de radiolocalisation dans lequel les large'urs de bande nécessaires à la réception sont extrêmement étroites. Outre une meilleure protection contre les émissions voisines, et le bruit eh général, ceci permet une réduction considérable des puissances d'émission, et par suite de l'encombrement de 15 l'éther.
De plus, en raison des faibles largeurs de bande mentionnées, il est facile de réaliser selon l'invention plusieurs chaînes d'installations d'émission dont les fréquences en correspondance respective sont extrêmement voisines, et 20 d'utiliser de telles émissions sélectivement à la réception au moyen de commutations, très simples.
Un second but de l'invention est de fournir un mode de radiolocalisation permettant de prévoir un grand nombre de stations émettrices par chaîne de radiolocalisation. Ceci 25 permet une très grande souplesse dans l'implantation géographique de stations émettrices, et dans leur utilisation à la réception.
Un troisième but de l'invention est de fournir un mode de radiolocalisation dans lequel le nombre de fréquen-30 ces de mesure peut être suffisamment élevé pour que la levée d'ambiguïté soit complète et sûre, la précision peut être encore augmentée en utilisant une sensibilité fournie par l'ensemble des fréquences de mesure, qui augmente avec le nombre de ces fréquences.
35 Un quatrième but de l'invention est de fournir un mode de radiolocalisation dans lequel la synchronisation des programmes d'émission et de réception admet une tolérance de
6
plusieurs secondes, facilement accessible à l'aide des garde-temps d'usage courant, et, à fortiori, à l'aide des signaux horaires.
Un cinquième but est de fournir un récepteur de 5 radiolocalisation dans lequel un seul dispositif traite successivement une pluralité d'ondes séquentielles, les signaux locaux étant engendrés séquentiellement selon les besoins.
Un sixième but de l'invention est de fournir un récepteur de radiolocalisation dans lequel l'ambiguïté est 10 levée séparément par rapport à chaque station émettrice reçue.
Un septième but de l'invention est de fournir un récepteur de radiolocalisation dans lequel un seul dispositif lèvê l'ambiguïté séquentiellement par rapport à chaque station émettrice reçue.
15 Le mode de radiolocalisation selon l'invention va maintenant être caractérisé.
Au préalable, il est nécessaire de préciser ce que l'on entend par signal local.
Dans l'acceptation connue de ce mot, un signal 20 local est un signal électrique engendré localement avec un bruit négligeable et représentatif d'un signal sinusoïdal pur, et possède une fréquence, une phase et une stabilité en fréquence définies qui sont celles du signal sinusoïdal. Le signal représentatif peut être notamment un signal carré, ou un signal 25 constitué d'impulsions dont le front de montée (ou de descente) correspond à un instant caractéristique d'une sinusoïde, par exemple au passage par zéro dans un sens déterminé.
Dans la suite de la présente description et des revendications, on utilise les mots signal local, ou signal lo-30 cal complexe avec une signification beaucoup plus générale. Un signal local complexe ou plus brièvement signal local comporte un ou plusieurs signaux représentatifs engendrés localement tels que définis ci-dessus ; à chacun d'eux est associé un coefficient ou poids qui peut être un nombre réel de valeur quelcon-35 que mais connue. Chacun de ces signaux représentatifs est un signal composant, ou une composante du signal local complexe.
Le signal local complexe est également représentatif d'un signal sinusoïdal pur, et a une fréquence et une phase, qui sont celles de ce signal sinusoïdal.
La fréquence d'un signal local complexe a pour valeur la somme algébrique des fréquences des sinusoïdes pures représentées par chaque- signal composant, multipliées respectivement par le coefficient ou poids associé. De même, la phase d'un signal local complexe a pour valeur la somme algébrique des phases des sinusoïdes pures représentées par chaque signal composant, multipliées respectivement par le même coefficient ou poids associé que pour la fréquence correspondante. La fréquence et la phase d'un signal complexe seront appelées respectivement fréquence complexe et phase complexe dans les cas pouvant prêter à équivoque.
Il doit être entendu dans la présente description et les revendications que les signaux locaux complexes peuvent être ou n'être pas des signaux vraiment complexes, en d'a.utres termes qu'un signal complexe peut ne comporter qu'un seul signal composante Un signal complexe ayant toujours plusieurs signaux composants sera dénommé signal complexe vrai.
On appelle composante complexe un groupe de signaux composants ou composantes simples d'un signal local complexe. On utilise également l'expression composante complexe vraie pour désigner une composante complexe comprenant toujours ■ plusieurs composantes simples.
Des exemples de signaux complexes sont donnés par les figures 9 et 10 et la description correspondante, ou encore par les figures 11 et 12, les coefficients ou poids étant égaux à + 1.
Sur les figures 9 et 10, les sorties des circuits compteurs diviseurs 7 231 A à 7 231 0 et 7 74-1 fo-urnissent les composantes simples d'un signal complexe. Lorsque le signal R',_ est nul, et en admettant qu'il n'y a aucun déphasage dans les filtres, et que le signal 0^ est sinusoïdal pur, le signal complexe en question est représentatif du signal sinusoïdal pur 0^. Si l'on prend les composantes à l'entrée des compteurs diviseurs mentionnés, elles sont alors affectées respectivement de poids égaux à l'inverse des facteurs de division»
Le mode de radiolocalisation selon l'invention comporte à l'émission une pluralité de stations émettrices E^ en nombre N au moins égal à 2, et avantageusement fixes. On sait
MrszÇ-
8
qu'en radiolocalisation de type hyperbolique à deux dimensions, deux stations émettrices sont suffisantes-pour permettre de déterminer une ligne de position sur laquelle se trouve un récepteur»
5 Chaque station émettrice doit être apte à :
* engendrer en permanence un premier signal local ayant une fréquence Fs^, dite fréquence spécifique, différente pour chacune des N stations émettrices, et un nombre n au moins égal à 1, de seconds signaux locaux S. . ayant chacun une
10 fréquence respective F., dite fréquence de mesure, les valeurs des n fréquences de mesure étant communes à toutes les stations émettrices ;
* rayonner en permanence, à partir du premier signal local S^, une onde pure 0^, ayant la fréquence spéci-
15 fiaue Ps. ;
* rayonner de façon momentanée et répétitive, selon un programme connu, à partir de chaque second signal local une onde pure 0^.. ayant la fréquence de mesure , le programme étant tel que, pour chaque fréquence de mesure F, et à 20 tout instant, il y a au plus une station emettrice de ladite pluralité qui rayonne une onde ayant cette fréquence de mesure
Les ondes permanentes 0^ ayant les fréquences spécifiques Fs^, différentes pour chacune des N stations émet-25 trices, permettent à la réception d'obtenir en permanence un signal représentatif de l'effet Doppler s'exerçant sur toute onde entre chaque station émettrice et le récepteur. Le nombre n d'ondes momentanées et répétitives 0.. ayant les fréquences de mesure F.., émisés par chaque station émettrice E^ donne un 30 caractère plus ou moins précis, sûr et complet à la détermination de la position et à la levée d'ambiguïté. Une seule fréquence de mesure de valeur commune pour toutes les stations émettrices, suffit pour effectuer une détermination de position, avec toutefois une ambiguïté importante. 35 Le programme d'émission des ondes momentanées 0..
ayant les fréquences de mesure doit être tel qu'à tout moment il y ait au plus une station émettrice qui rayonne une onde sur
mde su
9
une fréquence de mesure donnée. Cela étant, chaque station émettrice E. peut rayonner les ondes momentanées 0.. de toute •manière respectant cette condition et qui soit adaptée à chaque cas particulier,
5 Selon l'invention, la réception est possible pour un nombre illimité de récepteurs, installés le plus souvent à bord d'un mobile tel qu'un navire.
Chaque récepteur doit recevoir, de façon choisie, par exemple commandée par un opérateur, les ondes d'au moins 10 deux stations émettrices, pour fournir au moins une information de ligne de position hyperbolique.
Chaque récepteur doit d'une part être apte à :
* engendrer en permanence-pour chacune, parmi un nombre F', au moins égal à 2, de fréquences spécifiques Ps^.
15 choisies parmi les N fréquences spécifiques Fs^, un premier signal local complexe S'^ de fréquence complexe P's^. ayant la même valeur nominale que la fréquence spécifique les fré
quences réelles E'de chacun des premiers signaux complexes Sétant susceptibles de variations respectives indépendantes 20 au voisinage de leurs valeurs nominales,
* recevoir en permanence, pour chaque fréquence spécifique l'onde 0^ rayonnée en permanence sur cette fréquence spécifique, cette réception étant effectuée suivant la technique de la réception synchrone en utilisant chaque premier
25 signal local complexé S'^, et fournissant des résidus respectifs R'^, dits résidus de fréquence spécifique,
* asservir en permanence, en utilisant le résidu de fréquence spécifique R'^. correspondant à chaque fréquence spécifique Ps^.» la fréquence F's^. du premier signal local com-
30 plexe S'^. correspondant, à être égale à la fréquence de l'onde permanente 0^ telle qu'elle est reçue.
Chaque signal local S'^. peut comporter un ou plusieurs signaux composants. Très avantageusement, il en comporte plus d'un, les signaux composants de fréquences plus éle-35 vées sont des signaux locaux de changement de fréquence, et le dernier signal composant, qui a en général la fréquence la plus basse, sert à la détection synchrone. On a appelé réception synchrone une détection synchrone qui peut être ou non accompagnée de changements de fréquence.
10
le résidu de fréquence spécifique R'^» obtenu à la sortie de la détection synchrone, est utilisé pour réagir sur l'un au moins des signaux composants du premier signal local S'^ de sorte que la fréquence complexe P's^ soit asservie à être 5 égale à la fréquence de l'onde permanente 0^ correspondante telle qu'elle est reçue»
Comme les fréquences Ps^. des ondes permanentes telles que reçues sont suceptibles de variations respectives indépendantes, notamment en raison de l'effet Doppler consécu-10 tif aux déplacements du récepteur relativement aux stations émettrices, il est d'importance que les valeurs réelles des fréquences respectives P's^ de chacun des premiers signaux locaux 3'^ puissent varier également de façon indépendante.
D'une autre part, chaque récepteur doit être
15 apte à :
* engendrer en permanence, pour chacune des N' fréquences spécifiques un nombre n' compris entre 1 et n de seconds signaux locaux complexes de fréquences comple-xes 5"^ ayant respectivement la même valeur nominale que n'
20 fréquences de mesure 3? choisies parmi les n fréquences de mesure P., chaque fréquence P'^ étant assujettie à être proportionnelle à la fréquence asservie P's^ du premier signal local complexe correspondant à la même fréquence spécifique Fsk, selon un. rapport de proportionnalité égal au rapport 25 des valeurs' nominales de la fréquence de mesure correspondante et de la fréquence spécifique Ps^, les phases réelles de chacun des seconds signaux complexes S'^ étant susceptibles de variations respectives .'.indépendantes ;
* recevoir pour chaque fréquence spécifique Ps^., 30 pendant les périodes où elles sont émises respectivement, les ondes 0^ rayonnées de façon momentanée et répétitive par la station émettrice correspondant à cette fréquence spécifique Ps^ et ayant respectivement les n' fréquences de mesure P , cette réception étant effectuée suivant la technique de la réception 35 synchrone en utilisant pour chacune des n' ondes 0km le second signal local complexe S'^ correspondant, et fournissant des résidus respectifs dits résidus momentanés de phase ;
* asservir, en utilisant chaque résidu momentané de phase R'^ la phase complexe du second signal local complexe
11
S'^ correspondant à être égale à la phase de l'onde momentanée 0km lorsqu'elle est reçue et telle qu'elle est reçue, à une constante près ayant la même valeur pour tous les seconds signaux locaux complexes correspondant à la même fréquence 5 de mesure F .
De la sorte, chaque récepteur peut traiter des fréquences de mesure F en nombre choisi, suivant le degré de levée d'ambiguïté désiré. Les valeurs des fréquences de mesure choisies Fm étant connues, il n'y a pas de difficultés particu-10 lières à engendrer à la. réception des seconds signaux locaux complexes dont les fréquences 3?'^ ont même valeur nomi nale que les fréquences de mesure choisies. Il est important qu'à tout instant, chaque fréquence F'^ soit assujettie à être proportionnelle à la fréquence asservie F's^ du premier signal 15 ' local complexe S'^ correspondant à la même fréquence spécifique 3?s , selon un rapport de proportionnalité égal au rapport des valeurs nominales de la fréquence de mesure correspondante Fm et de la fréquence spécifique Comme on le verra ci-après,
cela implique que les signaux locaux complexes de la réception 20 ayant le même indice k soient liés en fréquence.
Les fréquences 3?'^ de ces signaux S'^ sont alors correctes pour permettre une réception synchrone des ondes momentanées 0km telles qu'elles sont reçues et lorsqu'elles sont reçues. De là, résulte le fait que la bande passante de 25 la réception synchrone des ondes momentanées 0^ peut être extrêmement faible. En effet, une différence entre une fréquence F'^ et la fréquence de l'onde 0^ correspondante ne peut apparaître qu'en raison de perturbation dans la propagation ; cette différence est donc en pratique extrêmement faible. 30 Le signal de sortie de chaque détecteur synchrone est donc un résidu momentané de phase R'km utilisé pour asservir la phase complexe de chaque second signal local complexe S'^ à être égale à la phase de l'onde momentanée 0^ telle qu'elle est reçue et lorsqu'elle est reçue. Cet asservissement 35 de phase peut comporter une constante de phase qui doit alors avoir la même valeur pour tous les seconds signaux complexes S'^ correspondant à une même fréquence de mesure.
12
les seconds signaux complexes S'^ sont donc • astreints à être l'image exacte en fréquence et en phase des ondes momentanées reçues 0-lrm lorsqu'elles sont reçues. De plus, à l'extérieur des- intervalles de temps de réception de ces ondes momentanées ^km' les seconds signaux locaux complexes ^'km fournissen"k 13216 information pratiquement équivalente à celle que donnerait chaque onde momentanée 0^ si elle était émise en permanence, c'est-à-dire une information tenant compte de l'effet Doppler dû aux déplacements du mobile, et ceci au moyen de la mise en fréquence intervenant à partir de l'onde permanente 0^ ayant même valeur de l'indice K.
les écarts de phase existant entre les seconds signaux'locaux complexes S'^, de même indice m sont représentatifs d'informations ambiguës de ligne de position hyperbolique du récepteur par rapport aux stations émettrices E^ ayant les fréquences spécifiques
Oes informations ambiguës représentatives de ligne de position hyperboliques peuvent être utilisées par exemple de toute manière connue pour obtenir la position de façon non ambiguë, soit par un opérateur, soit par un traitement automatique.
l'émission selon l'invention d'une onde permanente sur une"^ fréquence spécifique par chaque station émettrice est à l'origine de la plupart des avantages du nouveau mode de radiolocalisation. En effet, au niveau de chaque récepteur, on dispose en permanence sur cette fréquence spécifique, d'une information de variation de cette fréquence spécifique par effet Doppler ; en relation avec la vitesse de déplacement imprimée au récepteur, le fait que cette information est présente en permanence rend possible son utilisation à tout instant, ce qui n'est pas le cas avec des signaux momentanés et séquentiels, en raison des régimes transitoires des circuits électroniques.
Cette information de variation de fréquence a la même relation par rapport aux variations de phase que les vitesses de déplacement par'rapport aux positions, ou aux lignes de position.
13
Une intégration des informations de variation de fréquence à partir d'une position connue permet en principe de connaître la position (ou plus exactement les lignes de position) du récepteur à tout instant, puisque ces informations de variation de fréquence sont disponibles à tout instant. Il apparaît donc clairement que, dans la présente invention, le rôle essentiel sur le plan de la radiolocalisation est joué par les ondes permanentes ayant les fréquences spécifiques, en raison de leur caractère permanent.
Le rôle de chaque onde momentanée ayant une fréquence de mesure est de fournir de façon momentanée, une information de phase,.à des instants répétitifs. Cette information d'e phase momentanée est utilisée pour corriger plus ou moins rapidement l'information de phase permanente résultant de l'intégration précitée.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description de détail qui va suivre, faite en référence aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemple non limitatif, et sur lesquels î
- la figure 1 est un croquis schématique illustrant de façon générale des installations d'émission avec leurs interconnections et des récepteurs de radiolocalisation ;
- la figure -2 est' un graphique illustrant sur une partie d'un axe des fréquences un exemple de répartition de 10 fréquences spécifiques selon l'invention ;
- la figure 3 est un tableau en correspondance avec un axe des temps illustrant une période d'un programme d'émission des ondes momentanées, donné à titre d'exemple, et pour 10 stations émettrices ;
- la figure 4 est le schéma de principe d'un mode de réalisation d'une station émettrice selon l'invention ;
\
14
- la figure 5 est le schéma détaillé' d'un mode de réalisation du circuit 521 de la figure 4 ;
- la figure 6 illustre le schéma détaillé d'une variante de réalisation du circuit 521 de la figure 5 ;
- la figure 7 est le schéma de principe général d'un récepteur de radiolocalisation selon l'invention ;
- la figure 8 est le schéma de principe d'un premier mode de réalisation de récepteur selon l'invention ;
- les figures 9 et 10 représentent respectivement les schémas détaillés de la voie de réception avec changements de fréquence 7 271 et de la voie de détection synchrone 7 780 de la figure 8, les figures 9 et 10 étant regroupéés pour mieux faire apparaître un exemple de premier signal local à la réception ;
- ies figures 11 et 12 représentent respectivement les schémas détaillés de la voie de réception avec changements de fréquence 7 274 et du circuit de détection synchrone et d'asservissement en phase 7 781 de la figure 8, ces deux figures 11 et 12 étant regroupées pour mieux faire apparaître un exemple de second signal local à la réception ;
- la figure 13 illustre une variante du premier mode de réalisation du récepteur de l'invention, dans laquelle les secondes sources 7 710, 7 810, 7 910 de la figure 8 sont tirées de la première source 7 220 de la figure 8 au moyen de circuits de modification de fréquence (ou boîtes +/-) respectifs ;
- la figure 14 illustre, pour le premier mode de réalisation de récepteur, le circuit 68, non détaillé, de mesure de différence de phase et de détermination de lignes de position, et le circuit 69, détaillé, d'affichage des informations de position en utilisant des signaux tirés à la réception des fréquences spécifiques ;
15
-a**"
- la figure 15 illustre partiellement u£t«*second mode de réalisation de récepteur selon la présente invention, sous une forme faisant apparaître le fonctionnement du circuit d'asservissements 77*, par comparaison avec les figures 9 à
5 12 ;
- la figure 16 est le schéma électrique détaillé des "blocs 7 720* et 7 745* du circuit d'asservissements 77* de la figure 5 ;
- la figure 17 est le schéma électrique détaillé 10 du circuit de mise en fréquence Af51 de la figure 5, qui reçoit le résidu de fréquence R'^ venant du détecteur 7 745*,
~ la figure 18 illustre le schéma électrique détaillé d'une autre partie (blocs 7 721*, 7 751*, et 7 771*) du circuit d'asservissements 77* de la figure 15 5 15 - la figure 19 est le schéma électrique général du second mode de réalisation de récepteur selon l'invention ;
- la figure 20 est un schéma électrique partiel d'une variante de la figure 19 dans laquelle la fréquence de la source unique 7 220* fait l'objet d'une correction fréquence
20 avant d'être appliquée à la centrale de fréquence 7 230* ;
- la figure 21 illustre le schéma détaillé d-'-un dispositif du second mode de réalisation de récepteur pour transformer les résidus de fréquence spécifique tels que R'^
en vue d'une utilisation pour fournir une information de diffé-25 rence de distances du récepteur à deux stations émettrices ;
- la figure 22 est le schéma électrique général d'une variante du second mode de réalisation de récepteur selon l'invention, dans laquelle la fréquence de la source unique est modifiée selon l'asservissement effectué sur l'un des premiers
30 signaux complexes ;
- la figure 23 est le schéma électrique général d'une autre variante du second mode de réalisation de récepteur, dans laquelle les asservissements de fréquence et de phase portent sur les composantes complexes des premiers et seconds
35 signaux locaux complexes ;
16
- et les figures 24 à 31 illustrent en détail une variante hautement préférentielle du second mode de réalisation de récepteur selon l'invention, la figure 24 concernant le schéma détaillé des générateurs de fréquences, la figure 25 5 celui des changements de fréquences, la figure 26 celui des détections synchrones et des asservissements de fréquence, la figure 27 concernant le schéma détaillé des circuits élaborant les composantes uniques des seconds signaux locaux et effectuant les asservissements de phase, la figure 28 le schéma 10 détaillé des circuits de levée d'ambiguïté, la figure 29 le schéma des circuits de sortie, et les figures 30 et 31 étant des graphiques illustrant des signaux de programme respectivement pour les figures 24 à 27 et pour la figure 28„
On va maintenant spécifier en référence aux 15 figures 1 à 3 un mode de radiolocalisation particulier suivant la présente invention.
Sur la figure 1, on a représenté schématiquement trois stations émettrices A, B et 0. On sait que deux stations émettrices suffisent dans un mode de radiolocalisation hyperbo-20 lique pour définir une ligne de position. Trois stations émettrices permettent donc d'obtenir une position. On remarquera que si la localisation doit se faire avec trois coordonnées, il faut non pas trois mais quatre stations émettrices au moins pour déterminer une position. Dans la suite de la présente 25 description de détail, on supposera que trois stations émettrices permettent de déterminer une position.
Sur la figure 1, sont également représentées une station d'écoute R, et une pluralité de récepteurs mobiles f. Le nombre des récepteurs mobiles n'est pas limité, ce qu'on 30 exprime en général en qualifiant un mode de radiolocalisation comme étant "non-saturable".
La station d'écoute représentée R est reliée par tout moyen adapté aux stations émettrices A à 0, pour maintenir une relation de phase connue entre les différentes 35 ondes émises par ces stations. Sur la figure 1, des lignes
17
53 et 55 constituent une représentation schématique de ces liaisons. Leur rôle selon la présente invention sera exposé plus loin.
Les installations d'émission sont supposées 5 fixes dans la suite de cette description. On comprendra qu'elles peuvent être mobiles en tout ou en partie pour certaines applications. Pour un mode de radiolocalisation non-saturable, il suffit que leur postion soit connue avec une précision suffisante. La position des installations d'émission doit alors . 10 être complètement définie, au moins par rapport au domaine géographique où se déplacent les récepteurs.
Les installations d'émission comprennent une chaîne dé stations émettrices en nombre au moins égal à deux, et ayant des fréquences spécifiques différentes, pour former 15 -une chaîne de radiolocalisation.
Il 'est très avantageux de prévoir au moins une station d'écoute pour une chaîne de stations émettrices.
L'ensemble des stations d'écoute associé à une chaîne de stations émettrices est agencé pour que chaque 20 station émettrice de la chaîne soit reçue par au moins une station d'écoute. Chaque station d'écoute reçoit donc les ondes momentanées de certaines stations émettrices. Dans la mesure où la station d'écoute est fixe par rapport aux stations émettrices, il n'y.a pas de problème 'd'effet Doppler à la réception 25 au niveau de cette station d'écoute. Par conséquent, cette station d'écoute peut' être équipée d'un récepteur relativement simple ayant une précision suffisante.
Dans un premier type d'installations d'émission (non représenté), les stations d'écoute peuvent réémettre ofes 30 informations de référence pour tous les récepteurs de radiolocalisation, dans un domaine dont la portée doit être sensiblement égale à celle des stations émettrices concernées par la réémission des informations de référence (mode de radiolocalisation bi-signal).
18
Dans un second type d'installations d'émission (figure 1), les stations d'écoute peuvent être reliées -aux stations émettrices pour.leur transmettre des informations de commande destinées à maintenir les ondes momentanées rayon-5 nées par les diverses stations émettrices dans des relations de phase connues, avantageusement fixes, pour chacune des fréquences de mesure (mode de radiolocalisation monosignal)»
On va maintenant■exposer deux exemples légèrement différents entre eux de chaînes de radiolocalisation 10 particulières selon l'invention. Dans les deux cas, les valeurs nominales des fréquences 'émises sont strictement définies, c'est-à-dire ont des valeurs très précises. Dans le premier, désigné par I,qui correspond au premier mode de réalisation de récepteur décrit plus loin, les valeurs des fréquences 15 comportent de nombreux chiffres significatifs en général différents de zéro. Dans le second, désigné par II, qui correspond au second mode de réalisation de récepteur et à sa variante hautement préférentielle, que l'on décrira plus loin, les valeurs nominales des fréquences sont voisines des premières, 20 mais sont rigoureusement égales à des valeurs rondes.
Dans chaque cas, les fréquences de mesure Fj, c'est-à-dire celles qui sont émises de façon séquentielle successivement pour chacune des stations émettrices, mais par ■une seule à la fois, sont au nombre de 6 et ont les valeurs du 25 tableau ci-après :
19
I - F,(kHz)
J
II - F.(kHz) 3
1
332,015 703
332
2
406,006 566
406
3
392,086 897
392
4
403,130 494
403
5
405,250 357
405,250
6
405,846 835
405,750
Il faut remarquer que les fréquences "de mesure" ci-dessus ont reçu cette désignation parce que leurs valeurs définissent les facteurs de sensibilité des mesures de phase. Cependant, les mesures de phase ayant ces sensibilités seront la plupart du temps faites sur des signaux de basses fréquences inférieures aux fréquences de mesure, comme on le verra ci-après.-
La figure 2 illustre schématiquement sur un axe partiel-des fréquences, la position des fréquences spécifiques émises en permanence selon l'invention à raison d'une par chaque station émettrice. Ces fréquences spécifiques Fs^ ont été à titre d'exemple choisies au nombre de 10, et réparties dans la bande comprise entre les fréquences de mesure F g et Fg. Bien entendu, il n'y a aucune nécessité de correspondance géographique entre les valeurs des fréquences spécifiques et la position géographique des stations émettrices correspondantes. Les valeurs des fréquences Fs^, exprimées en kilohertz peuvent s'établir comme suit :
20
5
10
i
' I - PSj. (kHz)
II - PSj (kHz)
1
405,860 934
405,781 250
2
405,875 114
405,796 875
3
405,889 377
405,812'500
4
405,903 724
405,828 125
5
405,918 156
405,843 750
6
'405,932 673
405,859 375
7
405,947 276
405,875 000
8
405,961 966
405,890 625
"9
405,976 744 '
405,906 250
10
405,991 610
405,921 875
On va maintenant décrire un exemple de répartition dans le temps des ondes émises sur les fréquences de mesure (ou programme d'émission) pour une chaîne de radioloca-15 lisation ayant 10 stations émettrices E. (i variant de 1 à 10).
Chaque station émettrice E^ rayonne de façon répétitive des ondes momentanées 0..., l'indice i étant le même que celui de la station émettrice. Chaque onde 0^ . a un indice j correspondant à l'une des fréquences de mesure P^ (j = 1 à 6) 20 précitées. l'émission est réalisée suivant le programme d'émission illustré par la figure 3, Sur cette figure, le temps est schématisé sur un axe des temps gradué en minutes et demi-minutes.
la demi-minute (30 secondes) est la durée élémentaire d'émission des fréquences de mesure. Le programme d'émission représenté sur la figure 3 est établi pour le cas où le nombre des stations émettrices est égal à 10. Dans le mode de réalisation particu-5 lier illustré sur cette figure, chaque station émettrice émet successivement pendant des durées élémentaires de 30' secondes les fréquences de mesure à Fg. L'émission est décalée d'une durée élémentaire lorsque l'on passe d'une station émettrice à celle de la ligne immédiatement suivante dans le tableau de la 10 figure 3.
Une condition nécessaire pour permettre que chaque fréquence soit émise par une seule station émettrice à la fois est que la durée de la séquence ou du cycle d'émission soit au moins, de 10 fois 30 secondes, c'est-à-dire 5 15 minutes. Pour le programme représenté sur la figure 3, cette durée est effectivement égale à 5 minutes.
Il apparaît clairement sur la figure 3 que le programme d'émission est obtenu en effectuant une substitution circulaire à partir de la première ligne du tableau de cette 20 figure. Il va de soi que toute autre distribution permettant que chaque fréquence de mesure soit émise par une seule station à la fois, c'est-à-dire soit présente au plus en un seul carré d'une colonne."dudit tableau, entre dans le cadre de la présente invention. Si le nombre des fréquences de mesure est très 25 inférieur à -celui- des stations émettrices, on peut avoir avantage à ne pas faire émettre les fréquences de mesure en succession rapprochée par chaque émetteur. Ceci permet en effet d'arriver à ce que, dans une zone géographique donnée, les ondes momentanées intéressant un récepteur soient reçues à 30 raison d'une à la fois.
On va maintenant décrire en référence aux figures 4 à 6 des modes de réalisation des installations d'émis-
22
la figure 4 illustre le schéma de principe d'un mode de réalisation d'une station émettrice selon l'invention. On se rappellera que la valeur de l'indice i est fixe pour une station émettrice Ei donnée„ 5 La station émettrice de la figure 4 comporte une source unique formée d'un oscillateur libre 51 dont la sortie est reliée à un circuit de mise en fréquence 54 apte à modifier entre des limites prédéterminées la fréquence du signal fourni par l'oscillateur 51• La sortie du circuit 54 fournit 10 un signal mis en fréquence à une centrale de fréquence 52
fournissant d'une part par un circuit 520 un premier signal local Si ayant la fréquence spécifique Fs^ sur la ligne 411» et d'autte part par des circuits tels que-521 à 526 des seconds signaux locaux S.. ayant les fréquences de mesure F. (j = 1 à 6).
i 3 3 f
15 Des circuits déphaseurs tels que 531 à 536 sont .interposes respectivement entre les sorties de la centrale de fréquences
52 fournissant les fréquences de mesures F. (j = 1 à 6) pour ti x ajuster la phase des seconds signaux locaux S^ a S^g.
Le circuit 54 de mise en fréquence est relié 20 à une ligne 55. de commande de mise en fréquence. La ligne 55 permet de commander la mise en fréquence pour l'ensemble de fréquences comprenant la fréquence spécifique Fs^ et les fréquences de mesure P. (j = 1 à 6). Les déphaseurs 531 à 536
J
permettent d'ajuster la phase des seconds signaux locaux S..
13
25 donc de chacune des ondes momentanées 0.. émises par la station
13
émettrice, dans le but. d'obtenir entre l'ensemble des stations émettrices la relation de phase connue, avantageusement fixe, précitée, pour chaque fréquence de mesure (mode de radiolocalisation monosignal).
30 Les seconds signaux locaux . (j = 1 à 6)
présents sur les sorties des déphaseurs 531 à 536 sont transmis séparément à un circuit commutateur électronique 43 représenté schématiquement dans le cadre en traits tiretés de la figure 4»
23
La connexion de masse du commutateur 43 représente l'absence d'émission de toute onde 0.. sur une fréquence de mesure par
13
la station émettrice. Le.commutateur 43 représenté est tel que sa sortie 431"soit à tout instant reliée à une seule de ses 5 entrées. Les commutations sont commandées par un circuit de programme 44, ce qui est schématisé à l'intérieur du commutateur 43 par un trait tireté court. Le circuit de programme 44 est epte à réaliser en fonction du temps dans le commutateur 43 les connexions correspondant par exemple à celles qui sont repré-10 sentées sur 3,'une des lignes du tableau de la figure 3» Il reçoit à cet effet des informations de temps émanant par exemple de la centrale de fréquences 52, comme représenté sur la figure 4. Ceci fournit un étalon chronométrique très stable qui est divisé pour fournir le temps à l'échelle macroscopique, de 15 façon connue en soi. La mise à l'heure du circuit de programme 44, qui peut être faite une fois pour toutes, peut aussi être effectuée, ou corrigée, par une entrée 441, par exemple par intervention manuelle sur un instrument d'affichage, ou par un garde-temps (non représenté), ou encore à partir de signaux 20 horaires.
La sortie 411 de la centrale de fréquence 52 et la sortie 431 du commutateur électronique 43, sont envoyées séparément aux entrées d'un circuit d'émission 45 comportant des moyens d'amplification 451 et 452, respectivement pour le 25 premier signal local permanent émanant du circuit 520 et pour les seconds signaux locaux rendus momentanés par le commutateur 43. Le circuit d'émission 45 comporte également un circuit de mélange et d'accord d'antenne 454 avec une antenne 455 pour réunir les signaux de sortie des moyens d'amplification 30 451 et 452, pour émettre ainsi une onde 0^ ayant la fréquence spécifique Fs., en permanence, et des ondes 0.. (j = 1 à 6)
ayant les fréquences de mesure, de façon momentanée et répétitive, selon le programme commandé par le circuit 44.
24
Pour le mode de réalisation de la figure 6, le cirouit 454 comporte en outre une sortie pour fournir les signaux proportionnels aux ondes émises (0. ; 0..), par exemple
X X J
au moyen d'un condensateur de faible capacité relié à la base 5 de l'antenne.
On a représenté sur la figure 4 le commutateur 43 et le circuit d'émission 45 dans un arrangement tel qu'au plus une seule fréquence de mesure soit émise à chaque instant par une station émettrice. Il va de soi qu'il entre également 10 dans le cadre de la présente invention de réaliser des stations émettrices dans lesquelles plusieurs fréquences de mesures sont émises à la fois. De même, il est possible de prévoir un programme d'émission dans lequel, dans l'intervalle de temps séparant deux émissions d'une onde momentanée sur la même fréquence 15 de mesure par une même station émettrice, seules certaines des autres fréquences de mesure font l'objet d'une émission d'ondes momentanées. Comme on l'a dit précédemment, la condition fondamentale est que, pour une chs.îne donnée il n'y ait jamais deux stations émettrices qui rayonnent en même temps une onde momen-20 tanée sur une même fréquence de mesure.
Par ailleurs, on a représenté sur la figure 4 un circuit d'émission 45 comportant une seule antenne. Il doit . être entendu dans la suite.qu'une variante de l'invention consiste à utiliser deux antennes séparées pour rayonner respecti-25 vement les ondes permanentes et les ondes momentanées, ou de façon plus générale, des antennes en nombre au plus égal au nombre maximum de fréquences différentes susceptibles d'être émises simultanément.
Un exemple de mode de réalisation détaillé du 30 dispositif de mise en fréquence 54 est illustré sur la figure 24, et sera décrit plus loin, dans le cadre du récepteur. On retiendra seulement qu'il fournit une fréquence très stable égale à 9,6 Mhz pour les valeurs de fréquence du groupe II et 5 Mhz pour les valeurs de fréquence du groupe I.
25
Un exemple de mode de réalisation détaillé du circuit 521 de la centrale de fréquences est illustré sur la figuré 5, et va être décrit ci-après.
Auparavant, on rappelle que, pour obtenir 5 dans une centrale de fréquences une valeur de fréquence désirée, avec une grande stabilité, il est connu d'utiliser un oscillateur accordé sur cette fréquence désirée, et de l'asservir par rapport à une source de fréquence de grande stabilité.
Il faut donc comparer une fréquence dérivée 10 de l'oscillateur en question à une fréquence dérivée de la source de fréquence.. Les 'synthétiseurs sont à l'heure actuelle le moyen le plus souple pour réaliser une telle comparaison. Cependant, leur bruit de sortie, compte tenu des limitations sur leur.fréquence d'entrée, les rend pratiquement inutilisables 15 pour les fréquences de la chaîne de radiolocalisation particulière exposée plus haut, qui vont de 332 à 406 kHz.
Dans le brevet français 72 27 060 au nom de la demanderesse, dont les enseignements sont incorporés à la présente description, on propose des moyens de changement de 20 fréquence destinés à être utilisés pour des hautes fréquences prises dans une gamme préétablie, avec des fréquences d'hétérodyne dérivées d'une source unique de grande stabilité.
Dans ce brevet français 72 27 060, on décrit en particulier un étage type de changement de fréquence com-25 prenant d'une part des moyens pour diviser la fréquence d'une source de grande stabilité en vue de fournir une fréquence d'hétérodyne prise parmi des multiples successifs d'une valeur de fréquence f, la valeur de f étant associée à l'étage de changement de fréquence, et d'autre part un circuit mélangeur 30 du signal d'entrée avec la fréquence d'hétérodyne choisie. Des moyens de filtrage sont éventuellement prévus en outre.
26
La fréquence d'Hétérodyne est prise parmi iesdits multiples de façon telle que le signal de sortie du circuit mélangeur ait une fréquence comprise entre f/2 et f„
De préférence, les multiples successifs de la 5 valeur de fréquence f associée' à l'étage de changement de fréquence sont choisis parmi les multiples allant de l'ordre 2 à l'ordre 6 ; ils constituent donc un sous-ensemble de l'ensemble des multiples 2.f, 3.f, 4.f, 5»f, 6.f • On admettra que tel est le cas dans la suite de la présente description. 10 L'équivalent de la source de fréquence du brevet français 72 27 060 est constitué par la source 51 et le circuit de mise en fréquence 54 de la figure 4. Au contraire, les oscillateurs destinés à élaborer les fréquences à émettre,
(Fs. et P. ) doivent être considérés comme fournissant des i 3
15 signaux d'entrée poiir les changements de fréquence décrits dans ledit brevet français.
Le signal fourni par chaque oscillateur sert à l'asservissement de cet oscillateur. Il est donc souhaitable que chaque signal produit par un oscillateur ait sa propre voie 20 de changement de fréquence, pour éviter de mélanger deux grandeurs d'asservissement.
Par contre, la source de la fréquence très stable P0 (circuits 51 et 54) est la même pour tous les signaux des oscillateurs. Chaque fréquence d'hétérodyne, pour une voie 25 de changement de fréquence destinée à une fréquence à émettre parmi Ps. et P., est donnée par un facteur de division de la fréquence P.
On considère maintenant à nouveau les circuits tels que 521 (figures 4 et 5) produisant la fréquence de mesure 30 F.j. On gardera à l'esprit que chaque station émettrice comprend six circuits de ce type pour les fréquences de mesure respectives P.j à Pg, et un autre pour une fréquence spécifique Ps^.
27
La valeur de la fréquence à émettre est différente pour chacun de ces circuits. C'est en prenant l'ensemble de ces circuits que s'éclaire l'application des enseignements du brevet français précité bien que seul le circuit destiné à 5 la fréquence de mesure soit' décrit en détail, dans un but de simplification.
La gamme de fréquences préétablie contenant les fréquences à émettre pour la chaîne de radiolocalisation particulière va de 332 à 406 kHz. 10 On a admis que la limite supérieure de la gamme des fréquences préétablie est au plus égale à 6.f^, la valeur de fréquence f^ étant associée à un premier étage de changement de fréquence. Il faut donc que la valeur de fréquence f^ soit au moins égale, à 406 : 6 = 67,6 kHz. A titre d'exemple, on 15 supposera que la valeur de fréquence f^ est égale à 80 kHz.
Par suite, il suffit des multiples d'ordre 4, 5 et 6 de la fréquence f^, c'est-à-dire des fréquences d'hétérodyne 320 kHz, 400 kHz et 480 kHz pour réaliser un premier changement de fréquence sur toute fréquence prise au choix dans 20 la gamme préétablie de 332 à 406 kHz, en obtenant à la sortie de ce premier étage de changement de fréquence une fréquence de sortie comprise entre 40 et 80.kHz, la fréquence d'hétérodyne étant choisie;parmi les multiples de f^ ci-dessus mentionnés.
Ce choix exposé dans le brevet français, précité 25 72 27 060, s'effectue comme suit : la fréquence d'hétérodyne est choisie pour être égale au multiple de f^ qui est la limite supérieure ou la limite inférieure de l'intervalle où se trouve la fréquence choisie du signal d'entrée de changement de fréquence dans la gamme préétablie, suivant que cette fréquence 30 choisie du signal d'entrée se trouve dans la moitié inférieure ou la moitié supérieure dudit intervalle respectivement.
28
Sur la figure 5 tua premier étage de changement de fréquence 5 218 reçoit un signal d'entrée provenant d'un oscillateur 5 215, du type commandé ; ce signal d'entrée doit avoir une fréquence égale a la fréquence de mesure 3?^ .
5 Les fréquences d'hétérodyne sont dérivées de la fréquence F0fournie par le circuit de mise en fréquence 54. Cette fréquence P0est supposée égale à 9 600 kHz. La fréquence F0 est appliquée à un compteur-diviseur 52 181 de l'étage de changement de fréquence 5 218. La sortie du compteur-diviseur 10 52 181 fournit un signal d'hétérodyne H^ qui est appliqué à un mélangeur 52 182.
Dans la chaîne de radiolocalisation particulière, du groupé II, la fréquence 3?^ appliquée à l'entrée du mélangeur 52 182 a pour valeur 332 kHz. Cette fréquence est située dans 15 la première moitié de l'intervalle (4*f^, 5.f^)» c'est-à-dire 320 kHz, 400 kHz. Par conséquent le facteur de division k^ du compteur-diviseur 52 181 doit être tel que sa fréquence de sortie H,j soit égale à la limite inférieure de cet intervalle (4• f^ , 5.f^), à savoir 400 kHz.
20 On voit immédiatement que pour d'autres valeurs de fréquence d'entrée à émettre, c'est-à-dire dans les circuits tels que 520, 522, et d'autres, la fréquence d'hétérodyne peut être égale à un autre multiple de la valeur d e fréquence f^. Les facteurs de division k-j des premiers étages respectifs de 25 changement de fréquence peuvent être différents, mais la fréquence f^ associée à ces premiers étages est toujours la même.
Par conséquent, pour une fréquence f^ égale à 80 kHz, il est nécessaire de disposer à la sortie du circuit 54 d'une fréquence F0 permettant par division de fréquence d'obtenir 30 les multiples d'ordre 4, 5 et 6 de la fréquence f^. La valeur de la fréquence ]F0 doit donc être égale ou multiple du produit de 80 kHz par le plus petit commun multiple au sens mathématique des nombres 4, 5 et 6. Ce plus petit commun multiple est dans l'exemple choisi égal à 60. Il en résulte que la fréquence F0 35 doit être égale ou multiple de 4,8 MHz. On remarquera que la
29
valeur de F0 indiquée ci-dessus, à savoir 9,6 MHz, convient parfaitement»
On comprend maintenant que, quelle que soit la fréquence à produire dans le groupe de fréquence comprenant 5 une fréquence spécifique Fs^ (ayant une valeur déterminée de i) et les fréquences de mesure F^ (j = 1 à 6), un- premier étage de changement de fréquence tel que 5 218 ayant une fréquence d'hétérodyne choisie comme indiqué précédemment parmi les multiples de f^ égaux à 320 kHz, 400 kHz et 480 kHz, fournit un 10 signal de sortie dont la fréquence est comprise entre 40 et 80 kHz.
Donc, en reprenant le circuit 521 de la figure 5 qui concerne la. fréquence de mesure F^ , la fréquence de sortie du premier étage de changement de fréquence 5 218 est comprise 15 entre 40 et 80 kHz. Bien entendu, il en est de même pour les sorties de tous les premiers étages tels que 5 218 utilisés respectivement pour élaborer les autres fréquences à émettre. Dans la technologie actuelle une fréquence comprise entre 40 et 80 kHz ne peut être fournie avec un bruit acceptable par la 20 sortie d'un synthétiseur suivi d'un diviseur de fréquence,
c'est pourquoi le circuit 521 de la figure 5 comporte un deuxième étage de changement de fréquence 5 219, constitué,
de la même manière que le premier, d'un compteur-diviseur 52 191, d'un mélangeur 52 192, avec en plus le filtre 52 193. 25 De façon connùé en soi, le filtre 52 193 ne laisse passer vers le mélangeur de l'étage 5 219 que le signal utile pour cet étage de changement de fréquence. On remarquera qu'il n'y a normalement pas de problème de fréquence image dans les dispositifs de la figure 5, car le signal d'entrée est un signal 30 local sinusoïdal pur, contrairement à ce qui était le cas dans le brevet français 72 27 060.
30
Compte tenu de la gamme de fréquences 40 à 80 kHz, et des possibilités des synthétiseurs, les seconds étages de changement de fréquence tels que 5 219 sont associés par exemple à une valeur de fréquence f^ égale à 16 kHz, c'est-à-5 dire un cinquième de la fréquence maximale de la gamme, à savoir 80 kHz. D'autres valeurs de fréquence f0 pour les deuxièmes
C.
étages sont donnés dans le brevet français 72 27 060, dont on remarquera que les valeurs numériques définissant les gammes de fréquence des étages de changement de fréquencesuccessifs 10 sont les mêmes que dans la présente description»
Dans le cas présent, il vient que le facteur de division kg du compteur-diviseur 52 191 est choisi pour fournir l'un des multiples d'ordre 4 et 5 de la fréquence f^ égale à 16 kHz. Ces multiples sont 64 kHz et 80 kHz. 15 On a vu précédemment que la fréquence est
égale à 332 kHz, et que la fréquence d'hétérodyne du premier étage 5 218 de la figure 4 est égale à 400 kHz. Il vient donc que la fréquence F'^ du signa.1 utile de sortie du premier étage 5 218 est égale à 68 kHz.
20 La valeur de fréquence fg associée au second
étage de changement de fréquence èst 18 kHz ; le multiple 4.fg est égal à 64 kHz, alors que le multiple 5.fg es"t égal à 80 kHz. La fréquence d'entrée du deuxième étage 5 219, qui est égale à 68 kHz est dans la moitié inférieure de l'intervalle 25 (4^2» 5of2') •'Da" fréquence d'hétérodyne du deuxième étage 5 219 est donc égale à la limite supérieure 5.fg de cet intervalle, soit 80 kHz. Le facteur de division kg du compteur-diviseur 52 191 est alors égal à 120, la fréquence F à lui appliquer étant 9,6 MHz.
30 Dans ces conditions, le signal de fréquence F"^
disponible à la sortie de l'étage 5 219 (ou à la sortie du filtre 52 165 qui suit immédiatement ce deuxième étage) a donc une fréquence égale à 12 kHz ; de façon générale, la fréquence de sortie des seconds étages tels que 5 219 est comprise entre 35 8 et 16 kHz.
31
La fréquence P",j = 12 kHz est appliquée à un détecteur 5 213 dont la fonction est une détection de différence de fréquence, et qui est constitué par exemple d'un détecteur de phase. L'autre entrée du détecteur 5 213 reçoit 5 un signal fourni à partir de la fréquence P0 = 9,6 MHz par -un synthétiseur 5 211 suivi d'un compteur-diviseur 5 212.
Un synthétiseur possède par construction un nombre caractéristique K, et est apte à fournir sur sa sortie un multiple d'ordre p du sous-multiple d'ordre K de la fréquence 10 P0appliquée à son entrée, l'ordre du multiple p étant au plus égal à K - 1. Un tel synthétiseur peut être utilisé de deux façons : ou bien en mode préréglé, auquel cas l'ordre du multiple p est fixe par construction du circuit ; ou bien l'ordre du multiple p est ajustable de façon commandée, par exemple en 15 réponse à des informations numériques.
La valeur maximale de la fréquence P" susceptible d'être appliquée au détecteur 5 213 est 16 kHz. Le facteur de division du compteur-diviseur 5 212 est donc avantageusement choisi égal à 600-de sorte que le réglage maximal du synthéti-20 seur 5 211 permette d'obtenir une fréquence égale à 16 kHz, à partir de la fréquence F0 = 9,6 MHz.
La fréquence P".j est égale à 12 000 Hz. De cette valeur découle le préréglage du nombre p^ du synthétiseur 5 211, pour qu'une fréquence égale à 12 000 Hz soit disponible à la 25 sortie du compteur-diviseur 5 212.
Par contre, le nombre caractéristique commun aux synthétiseurs tels que 5 211 dépend de la résolution avec laquelle sont définies les fréquences à émettre (Ps^ et P j ).
Parmi les fréquences du groupe II, les fréquences de mesure P. 30 sont toutes multiples de 250 Hz, tandis que les fréquences spécifiques Ps^ sont toutes multiples de Hz. Il en résulte que le nombre K1 des synthétiseurs affectés aux fréquences, de mesure est égal à 1= "tandis que le nombre K1 des synthétiseurs affectés aux fréquences spécifiques est égal à 35 64 X 16 = 1024.
32
Pour les fréquences du groupe I, le nombre K1 des synthétiseurs est beaucoup plus élevé, les valeurs - indiquées étant multiples, de. 0,001 Hz.
La sortie du détecteur 5 213 est appliquée par 5 l'intermédiaire d'un circuit à constante de temps 5 217 pour asservir l'oscillateur 5 215 de façon que la fréquence de mesure F.j soit liée à la fréquence F très stable0
Le signal de sortie de l'oscillateur 5 215 est utilisé comme fournissant la. fréquence de mesure F^ . On sa.it 10 par ailleurs que chaque fréquence de mesure telle que F^ fait l'objet d'un déphasage dans un circuit 531 avant l'émission» Gomme illustré sur la figure 5, le circuit déphaseur 531 consiste'simplement en une boîte +/- insérée entre le synthétiseur 5 211 et le compteur-diviseur 5 212. Le fonctionnement en 15 déphaseur de la boîte +/- est dû au facteur de division 1T1 0
Le signal de sortie de l'oscillateur 5 215 est transmis directement au circuit commutateur 43 .en tant que second signal complexe .
L-'entrée de commande de la boîte +/- reçoit 20 les signaux de commande de phase transmis par une ligne 53=
La boîte +/- permet d'ajouter ou de retrancher (par inhibition) des impulsions à celles qui sont fournies par une source de fréquence. La boîte +/- est avantageusement réalisée comme indiqué sur les figures 7 à 9 du premier certificat d'addition 25 69 21 986 (publié sous le n° 2 050 932) au brevet français
1 586 676. La sortie du-synthétiseur de la figure 5 correspond aux lignes 36 HORLOGE des figures 7 et 9 de ce premier certificat d'addition,
On va maintenant donner un tableau résumant 30 la réalisation des circuits de la centrale de fréquences d'une station émettrice, avec les valeurs de fréquence de la chaîne . de radiolocalisation particulière du groupe II exposée ci-dessus»
33
Pour les valeurs cle fréquence du groupe t, seuls les nombres p et K caractéristiques des synthétiseurs sont modifiés.
kHz
1er étage f^=80 kHz
2e étage f2=16 kHz
3ème étage synthétiseur
4f1
320 kHz
51,
400
kHz
6f1 480 kHz
4f2
64
kHz
5f2
80 kHz
P0 = 9609
;30
: 24
:20
: 150
: 120
U1 = 600
Fs.. (i = 2) 405,796 875
*
*
K, = 1024 P1 = 653
P
1
332
*
*
K, = 64
P1 = 48
P
2 406
*
*
"=4- 0
«3 *3-
I! Il
P
3 392
*
■/f
E1 = 64 P1 = 32
P
4
403
*
*
^ = 64 P1 = 52
P
5
405,250
*
*
K1 = 64 P1 = 43
F6
405,750
*
*
^ = 64
P1 = 41
'-h
34
La première colonne de ce tableau concerne sur différentes lignes les valeurs de fréquence à émettre. On n'a considéré qu'une seule fréquence spécifique Fs^ égale à 405,796 875 kHz (i = 2). Les valeurs pour les autres stations 5 émettrices s'en déduisent facilement (seul le nombre p change).
La deuxième colonne illustre la fréquence d'hétérodyne (multiple de la valeur f^ = 80 kHz) qui est choisie parmi trois possibilités 4.f., , 5.1,, 6.1^ pour les premiers étages de changement de fréquence affectés aux diffé-10 rentes valeurs de fréquence à émettre. La troisième colonne illustre la fréquence d'hétérodyne (multiple de la valeur f2 = 16 kHz) qui est choisie parmi deux possibilités 4°f2» 5.fg poui* les seconds étages de changement de fréquence affectés aux différentes valeurs de fréquence à émettre. ■15 La quatrième colonne concerne le préréglage du nombre p du synthétiseur fournissant la fréquence appliquée au détecteur tel que 5 213 selon les différentes valeurs de fréquence à émettre. Chaque fréquence fournie par un synthétiseur suivi d'un diviseur peut être considérée comme la fréquence 20 d'hétérodyne d'un dernier étage de changement de fréquence du deuxième type selon le brevet français 72 27 060.
Les dispositions de la figure 5 permettent d'effectuer tous les changements de fréquences, pour les asservissements des différents oscillateurs fournissant les 25 fréquences à'émettre, à partir d'une source unique de fréquence P0. Toutefois, comme une correction de phase est avantageusement en plus de la correction de fréquence effectuée dans le circuit 54, elle peut servir pour l'une des fréquences à émettre, avantageusement pour la fréquence spécifique Fs.. . C'est pourquoi 30 sur la figure 4, il n'y a pas de déphaseur représenté sur la ligne 411, en aval du. circuit 520. En réalisant le circuit 520 selon la figure 5, on peut donc dans certains cas ne pas utiliser un. déphaseur tel que la boîte +/- 531 de la figure 5.
35
Le tableau ci-dessus illustre clairement que, dans chaque station émettrice, pour sept fréquences différentes à émettre, il suffit de cinq diviseurs de fréquences pour fournir les fréquences dfhétérodyne de tous les premiers et seconds étages 5 de changement de fréquence, et de sept ensembles synthétiseur-'diviseur de fréquence.
Avec les circuits en référence aux figures 4 et 5, à partir de la sortie de .la source 51» les signaux sont .sous forme de signaux carrés ou d'impulsions, dont par exemple 10 le front de descente correspond à un instant caractéristique de la période d'une sinusoïde. La mise en forme et le filtrage de ces signaux impulsionnels pour obtenir des signaux carrés puis les'ondes sinusoïdales au niveau de l'antenne sont considérés comme connus par l'homme de l'art, et il doit être entendu 15 que le circuit 45 est le schéma symbolique, ou bloc diagramme des moyens utilisés à cet effet.
La figure 6 illustre une variante avantageuse de station émettrice selon l'invention, sous forme de compléments aux circuits 521 et 531 de la figure 5. On retrouve sur 20 la figure 6 tous les éléments de la figure 5, avec les mêmes références.
En plus, la sortie de la. boîte +/- 531 est reliée au compteur diviseur par 5212 par l'intermédiaire d'une autre boîte +/- 468 ; un autre compteur-diviseur par 25 5212 A est relié directement à la sortie de la boîte +/- 531. On remarquera également que les compteurs-diviseurs 52 181 et 52 191 de la figure 5 se trouvent à gauche de la figure 6 tandis que les mélangeurs 52 182 et 52 192, les filtres 52 193 et 52 165 et le détecteur de phase 5 213 sont disposés dans un 30 cadre en trait tireté à droite de la figure 7.
Des éléments identiques à ceux de ce dernier cadre sont disposés dans un autre cadre 46 en trait tireté au milieu de la figure, respectivement les mélangeurs 462 et 464, les filtres 463 et 465, et le détecteur de phase 466.
36
Les signaux proportionnels aux ondes 0. et 0. .,
J. J- ^
venant du circuit 454 de la figure 4, sont appliqués à un filtre 461 , lequel isole, le signal 0^ ayant la fréquence de mesure F., , qui correspond au circuit 521.
5 Le signal 0^- à la fréquence F,,, venant de l'antenne subit donc dans le cadre en trait tireté 46 exactement le même traitement que le signal à la fréquence F^ de l'oscillateur 5 215 dans le cadre en trait tireté de droite. Toutefois, le détecteur de phase 466 possède une entrée P d'inhibition 10 reliée au circuit de programme 44 et sa sortie est reliée au circuit 467» qui répond à la sortie du détecteur de phase 466 pour commander la boîte +/- 468 de façon à annuler l'écart de phase détecté.
Bien sûr, pour le signal 0^, (circuit 520), 15 il n'y a pas d'inhibition du détecteur de phase tel que 466.
On peut même, en variante, supprimer complètement les changements de fréquence sur la source. 5 205 (telle que 5 215) •
Lorsque l'onde 0.^ n'est pas rayonnée, le circuit de programme 44 inhibe le détecteur de phase 466, la 20 boîte +/- 468 laisse passer un signal inchangé, et le circuit de la figure 6 fonctionne comme celui.de la figure 5.
Au contraire, pendant l'émission de l'onde 0^., (en tenant compte des régimes transitoires), les circuits situés dans le' cadre 46 réagissent par la boîte +/- 468 sur 25 l'oscillateur 521-5» de sorte que c'est l'onde 0^., elle-même qui est directement contrôlée par la fréquence F venant du circuit 54. La condition à respecter est un écart de phase constant sur. le détecteur de phase 466.
Le montage de la figure 6 permet de réduire 30 considérablement l'instabilité résiduelle des fréquences
émises (dûe aux commutations en particulier), par rapport à la fréquence F de la source unique, disponible sur la sortie du circuit de mise en fréquence 54. Les signaux représentatifs des ondes 0. et 0.. peuvent être obtenus de nombreuses autres
•L X J
35 façons, par exemple par une antenne auxiliaire disposée au
37
voisinage de l'antenne principale du circuit 454.
En référence aux figures 4 et 5, on a décrit une station émettrice comportant un circuit 54 de mise en fréquence et des déphaseurs tels que 531 et 532. Il entre 5 également dans le cadre de la présente invention de prévoir une station émettrice comprenant un oscillateur libre unique 51 sans circuit de mise en fréquence ni déphaseur. Il est également possible de réaliser une station émettrice avec circuit de mise en fréquence 54 et sans déphaseurs tels que 10 531 et 532.
De ces différentes variantes, dépendent d'une part la stabilité requise pour l'oscillateur libre 51» et d'autre 'part le mode de fonctionnement des stations d'écoute, telles que R sur la figure 1, comme on l'exposera maintenant. 15 Dans le cas (non représenté) où il n'y a ni circuit de mise en fréquence 54 ni déphaseurs 531 à 536, les fréquences de mesure sont fournies directement à partir de la source 51 par la centrale de fréquences 52. Chaque station d'écoute reçoit au moins les ondes momentanées en 20 provenance de plusieurs stations émettrices, et fournit, de préférence par réémission, des informations sur les phases relatives de ces ondes momentanées 0.. (i variable) pour chacune des fréquences de mesure P.. Dans la mesure ou chaque t]
station d'écoute est fixe par rapport aux stations émettrices 25 qu'elle reçoit, ces mesures de phase ne sont affectées d'aucun effet Doppler, et servent de référence pour tenir compte de la stabilité des oscillateurs des stations émettrices et éventuellement de certaines perturbations de propagation.
Les informations de référence sur les phases 30 relatives sont transmises de toute façon adéquate, avec une portée géographique sensiblement égale à celle des stations émettrices concernées (mode de radiolocalisation bi-signal)'.
38
Dans ces conditions, le choix de la stabilité propre de l'oscillateur libre de chaque station émettrice dépend essentiellement de la période du programme d'émission des ondes momentanées, en tenant compte de la précision désirée pour la détermination de position.
Dans le cas (également non représenté) où seul un circuit de mise en fréquence 54 est utilisé, la stabilité requise pour la source 51 est moins bonne dans la mesure des possibilités de correction de la fréquence de cette source. En effet, une fois que la mise en fréquence de toutes les stations émettrices a été effectuée par le circuit 54, les fréquences spécifiques et de mesure peuvent être considérées comme équivalentes à celles fournies dans le cas précédent. Chaque station d'écoute peut alors encore fonctionner de la manière décrite ci-dessus pour les informations de référence de phase (mode bi-signal).
Enfin, dans le cas où les stations émettrices comprennent un circuit de mise en fréquence 54 et des déphaseurs 531 à 536, les stations d'écoute telles que R (figure 1) font aussi des mesures ou des comparaisons de fréquence, sur les ondes permanentes CL ayant les fréquences spécifiques (de préférence), en plus des mesures de différence de phase entre les ondes momentanées 0.. ayant chaque fréquence F. de mesure
J J
fournies par les différentes stations émettrices E^ (A, B, C
sur la figure 1 par exemple). Très avantageusement, les stations d'écoute comportent alors un récepteur de la présente invention décrit ci-après.
La commande de mise en fréquence par les lignes 55 de la figure 1 agit sur un circuit 54 dans chaque station émettrice. La grandeur de correction est élaborée soit par comparaison des fréquences spécifiques (ou de mesure) des stations émettrices entre elles, soit par rapport à un étalon de fréquences, pouvant être disposé au niveau d'une station d'écoute, soit par rapport à la moyenne des fréquences réelles rayonnées par un certain nombre de stations émettrices, soit
39
par une combinaison pondérée de tout ou partie de ces diverses informations» La commande de mise en fréquence est réalisée, à l'aide de tous moyens connus, de telle sorte que le rapport de la valeur réelle à la valeur nominale de chaque fréquence spé-5 cifique Fs. soit le même pour toutes les stations émettrices de la chaîne.
A partir des mesures de différence de phase, la commande par des lignes telles que 53 (figure 1) des déphaseurs tels que 531 à 536 de chaque station émettrice pour 10 obtenir des relations de phase connues, avantageusement fixes, peut être faite soit relativement à l'une des stations émettrices prise comme maître, soit par rapport à un étalon de référence abëolu relié aux stations d'écoute soit par rapport à une moyenne de ces mesures de phase soit par une combinaison . 15 pondérée de tout ou partie de ces diverses informations.
L'avantage de ce dernier type d'émission
(monosignal) est qu'il n'est pas nécessaire de transmettre des informations de référence de phase, sans pour autant que les stabilités requises soient extrêmement élevées.
20 La demanderesse a trouvé que, dans ce dernier
—8
cas, un oscillateur libre 51 ayant une stabilité de 10" permet d'obtenir des résultats satisfaisants.
V, Si l'on examine à nouveau le tableau donnant le groupe II de fréquences de mesure, il apparaît que les fré-25 quences utilisées-, considérées au point de vue des allocations de fréquence,sont au nombre de quatre fréquences pures et une bande de 250 Hz entre 405,750 et 406 kHz.
On verra plus loin que l'utilisation des ondes permanentes à la réception procure une réduction considérable 30 des largeurs de bande nécessaires pour la réception des signaux momentanés. Si les fréquences choisies sont de l'ordre de 400 kHz, la largeur de bande nécessaire est inférieure à 0,1 hertz.
40
Lorsque les fréquences d'émission sont de l'ordre de 400 kHz, (plusieurs centaines de kHz), il suffit, compte tenu de l'extrême, étroitesse des largeurs de bande,
d'une puissance rayonnée très inférieure à 1 Watt pour obtenir 5 en mer des portées utiles de 400 km de nuit et 800 km de jour.
Les stations émettrices sont avantageusement réparties le long d'une côte, la distance entre deux stations émettrices voisines étant par exemple comprise entre 100 et 300 kms.
10 La sensibilité la plus faible, obtenue par différence des fréquences Pg et Fg correspond à une fréquence de 250 Hz dans le groupe II, donc à une longueur d'onde de 1 200 km: environ. Il est connu de l'homme de l'art que, pour que l'ambiguïté puisse être supprimée, la longueur d'onde 15 correspondant à la sensibilité la plus faible doit être au moins égale au double de la distance entre deux stations émettrices utilisées conjointement. Cette distance doit donc être au plus égale à 600 kms. Les fréquences de mesure mentionnées ci-dessus permettent donc de lever totalement l'ambiguïté, 20 par exemple de la manière décrite plus loin.
Par ailleurs, une bande de fréquences de 14 Hz environ existe entre deux fréquences spécifiques voisines.
Or la bande de fréquence de réception est, comme on l'a vu plus haut, inférieure à 0,1 Hz.
25 A partir de la chaîne de radiolocalisation particulière dont les valeurs de fréquences ont été données plus haut, on peut donc construire d'autres chaînes différentes en modifiant proportionnellement toutes les fréquences émises, pour arriver à des écarts d'environ 3 Hz par exemple. 30 On remarquera, que le matériel d'émission peut
être facilement adapté par le circuit 54 de l'oscillateur libre 51, qui sert de base à toutes les fréquences. Comme on le verra ci-après, il en est de même pour le matériel de réception.
41
On va maintenant décrire la structure générale du récepteur selon la présente invention, en référence -à la figure 7.
De façon générale, ce récepteur de radiolocalisation comporte d'une part, pour la réception des ondes permanentes :
- un premier circuit générateur 61 pour engendrer en permanence N' premiers signaux locaux complexes S'^
dont les fréquences complexes respectives F's^ ont des valeurs nominales égales à celles des fréquences spécifiques choisies Fs^, comprenant des moyens de modification de façon indépendante de la fréquence réelle F's^ de chacun des premiers signaux locaux complexes S'^ au voisinage de sa valeur nominale,
- un premier circuit de réception synchrone 62, pour des ondes permanentes 0-^ ayant lesdites fréquences spécifiques choisies au moyen des premiers signaux locaux correspondants S'-^, fournissant des résidus de fréquence spécifique respectifs
- un premier circuit d'asservissement en fréquence 63 répondant aux résidus de fréquence spécifique R'^. et relié aux moyens de modification de la fréquence de chacun des premiers signaux locaux complexes S'^, pour asservir les fréquences réelles de ces premiers signaux locaux complexes S'^. à être égales aux fréquences des ondes permanentes 0^ correspondantes telles que reçues.
Ces premiers circuits concernent les ondes permanentes 0^ reçues sur les fréquences spécifiques Fs^. choisies. Il doit être entendu que chaque récepteur est apte à traiter N' fréquences spécifiques Fs^. parmi les N fréquences spécifiques Fs^ disponibles, ces N' fréquences pouvant être n'importe lesquelles des H fréquences spécifiques. Dans la suite, on décrira tout d'abord un récepteur apte à traiter K' fréquences spécifiques déterminées.
42
D'une autre part, en ce qui concerne la récep'
tion des ondes momentanées, le récepteur selon l'invention comporte :
premier circuit générateur, pour engendrer en permanence, en correspondance avec chaque premier signal local complexe S'^, un nombre n' compris entre 1 et n de seconds signaux locaux complexes S'^ dont les fréquences complexes respectives F'krn ont des valeurs nominales égales à celles de n' fréquences de mesure Fm choisies parmi les n fréquences de mesure , chaque fréquence étant assujettie à être proportionnelle à la fréquence asservie du premier signal local complexe S'^
correspondant à la même fréquence spécifique Fs^., selon un rapport de proportionnalité égal au rapport des valeurs nominales de la fréquence de mesure correspondante Fm et de la fréquence spécifique le second circuit générateur compre nant des moyens pour modifier la phase de chaque second signal des signaux de commande d'utilisation de chaque onde momentanée Qkrn reçue sur une fréquence de mesure F , et correspondant à une fréquence spécifique Fs^, de façon telle que chaque commande d'utilisation d'une onde momentanée 0, se situe km temporellement à l'intérieur d'un intervalle de temps d'émission de cette onde momentanée,
- un second circuit de réception synchrone 66, relié au circuit de programme 65, pour les ondes momentanées 0km ayant lesdites fréquences de mesure choisies F , apte à effectuer la réception synchrone de chaque onde momentanée 0km au moyen du second signal local correspondant, de façon commandée par le signal de commande d'utilisation Pkm correspondant, et à fournir des résidus de phase momentanés respectifs correspondant à chaque second signal local S'^ ;
- un second circuit générateur 64 relié au local S'
km*
- un circuit de programme 65 apte à fournir
43
- un second circuit d'asservissement en phase 67 recevant les résidus momentanés de phase et relié aux moyens de modification de la phase de chacun des seconds signaux locaux complexes S'^ pour asservir les phases de ces seconds 5 signaux locaux complexes S1^ à être égales aux phases des ondes momentanées correspondantes 0^ telles que reçues, à une constante de phase près, qui est la même pour tous les seconds signaux locaux correspondant à la même fréquence de mesure
10 Les ondes momentanées 0km correspondent chacune
à une station émettrice ayant une fréquence spécifique Fs^ particulière. Le circuit de programme est utilisé pour rétablir à la réception la correspondance entre chaque onde °km momentanée et répétitive de fréquence F^ et la fréquence spécifique 15 Psk affectée à la station émettrice qui rayonne cette onde.
Avantageusement, le récepteur comporte un circuit 68 de traitement des phases des seconds signaux locaux complexes S1-^. En effet, ces seconds signaux locaux ont des phases relatives qui sont représentatives d'informations ambi-20 gties de ligne dè position hyperboliques du récepteur par rapport aux stations émettrices.
Selon l'invention, des informations sur les variations de distance relative sont obtenues à partir des premiers signaux locaux S'^, dans le circuit 69 de la figure 7. 25 On décrira plus loin différents modes de réali sation du dispositif de lever d'ambiguïté, qui fournit des informations de positioncalculées, à partir des phases des seconds signaux locaux complexes, ces phases étant périodiquement réajustées pendant une réception de l'onde momentanée corres-30 pondante.
44
De son côté, le circuit 69 fournit des informations de ligne de position obtenues en permanence par intégration à partir des variations extraites des paires de premiers signaux,locaux Les valeurs de ces informations de lignes
5 de position du circuit 69 sont comparées périodiquement (par exemple dans le circuit 68) aux valeurs calculées à partir des phases mesurées correspondantes. Les informations de ligne de position du circuit 69 qui sont les informations de sortie sont corrigées pour annuler l'écart donné par la comparaison, avec 10 une constante de temps de valeur plus ou moins élevée suivant les nécessités de l'exploitation.
Dans tous les modes de réalisation préférentiels que l'on va ci-après décrire en détail, il est fait usage de changements de fréquence pour la réception synchrone. 15 On va maintenant décrire un premier mode de réalisation de réceptèur dans lequel les valeurs des fréquences Fs. et F. sont celles du premier groupe précédemment défini.
1 J
Dans ce premier mode de réalisation de récepteur, chacun des premiers et seconds signaux, complexes (S'), dont on 20 désignera la fréquence de façon générale par la variable discrète F, comporte une composante complexe (G') de fréquence nominale sensiblement égale à (1 - x)F, et une composante unique (g1) de fréquence nominale sensiblement égale à x.F, le coefficient x étant le même pour tous ces signaux. Il va de soi que la compo-25 santé complexe G' peut ne comprendre qu'un seul signal composant, dans le cas où un seul changement de fréquence est réalisé.
Gomme on le verra ci-après, le coefficient x est de valeur faible devant l'unité, par exemple 10"^. Dans les relations entre fréquences de cette description le mot sensi-50 blement signifie que les égalités sont réalisées selon la précision choisie pour la localisation, en tenant compte des possibilités technologiques des circuits électroniques.
45
Les composantes uniques g' (ou xF) des premiers et seconds signaux locaux complexes sont donc entre elles dans des relations de proportionnalité qui respectent sensiblement les relations de proportionnalité existant entre les fréquences 5 complexes elles-mêmes, ci-dessus désignées par la variable générique F.
Le premier mode de réalisation préférentiel particulier de récepteur est illustré par le schéma de principe de la figure 8 à laquelle on va maintenant faire référence.
10 Sur la figure 8, est représenté un schéma complet de récepteur, qui comporte une première source de fréquence 7 220, et trois secondes sources de fréquence 7 710, 7 810 et 7 910, constituées chacune d'un oscillateur à quartz par exemple.
15 Sur la figure 8, l'antenne 71 du récepteur est reliée à un circuit de changements de fréquence 72. Ce circuit effectue un changement de fréquence de toutes les ondes reçues, c'est-à-dire des ondes permanentes 0^ ayant les fréquences spécifiques choisies Fs^., et des ondes momentanées et répétitives
20 0km ayant les fréquences de mesure choisies Fm. Les hétérodynes sont les composantes complexes G'^. et G'^ respectivement associées des signaux locaux complexes.
Ces composantes G'^ et G'^ sont engendrées à partir de la source de fréquence 7 220 du circuit de changements
25 de fréquence 72. Trois voies de changements de fréquence 7 271 à
7 273 sont utilisées pour les ondes permanentes 0^ ayant les fréquences spécifiques choisies Fs^, (on a supposé sur la figure
8 que les indices k ont pour ces voies des valeurs respectives 5, 6 et 9 de façon commandée aux entrées E). Les voies 7 271 à
30 7 273 reçoivent donc respectivement les ondes 0^, Og et 0^ en provenance de l'antenne 71, ainsi que chacune le signal de la source 7 220, pour fabriquer les hétérodynes G'^ correspondantes.
46
(Il est fait remarquer,que la sélection de ces ondes 0^, Og, 0^ parmi les ondes permanentes reçues 0^, est faite par filtrages à l'intérieur des voies 7 271 à 7 273). les sorties des voies 7 271 à 7 273 sont les lignes 721 à 723 de la figure 8. Ces 5 lignes transmettent les signaux dérivés des ondes 0^, Og et 0^ après changements de fréquence, signaux désignés respectivement par lessymboles f^, fg et f^.
Les ondes momentanées 0^ ayant les fréquences de mesure P , reçues par l'antenne 71 ne sont pas distinguées
10 relativement à la fréquence spécifique Ps^ à laquelle elles correspondent, c'est-à-dire à l'indice k de la station émettrice qui les a engendrées. On désigne donc par les symboles 0^.., à
O^g les signaux captés par l'antenne 71 sur les fréquences de mesure P, à P,,
1 6
15 Le circuit 72 comporte des voies de changements de fréquence 7 274 à 7 279 respectivement pour les ondes 0km c'est-à-dire 0^., à O^g» la distinction suivant la valeur de l'indice m se faisant à l'intérieur de ces voies. Chacune de ces voies reçoit le signal de la source 7 220 pour fabriquer 20 les hétérodynes correspondantes. Les voies 7 274 à 7 279
ont des sorties respectives 724 à 729 fournissant des signaux momentanés f^ à f^g dérivés des ondes momentanées 0^ après changements de' fréquence.
Sur la figure 8, est également représenté le 25 circuit de programme 73 qui présente d'une part une entrée pour recevoir des signaux d'horloge de haute fréquence, par exemple de là source 7 220. Le circuit de programme 73 présente d'autre part une entrée H pour la mise à l'heure du programme et une entrée E (pouvant comporter plusieurs lignes conductrices) pour 30 le choix des stations émettrices, c'est-à-dire des fréquences spécifiques. Ce circuit de programme 73 comporte une pluralité de lignes de sortie P, à raison d'une ligne de sortie P^ associée à la fois à une fréquence spécifique choisie Ps^ et à une fréquence de mesure F . Ces lignes de sortie sont reliées aux 35 circuits de détection de phase individuels pour fournir chacune
47
un signal P, (même référence que la ligne) de commande d'uti-*cm lisation d'une onde momentanée 0Vm ayant une fréquence-de mesure Pm en provenance d'une station émettrice E^, donc associée à une fréquence spécifique choisie 5 Les sorties 721 à 723 du circuit 72 transmettent les signaux f^, fg et f^ à des circuits d'asservissements respectifs 77, 78 et 79. Chacun de ces circuits d'asservissements reçoit également les signaux f^ des lignes 724 à 729 de sortie du circuit 72. Comme indiqué ci-dessus, ces signaux f^ sont 10 disponibles sur des lignes différentes pour les différentes • valeurs de 1 à 6 de l'indice m, sans distinction pour chaque ligne suivant l'indice k. Par contre, chaque circuit d'asservissements est associé à une fréquence spécifique choisie, et effectue le premier asservissement (en fréquence) et les seconds 15 asservissements (en phase) correspondants.
C'est pourquoi les lignes 724 à 729 sont envoyées vers chaque circuit d'asservissements 77 à 79. Par contre, les circuits d'asservissements 77 à 79 reçoivent respectivement les lignes 721 à 723» 20 Les circuits d'asservissements 77 à 79 ont pour fonction de réaliser chacun :
- un premier asservissement en fréquence en utilisant la composante unique g'^. de l'un S'^ des premiers signaux locaux pour une détection synchrone avec le signal
25 permanent f^ concerné ;
- des seconds asservissements en phase en utilisant les composantes uniques (k fixé ; m variable) des seconds signaux locaux de même indice k en vue de détections synchrones respectives avec les signaux momentanés f^
30 correspondants, la correspondance étant concrétisée par les signaux P. du circuit de programme.
48
Le circuit de programme 75 est agencé de manière
à fournir pour chaque onde momentanée 0^ correspondant à une fréquence spécifique choisie, (choix qui est matérialisé sur la ligne d'entrée E du circuit 73)» 1111 signal de commande d'utilisation P. , compris à l'intérieur de l'intervalle de temps pendant lequel est émise ladite onde momentanée 0^m» Le programme d'émission étant périodique, la réalisation d'un tel circuit de programme est aisée pour l'homme de l'art. Chaque signal de commande d'utilisation est avantageusement retardé par rapport au début de l'onde 0. , pour tenir compte des régimes transitoires intervenant au début de l'émission, et surtout au début de la réception, des ondes momentanées, ainsi que des1 décalages de programme possibles ;
Le circuit de programme comporte trois pluralités de sorties : une pluralité 74 de sorties 744 à 749, reliées au circuit d'asservissement 77, une pluralité 75 de sorties 754 à 759, reliées au circuit d'asservissement 78 et une pluralité 76 de sorties 764 à 769, reliées au circuit d'asservissement 79.
Les circuits d'asservissements 77, 78 et 79 de la figure 8 comportent chacun une deuxième source respective 7 710, 7 810 et 7 910. Chacune de ces deuxièmes sources est associée à unie fréquence spécifique choisie Ps, , et est utilisée pour engendrer la.composante unique g'^ (de fréquence nominale x.Fs^) d'un premier signal local complexe S'^ et les composantes uniques g'^ (de fréquence nominale x.F ) des seconds signaux locaux complexes S'^ associés à la même fréquence. spécifique Ps-jj.. Les circuits 77, 78, 79 étant par ailleurs de conception identique, on ne décrira que le circuit 77 en référence à la figure 8.
49
Dans le circuit d'asservissement 77, la seconde source 7 710 fournit sur une ligne 770 un signal qui est transmis notamment à une voie de détection synchrone, 7 780. A l'intérieur de cette voie 7 780, est élaborée la composante unique 5 g',_ du premier signal local S'^ correspondant à la fréquence spécifique Fs,_. la voie de détection synchrone 7 780 reçoit par la ligne 721 le signal f^ précité, dérivé après changements de fréquence, de l'onde permanente 0^ ayant la fréquence spécifique Fs^. La sortie de la voie 7 780 fournit un résidu R',-10 pour réagir sur la seconde source 7 710 de sorte que ladite composante unique g'j- ait exactement la même fréquence que le signal fç_.
De cette façon, la seconde source 7 710 est en permanence asservie en fréquence par rapport au signal f^. 15 Si l'on considère maintenant que le premier signal complexe S'^ comporte une composante complexe G'^ élaborée dans la voie de changement de fréquence 7 271 et une composante unique g',- élaborée dans la voie de détection synchrone 7 780, il apparaît que le premier signal complexe 20 S'jj dans son entier est mis en fréquence par rapport à l'onde permanente 0^ telle que reçue, au moyen de la voie de réception constituée de la voie de changements de fréquence 7 271 et de la voie de détection synchrone 7 780.
Les ondes O^ à 0'^g reçues, ayant respectivement 25 les fréquences de mesure F., à Fg font l'objet de changements de fréquence avec des fréquences d'hétérodyne tirées de la première source 7 220, tout comme les ondes permanentes 0^ ayant les fréquences spécifiques Par conséquent, les composantes complexes = 1 à 6) des seconds signaux locaux complexes
30 correspondants ont des fréquences qui sont en relation de proportionnalité s'exprimant sous forme d'un nombre rationnel par rapport aux fréquences des composantes complexes G'^ intervenant pour les ondes permanentes 0^ ayant les fréquences spécifiques choisies Fs^.,
f
50
Comme précédemment expliqué, si la même relation de proportionnalité selon le coefficient x est respectée dans les circuits d'asservissements 77 à 79, à la fois pour les composantes uniques g'^ et pour les composantes 5 uniques les composantes uniques g'^ des seconds signaux locaux complexes se trouvent mises en fréquence par rapport aux ondes momentanées 0^, dès que la seconde source associée à la fréquence spécifique Fs^. concernée est mise en fréquence par rapport à l'onde permanente 0^ ayant cette fré-
10 quence spécifique Fs^.
On va maintenant continuer la description du circuit de la figure 8 en ce qui concerne la réception (détection synchrone) les ondes momentanées 0^m ayant les fréquences de mesure F (m variant de 1 à 6), en considérant d'abord le m N
15 cas de l'onde 0,- ,.
5,1
La seconde source 7 710 est reliee par la ligne
770 à une voie de détection synchrone et d'asservissement en phase 7 781 associée à la fréquence de mesure F.,, et l'onde momentanée 0K ,. La composante unique g' , est élaborée dans 5,1 5,1
20 le circuit 7 781. Les instants où l'onde momentanée 0n , est
5,1
utilisée sont commandés par le signal P,_ ^ sur la ligne 744 en provenance du circuit de programme 73. Lorsque la ligne 744 est activée (par exemple Pj- présent), le signal f^ présent sur la ligne 724 correspond à l'onde 0^ c'est-à-dire qu'il
25 s'agit du signal f^ Donc, lorsque la ligne 744 est activée, le circuit 7 781 fournit sur sa sortie 771 une composante unique g'^ ^ asservie en phase par rapport au signal f^ ^.
De préférence, la durée d'activation de la ligne 744 est inférieure à la durée du signal momentané fp. 1 ,
2 9 *
30 pour éliminer l'influence des régimes transitoires, et d'écarts éventuels dans la mise à l'heure du circuit de programme de réception.
51
Lorsque la ligne 744 n'est pas activée, l'asser vissement en phase reste bloqué à la dernière valeur utilisée, et le signal présent sur. la ligne 771 est alors seulement pilot par la seconde source 7 710, et suit donc les variations de fréquence de l'onde permanente 0^, qui provient de la même station émettrice E,_ que l'onde momentanée 0^ y
On obtient donc sur la ligne 771 un signal permanent ayant même qualité d'information de radiolocalisation que celle que fournirait l'onde momentanée 0^ ^ si elle était émise en permanence.
Il est fait remarquer que le second signal complexe S'^ ^ est en permanence mis en fréquence à partir de la se'conde source 7 710 ; il est périodiquement contrôlé et éventuellement ajusté en phase par rapport à l'onde momentanée Oj- 1 , au moyen de la voie de réception constituée par
0 f «
la voie de changements de fréquence 7 274 et la voie de détection synchrone 7 781 .
Les circuits 7 782 à 7 786 fonctionnent de la même manière que le circuit 7 781, mais, pour les ondes momentanées 0^ g à Oç g, en réponse aux signaux de programmes P^ ^ à g des lignes 745 à 749 respectivement. Les sorties de ces circuits sont les lignes 772 à 776 respectivement.
Les circuits d'asservissements 78 et 79 fonctionnent de la même manière que le circuit 77, mais ils sont associés respectivement à deux autres fréquences spécifiques, qui ont sur la figure 8 les indices k égaux à 6 et 9 respec- ; tivement.
On remarquera que dans le mode de réalisation représenté sur la figure 8 les composantes complexes G-'^ des signaux locaux complexes S'^ sont'engendrées indépendamment de l'indice k. Les ondes momentanées °ki sont distinguées en ce qui concerne la station émettrice d'origine, c'est-à-dire l'indice k, seulement à partir des voies de détection synchrone et d'asservissement de phase, telles que le circuit 7 781.
52
Puisque les changements de fréquence sont communs pour toutes les ondes momentanées 0^ correspondant à la même fréquence de mesure 3? , la comparaison directe des phases des composantes uniques g'^ disponibles à la sortie des voies de détection synchrone et d'asservissement de phase est donc identique par construction à une mesure de différence de phase entre les ondes 0^ telles qu'elles seraient reçues, si elles étaient permanentes et s'il était possible de les distinguer, et ceci pour chaque valeur de l'indice m.
Il apparaît que les premier et second circuits générateurs précédemment mentionnés comportent des parties communes. Ces parties communes comprennent notamment la première source 7 220 et les secondes sources telles que 7 710. Chaque premier signal local S'^ comporte une composante G-'^ (éventuellement complexe vraie) de haute fréquence produite à partir de la première source 7 220, et une composante unique g'k de basse fréquence produite à partir de l'une des secondes sources telles que 7 710. Chaque second signal local comporte une composante (éventuellement complexe vraie) de haute fré
quence, produite à partir de la source de fréquences 7 210 indépendamment de.la fréquence spécifique donc de la valeur de l'indice k à laquelle il est associé, et une composante unique de basse fréquence g'^ produite à partir de l'une des secondes sources de fréquences telle que 7 710, suivant la fréquence spécifique choisie Ps^ à laquelle il est associé.
On va maintenant décrire des exemples de schémas de réalisation détaillés de certains éléments de la figure 8.
les figures 9 et 10 illustrent respectivement la voie de changements de fréquence 7 271 et la voie de détection synchrone associée 7 780. Ces deux figures ont été regroupées pour mieux faire apparaître l'ensemble des composantes du premier signal local complexe S'^, et leur utilisation dans la voie de réception.
Le circuit de changements de fréquence 72 comporte la source de signaux 7 220, dite première source, constituée avantageusement par un oscillateur à quartz, et agencée de manière à fournir des signaux carrés ou impul-5 sionnels, tels que par exemple leur front de descente corresponde à un instant caractéristique de la période de la sinusoïde.
Dans le mode de réalisation détaillé de la figure 9, plusieurs changements de fréquence sont mis en
10 oeuvre. Le signal de la source 7 220 fait l'objet de trois divisions de fréquence dans des circuits compteur-diviseurs
7 231 A, 7 231 B et 7 231 0. La sortie de chacun des compteur-
diviseurs 7 231 A à 7 231 0 fournit une composante simple de la composante complexe de haute fréquence G'^ du premier signal
15 local complexe S'j-»
Sur la figure 9, l'onde 0^ fait l'objet d'un filtrage dans le circuit 7 241, puis d'un premier changement de fréquence, par mélange dans le circuit 7 251 A avec la composante simple de haute fréquence fournie par le compteur-
20 diviseur 7 231 A, puis d'un second filtrage dans le circuit
7 241 A, puis d'un second changement de fréquence dans le circuit de mélange 7 251 B en utilisant la composante simple fournie par le compteur-diviseur 7 231 B, puis d'un filtrage dans le circuit 7 241 B, puis d'un troisième changement de
25 fréquence dans"le circuit 7 251 B en utilisant la composante simple fournie par le compteur-diviseur 7 231 0, puis d'un dernier filtrage dans le circuit 7 261, pour fournir le signal fc précité sur la ligne 721. Très avantageusement, le circuit 0
7 261 réalise aussi un écrêtage, de sorte que le signal f^ 30 soit un signal carré.
54
Sur la figure 9» il apparaît clairement que la composante complexe G-'p. est constituée des composantes' simples fournies respectivement.par les circuits 7 231 A à 7 231 0. La fréquence et la phase de la composante complexe G-'^ sont res-5 pectivement égales, à la somme algébrique des fréquences et des phases respectivement des composantes simples, chaque signe dépendant de la réalisation du changement de fréquence correspondant .
La mise en forme des signaux délivrés par les 10 compteur-diviseurs tels que 7 231 A à 7 231 C en vue de leur utilisation dans des circuits de changements de fréquence est considérée comme connue de l'homme de l'art.
< L'un des compteur-diviseurs a un module de comptage commandé par des entrées E de choix de stations émet-15 trices. Par exemple, il s'agit sur la figure 9 du compteur-
diviseur 7 231 0. La réalisation de cette commande est considérée comme connue de l'homme de l'art.
Le signal f_ est transmis par la ligne 721 à la voie de détection synchrone 7 780, associée à la seconde source 20 7 710 du circuit d'asservissements 77.
La seconde source 7 710 comporte par exemple un oscillateur à quartz, et est agencée de manière à fournir des signaux carrés ou impulsionnels de la même manière que la première source 7. 220.
25 Sur la figure 10, le signal de la seconde source
7 710 est divisé dans un compteur-diviseur 7 741 pour fournir la composante unique g'^ du premier signal local S'^. Cette composante unique g'^ et le signal f sont appliqués à un détecteur synchrone 7 745, lequel fournit en permanence un 30 résidu de fréquence spécifique R'j- utilisé pour réagir sur la fréquence de la.source 7 710 de manière que la fréquence du signal g'j. soit égale à celle du signal f,.. Lorsque cette condition est réalisée, le signal fourni par la source 7 710 est représentatif de la composante avec un poids égal au
êzjr"
55
facteur de division du compteur 7 741. Ce signal représentatif est envoyé sur la ligne 770. Ce signal est donc utilisé d'une part pour engendrer les composantes uniques g'^m (m = 1 à 6) des seconds signaux locaux associés à la même fréquence spécifique, d'autre part dans le circuit 69 comme mentionné précédemment .
On va maintenant reprendre la description des figures 9 et 10 en utilisant des valeurs précises de fréquence.
Dans le groupe I, la valeur précise de la fréquence spécifique Fs^ est 405,918 156 kilohertz.
la première source 7 220 a -une fréquence de 5 MHZ supposée précise à mieux que 10" ; les diviseurs 7 231 A, 7 231 B 'et 7 231 C ont des facteurs de division respectifs égaux à14, 114 et 1 018; ils fournissent donc respectivement des fréquences égales à 357, 142 857 khz, 43,859 649 khz et 4,911 591 khz. La somme de ces trois fréquences est égale à 405, 914 097 kiloliertz, ce qui est la fréquence de la composante complexe G-*^. Le signal f^ a donc une fréquence égale à 405 918,156 - 405 914,097 = 4,059 hz.
La seconde source 7 710 a alors une fréquence telle que la division de fréquence dans le circuit 7 741, fournit une composante unique g' de fréquence égale à 4,059 hertz.
—5
Le coefficient, x précité est égal à 10 .
Le détecteur synchrone 7 745 réagit par le résidu R'^ sur la- source 7 710 de sorte que la fréquence de cette source soit modifiée afin que le signal f,_ et la composante unique g'^ soient rigoureusement synchrones en fréquence.
Très avantageusement, le détecteur synchrone 7 745 est du type détecteur de phase. Néanmoins, le résidu permanent R'^ est utilisé pour réagir sur la fréquence de la seconde source 7 710, de telle sorte que 1!ensemble du premier signal local constitué de la composante complexe G'^ et de la
14-4"
56
composante unique g\^_ soit rigoureusement synchrone en fréquence et en phase de l'onde permanente 0^ telle qu'elle est reçue. C'est pourquoi le résidu.R'^ est dit résidu de fréquence spécifique .
5 II faut remarquer que le diviseur 7 231 C
fournit de façon commandée par les entrées E un facteur de division variable selon des valeurs discrètes comprises entre 1 000 et 1 033, pour le choix des fréquences spécifiques.
Par ailleurs, chaque seconde source telle 10 que 7 710 doit être susceptible de variations relatives de ■10~5 au moins au voisinage de sa valeur nominale, si l'on admet une vitesse du récepteur de 3 m/sec, dans la direction d'un émetteur. La vitesse de propagation des ondes électro-
O
"magnétiques étant 3.10 m/sec, l'effet Doppler est alors de
O • —
15 10 pour les signaux locaux, donc de 10 pour leurs composantes uniques, la valeur du coefficient x étant sensiblement égale à 10~"^.
Très avantageusement, le facteur de division du compteur diviseur 7 741'est proportionnel à la longueur 20 d'onde Ls^ correspondant à la fréquence spécifique Es^ de préférence selon une puissance de 10 de l'unité de mesure de longueur utilisée.
Le facteur de division est approximatif pour des raisons technologiques. Il suffit le plus souvent que
-3
25 l'approximation faite soit de l'ordre de 10 ; car, pour une durée de séquence de 5 minutes, une vitesse de 3 m/sec entraîne un déplacement de 1 000 m environ, et l'erreur correspondante est alors de l'ordre du mètre.
Dans ces conditions, il est possible de prendre 30 le même facteur de division pour tous les compteurs tels que 7 741, puisque les fréquences spécifiques ont la même valeur à 3.10*"^ près<
57
Les figures 11 et 12 illustrent respectivement la voie de changements de fréquence 7 274 et la voie de détection synchrone et d'asservissement en phase 7 781. Ces deux figures ont été regroupées pour mieux faire apparaître l'en-5 semble du second signal local complexe S'^ y
La figure 11 illustre la voie 7 274 comprenant trois diviseurs de la fréquence du signal de la première source 7 220. Cette voie 7 274 est constituée de manière analogue à la voie de changements de fréquence de la figure 10. Elle ne 10 sera donc pas décrite en détail. On remarquera simplement que le diviseur 7 734 C ne comporte pas d'entrée de commande de choix de stations émettrices, puisque les fréquences des ondes momentanées sont les mêmes quelle que soit la station émettrice qui les rayonne.
15 La fréquence de mesure commune aux ondes momentanées 0^ a pour valeur exacte 332, 015 703 kilohertz. Les diviseurs 7 234 A-à 7 234 C ont des facteurs de division respectifs égaux à 17» à 152, et à 1 000 et fournissent donc à partir de la fréquence de 5 mégahertz exactement de la 20 première source 7 220 des fréquences respectivement égales à
294, 117 647 kilohertz, à 32,894 736 kilohertz, et à 5,000 000 kilohertz.
La composante complexe Gr1^ ^ du second signal local S' , a donc une fréquence égale à 332,012 383 kilohertz 25 d'où, il résulte que les signaux f^ ont une fréquence sensiblement égale à 3,320 hertz (ce qui est correct, puisque le coefficient x est égal à 10""^).
Sur la figure 12, le signal de la seconde source 7 710 est appliqué au circuit 7 751 qui produit la 30 composante imique g'^. 1 avec un déphasage commandé. Le circuit
' A /
7 751 comprend à cet effet une boite +/- 7 761 utilisée comme déphaseur commandé, et un compteur-diviseur 7 791. Très avanta-
t r .,t ———•*
56
geusement, et de la même manière que pour les compteurts tels que 7 741 , le facteur de division du compteur-diviseur -7 791
est proportionnel à la longueur d'onde Lm^ correspondant à la fréquence de mesure , La sortie du compteur-diviseur fournit
5 ladite composante unique g' . à un détecteur synchrone 7 771,
0 ? «
du type détecteur de phase, lequel reçoit également les signaux f^ de la ligne 724 et est activé par le signal de programme
Pc- | par la ligne 744.
En l'absence de signal de programme sur la
10 ligne 744, le détecteur synchrone 7 771 fournit un résidu
R'r- * nul. En conséquence, la boîte +/- 7 761 n'ajoute ni ne 5,1
supprime aucune impulsion parmi celles du signal de la seconde source 7'710. Par conséquent, la phase de la composante unique g' , est seulement pilotée par le signal de la source 9 f 1
•15 7 710, de façon liée à l'onde permanente 0^ telle que reçue.
Lorsqu'un signal de programme est présent sur la ligne 744, ceci représente le fait que le signal f^ présent sur la ligne 724 est le signal f^ et qu'il faut en faire la détection synchrone. A ce moment, un résidu de phase RV ,
20 peut apparaître, ce résidu étant appliqué à la boîte +/- 7 761
pour ajouter ou supprimer des impulsions (ou par exemple des fronts de descente) dans le signal fourni par la source 7 710.
Il en résulte une modification durable de la phase de la composante unique g'^ ^ de façon que cette dernière soit
25 synchrone en phase avec,le signal fK ... (il est rappelé que o, i le synchronisme en fréquence entre g'^ ^ et f^ ^ est déjà assuré par la synchronisation de la seconde source 7 710 au moyen de l'onde permanente 0,_)„
On remarquera- que la modification de phase de 50 la composante est égale à la modification de phase du signal de la source 7 710, divisée par le module du compteur 7 791. L'addition ou la suppression d'une impulsion modifie d'un tour de phase, la phase du signal traversant la boîte +/-.
59
Si l'on considère maintenant le second signal local complexe S'^ ^ comprenant la composante complexe
(commune quel que soit k) et la composante unique g',- il apparaît clairement que ce signal est piloté en permanence à
5 partir de l'onde permanente 0^ au moyen de la seconde source
7 710, et que, périodiquement, ce signal est asservi en phase pour être rigoureusement synchrone en fréquence et en phase de l'onde momentanée Q~ * telle que reçue, et lorsqu'elle est
011
reçue.
10 L'action de pilotage du second signal complexe
S',- ,, à partir de l'onde permanente 0^ correspond à une intégration des variations de phase tirées de l'onde permanente 0^, le point de départ de cette intégration étant la dernière valeur de phase obtenue pour le second signal local S'^ à 15 partir de l'onde momentanée 0^ ^. En effet, selon ce pilotage, on applique au second signal local S'^ ^ des variations de fréquence et de phase proportionnelles à celles qui se manifestent sur l'onde permanente 0^, le rapport de proportionnalité étant égal au rapport des fréquences nominales. 20 Lorsque l'onde momentanée Oj- ^ est à nouveau reçue, les erreurs qui se sont éventuellement manifestées dans l'intégration sont corrigées de sorte que le second signal,
local S'^ ^ soit amené (avec une constante de temps le plus souvent) à être synchrone de l'onde momentanée 0^ ^ telle que 25 reçue.
Les erreurs dues au pilotage, ou à l'intégration, sont normalement très faibles, et en général dues à des causes étrangères à la propagation des ondes, telles que par exemple la précision limitée des sources, et les approximations 30 inévitables pour la réalisation pratique des facteurs de division par exemple.
60
Un avantage essentiel de l'invention est que l'asservissement de phase effectué périodiquement_sur chaque second signal complexe tel que S'^ au moyen de l'onde momentanée correspondante telle que 0,- , assure la qualité des
5 i I
5 informations de radiolocalisation portees par chaque second signal local, alors que les erreurs d'intégration seraient importantes à long terme relativement à la précision désirée.
Il en résulte que chaque signal local tel que S' 1 est un signal permanent ayant sensiblement la même qualité
2 J <
10 sur le plan de la radiolocalisation que celle que fournirait l'onde momentanée 0^ correspondante si elle était émise en permanence, ce qui est bien entendu impossible à réaliser, car deux ondes permanentes 0^m ayant même valeur de l'indice m ne pourraient pas être distinguées à la réception. 15 L'asservissement des fréquences des premiers signaux locatix complexes S'^ par rapport aux fréquences spécifiques Fs^ des ondes 0^. telles que reçues, est réalisé seulement sur leur composante unique g'^» les composantes uniques g1^ des seconds signaux locaux complexes et la composante g'^ 20 du premier signal local complexe, (correspondant toutes à la même fréquence spécifique Fs^.) sont tirées de la même source, en respectant les rapports de proportionnalité ï^/Fs^. ci-dessus indiqués.
On a donc les relations suivantes : 25 ' premiers signaux locaux complexes :
S' = G' + g',
k k k ce qui est en fait valable pour les fréquences de ces signaux :
F's^ = (1 - x)F'sk + x.F's^
fc>l
- seconds signaux locaux complexes :r S'km = ®'km + «'km soit !
51 km = (1 " x)F'km +
On va maintenant écrire ces relations en tenant 5 compte des valeurs nominales des fréquences, en supposant que l'indice k a une valeur fixée.
Les composantes complexes et G'kin ont des fréquences nominales respectivement égales à (1 - x)Fsk et (1 - x)F , puisque les valeurs nominales des fréquences F's^ 10 et -sont respectivement Fs^ et Fffl. Ces composantes sont tirées de la même source pour une valeur de l'indice k (ou mieux quel que soit l'indice k, comme illustré sur la figure 8). Si l'on appelle G la fréquence nominale de cette source et dG l'écart instantané de la fréquence réelle de cette source 15 par rapport à sa valeur nominale, il en résulte que les fréquences nominales des composantes G'^ et G'j^ doivent être multipliées par"(1 + dG/G) pour que l'on obtienne les fréquences réelles.
De la même manière, les composantes uniques 20 g'k et goirk ^es fréquences nominales respectives x.FSk et x.Fm (L'indice k étant fixe et l'indice m variable). Elles sont tirées de la même source de fréquence nominale g^_ et dont l'écart instantané est dg^ y compris l'asservissement de fréquence, ceci étant vrai seulement pour une valeur de l'indice 25 k.
Les fréquences nominales des composantes g^ et g'km doivent donc être multipliées par (1 + àg^/g-^) pour obtenir les fréquences réelles.
bd
Par ailleurs, les fréquences des ondes reçues sont modifiées par rapport aux fréquences d'émission en raison de l'effet Doppler. Si l'on désigne par vk la vitesse du récepteur dans la direction de la station émettrice Ek (k fixé) 5 émettant en permanence la fréquence spécifique Esk, et de façon momentanée et répétitive les fréquences de mesure Fm (ondes Okm)» et si l'on désigne par c la vitesse de propagation des ondes, les fréquences réelles reçues sont :
10 Ek (1 + vk/c)
et
3?m (1 + V°>
On remarquera que ceci suppose que les fréquences d'émission sont strictement égales à leurs valeurs nominales 15 respectives. Cette supposition est correcte car les écarts éventuels respectent les rapports des valeurs nominales (voir plus haut). Ces écarts se traduisent donc par des erreurs sur les vitesses v^ qui disparaissent puisque seules des différences des vitesses vk sont utilisées pour déterminer les lignes de 20 position à la fin de l'opération d'exploitation.
L'asservissement permanent de fréquence appliqué au premier signal complexe S'k réalise l'égalité :
Fsk(1 + Ve) = (1 ~ x)-Psk(1 + dG/G) +
x.Esk (1 + dgk/gk)
25 le premier membre étant la fréquence réelle de l'onde 0k reçue, et le second membre étant la fréquence réelle du premier signal local S'k.
63
Cette relation se simplifie pour fournir :
Ve = (.1 - x) dGr/G- + x.dgk/gk
L'asservissement permanent de fréquence sur le premier signal local S'k, qui s'exerce sur la composante unique g'k (source gk) réalise en permanence cette condition.
Les seconds signaux locaux S'^ ont des fréquences réelles respectives (k fixé ; m variable) qui s'écrivent comme suit :
I"km = (1 " x) Fm (1 + a9/<î) + X-Fm (1 +
«•
La condition pour que ces fréquences réelles (permanentes) soient respectivement égales aux fréquences
Fm ^ + ^k^0^ des ondes Qjfi belles qu'elles sont reçues et lorsqu'elles, sont reçues s'écrit comme suit :
(1 + vk/o) = (1 - x) (1 + âG/O)
+ (1 + dgk/gk)
ce qui simplifie pour donner :
vk/c = (1 - x) dû/G- + x.dgk/gk
Cette condition étant réalisée par l'asservissement permanent de fréquence sur le premier signal local S'k, il est clair que les seconds signaux locaux tels qu'engendrés sont déjà
mis en fréquence pour recevoir les ondes 0^. On remarquera que l'instabilité dG- de la source de fréquence G- est compensée par l'asservissement dgk de la source de fréquence gk#
Û4
Par ailleurs, la condition ci-dessus mentionnée peut s' écrire :
d«k/gk - -4- V» - 4°/®
Si l'on donne maintenant à k deux valeurs diffé-5 rentes 5 et 6 par exemple et que l'on soustrait les deux
équations correspondantes, et si la source G est commune pour toutes les valeurs de k :
is5/s5 - ag6/e6 = (v5 - Tg)
? Jusqu'à présent on a considéré gj- et gg comme
10 les valeurs nominales (quelconques) des fréquences des sources g.
On a vu que les fréquences nominales des composantes uniques g1^ et g'g sont respectivement égales à :
x FSçj = x c/Ls^ et x FSg = x c/Lsg,
15 IiSg et LSg étant les longueurs d'ondes respectivement associées
à Fsc et îW.
5 6
Il est avantageux selon l'invention de prendre toutes les fréquences nominales telles que g^ et gg égales entre elles ; par exemple, la fréquence g^ est alors proportionnelle 20 dans un rapport z à Is^.x.Fs^, et la fréquence gg est proportionnelle dans le même rapport z à Lsg.x.Fsg. (On rappelle que les produits tels que Ls^.Ps^ sont tous égaux à c).
Il en résulte immédiatement que l'expression dg^/g^ - dgg/gg Peui:: s'écrire :
25
àg5 - dgg z.x.c
65
Par suite l'équation ci-dessus devient :
dg5 - dg6 = z (v5 - v6)
L'intégration d'une telle différence en fonction du temps fo'urnit donc une information sur la différence 5 des distances du récepteur aux stations émettrices et Eg.
Comme la composante unique g'^ ^ a une fréquence proportionnelle, selon le coefficient x précité à la fréquence de mesure de l'onde momentanée 0,- qui est également celle du second signal local S'^ il en résulte que cette composante 10 unique g'j- 1 porte à elle seule l'information de phase de radio-
j t ' ,
localisation, comme on l'a expose plus haut.
Comme on l'a exposé précédemment, la composante unique g' . est déjà mise en fréquence par rapport au signal
D 9 •*
f^ ^ momentané, en raison de l'action permanente sur la seconde 15 source 7 710 au moyen de l'onde permanente 0^. C'est pourquoi le résidu R't- . est dit résidu de phase momentané.
5 9 «
De façon générale, on emploie dans la présente description le mot résidu dans un sens assez peu courant. En effet, il s'agit d'un signal résiduel résultant de la réception 20 synchrone d'une onde, et utilisé pour asservir un signal local à être rigoureusement synchrone (en fréquence et/ou en phase) de l'onde reçue. Le résidu est donc un signal d'erreur fourni par la détection synchrone et utilisé dans la réception synchrone. La nature ou forme de ce signal d'erreur dépend 25 essentiellement de la conception du circuit de détection synchrone, et des moyens utilisés pour asservir le signal local0
Il doit être entendu que les asservissements dits de fréquence qui utilisent les résidus de fréquence spécifique comme signal d'erreur sont avantageusement des asser-30 vissements du second ordre. De plus, tous les asservissements
66
comportent le plus souvent des constantes de temps (quelques secondes) qui sont avantageusement obtenues à l'aide de compteurs-diviseurs. lorsque les. résidus sont sous forme de trains d'impulsions.
En ce qui concerne les asservissements dits de phase, il faut remarquer que ces asservissements peuvent être du premier ordre. En effet, en admettant que le récepteur se déplace à vitesse constante, et quel que soit l'ordre des asservissements dits de fréquence, les asservissements de phase ne sont affectés d'aucun retard quelle que soit la constante de temps utilisée.
La figure 13 illustre un mode de réalisation préférentiel des secondes sources 7 710, 7 810 et 7 910.
La première source 7 220 fournit des signaux ayant par exemple une fréquence de 5 Mégahertz. Ces signaux sont envoyés, éventuellement par l'intermédiaire d'une boite +/- 7 221, en direction des secondes sources respectives 7 710 7 810 et 7 910„ Chacune de ces secondes sources est elle-même constituée par une boîte +/- commandée par le circuit d'asservissement de fréquence respectivement associé, à savoir 7 780,
/
7 880, et 7 980. De cette façon, les secondes sources sont tirées directement de la première source au moyen de circuits de modification de fréquence respectifs constitués par des boites +/-.
Si la boîte +/- 7 221 est supprimée, les variations de fréquence de la première source 7 220 doivent être compensées complètement par les asservissements de fréquence agissant sur les secondes sources 7 710, 7 810 et 7 910, et ceci avec le coefficient multiplicateur 1/x de l'ordre de 105. La source 7 220 doit donc avoir une excellente stabilité.
67
C'est pourquoi, selon le mode de réalisation tel que représenté sur la figure 13, il est très avantageux de combiner tout ou partie des informations de modifications de fréquence fournies par les circuits 7 780, 7 880 et 7 980 dans un circuit 7 222, qui fournit un signal de commande de la boîte +/- 7 221. De cette façon, la source 7 220 est pilotée par la moyenne de tout ou partie des fréquences des ondes permanentes reçues, ce qui diminue la stabilité requise pour cette première source 7 220, et rend le fonctionnement du récepteur entier plus sûr, compte tenu des parasites et autres sources de bruit.
qu'illustré sur la figure 13 consiste à faire agir un seul des signâux fournis par les circuits 7 780, 7 880 et 7 980 sur la boîte +/- 7 221 dans des proportions et avec une constante de temps convenables. Si par exemple, le signal du circuit 7 780 est ainsi utilisé, la boîte +/- de la source associée 7 710 peut être supprimée ; en effet le signal de la première source 7 220 est alors lui-même mis en fréquence par rapport à l'onde permanente correspondant au circuit 7 780 (onde 0^
dans l'exemple choisi). Les autres asservissements de fréquence sont effectués comme précédemment.
13 présentent également l'avantage que tous les signaux locaux de réception sont tirés de la même source 7 220. Dans la description d'un exemple du mode de radiolocalisation de l'invention, on a précisé que les largeurs de bande nécessaires sont extrêmement étroites, et que par conséquent, il est possible d'obtenir plusieurs chaînes de radiolocalisation différentes en modifiant légèrement dans le même rapport toutes les valeurs des fréquences d'émission. Avec'les variantes décrites en référence à la figure 13, il suffit à la réception de modifier légèrement en correspondance la fréquence de la première source 7 220 pour recevoir au choix l'une des chaînes de radiolocalisation. Ceci permet en outre d'obtenir facilement des secondes sources ayant même fréquence nominale.
Une variante intéressante du montage tel
Les variantes décrites en référence à la figure
68
Des modes de réalisation de "boîtes +/- sont décrits et illustrés sur les figures 7 et 9 du certificat d'addition français 69 21 986 déjà cité. Les figures 3A, 4A et 5A de ce même certificat d'addition représentent des modes 5 de réalisation de détecteurs de phase qui pourront être avantageusement utilisés pour la mise en oeuvre de l'invention. La figure 6 du "brevet français 1 586 676 représente un mode de réalisation également intéressant de détecteurs de phase. En ce qui concerne la production des résidus sous forme de 10 trains d'impulsions pour les asservissements, des circuits et des diagrammes temporels sont donnés sur les figures 4 et 4a du brevet français 1 586 676 et sur la figure 6 du certificat d'addition 69 21 986. On se reportera dans chaque cas . à la description faite en référence aux figures mentionnées. 15 On va maintenant décrire l'utilisation des signaux fournis sur les lignes 770 à 776, 780 à 786, et 790 à 796 de la figure 8. Il faut garder à l'esprit que ces signaux sont sous forme logique, c'est-à-dire de signaux carrés ou impulsionnels, le front de descente (par exemple) étant repré-20 sentatif d'un instant caractéristique de la période d'une sinusoïde.
Pour fournir des informations de ligne de position, les signaux disponibles sur des lignes conductrices dont les derniers chiffres des références sont identiques de 25 1 à 6 peuvent faire l'objet de mesures de différences de phase, par exemple en utilisant les enseignements du brevet 69 08 755 déjà cité. Gomme il a été dit précédemment, les valeurs des diverses fréquences de mesure sont choisies pour fournir des "sensibilités différentielles" de valeurs désirées. On remar-30 quera également que la somme de toutes les valeurs de fréquence de mesure fournit une sensibilité de valeur bien supérieure à la sensibilité de chacune d'entre elles.
69
Ces informations de différences de phase, disponibles sous forme numérique, sont traitées dans un ensemble calculateur. Il est nécessaire que ces informations soient échantillonnées avant chaque traitement par le calculateur.
Très avantageusement, le calculateur fonctionne selon le principe décrit dans le brevet français 1 586 676, et dans son premier certificat d'addition 69 21 986 publié sous le numéro 2 050 932.
Les enseignements de ce brevet et de son certificat d'addition vont maintenant être rappelés brièvement.
La plupart des procédés connus de levée d'ambiguïté utilisent des signaux ayant entre eux des relations de fréquence et de phase bien établies. Des sensibilités différentielles tirées de tels signaux permettent le passage des informations de radiolocalisation de grande précision à des informations de radiolocalisation qui sont à la fois moins précises et moins ambigties, ces dernières n'étant cependant pas indépendantes des premières: en effet, il faut que les sensibilités des mesures moins précises soient des sous-multiples de sensibilités des mesures précises.
Selon les enseignements de ces brevets, on utilise avantageusement un procédé différent qui fait également usage de sensibilités différentielles, mais suivant un "affinage progressif" par approximations successives qui permet le passage des mesures moins précises à celles qui sont plus précises. L'avantage principal de ce procédé "d'affinage progressif" est qu'il permet de faire disparaître en partie 1'ambiguïté d'une mesure de radiolocalisation à l'aide d'une autre mesure effectuée sur une sensibilité plus faible, ayant un rapport mathématique quelconque avec celle de la première mesure, pourvu que les sensibilités soient toutes connues»
70
On fera la distinction entre le mode bisignal de ces brevets, qui correspond dans la présente invention au cas où les stations d'écoute réémettent des informations de phase de référence pour tous les récepteurs, et le mode monosignal, qui correspond dans la présente invention au cas où les stations d'écoute sont utilisées pour réagir sur les stations émettrices, de façon à réaliser une relation de phase connue entre les ondes momentanées rayonnées par ces stations.
Pour appliquer le procédé du brevet français 1 686 876 et de son premier certificat d'addition 69 21 986, il faut distinguer totalement le rôle des signaux locaux utilisés dans ces deux documents, (que l'on appellera signaux locaux calculés dans la présente description), et le rôle des signaux locaux dits complexes de la présente invention. Les signaux locaux calculés et les signaux locaux complexes ont seulement en commun la désignation de "locaux", parce qu'ils sont engendrés localement, en vue d'être comparés aux signaux reçus.
On a précédemment exposé que les seconds signaux locaux complexes de la présente invention sont l'image exacte de ce que seraient les ondes momentanées ayant les fréquences de mesure si elles étaient émises en permanence.
Selon le procédé du brevet français 1 686 876 et de son certificat d'addition 69 21 986, on utilise des signaux locaux calculés portant -une information de ligne de position exprimée par une grandeur x, ces signaux locaux calculés ayant des déphasages de la forme_k + Ex, par rapport à une référence de phase.
Selon la présente invention, chaque déphasage mesuré, pour une fréquence de mesure, entre deux1 seconds signaux locaux complexes correspondants, est aussi de la forme k + Kx, en adoptant les notations des deux brevets cités.
71
Il est donc possible de calculer chaque grandeur x définissant une ligne de position hyperbolique selon les enseignements du brevet français 1 686 876 et du certificat d'addition 69 21 986.
De plus, la présente invention permet de prévoir une levée d'ambiguïté totale. Dans ce cas, la valeur estimée initiale de chaque grandeur x est fournie directement par le calculateur.
Dans la description des brevets cités, les valeurs calculées des grandeurs x sont affichées directement<, Selon la présente invention, ces valeurs calculées font l'objet d'un traitement ultérieur avant affichage.
fig. 14 le fonctionnement général du circuit 68 et un mode de réalisation selon l'invention du circuit 69.
à comparer les informations de ligne de position x obtenues par traitement des mesures de déphasage effectuées sur les seconds signaux complexes (lignes 771 à 776 ; 781 à 786 ; 791 à 796) à des informations de ligne de position disponibles sur ses entrées 681, en provenance du circuit 69 et à fournir sur des sorties 685 des informations de correction selon le résultat de cetite comparaison.
Comme on l'a exposé précédemment, les informations de phase disponibles sur les entrées 771 à 776 ; 781 à 786 ; 791 à 796 à partir des seconds signaux locaux complexes sont périodiquement échantillonnées ; les informations de ligne de position fournies par le circuit 69 sont échantillonnées au même instant.
phase ci-dessus sont traitées pour lever tout ou partie de l'ambiguité et fournir des informations de lignes de position. Ces informations de ligne de position sont comparées à celles fournies par le circuit 69.
On va maintenant décrire en référence à la
A cet effet, le circuit 68 est en outre apte
Dans le calculateur 68, les informations de
72
Ces comparaisons fournissent des écarts entre les informations de ligne de position du circuit 69 et 'les informations de ligne de- position calculées à partir des informations de phase dans le circuit 68. Ces écarts sont utilisés de toute manière convenable pour corriger plus ou moins rapidement les informations de ligne de position fournies par le circuit 69.
Très avantageusement, et comme on l'a indiqué précédemment, le circuit 69 reçoit en permanence les premiers signaux locaux S'^ ou tout au moins leurs composantes uniques g'k, avec un poids convenable. De préférence, les secondes sources respectives ont même fréquence nominale, et les signaux de ces secondes sources sont appliqués respectivement par les lignes 770, 780 et 790 au circuit 69.
Pour simplifier l'exposé, on considérera que la station émettrice correspondant à la ligne 780, est commune aux deux mesures de différence de distance effectuées.
Si l'on fait abstraction pour l'instant de l'existence sur la fig. 14 des circuits 691 et 692, chacun des signaux des secondes sources est transmis depuis les lignes 770, 780 et 790 respectivement à des compteurs-intégrateurs 693» 694 et 695 » ces compteurs comptent le nombre des fronts de descente (par exemple) dans les signaux des secondes sources, c'est-à-dire le nombre de périodes de ces signaux, ou encore font une intégration de la fréquence de ces signaux.
Chaque compteur intégrateur a des sorties distinctes pour tous ses étages, les sorties des compteurs 693 et 694 sont reliées respectivement en correspondance à des entrées d'un soustracteur parallèle 696. De même, les sorties des compteurs 695 et 694 sont reliées à des entrées d'un soustracteur parallèle 697.
73
Les soustracteurs 696 et 697 fournissent chacun une différence du contenu des compteurs auxquels il est relié.
La différence des contenus de deux compteurs tels que 693 et 694 est (toujours en faisant abstraction du circuit 691) égale à une différence de nombre de périodes dans les signaux de la ligne 770 et de la ligne 780 qui ont même fréquence nominale.
L'effet'des fréquences nominales disparaît donc sur ces différences, puisqu'elles impliquent la soustraction de deux nombres de périodes égaux.
Donc les variations des différences contenues dans les soustracteurs 696 et 697 sont en relation avec les différences des fréquences réelles des secondes sources qui font intervenir leur stabilité et l'effet Doppler.
On a démontré ci-dessus que l'effet des instabilités disparaît par différence, en raison des premiers asservis sèment s dits de fréquence et parce que la première source G est commune.
Il reste donc l'effet Doppler, ce qui a été exprimé par la relation énoncée plus haut :
dS5 - dg6 = z (v5 - vg)
Le soustracteur 696 fournit une différence des intégrations de (g^ + dg,_) et de (gg + dgg), respectivement dans les compteurs 693 et 694. Les fréquences nominales des sources g^ et gg sont égales, il reste donc :
/(d*5 - <*gg) =_/z (v5 - v6)dt =
z (D5 - Dg) + Q
74
D,- et Dc étant les distances du récepteur aux stations émettri-5 o ces Er- et E,- et Q une constante d'intégration. La différence d o des distances Dr ~ ~DC est line information de ligne de position p b x, fournie'par le soustracteur 696 à une constante près.
5 Ces informations de ligne de position sont appliquées aux entrées 681 du circuit 68, lequel applique des signaux de correction adéquats sur les circuits 691 et 692, qui sont aptes à ajouter ou supprimer des fronts de descente dans les signaux des secondes sources. Les constantes 10 de temps avec lesquelles sont engendrés les signaux de correction dépendent des conditions d'exploitation dans chaque cas particulier.
Lors de la mise en marche du récepteur, le circuit 68 agit d!abord en corrigeant par les circuits 691 15 et 692 (de préférence très rapidement) les informations de ligne de position fournies par les soustracteurs 696 et 697» de manière à amener la constante d'intégration Q à une valeur choisie pour le faisceau d'hyperboles considéré.
Les informations de ligne de position s ont 20 affichées dans les circuits d'affichage 698 et 699. Comme on l'a dit précédemment, les compteurs-diviseurs tels que 7 741 ont un facteur d e division proportionnel selon une puissance de 10 à une longueur d'onde avec l'unité de mesure désirée.
Dans ce cas les différences de distance sont affichées direc-25 tement avec cette unité de mesure.
Ensuite le récepteur fonctionne en "accroché", les corrections faites par le circuit 68, pouvant être alors beaucoup plus lentes et donc plus complexes.
Comme.précédemment indiqué, le récepteur qui 30 vient d'être décrit est avantageusement utilisé dans les stations d'écoute, à l'exception des circuits d'exploitation 68 et 69 qui sont de fonction différente dans ce cas. Ceci est intéressant surtout lorsque des informations sur les fréquences spécifiques doivent être élaborées.
75
Dans un second mode de réalisation du récepteur de radiolocalisation de l'invention, chacun des premiers et seconds signaux complexes (S*^ ; S1^) dont la fréquence est désignée de façon générale par F comporte une composante complexe H' et une composante unique f' ayant une fréquence de valeur sensiblement égale à f. la valeur de la fréquence f est commune pour tous les signaux locaux complexes, et par exemple égale à 4 Hertz. Au contraire, les fréquences F - f de chaque composante complexe diffèrent entre elles.
Les valeurs des fréquences ci-dessus sont dites sensiblement égales en ce sens que les circuits électroniques utilisés pour engendrer les signaux locaux ont des possibilités limitées en matière de précision d'obtention de fréquence,
La figure 15 est le schéma général partiel d'un récepteur comportant des changements de fréquence, réalisés à l'aide d'un circuit de changements de fréquence 72*, dans lequel une source unique de fréquences sert à fournir non seulement les composantes complexes, mais aussi les composantes uniques des premiers et seconds signaux locaux complexes.
Sur la figure 15, cette source -unique porte la référence 7 220*.
En'particulier, la centrale de fréquence comporte un étage supplémentaire 7 210* destiné à fournir une fréquence TJ multiple de ,la fréquence f commune à toutes les composantes uniques, sur une ligne 720* en direction des circuits d'asservissements 77*, 78*, 79*. D'une manière générale, la fréquence ïï peut être seulement reliée à la fréquence f commune à toutes les composantes uniques, et n'en est pas nécessairement multiple.
Pour faciliter la distinction avec le premier mode de réalisation de récepteur,- on fait suivre du symbole * toutes les références numériques de ce second mode de réalisation, tandis que les mêmes références numériques désignent autant que possible les .mêmes circuits»
76
En outre, les composantes complexes et les composantes uniques sont différentes de celles du premier mode de réalisation ; c'est pourquoi on va désigner maintenant par H' les composantes complexes (H'^ ; H'^) et par f les 5 composantes uniques (f'k ; f ' 1<Tn) «
Bien entendu, le changement qui en résulte sur les composantes complexes a une influence sur les fréquences des signaux f^ et f^, qui sont dérivées des ondes reçues, après changement de fréquence avec pour fréquences d'hétéro-10 dyne les composantes complexes des premiers et seconds signaux locaux complexes. Cependant, les symboles f^ et fkm sont conservés, car la valeur des fréquences change, mais la définition intrinsèque reste la même.
Sur la figure 15, on a représenté le circuit 15 de changements de fréquence 72* et le circuit d'asservissements 77* en se limitant aux parties qui concernent l'onde permanente 0^ et l'onde momentanée 0,- ^.
la figure 15 montre que le signal 0^ fait l'objet d'abord d'un ou plusieurs changements de fréquence 20 à l'aide de la composante complexe H',-, dérivée de la source unique 7 220* par l'intermédiaire d'un circuit 7 231* qui est avantageusement un diviseur de fréquence.
Un autre circuit 7 210*, avantageusement du type diviseur de fréquence fournit à partir de la source 25 7 220* une fréquence II = N.f, sur la ligne 720*. la fréquence ÏT.f est le multiple d'ordre N de la fréquence f commune à toutes les composantes uniques.
la fréquence ïï = N.f est appliquée à un circuit de modification et de division de fréquence 7 720*, ayant une 30 entrée pour recevoir le résidu de fréquence spécifique
77
Le signal de sortie du circuit 7 720* est appliqué à un détecteur de différence de fréquence 7 745* qui reçoit sur une autre entrée le signal f,_ de la ligne 721*, dérivé de l'onde permanente 0^ après changements de 5 fréquence à l'aide de la composante complexe H'j_. La sortie du détecteur de différence de fréquence 7 745* fournit le résidu de fréquence spécifique, R'^, qui est appliqué d'une part au circuit de modification et de division de fréquence 7 720*, et d'autre part à d'autres circuits de modification 10 et de division de fréquence 7 721* à 7 726*, relatifs aux signaux f^m dérivés, après changements de fréquence, des ondes momentanées 0,- .
5m
' Le signal de sortie du circuit 7 720* est la composante unique f'^ du premier signal local S'^. Sa fréquence 15 nominale est f, voisine de 4 Hertz, et sa fréquence réelle dépend du résidu de fréquence spécifique Lorsque l'asser vissement est réalisé, on a f^ = f'^ = f + df,_ (ces symboles représentant les fréquences, dans l'égalité).
Pour simplifier l'exposé, on ne considère 20 dans le bloc 77* que la partie qui est relative à la fréquence de mesure , et à l'onde momentanée 0,- qui devient après changement de fréquence par la composante complexe H'^ , un signal de basse fréquence fj. , , présent sur la ligne 724*.
Un signal de programme Pp. . , present sur la ligne 744* venant
? » •
25 du circuit de programme 74* indique par exemple les moments où est normalement reçue l'onde momentanée 0^
Le circuit de modification et de division de fréquence 7 721* reçoit le résidu de fréquence spécifique R'^ pour fournir sur sa sortie, d'une manière décrite ci-après, 30 un signal de fréquence voisine de f et déjà mis en fréquence pour recevoir le signal f^ . Ce signa], est appliqué à un déphaseur commandé 7 751* qui peut être du type déphaseur mécanique. La sortie du déphaseur commande 7 751* est reliée à une entrée de phase d'un détecteur de phase 7 771* dont 35 l'autre entrée de phase reçoit le signal f,_ ,. Le détecteur
0 9 '
78
de phase 7 771 fonctionne seulement lorsqu'est présent un signal de programme PK . sur la ligne 744*. Dans ces conditions,
9 /
il fournit un résidu momentané de phase R'^ ^ qui est appliqué
au déphaseur commandé 7 751*, pour asservir le signal f',-
5 disponible à la sortie du déphaseur 7 751* à être en phase à
une constante de phase près avec le signal f^ ^ dérivé de l'onde momentanée 0r * *
5,1
Dans le circuit d'asservissements 77*, le circuit 7 720*, déjà mentionné, comprend une boîte +/- 77201* 10 suivie d'un compteur-diviseur par N 77 202* la sortie de ce dernier étant appliquée au détecteur 7 745*.
Le résidu de fréquence R'^ fourni par la sortie du détecteur 7 745* est appliqué à un circuit 77 205*, dit circuit Afjj ( Asservissement pour f^), qui commande la boîte 15 +/- 77 201*, et dont la structure sera donnée ci-après.
Le résidu de fréquence R'^ est également appliqué à un circuit 77 215*, dit Af,_ 1 , (Asservissement pour et faisant partie du circuit 7 721*. La sortie de ce circuit Af,- ^ est appliquée pour la commande d'une 20 boîte +/- 77 211*, qui reçoit le signal N.f de la ligne 720*
pour le transmettre par l'intermédiaire d'un diviseur de fréquence par N 77 212* au déphaseur 7 751* déjà mentionné.
Comme dans le premier mode de réalisation de récepteur, les boîtes +/- permettent la modification d'une 25 fréquence, et sont avantageusement réalisées de la manière décrite dans le brevet français 1 586 676 et dans son premier certificat d'addition 69 21 986.
En l'absence d'une commande de modification de fréquence par le circuit Af^ ou 77 205* de la figure 15, 50 le détecteur 7 745* reçoit une fréquence de valeur f. Le résidu R'^ est utilisé par le circuit Afj_ pour commander une modification de fréquence ïT.df^ qui tend à annuler ledit résidu de fréquence fréquence f'^ appliquée par le circuit 7 720* au détecteur 7 745* est donc égale à f + df^.
■ &r
79
Il est clair que la grandeur d'asservissement de fréquence
ÎT.df,- a pour rôle de compenser l'instabilité de la fréquence
5 .
f, due à celle de la source unique 7 720*, en meme temps que.
d'asservir la fréquence locale f'^ à être égale à la fréquence f^ dérivée de l'onde 0^ reçue.
Comme on le verra ci-après, le circuit Af^ ^ du bloc 7 721* déduit du résidu R'^ une fréquence N.df^ ^ telle que :
df5,1•
10 df r- Es..
5 5
La figure 16 illustre un exemple particulier de réalisation des circuits Af,- et 7 745*.
5
Le détecteur de différence de fréquence 7 745* comporte un circuit logique OU exclusif 77 451*, qui reçoit 15 d'une part le signal f^ dérivé de l'onde 0^ après changements de fréquence et d'autre part, la composante unique f',- qui sont supposés tous deux sous forme de signaux rectangulaires.
La sortie de l'avant dernier étage du compteur 77 202* fournit un signal de fréquence 2.f'^, qui est appliqué 20 directement à une porte ET 77 452*, et après inversion à une porte ET 77 543*. Ces deux portes ET reçoivent comme autre entrée la sortie du circuit OU exclusif 77 451*. Les sorties des portes ET 77 452* et 77 453* fournissent respectivement des signaux a^ et a^
25 L'homtae de l'art comprendra que seul l'un des signaux a^ et peut être au niveau VRAI à un instant donné. De plus, si l'on considère le déphasage entre le signal f'^ et le signal f , seul le signal a^ passe au niveau vrai à chaque période lorsque ce déphasage est positif, tandis que 30 c'est le signal a^ lorsque le déphasage est négatif, pourvu que le déphasage reste, en valeur absolue, inférieur à un quart de tour.
M
80
Le circuit 7 745* de la figure 16 est dénommé détecte-ur de différence de fréquence. L'homme de l'art compren dra qu'un asservissement en fréquence peut très bien être réalisé avec pour grandeur d'erreur un écart de phase, dont la dérivée mathématique par rapport au temps représente un écart de fréquence.
Les signaux a^ et a^ constituant le résidu R',_ sont appliqués sur la figure 16 en parallèle'aux entrées J et K des bascules J-K 772 031* et 772 032* respectivement. Les entrées horloge C de ces deux bascules reçoivent une fréquence auxiliaire Q^. oo
L'une ft l'autre de ces deux bascules applique donc à l'entrée + ou à l'entrée - de la boîte +/- 77 201* des trains de signaux rectangulaires à la fréquence Qçj/g* durée de chaque train dépend seulement de celle du niveau logique 1
du signal a., ou du signal a^. Ceci modifie la fréquence f',_
pour réaliser l'asservissement de la composante unique f',_
par rapport au signal f^.
Comme représenté sur la figure 17» le circuit
Af_ i ou 77 213* comprend de façon similaire deux bascules JE 5 j i
772131* et 772132* recevant de la même manière les signaux a.j et a^. Ces bascules reçoivent au contraire sur leurs entrées horloge C une.fréquence auxiliaire différente .
Avec ce montage à deux bascules, la valeur moyenne de la correction de fréquence N.df^ est égale au produit du résidu R'^ (différence entre les valeurs moyennes de a,j et apar la moitié de la fréquence auxiliaire Q,- :
îfodfj. = R',- . 0 0
Qr
81
Si l'écart de phase cp est exprimé en fraction de tour de phase, on comprendra que, pour le dispositif 7 745*, le résidu R'p. est égal à - 2.A<|2 , ce qui implique
Nodfpj = - Q5«A<p
5 Le signe - indique qu'il y a bien un asservissement, et la valeur de conditionne le gain en fréquence de cet asservissement, car l'écart de phase Acf est sans dimension,,
De même,, sur la figure 17, une modification • de fréquence est réalisée par le circuit Af,_ ^ ou 77 213* à 10 partir ,du même résidu R'^. Cependant, le gain est cette fois-ci défini par la valeur de la fréquence auxiliaire Q5 -j °
Selon l'invention, il faut réaliser la condition :
%,1 P1 ' t df5,1 F1 15 Qçj df ^ 3?S[-
En plus, bien qu'on ait représenté sur les figures une seule bascule bistable telle que 772 131* (figure 7), il est souvent nécessaire de mettre en série avec chaque bascule un compteur binaire de module Z, ou mieux d'utiliser 20 un compteur réversible de module Z, dont les deux entrées + et - sont connectées respectivement aux sorties d'un circuit tel que 77 213* (figure 17). Dans ce cas, la relation d'asservissement devient :
Q5
ïT.dfg = R'5 . 22
82
On va.maintenant décrire en référence à la figure 18 un mode de réalisation de l'asservissement de phase constitué par le détecteur de phase 7 771* et le déphaseur 7 751*.
5 Sur la figure 18, il apparaît que cet asser vissement de phase est constitué de la même manière que l'asservissement de fréquence de la figure 16, à ceci près que le circuit OU exclusif 77 711* est suivi d'une porte ET 77 714* recevant le signal de commande d'activation P^ ^ sur 10 la ligne 744*.
Lorsque le signal P^ ^ est au niveau 1, le détecteur de phase fonctionne normalement. Au contraire,
lorsque' le signal P^ est au niveau zéro, les sorties b.,
et bg (analogues à a^ et a^) du détecteur 7 771* demeurent 15 en permanence à zéro. Les bascules JK 77 514* et 77 515* du circuit A (^) 51 77 513* sont alors bloquées. Aucune correction n'est donc appliquée à la boîte +/- 77 511 et le signal f' 1 conserve la phase acquise au cours de la periode d'asservissement précédente.
20 On remarquera que le circuit diviseur par
H 77 212* de la figure 18 est commun au circuit de modification de fréquence 7 721* et au circuit déphaseur 7 751*.
La fréquence ^ appliquée aux bascules bista-bles 77 514* et 77 515* définit la valeur de la constante de 25 temps appliquée à l'asservissement de phase ainsi obtenu.
Si par exemple le déphasage entre les signaux f'j- et fç. ^ est de + 1/4 de tour (+ » la fréquence appliquée à la boîte +/- 77 511* est :
R C 1
■*:5.rA<t •~fA-
83
La variation de fréquence qui en résulte pour f'^ ^ est égale à
~R5.1
4N
La constante de temps de l'asservissement est le temps nécessaire pour rattraper l'écart de phase de 1/4 de tour avec une modification de fréquence
-R5,1 4N
soit :
R5,1 i <T — 1—
L ' 4N "4
soit
10
z =
N
R,
5,1
Les constantes de temps des asservissements de phase sont choisies notamment en fonction de la durée d'émission des ondes momentanées, et de la qualité de la mise en fréquence au moyen des asservissements de fréquence. 15 L'homme de l'art comprendra que, pour qu'un tel asservissement fonctionne correctement, la fréquence R^., doit normalement être choisie supérieure à îT.f'^^, c'est-à-dire 4 N Hertz. Ceci fait apparaître l'utilité de mettre des compteurs (non représentés) en série sur les bascules bistables telles que 20 77514* et 77515*, de la manière décrite ci-dessus pour Af^ . Ces compteurs permettent de diminuer la constante de temps, en gardant une fréquence R^ supérieure à N.f'^^.
Sur la figure 19 est illustré le schéma général d'un récepteur selon les figures 15 à 18, 25 les différents éléments du récepteur sont regrou pés suivant la structure générale du récepteur de la figure 7.
84
Cependant, le circuit de programme 65 et les circuits d'exploitation 68 et 69 ont été omis pour simplifier la figure. En outre, le premier circuit d'asservissement 63 a été inclus dans le premier circuit générateur 61, et le second circuit 5 d'asservissement 67 a été inclus dans le second circuit générateur 64o la centrale de fréquences 7 230* fournit des fréquences d'hétérodyne qui servent d'une part au premier circuit de réception synchrone 62, et d'autre part au second circuit de réception synchrone 66. Pour clarifier la figure, 10 les fréquences d'hétérodyne sont toutes fournies par la centrale de fréquences 7 230* du premier circuit générateur 61, alors que sur la figure 7, il est implicitement supposé qu'elles sont en partie fournies par le second circuit générateur 64, pour les seconds signaux locaux complexes. Ceci 15 n'a pas d'importance dans la mesure où seules les composantes uniques des premiers signaux locaux complexes (circuit 61) et des seconds signaux locaux complexes (circuit 64) font l'objet respectivement du premier asservissement (fréquence), et des premier et second asservissements (fréquence et phase). 20 Enfin, l'indice 1 porté sur la figure 19 pour les circuits 64/1 et 67/1, ainsi que le circuit 66/1, indique que seuls les circuits relatifs aux ondes momentanées 0^
ayant la fréquence de mesure sont représentés, étant entendu que les circuits relatifs aux autres fréquences de mesure sont 25 analogues.
On a supposé sur la figure .19 que les trois stations émettrices reçues sont E^, Eg et E^ et ont pour fréquences spécifiques Fs^., ESg et Es^, comme dans le premier mode de réalisation.
30 les trois circuits AV,_, AVg et AV^ comportent chacun un circuit d'asservissement tel que Af^, (77 203* sur la figure 15), et autant de circuits Afp. , (77 213* sur la figure 15) qu'il y a de fréquences de mesure traitées par le récepteur,,
85
Les circuits A (j? tels que le circuit A ^ , ou 77 513* illustrés sur la figure 19 sont tous de constitution identique à celle du circuit 77 513* de la figure 18.
Si l'on considère l'onde permanente 0^ arrivant sur le circuit 62 de la figure 19, elle est filtrée dans le circuit 7 241*, fait l'objet d'un ou plusieurs changements de fréquence illustrés par le circuit 7 251* à l'aide de la composante complexe H'^ (elle est en fait simple pour un changement de fréquence, et vraiment complexe pour plusieurs changements de fréquence), puis filtrée à nouveau dans le circuit 7 261* pour fournir le signal f^ dérivé après changement de fréquence de l'onde 0^. A partir de la fréquence U = N.f fournie" par la centrale de fréquences 7 230*, la boîte +/-77 201* suivie du compteur-diviseur par N 77 202* fournit la composante unique f'cj, laquelle est appliquée au détecteur 7 745* en même temps "'que le signal f^. Le résidu de fréquence R!5 fourni par ce détecteur 7 745* est appliqué au circuit AYj-qui,'par sa partie Af,- ou 77 203* (figure 16) commande la boîte +/- 77 201*, et par ses parties telles que Af,_ ^ ou 77 213* (figures 17 et 18) commande la boîte +/- 77 211* du circuit 64/1 et 67/1 de la figure 19, et des boîtes +/-analogues (non représentées) pour les autres ondes momentanées
°5m*
L'onde momentanée 0,- , appliquée au circuit 66/1
? f '
de la figure 19 est filtrée par un circuit 7 244*, puis fait l'objet d'un ou plusieurs changements de fréquence illustrés par le circuit 7 254* par la composante complexe (qui est alors respectivement simple ou vraiment complexe), et est filtrée à nouveau par les circuits 7 264* pour fournir le signal fcj -, dérivé après changement de fréquence de l'onde momentanée 0^ ^. On remarquera que jusqu'à présent, la réception de l'onde Oçj ^ n'est pas séparée de celle des autres ondes 0^ .
86
Le circuit détecteur de phase 7 771* reçoit le signal fp- ^ pariai tous les signaux f^ , en les sélectionnant de façon commandée par le signal de programme ^.
La "boite +/- 77 211* reçoit le signal U = N.f 5 . de la centrale de fréquences 7 230* et le met en fréquence par rapport à l'onde permanente 0^ au moyen du signal N.df<_ ^
fourni comme décrit ci-dessus par le circuit AV^ dans sa partie AfK > ou 77 213*. la sortie de la "boîte +/- 77 211* est appli-
9 J * .
quée à une autre boite +/- 77 511*, suivie d'un compteur-
10 diviseur par N 77 212* dont la sortie fournit la composante unique f' , (du second signal local complexe S' >) laquelle
5,1 o» ■
est appliquée à l'autre entrée du détecteur de phase 7 771*.
Ce dernier fournit le résidu de phase R'^ lequel est appliqué au circuit A Cp ^ ^ ou 77 513* pour commander la boîte
15 +/- 77 511* de façon que la composante unique f'^ soit en phase à une constante de phase près avec le signal f^ ^ dérivé
de l'onde momentanée 0^ ^ telle qu'elle est reçue et lorsqu'elle est reçue. .
Sur la figure 19, les ondes permanentes Og, 0^ 20 et les ondes momentanées correspondantes Og -j , Og ^ sont trai- ■ tées de la même manière, étant entendu que la constante de phase pour l'asservissement sur les composantes uniques f» f'g et f'g ^ doit être la meme pour les'signaux relatifs à une même fréquence de mesure (même valeur du second indice). 25 Cette constante de phase peut correspondre par exemple à un déphasage dans les circuits de filtrage et de changement de fréquence, qui sont communs à toutes les ondes momentanées ayant la même fréquence de mesure.
La figure 20 illustre schématiquement, et 30 partiellement, une variante du récepteur de la figure 9,
dans laquelle les composantes uniques f'^, f'g et f'g sont combinées dans un bloc 7 222* pour modifier par l'intermédiaire d'une boite +/- 7 221* la fréquence appliquée par la source 7 220* à la centrale de fréquences 7 230*. Ceci réalise une
87
modification de toutes les fréquences fournies par la centrale de fréquences en conservant leur rapport. La stabilité requise pour la source 7 220* est alors moindre. Bien entendu, il est possible de n'utiliser que certains des signaux tels que f'^, f'g et f'g* Si un seul d'entre eux est utilisé, on obtient une variante intéressante du récepteur qui sera décrite ci-après en référence à la figure 22.
On va maintenant expliquer le fonctionnement général d'un récepteur du second mode de réalisation.
Dans le premier circuit d'asservissement 63» l'asservissement des fréquences des premiers signaux locaux complexes S'^. par rapport aux fréquences spécifiques Fs^ des" ondes 0^ telles que reçues est réalisé à partir des résidus de fréquence R'^ fournis à la sortie de la détection synchrone effectuée sur les composantes uniques f'^.
Oes asservissements ont pour effet d'apporter une correction de fréquence df^ à la fréquence de chaque premier signal complexe S'^, cette correction de fréquence pouvant porter sur la composante unique, ou dans une variante de réalisation sur la composante complexe„ La fréquence F's^. de chaque premier signal local complexe est donc :
P'Sk = H'k + f + dfk
Les seconds signaux locaux complexes S'km reçoivent, pour chaque fréquence spécifique Fs^., une modification de fréquence dfkm, qui est proportionnelle à df^ dans le rapport de la valeur nominale de la fréquence de mesure Fm à la valeur nominale de la fréquence spécifique Fs^. :
88
Pm
3k df, = . df,
km 1
On a par conséquent pour chaque second signal local complexe S'-^
P
m
P', = H' + f + — . df,
km km p k iSk
5 Toutes les fréquences des composantes complexes
(H'k ; e^~ des comPosantes uniques (f), sont tirées d'une même source, quelle que soit la valeur des indices k et m. H désignant la fréquence nominale de cette source et dH l'écart instantané de la fréquence réelle de la source par rapport à 10 sa valeur nominale, il résulte que les fréquences nominales des composantes H'k, ' H'^ et f doivent être multipliées par (1 + pour obtenir les fréquences réelles. En outre, on remarquera que les composantes complexes H'^ et H'^ ont pour fréquence nominale respectivement Ps^ - f et Pffi - f ; chaque 15 composante unique a une fréquence nominale égale à f,
Si l'on considère maintenant les fréquences des ondes reçues,, elles sont modifiées par l'effet Doppler selon la vitesse de..'déplacement v^ du récepteur en direction de la station émettrice correspondante pour chaque valeur de 20 l'indice k.
les fréquences spécifiques reçues sont donc :
Psk (1 + i)
et les fréquences de mesure reçues sont :
&9
le symbole o désigne la. vitesse de propagation des ondes considérées, supposée la même pour toutes. De la seconde équation, il apparaît clairement que la fréquence réelle d'une onde momentanée 0Vm reçue diffère en général suivant la valeur de l'indice k, dès que le récepteur se déplace par rapport aux stations émettrices. C'est pourquoi les signaux ^'km son"k différents, pour une même valeur de l'indice m, et lorsque l'indice k varie.
L'asservissement permanent de fréquence appliqué à chaque premier signal local complexe S'k réalise l'égalité suivante, entre la fréquence réelle reçue et la fréquence réelle du signal local :
Fsk (1 +i) = (Fsk-f) (1+â§)
+ f O + â|) + dfk cette relation se simplifie pour fournir :
cette condition est donc réalisée en permanence par le premier circuit d'asservissement 63»
Les fréquences réelles des seconds signaux locaux complexes S'^ s'écrivent, pour chaque valeur des indices k et m, selon le second membre de l'équation suivante, dont le premier membre est la'fréquence réelle de l'onde 0^ telle qu'elle est reçue (et lorsquelle est reçue) :
(1 +^) = (1
+ fd + âf) + • «fk
90
Cette relation exprime la condition pour que la fréquence réelle de chaque second signal local complexe soit égale à la fréquence :
5 de l'onde 0^. la relation se simplifie pour devenir :
i = as + _l . df c H Fsk k
Comme dans le brevet principal, il apparaît que cette condition est déjà réalisée par l'asservissement permanent de fréquence sur le premier signal local S'k« Far conséquent, les seconds 10 signaux locaux S'km tels qu'ils sont engendrés sont déjà mis en fréquence pour recevoir les ondes 0km. L'instabilité dH de la source de fréquence H est compensée par chaque correction de fréquence df^.
Dans un premier mode de réalisation de la 15 présente addition, les corrections de fréquence df^ et df^
sont appliquées aux composantes uniques pour les premiers et seconds signaux complexes. Dans un second mode de réalisation, les corrections de fréquence sont appliquées aux composantes complexes, et, de.préférence, seulement à l'une des composantes 20 simples de chaque composante complexe, comme on le verra plus loin.
Avantageusement, les récepteurs selon la présente addition utilisent également les corrections de fréquence df^ pour obtenir des informations sur la différence 25 des distances du récepteur à deux stations émettrices.
En effet, la condition d'asservissement exposée ci-dessus peut s'écrire :
'tfcf-
V
dfk _ Vk dH
Fs^ c H
En donnant maintenant à k deux valeurs différentes, par exemple 5 et 6 correspondant aux stations émettrices E^
et E/., la soustraction des deux équations correspondantes 6
5 fournit :
dfc dfc *
■P. ». - ~ *■ ■■■ ■■■ (Vi- — W )
Ps5 Es g c 5 6'
L'intégration d'une telle différence en fonction du temps fournit donc une information sur la différence des distances du récepteur aux stations émettrices E^ et Eg. 10 Dans les exemples de chaînes de radiolocalisation particulières, les valeurs des fréquences Es^. sont très voisines, et leur écart relatif ne dépasse jamais 1 millième. Par conséquent, en intégrant directement la différence df,_ - dfg, l'erreur relative ne dépasse pas le millième. Cette erreur est 15 corrigée de temps en temps avant qu'elle ne devienne appréciable, à l'aide des informations fournies à partir des fréquences de mesure'.
Le taux de répétition de cette correction est évidemment fonction de la vitesse du mobile ; à titre d'exem-20 pie, pour un mobile se déplaçant à dix noeuds sur la ligne de base d'un réseau hyperbolique, l'erreur serait au plus de l'ordre du mètre au bout de cinq minutes.
En outre, lorsque les corrections de fréquences sont effectuées sur les composantes uniques f'^ des premiers 25 signaux complexes, il est clair que la différence des fréquences de deux d'entre elles, f'^ - f'g par exemple, est identique à la différence df^ - dfg ; elle peut donc faire l'objet d'une intégration pour fournir une information de différence de distances.
92
^ En variante, on utilise le dispositif de la figure 21. Sur cette figure est représenté un circuit 7 711*, de constitution analogue, à celle du circuit 77 203* de la figure 16, et dans lequel les deux bascules J-K 7 712* et 7 713* reçoivent aussi les signaux a., et qui constituent le résidu de fréquence spécifique R'^. Cependant, la fréquence appliquée aux entrées horloge des deux "bascules J-K de la figure 21 est une fréquence Q^. De la manière précédemment décrite, les signaux de sortie des deux bascules ont pour valeur moyenne :
• R'
O
Ce résultat correspond en effet à la relation analogue décrite plus haut pour le circuit 77 203*, qui fournit une valeur moyenne de correction de fréquence ïï.df^ satisfaisant la relation :
Q
îr.dfr- = R'
5
5 5 2
La variante permise par le dispositif de la figure 21 consiste à intégrer des résidus de fréquence spécifique pour utilisation à l'exploitation, au lieu d'intégrer des différences de fréquences de composantes uniques, telles que f ' - -f •
1 5 6*
Par ailleurs, on rappelle que selon la présente invention, il est avantageux que la fréquence Qj- soit proportionnelle à la fréquence spécifique Fs^ suivant un facteur q, soit Q,_ = q.FSj-, et que de même ^ = q.F^, le facteur q étant le même pour toutes les fréquences reçues. Ceci satisfait alors la condition exposée plus haut :
93
II !l
Qcj Fs,- Fs,-
Si l'on reprend maintenant la relation :
df5 df6 1
5 Fa5 Fs6 c 5' 6
cette relation peut s'écrire, compte tenu de ce qui précède :
Q. 1
—(R' -R'g)=- (v5-v6).
Z.TS ? b c 13 b
L'intégration de la différence des résidus R'^ 10 et R'g en fonction du temps permét donc aussi d'obtenir une information sur la différence des distances du récepteur aux stations émettrices E^ et Eg.
C'est pourquoi un circuit tel que 7 711* de la figure 21 permet de pondérer le résidu R'^ à l'aide d'une 15 fréquence avant l'intégration qui fournit les différences de distances aux stations émettrices.
La fréquence a la même valeur quel que soit l'indice k de la station émettrice concernée. Elle est choisie selon l'unité de mesure désirée pour ladite intégration. 20 En plus, l'approximation déjà mentionnée plus haut, consistant à supposer les fréquences Fs^. extrêmement voisines et à négliger la différence entre elles, se traduit par le fait que les fréquences (telles que Q^) sont toutes les mêmes.
94
Comme déjà mentionné, il en résulte une erreur sur l'information de différences de distance obtenue par intégration de la différence R',- - R'g après pondération par Qt. Cette erreur est suffisamment faible pour pouvoir être
Jj
5 corrigée de temps en temps, toutes les cinq minutes par exemple, au moyen des informations de phase fournies par les seconds signaux locaux complexes du récepteur.
On va maintenant décrire la figure 22, sur laquelle le résidu R'^ est utilisé dans le circuit AYpour 10 commander directement la boîte +/- 7 721* disposée entre la source unique 7 220* et la centrale de fréquences 7 230*.
Dans ce cas, le circuit AV,_ comporte seulement un circuit du typé Afç. (77 203* sur la figure 6), la fréquence ayant une valeur convenable en relation avec la valeur de la fréquence 15 à corriger.
Sur la figure 22, le résidu R'^ relatif à la station émettrice réalise donc une modification globale de toutes les fréquences constituant les premiers et seconds signaux complexes, et fournies par la centrale de fréquences 20 7 230*.
La partie droite de la figure 22, relative aux stations émettrices Og et 0^ est identique à la partie correspondante de la figure 19» à ceci près que les signaux destinés au circuit 69 (non représenté) sont extraits des circuits AVg 25 et AVg, qui comportent en plus à cet effet chacun un circuit tel que 7 711* de la figure 21.
L'action du résidu R'^ sur la boîte +/- 7 721* a pour effet non seulement de modifier le signal f',_ (en fait strictement identique à f), appliqué au détecteur 7 245*, 30 mais aussi de modifier les composantes complexes H',- et H'km.
95
On remarque sur la figure 22 que les ondes momentanées font l'objet de deux changements de fréquence, donc que les seconds signaux locaux complexes ont une composante complexe qui est vraiment complexe, et qui, pour la fréquence de mesure 3?^ , 5 comporte par exemple deux composantes simples désignées sur la figure 22 par H1^ et H"^ .
On peut considérer par conséquent, que l'ensemble des signaux locaux complexes est mis en fréquence par rapport à l'onde permanente 0^ émanant de la station émettrice 10 E^. les circuits de mise en fréquence et en phase relatifs aux stations émettrices Og et 0^ fonctionnent donc par rapport à la mise en fréquence relative à la station émettrice E^.
Sur la figure 22, la mise en phase par rapport
à l'onde momentanée 0K , est réalisée non pas sur la composante
5 » •
15 unique f'^ mais sur la composante simple H"^ qui fait partie de la composante complexe commune aux seconds signaux locaux S'^ quelle que soit la valeur de l'indice k, donc la station émettrice concernée.
A cet effet, les circuits A cp ^ * comportent
' 5 » * .
20 une constante de temps convenable, tandis que la boîte +/-77 511* et le compteur-diviseur par N 77 512* sont disposés pour agir sur la composante simple H"^, au lieu d'agir comme sur la figure 19 sur la composante unique fV En conséquence, le détecteur de différences de fréquence 7 745*, et le détec-25 teur de phase 7 771* reçoivent tous les deux et directement une fréquence f, un diviseur par F étant supposé incorporé à la centrale de fréquences 7 230*.
Cette disposition a pour effet que la correction de phase relative à la station émettrice E^, et obtenue pour 30 la fréquence de mesure à l'aide de l'onde momentanée 0,_
est appliquée à une fréquence d'hétérodyne . Il en résulte que cette correction de phase est également appliquée aux autres ondes momentanées 0^ au moment de ce changement de fréquence.
96
En conséquence, les signaux f'g ^ et f'^ ^ sont représentatifs de l'écart de phase entre l'onde momentanée 0^ et les ondes momentanées 0C 4 et 0n■„.
0,1 y 91
Tous les signaux fournis au circuit d'exploitation sont donc exprimés par rapport aux ondes permanentes et momentanées venant de la station émettrice E^ qui sert en fait de référence. Dans ce cas, les deux réseaux hyperboliques ont en commun la station émettrice E,-,' et les informations
5
d'exploitation sont obtenues directement par rapport à la station émettrice E,-.
Les relations données plus haut restent valables
Cependant, un rôle particulier est joué par la correction de fréquence dF, ce rôle étant de compenser l'instabilité dH de cLH
la source. Ces équations se lisent mieux en remplaçant -g par dF df,- 25.
F Fs5 '
ce qui fait apparaître le terme :
df,
35
J5.
FSr dans les équations concernant les stations Eg et Eg, vérifiant ainsi le fait que la station émettrice sert de référence.
Sur la figure 23, est représenté le schéma général d'une autre variante du second mode de réalisation de récepteur, avantageuse pour les mobiles ayant une vitesse élevée.
Toutes les composantes complexes des premiers et seconds signaux complexes portent deux composantes simples dont l'une (H' ; H'^) est commune quel que soit l'indice k donc la station émettrice concernée, et dont l'autre, (par exemple (H",- ; H"^ ^ ) dépend de la station émettrice.
97
Les corrections de fréquence et de phase sont appliquées dans ce mode de réalisation à cette composante simple qui dépend de la. station émettrice, tandis que la composante unique n'est pas modifiée par les premiers et 5 seconds asservissements.
Ainsi, sur la figure 23, la composante H",_ appliquée comme seconde fréquence d'hétérodyne à l'onde (Défait l'objet d'une modification de fréquence commandée par le circuit AV,_ en réponse au résidu R'^ fournis par le détec-10 teur 7 745*, la modification de fréquence étant réalisée par la boîte +/- 77 201* suivie du compteur-diviseur par N 7 202*, la sortie du compteur-diviseur 77 202* étant appliquée au mélangeur 7 251*•
Le circuit AVr- commande aussi la mise en fré-5
15 quence de la composante H'' , par la bo��te +/- 77 211*, tandis
0 f ' ^
que la mise en phase est commandee par le circuit A cp ^ ^ 77 513* en réponse au résidu R'^ la mise en phase étant réalisée par la boîte +/- 77 511* suivie du compteur-diviseur par N 77 212*, dont la sortie est appliquée au mélangeur 20 72 541*.
• En résumé, les détections se font toujours sur les composantes uniques au niveau du circuit détecteur de différences de fréquence 7 745* et du circuit détecteur de phase 7 771*, tandis que les modifications de fréquence portent 25 respectivement sur les fréquences d'hétérodyne H",- et H"^ ^, cette dernière subissant aussi une modification de phase.
L'utilisation d'un mélangeur commun 7 250*
pour toutes les ondes permanentes se justifie d'autant plus que les fréquences spécifiques sont très voisines les unes 30 des autres. Par contre, il n'ya aucun problème pour utiliser un mélangeur commun désigné par 7 2'54 A pour toutes les ondes momentanées ayant la même fréquence de mesure, en l'espèce .
98
Sur la figure 23, les circuits AV,_, AVg et un circuit de pondération t el que le circu: 7 711* de la figure 21,.en vue de fournir des informations de vit»
senté.
AVg comportent un circuit de pondération t el que le circuit 71
de vitesse vrf vr et vn en direction du circuit 69 non repré-o d y
Ces informations v^, Vg et v^ sont respectivement proportionnelles aux résidus de fréquence R'^, R'g et R'g, et, de manière analogue à ce qui est illustré sur la figure 20, ils sont combinés dans un circuit 7 222* pour être 10 appliqués à la boîte +/- 7 221* en vue de corriger globalement la fréquence de source 7 220* avant application à la centrale de fréquences 7 230*.
Les composantes simples H"^ ^ , H"g ^ et H"g ^
sont représentatives par leurs phases relatives des différences 15 de phase entre les ondes'momentanées 0^ ^, Og ^ et 0^ ^, mais ces composantes sont permanentes. Elles sont envoyées en direction du circuit d'exploitation des phases 68 non représenté.
Les signaux H" tels que H",- ^ , HM,_ ^ (n°n représenté), etc. peuvent avoir ou n'avoir pas la même fréquence. 20 S'ils ont la même fréquence, il en résulte une très grande complication pour la réalisation des autres composantes simples des composantes complexes, et en particulier l'impossibilité de faire les changements de fréquence de la manière indiquée ci-après.
25 S'ils n'ont pas la même fréquence, il n'y a alors pas de problème majeur pour réaliser les fréquences d'hétérodyne ; la complication est reportée dans le traitement des signaux tels que H",- ,, H" 0, etc., par le circuit 68 (non represente). Dans ce circuit, il est cependant beaucoup 30 plus facile de s'accommoder de signaux ayant des fréquences différentes.
V
99
On remarquera en outre que si le mélangeur 7 250* est commun- pour les ondes permanentes comme représenté sur la figure 23? les fréquences H"^, H"g et H"g ont nécessairement des valeurs nominales différentes lorsque la composante 5 unique f est également commune quel que soit l'indice k,
donc la station émettrice concernée. Si elles sont égales, il est possible en variante, de les utiliser pour obtenir par intégration des informations de différence de distance.
Jusqu'à présent, dans la description du second 10 mode de réalisation de récepteur, on n'a pas détaillé la réalisation des changements de fréquence, et de la centrale de fréquences 7 230*.
Un point commun à tous les modes de réalisation de l'invention est que la composante unique de chaque signal 15 local complexe a une fréquence nominale très basse (quelques
Hertz), et requiert une bande passante très étroite, de l'ordre de 0,5 Hertz.
On appliquera donc avantageusement les enseignements du brevet français n° 72 27 060 demandé le 27 Juillet 20 1972 au nom de la demanderesse, et intitulé DISPOSITIFS ELECTRONIQUES DE CHANGEMENTS DE FREQUENCE, dit ci-après brevet précité, en remarquant que les fréquences qui y sont mentionnées ont des valeurs concordant avec les valeurs indiquées dans le premier exemple de chaîne de radiolocalisation exposé 25 ci-dessus.
Pour mieux comprendre les conditions d'application de ces changements de fréquence à la réalisation du récepteur selon la présente invention et les avantages qui en résultent, on se reportera à la description des installations 30 d'émission qui a été faite plus haut-
Comme le nombre des signaux d'hétérodyne à fournir par la centrale de fréquences est alors assez élevé, il est avantageux d'utiliser pour leur élaboration les dispositions décrites en référence à la figure 3 du brevet précité 35 72 27 060.
100
Gomme la réception des fréquences spécifiques doit être permanente, il est évident que les éléments constitutifs des voies de réception correspondantes auront des caractéristiques fixes au sens du brevet précité, plusieurs 5 étages de changements de fréquence pouvant être communs.
Par contre, la réception des ondes momentanées ayant les fréquences de mesure est momentanée. Il est alors suffisant d'utiliser une voie de réception pour chaque fréquence de mesure, avec des caractéristiques fixes et éventuel-10 lement des éléments communs, selon la, figure 7 du brevet précité. A la limite, on utilise une seule voie de réception pour toutes les ondes momentanées et toutes les fréquences de mesure, les caractéristiques des éléments constituant cette voie de réception étant alors modifiables par commutation au 15 sens du brevet précité, suivant un programme préétabli dépendant du programme de réception des ondes momentanées.
Bien entendu, les dispositions illustrées sur les figures 4 et 6 du brevet cité sont également applicables avantageusement à la réalisation des récepteurs selon, l'inven-20 tion.
En se référant à la description des installations d'émission, on comprendra mieux l'intérêt de l'utilisation des changements de fréquence suivant le brevet cité, et l'économie qui en résulte. Bien entendu il ne s'agit pas de 25 prendre des' montages strictement identiques à ceux des stations émettrices pour les utiliser dans les récepteurs.
Bien entendu, de nombreuses variantes de réalisation d'un récepteur peuvent être envisagées, tant sur le plan de la constitution générale que sur le plan des 30 circuits particuliers. En particulier, certaines variantes générales ou de détail du premier mode de réalisation de récepteur s'appliquent au second mode de réalisation qui vient d'être décrit, notamment pour les circuits d'exploitation.
1.01
On va maintenant décrire en référence aux figures 24 à 31, une variante hautement avantageuse du récepteur selon le second mode de réalisation tel qu'illustré sur la figure 19, comportant plusieurs perfectionnements importants, dont l'intérêt apparaîtra surtout au niveau de l'exploitation des signaux.
Dans cette variante, le récepteur reçoit quatre stations émettrices différentes pour former deux réseaux hyperboliques indépendants. Les quatre stations émettrices reçues sont désignées ci-après par les lettres A, B, C et D de façon générale. Pour abréger, on donne à l'indice k les valeurs a, b, c, d respectivement pour chacune des voies de réception A, B, 0, D, sans que les valeurs a, b, c, d soient précisées.
Comparant maintenant le contenu de la figure 24 à celui de la figure 19, il apparaît que la source unique de fréquence 7220* est suivie sur la figure 24 d'un circuit 720* qui est un correcteur de fréquence et de phase répondant à des informations venant d'un circuit tel que 7222* (figure 23 ou figure 26, commentée ci-après).
D'après la figure 23, le circuit 7222* fournit •une sortie qui est semblable à une combinaison linéaire des résidus de fréquence spécifique, tels que R'^. Sur la figure 21, on a vu qu'un résidu tel que R'5 comporte deux signaux sur deux lignes respectives séparées, l'un des signaux correspondant à un écart positif et l'autre à un écart négatif.
Sur la figure 24, le correcteur 720* reçoit donc de même deux signaux de commande séparés, l'un positif sur une ligne +, et l'autre négatif sur une ligne -, ces signaux étant par exemple du même type que ceux fournis par le circuit de la figure 21. On suppose en tout cas que ce sont des signaux du type-logique tels que des signaux rectangulaires ou des impulsions.
102
En premier lieu, les lignes + et - sont appliquées respectivement à des compteurs diviseurs 72211* et 72212*, qui ont le même module,, pour fournir une constante de temps, et les sorties respectives de ces deux compteurs sont appliquées 5 aux entrées + et - d'un compteur réversible 72213*. De façon connue en soi, ce compteur réversible est couplé étage par étage à un synthétiseur 72214*. Oe synthétiseur a une fréquence de sortie égale à p/K fois sa fréquence d'entrée, p étant variable de 0 à K-1 de façon commandée par le compteur réver-10 sible. On comprend que le compteur réversible 72213* répond à la différence entre deux nombres de fronts de montée (par exemple), arrivant respectivement sur la ligne + et la ligne -, en c ommandant une variation de la fréquence de sortie du synthétiseur. La fréquence de 5 MHz fournie par la source 15 7220* est appliquée à un compteur 72201* diviseur par 20,
qui fo'urnit donc 250 kHz. Cette dernière fréquence est appliquée d'une part au synthétiseur 72214*, et d'autre part à un compteur 72218* diviseur par 2, qui sont suivis respectivement-par des compteurs diviseurs 72215* et 72219* de même module. 20 En second lieu, les lignes + et - venant du circuit 7222* sont appliquées aussi à des compteurs diviseurs 72216* et 72217*, ayant le même module, respectivement.
En admettant que le synthétiseur 72214* fournit, une fréquence.' croissante lorsque le comptage du compteur 25 réversible 72213* augmente, la sortie du diviseur 72215* fournit des signaux rectangulaires qui sont combinés avec ceux de la sortie du compteur 72216* dans un circuit OU exclusif 72221*. La sortie du compteur 72219* est de la même façon combinée avec la sortie du compteur 72217* dans un circuit OU exclusif 30 72222*. Enfin, les sorties respectives des circuits 72221* et 72222* sont appliquées à une boîte +/- 7221*.
103
le synthétiseur 72214* et le compteur 72218* fournissent des fréquences sous forme de signaux rectangulaires, la moitié de la gamme de correction de fréquence permise par le synthétiseur est appliquée en permanence à l'entrée - de 5 la boîte +/- 7221*, à partir de la sortie du compteur 72219*.
Ceci constitue une sorte de polarisation négative en fréquence, le synthétiseur 72214* peut alors être utilisé pour obtenir une correction de fréquence positive ou négative.
Par ailleurs, les sorties des compteurs 72216* 10 et 72217* fournissent des signaux rectangulaires qui produisent individuellement une correction de phase. Il est avantageux de disposer un compteur réversible à l'entrée de la boîte +/-7221*, en réduisant d'autant les modules des compteurs 72215*, 72216*, 72217* et 72219*.
15 la sortie de la boîte +/- 7221* est ensuite utilisée dans un circuit dit "détecteur de coïncidences" du type décrit dans le brevet français 69 08 755, publié sous le n° 2 036 578. Un tel montage permet d'accrocher les fréquences de deux sources différentes avec une très grande précision. 20 On prendra- soin de distinguer ce détecteur de coïncidences des détecteurs à coïncidence classiques. le montage comprend un diviseur de fréquence par 250 constitué d'un compteur 72223*, branché à la sortie de la boîte +/- 7221* et connecté à une première entrée du détecteur de coïncidences proprement 25 dit 72224*, illustré par un double losange, le détecteur
72224* est réalisé par exemple comme illustré sur les figures 5 et 6 du brevet français 69 08 755. Sa seconde entrée reçoit le signal d'une source de fréquence 72225* par l'intermédiaire d'un compteur 72226*diviseur par 10, tandis que la sortie du 30 détecteur de coïncidences 72224* commande la fréquence de la source de fréquence 72225*, laquelle a une fréquence nominale de 5 010 kHz. la sortie du correcteur de fréquence et de phase 720* est constituée par le signal à 501 kHz fourni à la sortie du compteur diviseur 72226*. Finalement, ce signal à 501 kHz 35 est piloté par la source unique 7220*, en subissant dans le
104
circuit 720* les corrections de fréquence et de phase commandées par les lignes + et - venant du circuit 7222*.
détecteur de coïncidences 72201* ayant sa sortie reliée à une source de fréquence 72203* à 9600 kHz, dont la sortie est reliée notamment à un compteur 72204* diviseur par 9 600, la sortie de ce dernier étant reliée à l'autre entrée du détecteur de coïncidences 72201*.
Oes circuits forment une centrale de fréquence 722*, qui fournit donc un signal à 9 600 kHz venant de la -source de fréquence 72203*, un signal à 1 kHz venant de la sortie du compteur diviseur 72204*, un signal à 4 Hz, désigné par 2r, et fourni sous la forme de l'ensemble des différentes sorties d'étages binaires d'un compteur 72205* diviseur par 256, relié à la sortie du compteur 72204*, et un signal à la fréquence de 2 Hz, désigné par r, fourni par la sortie d'un compteur 72206*, diviseur par 2, relié à la sortie du compteur 72205*. (Sauf mention contraire, on appelle sortie d'un compteur sa sortie de division).
la centrale de fréquence 722* aient une origine temporelle commune pour laquelle ils ont un "passage par zéro" dans un sens déterminé. On dira que ces signaux ont une même référence de phase. Autrement dit', les fronts de montée (ou de descente en variante) sont simultanés à ceux du signal à 9 600 kHz. En plus, les fronts de montée du signal r sont simultanés à des fronts de montée des autres signaux. Le signal r donne par conséquent la référence de phrase.
que l'on appelle générateur de "stimuli". On utilise ici le mot "stimulus" pour désigner un signal engendré localement au niveau du récepteur, ayant l'une des fréquences de mesure P , et destiné à être traité exactement comme les ondes momen-tanées reçues 0Vm, qui ont les fréquences de mesure Pm.
Oe signal à 501 kHz est appliqué à un second
Il est avantageux que les signaux fournis par
La figure 24 comporte enfin un circuit 80*
105
Le circuit 80* comporte un synthétiseur 802*
dont les entrées de commande sont couplées à une mémoire fixe 801*, tel qu'une matrice à diodes. Le synthétiseur 802* reçoit la fréquence de 9 600 kHz, et sa sortie est appliquée à un 5 circuit 803* diviseur de fréquence par 12. La matrice à diode 801* est agencée pour commander le synthétiseur 802* de sorte que la sortie du diviseur 803* puisse fournir chacune des fréquences de mesure , suivant m signal de programme P,j.
Le synthétiseur 802* a par exemple un facteur 10 K égal à 6 400, et un nombre pm qui dépend de la fréquence de mesure Fm se trouvant commandée par le signal de programme ,
avec pm- = Fn/125 Hz*
Le signal P^ est à proprement parler le signal de programme de réception. Il est illustré sur la figure 30, 15 à laquelle on se référera maintenant, en même temps qu'à la figure 3, qui est le programme d'émission. La figure 30 concerne seulement la première minute du programme d'émission c'est-à-dire les deux premières cases à gauche du tableau de la figure 3.
20 Pendant cinq secondes avant et après chaque commutation du programme d'émission de la figure 3, donc pendant
10 secondes en tout, le programme de réception commande la production d:'un "stimulus" sur l'une des fréquences de mesure.
Pendant l'intervalle de temps de 20 secondes qui va de la
25 cinquième a la vingt-cinquième secondes de chaque cas de programme d'émission, le programme de réception comporte quatre cases de réception, successivement pour l'onde momentanée qui est émise à ce moment-là par chacune des stations émettrices choisies A, B, C, D. Les valeurs de fréquence de mesure sont,
30 bien sûr, définies par le programme d'émission de la figure 3
et le choix réel des stations émettrices désignées de façon générale par A, B, C, D. Sur la figure 30, on a désigné cette fréquence de mesure par F„, F, , F , F,.
a' b c d
106
En ce qui concerne la réception des ondes momentanées ayant les fréquences de mesure, le programme de réception est défini- dès que les intervalles de temps de réception de A, B, C, D sont fixés, car les valeurs des fréquences en découlent immédiatement d'après la figure 3° Au contraire, pour la mise en oeuvre des "stimuli", le choix des fréquences reste libre après que les intervalles de temps de mise en oeuvre des stimuli sont fixés. On supposera que ce choix est fait comme indiqué sur la figure 30 : fréquence de mesure autour de zéro seconde, Pg autour de 30 secondes, fréquence autour de 60 secondes, etc.
On comprend donc que la mémoire à diode 801* est agencée pour répondre au signal de programme en commandant à tout instant la fréquence de mesure correspondante (si elle existe) à la sortie du diviseur 803*. On remarquera cependant, que dans le circuit de programme P^, les fréquences de mesure ne sont pas distinguées suivant qu'il s'agit de la réception d'ondes momentanées ou de la mise en oeuvre de stimuli. Un signal de programme P^ est donc utilisé pour être représentatif de la présence des stimuli, avec la forme indiquée sur la figure 30. Ce signal- P^ est appliqué pour la remise à zéro forcée et durable du compteur diviseur 803*. Ce dernier ne peut donc fournir un stimulus en sortie que lorsque le signal Pg est au niveau haut sur la figure 30„
C'est donc le signal seul qui donne les intervalles de temps de mise en oeuvre des stimuli, de façon distincte par rapport à la réception des ondes momentanées. Il est supposé que le niveau de puissance des stimuli est suffisamment supérieur par rapport au niveau de puissance de réception des ondes pour que les ondes reçues soient négligeables lorsqu'un stimulus est appliqué aux voies de réception par la sortie du compteur 803*.
107
Enfin, on sait qu'un synthétiseur suivi d'un compteur diviseur, tels que 802* et 803* respectivement, permettent d'agir sur la fréquence d'un signal. Cependant, la phase du signal sortant du diviseur n'est en principe pas définie rigoureusement.
La demanderesse a observé que les états des différents étages du compteur 803* et aussi du synthétiseur 802* constituent une forme de représentation de la phase du signal de sortie du compteur 803*, et qu'en utilisant le signal r à 2 Hz venant du circuit 72206* pour remettre à zéro tous les étages du compteur 803* et avantageusement du synthétiseur 802* au moment du front de montée (ou en variante de descente) du signal r, chaque front de montée du signal r est simultané à un front de montée du signal, fourni par le circuit générateur de stimuli 80*. Alors que la phase de ce dernier signal n'est pas définie au départ, on peut écrire que le signal r sert de référence pour "reconstituer" la phase des signaux de sortie du compteur 803*.
Bien entendu, il est utile de transformer le signal r, qui sort sous forme rectangulaire du compteur 72206*, en impulsions au moment du front de montée (ou, en variante, de descente) du signal rectangulaire, pour remettre à zéro tous les étages des circuits 802* et 803* au moment du front de montée. Cette transformation en impulsions est considérée comme accessible-à l'homme de l'art. Dans la suite, les circuits réalisant cette transformation ne seront pas illustrés ni mentionnés, étant entendu qu'ils peuvent exister chaque fois qu'on décrira une remise à zéro faite à un moment donné.
Par contre, lorsque, comme pour le signal P^ appliqué au compteur 803*, la remise à zéro est faite de façon durable, il est clair qu'on ne fait pas une transformation en impulsions»
108
On retrouvera, ci-après, de nombreuses structures analogues à celles du circuit 80*, d'une part pour ce qui est de la commande d'un synthétiseur à l'aide d'une mémoire à diodes (illustrée sur les figures par un bloc carré 5 contenant une diode verticale), d'autre part en ce qui concerne la "reconstitution" d'une phase en utilisant le signal r à 2 Hz. En effet, le signal r peut servir à "reconstituer" la phase de tout signal dérivé du signal à 9 600 kHz et ayant une fréquence multiple de 2 Hz.
10 Sur la figure 25, on retrouve, pour la plupart,
des circuits dé la figure 19. En plus, la centrale de fréquence 7 230* de cette figure 19 est décomposée pour faire apparaître ses différents éléments. Enfin, d'une façon analogue à ce qui a été vu pour les stations émettrices (figures 5 et 6), il y a 15 pour chaque voie de réception deux changements de fréquences dans lesquels la fréquence d'hétérodyne est fournie par division de la fréquence à 9 600 kHz, et un troisième dont la fréquence d'hétérodyne est fournie par un synthétiseur suivi d'un diviseur de fréquence.
20 Sur la figure 25, les deux premiers étages de changement de fréquence sont communs pour ce qui est de la réception des fréquences spécifiques des quatre stations émettrices choisies A, B, C, D. Ils ont la même structure que les deux, premiers étages de la figure 9. 25 A' titre d'exemple, on décrira seulement le troisième étage de changement de fréquence qui est relatif à la station émettrice A. Il comporte un synthétiseur 72310*, commandé par une mémoire à diode 7231 E*, qui répond à une valeur choisie de l'indice k = a de la station émettrice A. 30 Le synthétiseur 7231C* est suivi d'un compteur diviseur 7231D* dont la sortie fournit la fréquence d'hétérodyne d'un circuit mélangeur 7251C*. Le circuit mélangeur 7251C* est illustré par un bloc carré doublé, ce qui indique qu'il est avantageusement agencé pour éliminer l'onde image, par exemple comme 35 décrit dans le brevet français 72 27 060 en référence à la figure 4.-
109
Les derniers étages de changement de fréquence affectés aux stations émettrices A, B, 0, D fournissent donc respectivement des signaux désignés par f&, f^, f , f^. Ces . signaux rectangulaires ont une fréquence nominale, dont la valeur est définie par les circuits placés en aval, comme décrit ci-après, le réglage des synthétiseurs tel 7231C* étant effectué en conséquence»
En ce qui concerne les fréquences de mesure, elles proviennent d'une part de l'antenne 71* et d'autre part du générateur de stimuli 80* par l'intermédiaire d'un circuit d'adaptation 808*, agencé pour avoir un déphasage connu aux différentes fréquences de mesure, et comprenant par exemple une capacité très faible.
La réception des fréquences de mesure s'effectue comme celle des fréquences spécifiques, à ceci près que les filtres des premiers changements de fréquence (toutes les références 7 244*), les diviseurs de fréquence 7234A*, et 7234B*, et le synthétiseur 72340* couplé à la mémoire à diode 7234®* sont variables en réponse au signal de programme „ Un synthétiseur peut être variable de la façon exposée plus haut. Pour les compteurs diviseurs et les filtres, la variabilité est obtenue par commutation. Cette variabilité permet en fait une économie de moyens, et est plus précisément exposée dans le brevet français 72 27 060.
En plus, les compteurs diviseurs 7234A*, 7234B*, 7234D*, et avantageusement le synthétiseur 7234C* reçoivent tous le signal r qui effectue me remise en phase de toutes les composantes des seconds signaux locaux complexes, de la manière décrite à l'égard du circuit 80* de la figure 24.
La sortie du mélangeur 7254C* est appliquée à un filtre 7264A* et un écrêteur 7264B*, dont la sortie fournit un signal f^m, dans lequel l'indice k est limité aux valeurs a, b, c, d qui sont effectivement choisies pour les stations émettrices A, B, C, D. Ces signaux sont dérivés des
110
ondes momentanées reçues, la sortie 7264B* fo'urnit en outre des signaux "stimuli f " ou "St.f ", dérivés des stimulis Pm après changements de fréquence.,
les valeurs des facteurs de division du tableau donné au cours de la description des changements de fréquence dans les stations émettrices restent valables pour le récepteur. Tous les synthétiseurs de la figure 25 ont un nombre K
19 /
égal à 4096 = 2 , et le réglage des facteurs p est différent :
il faut en effet tenir compte de la valeur nominale commune des fréquences f^ et f^ , qui est égale à 1000 : 256 = 3,906 Hz, soit environ 4 Hz, comme on le verra maintenant.
la figure 26 illustre la réalisation des détections synchrones fournissant les résidus'de fréquence R'^ et les résidus de phase R'^ (k = a, b, c, d).
On va considérer tout d'abord la détection synchrone du signal f obtenu par changement de fréquence
Or
à partir de l'onde permanente reçue par la voie A. On suppose par exemple que la fréquence spécifique de cette onde est Fs^.
Les circuits illustrés sur la figure 26 sont identiques à ceux de la figure 16, la fréquence appliquée au bloc 77203* étant en outre fournie par un synthétiseur 7210* à partir de la fréquence 1 kHz, qui vient du circuit 62*, comme indiqué plus haut. Il est permis de mettre commun le synthétiseur 7210* pour les voies A, B, 0, D, en le réglant par construction à une valeur correspondant à la moyenne spécifique (par exemple E = 6 400, et p = nombre entier le plus proche de la moyenne des fréquences spécifiques divisée par 250 Hz j p étant aussi grand que possible entre 3200 et 6400, au besoin en donnant au circuit 77203* un facteur de division supérieur à celui du circuit 7711*).
la fréquence appliquée à la boîte +/- 77201* est le 1 kHz venant du circuit 722*. le module du compteur 77202* étant égal à 256, il en résulte que la valeur nominale commune aux basses fréquences f est égale à 1 000 : 256 = 3,906 Hz sensiblement, comme déjà indiqué.
111
En outre» sur la figure 26, un circuit 7711*, du type illustré sur la figure 21, est utilisé pour pondérer. le résidu de fréquence R'5 fourni par le circuit détecteur de différence de fréquence 7745*, la fréquence de la figure 21 étant le 1 kHz venant du circuit 722*.
En ce qui concerne la fréquence de mesure la figure 26 comporte seulement un détecteur de phase 7771* et un circuit 77513*. Ces deux circuits sont analogues à ceux de la figure 18. Cependant, au lieu d'être faite sur le détecteur 7771* comme sur la figure 18, l'inhibition de l'asservissement de phase est réalisée dans le circuit 77513*, par exemple par forçage à zéro des bascules bistables ou blocage du signal de pondération R^ ^.
D'ailleurs, une différence importante existe entre la variante de la figure 26 et le mode de réalisation de la figure 18. Cette différence a notamment pour résultat le fait que le circuit 77513* reçoit directement la fréquence de 1 kHz founie par le circuit 7771*. En fait, ce circuit 77513* joue le même rôle que le circuit 7711* : il fournit une pondération des résidus de phase R'km et St.R' fournis par le détecteur de phase 7771*, respectivement pour les signaux f^ obtenus à partir des ondes momentanées reçues et pour les signaux St.f obtenues à partir des stimulis. On se-rappellera à cet égard que la voie de réception des fréquences de mesure des figures 25 et 26 ne se distingue que par les valeurs de fréquence, les distinctions entre les ondes, suivant la station émettrice d'origine, et aussi avec les stimulis étant faite par les signaux de programme. Pour ces signaux de programme on donne seulement leur forme, leur* réalisation étant considérée comme à la portée de l'homme de l'art.
M'
112
la différence essentielle entre cette variante et les récepteurs décrits précédemment est la suivante :
- dans le premier mode de réalisation, figures •10 et 12 par exemple, on intègre les résidus
5 de fréquence et de phase séparément ; le résidu permanent de fréquence spécifique R'5 est intégré dans le compteur 7741, en même temps qu'il agit sur la source de fréquence 7710*, laquelle distribue en permanence cet 10 écart de fréquence aux compteurs tels que
7791*o Chacun des compteurs intègre à son tour individuellement les écarts ainsi obtenus, proportionnellement aux fréquences de mesure-3?m respectives. Un réajustement est fait par 15 la boîte +/- 7761* lorsqu'apparaît un résidu
•de phase momentané R'^.
- dans le second mode de réalisation , figures 16 et 18, le fonctionnement est le même, mais ce sont les résidus de fréquence eux-mêmes,
20 tel que R1^, qui sont utilisés pour alimenter chaque compteur tel que 77212*, par la boîte +/- 77211* et le circuit de pondération 77213*, \ - dans la présente variante seuls les résidus de fréquence spécifique R'k sont intégrés, et 25 ' on utilise un multiplicateur de phase pour déduire de ces valeurs intégrées les phases correspondantes, ramenées aux fréquences de mesure»
<*
113
Sur la figure 27, le signal à 9 600 kHz venant du circuit 7 722* est appliqué à un compteur 900 divis'eur par 3, qui fournit donc un signal ayant une fréquence de 3 200 kHz. Ce signal est appliqué à quatre boîtes +/-, respectivement 902A à 902D, qui reçoivent comme signaux de commande les résidus R'a, R'b, R'c et R'd venant des circuits de détection synchrone À, B, C, D de la figure 260
les sorties des boîtes +/- 902A à 902D sont appliquées respectivement à des compteurs 901A à 901D, ainsi que sur la figure 28 à des compteurs identiques correspondants, 931A à 9311-
Si l'on considère maintenant à nouveau la figure 26, le facteur de sensibilité aux entrées du détecteur 7 745* est donné par la fréquence Pa (bien que, à cause des changements de fréquence, la fréquence y soit d'environ 4 Hz). A la sortie de la boîte +/- 77 201*, le facteur de sensibilité est donné par la fréquence Pa . 256.
Pour ce qui est des circuits de pondération des résidus 7 711* et 77 203*, on rappelle qu'ils reçoivent des fréquences respectives 1 kHz, et 1 kHz multiplié par la moyenne des fréquences spécifiques, divisée par 250 Hz et par 6 400 (à cause du synthétiseur 7 210*)„ En fait, ces circuits ne comportent pas seulement chacun une paire de bascules bistables J-K, mais chacun, une paire de compteurs, les facteurs de division respectifs étant différents d'une paire à l'autre.
Ces deux circuits sont agencés de sorte que le facteur de sensibilité à la sortie des compteurs 901A à 901D soit égal à 250 Hz, compte tenu du facteur de division No.
Sur la figure 27, les entrées des compteurs 901 sont appliquées à un commutateur 903 et leurs sorties sont appliquées à un commutateur 904, ces deux commutateurs étant commandés simultanément par le signal de programme P^
de la figure 30. En dehors des stimuli , ce signal de programme P^_ choisit l'une des stations émettrices reçues (A à D) pour utiliser les informations déduites du résidu de fréquence l
114
spécifique associé à cette station émettrice dans le reste des circuits de la figure 27. On supposera maintenant que le signal de programme est sur la voie A.
Sur la figure 27, les circuits 911 à 917 forment un ensemble qui possède la fonction de multiplicateur de phase, et que l'on désignera ainsi maintenant. Il comporte deux synthétiseurs identiques 911 et 915, commandés simultanément par une mémoire à diode 914 suivant le signal de programme P.j. Le multiplicateur de phase comprend aussi trois compteurs identiques 912, 913 et 916, tous diviseurs par 256. Enfin, les compteurs diviseurs 913 et 916 ont les sorties de tous leurs étages couplées respectivement aux entrées d'un soustracteur 917, dans l'ordre des poids correspondants.
Sur la figure 27, le synthétiseur 911 a deux sorties matérialisées, la sortie p/K qui a été seule considérée jusqu'à présent dans les synthétiseurs et ne portait pas de marque distinctive, sur les dessins, et une sortie 1/K (pure et simple division par K) qui est appliquée au compteur
912, tandis que ladite sortie p/K est appliquée au compteur
913.
La sortie du compteur 912 est une référence de phase analogue à celle fournie par le signal r précité.
Elle est appliquée pour la remise à zéro du compteur 913.
Par ailleurs, les' étages du synthétiseur 915 et du compteur 916 sont remis à zéro par la sortie du commutateur 904 qui se trouve être celle du compteur 901A. Cette remise à zéro est donc faite suivant la phase du signal de sortie du compteur 901A„
Le facteur de division ET de tous les compteurs 901 est choisi égal au produit du nombre K commun aux synthétiseurs 911 et 915 par le facteur de division 256, commun aux compteurs 912, 913 et 916. Il en résulte que la sortie du compteur 912 a la même fréquence que celle des compteurs 901.
115
Par ailleurs, les deux synthétiseurs 911 et
915 étant alimentés par la même fréquence 5 200 kHz et ayant le même coefficient p ,• les fréquences des sorties divisées
(non représentées) des compteurs 913 et 916 sont égales entre
5 elles et égales au produit de la fréquence de sortie du compteur 912 (et des compteurs 901) par le coefficient p .
D'autre part, la phase du signal de sortie du compteur 901A comporte un déphasage par rapport à la phase de référence fournie par le signal de sortie du compteur 912 ;
10 le déphasage est dû à l'action de la boîte +/- 902A„
En effet, le signal d'entrée du compteur 901A
est le signal venant du compteur 900, dont la fréquence est
3 200 kHz, modifiée par la boîte +/- 902A. On rappelle qu'une boîte +/- ajoute ou supprime les fronts de montée dans le
15 signal qui les traverse (ou des fronts de descente, ou des impulsions, suivant la nature du signal qui les traverse).
L'homme de l'art comprendra que chaque front de montée ajouté
ou supprimé correspond à une période en plus ou en moins respectivement dans le signal à 3 200 kHz0 La modification
20 d'une période ainsi obtenue est égale à un tour de phase.
Ramené à la sortie d'un compteur tel que 901A, ce tour de phase est divisé par ET et devient une modification de tour
0 N
de la phase du signal de sortie de ce compteur.
On a vu précédemment que les fréquences des 25 sorties divisées (non représentées) des compteurs 913 et 916
sont égales entre elles et au produit de la fréquence de sortie du compteur 912 et du compteur 901A par le coefficient p .
Du fait que les remises à zéro des compteurs 913 et 916 se font d'après les phases des signaux de sortie 30 respectifs des compteurs 912 et 901A, le déphasage entre les signaux de sortie des compteurs 913 et 916 est égal (à un nombre entier de tours près) au produit du déphasage existant entre les signaux de sortie des compteurs 912 et 901A par le même coefficient p
•m
116
A noter que le fait d'appliquer au synthétiseur 915 le signal à 3 200 kHz venant du circuit 900 et ayant traversé la "boîte +/- 902A entraîne la réalisation permanente de la relation ci-dessus, dès que les premières remises à zéro des compteurs 913 et 916 ont été effectuées.
Comme il a déjà été exposé, les différentes sorties d'étages des compteurs 913 et 916 sont représentatives des phases des signaux de sortie divisée de ces compteurs.
Ces sorties d'étage sont appliquées dans l'ordre des poids correspondants, aux entrées d'un soustracteur numérique 917.
la sortie du soustracteur numérique 917 est donc représentative de l'écart de phase entre la sortie du compteur 901A et la sortie du compteur 912, multiplié par le nombre p^. C'est pourquoi on appelle "multiplicateur de phase" le dispositif qui vient d'être décrit. Pour les synthétiseurs 911 et 915» les valeurs de pm sont commandées par la mémoire à diode 914 en fonction du signal de programme P^, selon la relation :
Pm 250 Hz
On a vu én effet que la phase en sortie des compteurs 901 a un facteur de sensibilité choisi égal à 250 Hz.
On a supposé dans ce qui précède que 1'on avait :
H0 = K . 256
On remarquera que l'on obtient le même fonctionnement lorsque No est un multiple du produit K . 256.
M
117
On a écrit précédemment que le facteur de sensibilité à la sortie des compteurs 901 est égal à 250 Hz. Cela signifie qu'une variation de 1 tour du déphasage entre le signal de sortie d'un compteur 601 et un signal de réfé-5 rence de même fréquence correspond à une variation de la distance de propagation de
300 000
=1 200 km
250
(en faisant l'approximation que la vitesse de propagation est égale à 300 000 km/s).
10 On remarquera que la fréquence de sortie du compteur 901A est 2 Hz environ. Pourtant, la phase de sortie de ce compteur 901A a une sensibilité de 250 Hz, pour ce qui est de sa relation de proportionalité avec le temps de propagation des ondes venant de la station émettrice A.
15 Si l'on considère maintenant le temps de propa-,
gation, la sortie du compteur 901A est :
Ta - To + ïïa,
Ta-To étant un temps donné par intégration de la différence, entre l'effet Doppler sur l'onde permanente venant de la 20 station émettrice A et les instabilités de la source unique de fréquence, et ïïa étant une constante d'intégration, inconnue jusqu'à présent, qui dépend de la situation initiale du compteur 901A.
Les sorties des autres compteurs 901B à 901D 25 sont de la même, forme.
118
Les circuits de la figure 27 que l'on va décrire maintenant réalisent l'asservissement des phases des seconds signaux locaux par rapport à celles des ondes momentanées reçues, et permettent de déterminer les constantes telles que Ua.
Sur la figure 27, on considérera maintenant le compteur réversible 918, dont le module est 256, et la mémoire à lecture-écriture 919, qui a une capacité de 48 bits : 8 bits (pour 246) pour chacune des 6 fréquences de mesure.
Ces deux .circuits permettent de mémoriser les déphasages qm dans les voies de réception, en utilisant les stimuli,sur les fréquences de mesure Pm.
En référence au programme de la figure 30, l'interrupteur 922 normalement fermé est ouvert par le signal P^. En même temps, le signal adresse la mémoire de lecture écriture à l'emplacement affecté à la fréquence de mesure P^. En supposant que la mémoire 919 peut à tout moment être lue sur les positions de mémoire adressées, le compteur réversible 918 est prépositionné sur la valeur précédemment mise en mémoire, en réponse au signal de programme Pp.. L'interrupteur 922 étant ouvert, il n'applique que des bits 0 à l'additionneur 921 (il est préférable de fabriquer réellement ces bits zéro en réponse au signal de programme P2). L'additionneur 920 ajoute la phase <p. contenue dans le compteur réversible 918 au signal à 4 Hz fourni par le compteur 72 205* de la figure 24. Seul le bit de poids supérieur de l'addition est conservé comme constituant le signal Stof'm. Ce signal St.f'm est opposé dans le détecteur de phase 7771* de la figure 26 au stimulus venant du circuit 80* après changement de fréquence. Cette comparaison produit un résidu de phase St.R'm qui est pondéré par le circuit 77513*» Comme on l'a vu précédemment en référence à la figure 21, un tel résidu comprend un signal + et un signal -.
119
Les résidus sont appliqués à un commutateur 926, pour être envoyés en direction du compteur réversible 918 en présence du signal de programme P2 indicateur de stimuli, ou à un compteur réversible 924» décrit ci-après, dans le cas con-5 traire. En présence du signal de programme P2, le signal +
et le signal - du résidu de phase St.R'm sont appliqués respectivement aux entrées + et - du compteur réversible 918 pour corriger sa valeur jusqu'à ce que le déphasage détecté par le détecteur de phase 7771* soit nul. Ceci est normalement 10 vrai à la fin du stimulus. La valeur (pi ainsi corrigée, contenue dans le compteur réversible 918, est alors inscrite dans la mémoire 919 sous l'action du signal P6 de la figure 20. On peut ainsi enregistrer dans la mémoire 919 six grandeurs représentatives respectivement des déphasages <pn dans les 15 circuits de réception pour les six fréquences de mesure Pm.
Le circuit constitué du compteur réversible 924 et de la mémoire à lecture écriture 925 fonctionne de la même façon, mais la mémoire 925 contient quatre fois plus d'informations que la mémoire 919 (autant que la mémoire 919 20 pour chacune des quatre stations émettrices reçues A, B, C, D)0
Cette mémoire 925 contient des informations de la forme Pm . Uk, avec k = a, b, c, oud, et m variable de 1 à 6 pour chacune des fréquences de mesure ; c'est-à-dire des produits des constantes ïï par les différentes fréquences 25 de mesure.
La mémoire 925 reçoit comme signal d'adresse le signal de programme P7 de la figure 30, qui résulte de la combinaison du signal de programme P1 avec le signal de programme P4, en enlevant les intervalles de temps de stimuli, 30 donnés par le signal de programme P2.
120
En admettant arbitrairement que la fréquence . de mesure est reçue de la station émettrice À, le compteur réversible 924 reçoit la valeur .ïïa précédemment mise en mémoire dans la mémoire 925» selon l'adresse du signal de 5 programme P7. En même temps, le signal de programme P1 agit sur les synthétiseurs 911 et 915 pour que .la sortie du soustracteur 917 soit une phase P^ (Ta - To + ïïa). la sortie du soustracteur 9î7 est soustraite du contenu dû compteur réversible 924 dans m soustracteur 923 ce qui donne P^(Ta - To). 10 L'interrupteur multiple 922 étant fermé, la sortie P^ (Ta - To) du soustracteur 923 est appliquée à l'additionneur 921 en même temps que le déphasage ^p1 contenu dans le compteur réversible 918 ; enfin, la sortie de l'additionneur 921 est ajoutée dans 11 additionneur 920 au signal 4 Hz venant du compteur 15 72205* de la figure 24. Le bit de poids supérieur constitue un signal f'al qui est opposé dans le détecteur de phase 7771* au signal fa1 déduit de l'onde 0 à 1 après changement de fréquence. Le résidu R'a1 agit alors après pondération dans 77513* sur le compteur réversible 924 pour obtenir un dépha-20 sage nul aux bornes du circuit 7771* de la figure 260 A la fin de cette opération, qui est matérialisée par le signal P8 de la figure 27, la nouvelle valeur P1.ïïa contenue dans le compteur réversible 924 est transférée dans la mémoire 925.
De façon générale, les valeurs ainsi obtenues 25 sont des corrections Pm.Uk à appliquer à la phase Pm (Tk - To + ïïk) fournie par le multiplicateur de phase à partir des compteurs 901 pour que la phase du second signal local f'km fourni par la sortie de l'additionneur 920 soit égale à celle du signal fkm dérivé de l'onde momentanée correspondante 0^. 30 Cette correction ne comporte pas les déphasages de réception qm, qui sont contenus dans la mémoire 919 et qui sont appliqués séparément par l'additionneur 921. On remarquera d'ailleurs que les mémoires 919 et 925 peuvent être regroupées pour former un même bloc de mémoire.
121
Par conséquent, les informations contenues dans la mémoire 925 correspondent aux constantes de phase ïï existant dans chacun des compteurs. 901. Comme on le verra ci-après, l'opération de levée d'ambiguïté consiste à utiliser les informations contenues dans la mémoire 925 pour éliminer les constantes de phase ïï de chacun des compteurs 901. Cette opération s'effectue à l'aide des compteurs 931 de la figure 28.
On remarquera que, jusqu'à présent, les signaux de programme (figure 30) sont liés au programme d'émission ; par contre, les signaux de programme que l'on va utiliser maintenant (figure 31) en sont indépendants.
Sur la figure 28, les entrées des compteurs 931A à 931D sont reliées à un commutateur 932, tandis que les sorties des' compteurs 901A à 9011) sont appliquées à un commutateur 933. Les sorties des compteurs 931A à 931D sont appliquées à un commutateur 934 ; enfin, les compteurs 931A à 931D ont chacun une entrée de remise à zéro instantanée reliée à un commutateur 935. Les quatre commutateurs 932 à 935 sont commandés par le signal de programme P9, qui choisit successivement l'une des positions A à D pour la levée d'ambiguïté. Sur la figure 31 le programme a été limité à la levée d'ambiguïté pour la station émettrice A, le programme étant analogue pour les autres stations émettrices reçues B, C, D.
Les commutateurs 932 à 935 sont reliés d'autre part à un multiplicateur de phase, similaire à celui illustré sur la figure 27. Le multiplicateur de phase comprend un synthétiseur 936 et un compteur 937 relié à la sortie du synthétiseur, le synthétiseur recevant par l'intermédiaire du commutateur 932 la fréquence d'entrée du compteur 931A, qui est la même que celle du compteur 901A.. Par l'intermédiaire du commutateur 933, le signal de sortie du compteur 901A est appliqué pour la.remise à zéro du synthétiseur 936 et du
122
compteur 937.
Par ailleurs, le signal de sortie du commutateur 932 est appliqué par l'intermédiaire d'une "boîte +/- 948 à un synthétiseur 938, dont la sortie 1/K est reliée à un compteur 939, et dont la sortie p/K est reliée à un compteur 940o La sortie du compteur 939 est utilisée pour la remise à zéro du compteur 940, et elle est en même temps appliquée, par l'intermédiaire d'un interrupteur 951, commandé par xm signal de programme P11 au commutateur 936, pour la remise à zéro de l'un des compteurs 931, la durée de fermeture de l'interrupteur 951 étant choisie suffisamment longue pour assurer qu'un changement d'état apparaîtra à la sortie du compteur 939 pendant la fermeture.
De façon analogue, mais en sens inversé, le commutateur 934 reçoit la sortie du compteur 931A qui est appliquée par l'intermédiaire d'un interrupteur 950 commandé par un signal de programme P10 pour la remise à zéro du synthétiseur 938 et du compteur 939.
Comme sur la figure 27, les modules des compteurs 937, 939 et 940 sont égaux à 256, et les nombres E des synthétiseurs 936 et 938 sont tous deux égaux à 6 400, tandis que leurs nombres p sont commandés par une mémoire à diode 949 qui répond à un signal de programme P12 que l'on commentera plus loin.
' ' Les sorties d'étages des compteurs 937 et 940 sont soustraites dans un soustracteur 941, dont la sortie est donc représentative du déphasage entre la sortie du compteur 901A et celle du compteur 931A, multiplié par un coefficient qui dépend du nombre p commun aux synthétiseurs 936 et 938, et commandé par la mémoire à diode 949 en réponse au signal de programme P12»
123
On se rappellera maintenant que le signal de sortie des compteurs 901 et 931 a un facteur de sensibilité de 250 Hz. les valeurs des nombres p des synthétiseurs 936 et 938 sont alors définies par le quotient des fréquences différentielles G- des levées d'ambiguité par 250 Hz.
Ces fréquences différentielles G de levée
M.
d'ambiguité sont par exemple obtenues de la manière illustrée sur le tableau suivant, avec q = 1 à 7.
G1 = F2 - Fg = 250 Hz
G2 = P2 - F5 = 750 Hz
G^ = F2 - F4 = 3kHz
G4 = F2 - = 14 kHz
G5 = F2 - P1 = 74 kHz
Gg = 3?2 = 406 kHz
£ P
Qrj = 2^ = 1172 kHz
Pour obtenir des phases à ces fréquences différentielles à partir des- informations contenues dans la mémoire 925 de la figure 27, on utilise un additionneur soustracteur 942, et une mémoire à lecture écriture 943 qui sert d'accumulateur. Le signal d'adresse P'7 de la figure 31 est appliqué à la mémoire 925^, en prenant soin d'éviter les interférences entre adresses pour le signal P'7 et le signal P7 de la figure 30. Le signal P13 commande soit un simple transfert, soit une addition, soit une soustraction dans le circuit 942 et le signal P14 commande la mise en mémoire dans la mémoire 943.
Cette mémoire 943 est du type pouvant fournir en sortie son ancien signal, en même temps que le nouveau signal y est écrit.
«4-
124
Pendant que le signal P12 est sur la fréquence différentielle G1, la sortie du soustracteur 941 fournit l'écart de phase entre les sorties des compteurs 931A et 901A, multiplié par G1.
5 Pendant cet intervalle de temps en réponse aux signaux P13 et P'7, l'additionneur reçoit tout d'abord l'information de phase I^.Ua venant de la mémoire 925 (station émettrice A, fréquence de mesure F2). Cette information est transférée directement à la mémoire 943 où elle est stockée. 10 Puis l'additionneur 942 est commandé pour soustraire l'information de phase Fg.ïïa de l'information de phase F^.ua, le résultat (Fg - F^.Ua étant à nouveau écrit dans la mémoire 943.
Après cette opération, le résultat est transmis 15 par la voie A au soustracteur 944» lequel combine l'information de phase ainsi obtenue avec celle qui sort du soustracteur 941. Le bit de signe du résultat est conservé pour être appliqué par l'intermédiaire du commutateur 946 à un circuit d'aiguillage 947 qui produit une fréquence et l'envoie vers 20 l'entrée + ou l'entrée - de la boîte +/- 948. Il est avantageux de pondérer cette action de commande de la boîte +/- 948, par exemple en couplant les bits de chiffres significatifs du soustracteur 944 à des entrées de commande d'un synthétiseur (non représenté), destiné à fournir la fréquence à appliquer 25 à la boîte +/-. •
En conséquence, l'écart entre les infor mations de phase contenues dans la mémoire 925 est comparé à l'écart Gq/U-jj. obtenu à partir de la différence de phase entre les sorties des compteurs 901 et 931 , la phase du compteur 30 940 concerné étant modifiée par la boîte +/- 948, de façon que la différence entre les écarts soit nulle.
125
Comme illustré par le programme de la figure . 31 les opérations sont répétées avec des fréquences différentielles progressivement croissantes„ Au fur et à mesure . que la fréquence différentielle croît, la phase contenue dans 5 les divers étages du compteur 939 est ajustée avec une précision croissante.
Dans l'exemple considéré, la sensibilité finale est obtenue avec la demi-somme 1/2 de toutes les fréquences de mesure F . Cette demi-somme est faite avec la 10 voie £ /2 et le soustracteur 945, le commutateur 946 étant dans l'autre position. L'utilité de la voie séparée X /2 consiste uniquement à décaler tous les poids binaires, pour réaliser ainsi la division par deux.
La levée d'ambiguité s'achève après utilisation 15 de la sensibilité £ /20 A ce moment, l'interrupteur 951 est fermé par le signal de programme P11 , et le compteur 931A est remis à zéro par la sortie du compteur 939. La phase de la sortie du compteur 931A est alors très précisément ajustée en tenant compte des phases des ondes momentané es telles 20 qu'elles sont reçues de la station émettrice A, toutes ces phases ayant une référence commune qui est définie par le signal de remise à zéro du compteur 913 de la figure 27, ce signal étant lui-même défini par la sortie à 3 200 kHz du compteur-900. Autrement dit, la sortie du compteur 931A est 25 le signal Ta - To.
Les sorties des compteurs 931A à 931D sont appliquées aux circuits de sortie de la figure 29. Deux commutateurs 961 et 962 permettent de choisir les deux stations émettrices définissant un premier réseau hyperbolique. Ces 30 sorties sont des signaux rectangulaires évoluant dans le temps, l'une avec une certaine avance par rapport à l'autre.
126
Un circuit 963 détecte le premier signal qui arrive, par exemple par comparaison logique. Il commande alors le signe d'un dispositif d'affichage 968, ainsi qu'un double inverseur 964 pour les deux signaux en question. Le premier signal qui arrive commande la remise à zéro d'un compteur diviseur 966 en décimal codé binaire qui reçoit la fréquence 9 600 kHz à travers un synthétiseur 965 permettant de régler l'unité de mesure de la différence de distances affichée. Les différents étages du compteur 966 sont couplés à une mémoire 967 dont la commande d'écriture dépend du second arrivé des deux signaux précités, fourni par le double inverseur 964'. La valeur ainsi inscrite dans la mémoire 967 est donc la différence des distances du récepteur aux deux stations émettrices B et C. Cette valeur est transmise périodiquement à un circuit d'affichage 968. Le bloc 2 de la figure 29 illustre schéma-tiquement l'aspect extérieur du circuit d'affichage correspondant pour le deuxième réseau hyperbolique.
Dans la description précédente.des figures 27 et 28, on n'a pas distingué les régimes transitoires et les régimes établis.
Pour ce qui est de la figure 27, les régimes transitoires interviennent lorsque les valeurs contenues dans les mémoires 919 et 925 sont complètement fausses, au départ du mobile qui porte le récepteur par exemple. L'homme de l'art comprendra que, après réception d'une période du programme d'émission, c'est-à-dire au bout de 5 minutes, les valeurs mises en mémoire sont déjà suffisamment bonnes pour pouvoir servir à la levée d'ambiguité. Toutefois, il est souvent avantageux lors de la mise en route du récepteur, de commencer par une utilisation systématique des stimuli sur les différentes fréquences de mesure P , en vue de déterminer les déphasages des voies de réception avant de passer à la réception des ondes momentanées 0^m ayant les fréquences de mesure.
fJ-4
127
Gomme précédemment indiqué le programme relatif à la figure 28 est indépendant du programme d'émission des ondes. Il est donc.possible de mener à volonté les opérations de levée d'ambiguité.
5 Une manière de faire, à la mise en route du récepteur, consiste à lever 1'ambiguïté complètement pour chaque station émettrice en utilisant toutes les sensibilités, dans l'ordre donnant une précision croissante. (On rappelle que si la fréquence la plus grossière est 250 Hz, il est 10 possible de lever complètement l'ambiguité lorsque les stations émettrices utilisées sont distantes de moins de 600 km environ), Une fois que la levée d'ambiguité a été faite jusqu'à la précision maximum pour les stations émettrices utilisées,
il est alors possible d'utiliser uniquement les informations 15 les' plus fines fournies par la voie et le soustracteur 945
F"
de la figure 28. Si, par la suite, les informations deviennent manifestement fausses de façon durable pour l'une ou l'autre des..,stations émettrices, il est possible de refaire une opération complète de levée d'ambiguité à l'égard de cette station. 20 En ce sens, il peut être avantageux de dédoubler chacun des compteurs 931 A à 931 D, en séparant la fonction levée d'ambiguité de la fonction affichage.
De ce qui précède, il apparaît que la présente invention fournit un nouveau mode de radiolocalisation dont 25 les avantages principaux sont le faible nombre d'allocations de fréquences radioélectriques requises, et un excellent rapport de la précision obtenue relativement aux performances des moyens technologiques utilisés. Tel qu'il a été spécifié ci-dessus, (valeurs de fréquence ; programme d'émission), 30 de mode de radiolocalisation est particulièrement adapté à la navigation maritime et notamment aux applications de pêche.
128
Bien entendu, la présente invention n'est nullement limitée aux applications, valeurs de fréquences et modes de réalisation- décrits et de nombreuses variantes peuvent être réalisées par l'homme de l'art tant au niveau des installations d'émission qu'à celui des récepteurs. Il faut également inclure dans l'invention les variantes du mode de radiolocalisation, qui peuvent notamment résulter-d'une adaptation en fonction d'autres applications, et/ou d'autres valeurs de fréquence.
Jusqu'à présent, on a exposé que chaque station émettrice rayonne seulement une onde permanente ayant une fréquence spécifique. Bien entendu, il entre également dans le cadre de l'invention qu'elle en rayonne plusieurs, notamment dans le "but d'augmenter la sécurité et la précision des résultats. Les différentes fréquences spécifiques alors affectées à chaque station émettrice peuvent, à la réception, être utilisées notamment soit simultanément, en faisant la moyenne de£ informations qu'elles permettent d'obtenir, soit alternativement, en choisissant la fréquence qui s'avère la meilleure, par exemple en fonction de l'heure et de la distance. Il peut être particulièrement avantageux que les diverses fréquences spécifiques associées à chaque -station émettrice appartiennent à plusieurs gammes de fréquence nettement différentes (par exemple 300 kHz, et environ 27 MHz)*
De la même manière, la même chaîne de radiolocalisation peut utiliser des fréquences de mesure appartenant à plusieurs gammes très différentes.
Ainsi par exemple, pour réduire l'ambiguité dûe à une fréquence de l'ordre de 300 kHz, il est possible d'utiliser non pas deux fréquences telles que 332 et 406 kHz, comme décrit, qui appartiennent à la même gamme de fréquence, et ont une différence de l'ordre de 100 kHz, mais plutôt d'employer purement et simplement une fréquence de l'ordre de 100 kHz.
129
Plus généralement, il peut être avantageux d'utiliser dans une même installation plusieurs fréquences de mesure appartenant à- une première gamme de fréquences et plusieurs autres appartenant à une seconde gamme de fréquences.
C'est ainsi, qu'une installation peut comporter deux parties dont la première fonctionne par exemple dans la gamme des 300 kHz avec lever d'ambiguité complet et dont la seconde fonctionne dans la gamme des 80 MHz.
Il en résulte l'avantage que l'ambiguité est complètement levée par la 1ère partie jusqu'à un facteur de sensibilité correspondant à 300 kHz (ou plus), et que les mesures peuvent ensuite être affinées jusqu'à un facteur de sensibilité correspondant à 80 MHz par la seconde partie.
Par ailleurs, il est clair que lorsqu'on dispose d'un grand nombre de facteurs de sensibilité différents, avec des rapports faibles (inférieurs à 3 par exemple) entre deux facteurs de sensibilité voisins, il est possible de lever l'ambiguité même lorsque chaque mesure de phase est très imprécise (+ 1/4 de tour par exemple).
Il s'ensuit que, même lorsque les ondes de ciel ont un champ électromagnétique très supérieur à celui des ondes directes, ces ondes de ciel peuvent éventuellement être utilisées pour effectuer toutes les opérations effectuées habituellement sur les ondes directes et pour obtenir finalement une radiolocalisation exempte d'ambiguïté et dont la précision ne dépend pratiquement que de la connaissance que l'on peut avoir sur les caractéristiques des couches réflectrices produisant lesdites ondes de ciel.
Enfin, il est à signaler que les autres moyens de navigation (compas, loch inertie...) permettent, par la connaissance des vitesses et surtout des accélérations du mobile portant le récepteur, de connaître à tout instant une
130
5
valeur approchée des effets Doppler, et par suite des fréquences très précises des ondes telles qu1il faut les recevoir ; il est alors possible de réduire considérablement les bandes passantes, des voies de réception des ondes permanentes (au moins), et d'augmenter par suite la sécurité et la précision des résultats.
p.p. Société Neo—Teck
Pin du texte descriptif de finissant éléméntq constitutifs•de 1'invention/
P;P Société N.eo—teck
Suivent: Revendications
121
t e?v>

Claims (1)

  1. REVENDICATIONS
    » -^3
    v1
    Un mode de radiolocalisation du type hyperbolique à mesure de phase, caractérisé en ce qu'il comporte : - à l'émission au moins deux stations émettrices 5 (Ei), chacune étant apte à :
    * rayonner en permanence une onde pure (0.) ayant une fréquence spécifique (Fs^) propre à la station émettrice ;
    * rayonner de façon momentanée et répétitive, 10 selon un programme connu, au moins une onde pure (0-^j) ayant une fréquence de mesure (ï\), de valeur commune pour toutes les stations émettrices, le programme étant tel qu'à tout instant, au plus une station 15 émettrice rayonne une onde ayant la fréquence de mesure (F.) ;
    - à la réception, au moins un récepteur conçu pour être installé à "bord d'un mobile et destiné à fournir des informations de ligne 20 de position hyperbolique par rapport aux stations émettrices, dont les indices i et j deviennent respectivement k et m à la réception, et étant apte à :
    * recevoir avec détection synchrone, et en 25 permanence, les deux ondes (0^) ayant les deux fréquences spécifiques différentes (Ps^), respectivement à l'aide de deux premiers signaux locaux complexes (S1^)
    ayant des fréquences complexes respectives 30 (F'sk) dont les valeurs nominales sont respectivement égales à celles des deux •
    Vf
    132
    fréquences spécifiques (Fs^), en asservissant les deux fréquences réelles (F's^) des deux premiers signaux locaux complexes (S'^.) à être respectivement égales aux deux fréquences (Fs^) des deux ondes permanentes (0^) telles que reçues,
    * recevoir de façon synchrone, pendant leurs périodes d'émission respectives, les deux ondes momentanées ( 0^) ayant la fréquence de mesure (F ), en utilisant respectivement deux se'conds signaux locaux complexes (S ') ayant des fréquences complexes (F'^) dont- les valeurs nominales sont toutes deux égales à celle de la fréquence de mesure (F ), chaque fréquence réelle d'un second signal local complexe étant assujettie à être proportionnelle à la fréquence réelle asservie (F's^) du premier signal local complexe (S'^) correspondant à la même fréquence spécifique (Fs^), selon un rapport de proportionalité égal au rapport de la fréquence de mesure (F ) à la fréquence spécifique (Fs^), en asservissant la phase complexe de chaque second signal local complexe (S'^) à être égale à la phase de l'onde momentanée (Qkm) correspondante telle qu'elle est reçue, et pendant qu'elle est reçue, à une constante près ayant la même valeur pour les seconds signaux complexes
    (sy).
    * l'écart de phase entre les deux seconds signaux locaux complexes (S'^) étant représentatif d'une information de ligne de position hyperbolique du récepteur par rapport aux deux stations émettrices,
    -H-
    133
    * ce qui permet d'espacer largement entre eux et d'allonger individuellement les intervalles de temps d'émission d'une onde momentanée (Ojj par chaque station émettrice E^'.
    5 (27) Chaîne d'installations d'émission pour radio localisation du type hyperbolique à mesure de phase, destinée à la mise en oeuvre du mode de radiolocali sa» "t ion selon la revendication 1, caractérisée en ce qu'elle comporte au moins deux stations émettrices (E^), chacune 10 ayant une valeur différente d'un indice i et comprenant :
    - un circuit de programme apte à fournir en relation connue, dépendant de l'indice de la station émettrice, par rapport au temps, au moins un signal de commande d'émission
    15 d'une onde momentanée,
    - un circuit générateur pour engendrer en permanence un premier signal local (S^) ayant une fréquence (Es^), dite spécifique, dépendant de l'indice i, et pour engendrer, au moins 20 pendant le signal de commande d'émission, au moins un second signal local correspondant
    ' •' (S. .), ayant une fréquence (E.) dite fréquence
    13 3 r de mesure, de valeur nominale indépendante de
    ■ l'indice i,
    25 - un circuit d'émission, relié au circuit géné
    rateur, pour rayonner en permanence à partir du premier signal local (S^) une onde pure (0^) ayant la fréquence spécifique (Es^) et pour rayonner, à partir du second signal 30 local (S_^) , une onde pure momentanée (0^^) *•
    ayant la fréquence de mesure (^j), pendant ledit signal de commande d'émission.'
    <'sL
    134
    Chaîne d'installations d'émission selon la revendication 2, caractérisé en ce que cette station
    émettrice comporte- un circuit de commutation recevant le second signal local (S..) du circuit générateur,
    11)
    et apte à fournir de façon momentanée et répétitive,
    ce second signal local (S..) en réponse au signal de
    1J
    programme d'émission.
    Chaîne d'installations d'émission selon la revendication 3» caractérisée en ce que le circuit générateur d'une station émettrice au moins comporte une source unique de fréquence (F0), et une centrale de' fréquences, apte à fournir des fréquences de sortie en relation fixe avec sa fréquence d'entrée, reliée à
    ladite source unique, et fournissant le premier signal local (S.) et le second signal local (S. .). x 1 j
    Chaîne d'installations d'émission selon la revendication 4, caractérisée en ce que la source unique de fréquence comporte un oscillateur libre de haute stabilité et un circuit de mise en fréquence connecté entre la sortie de l'oscillateur libre et la sortie de la source unique, et apte à fournir comme fréquence de sortie .line fréquence liée à sa fréquence d'entrée, et modifiée de' façon commandée.
    Chaîne d'installations d'émission selon la revendication 3, caractérisée en ce que chaque station émettrice comporte un circuit déphaseur commandé, agissant sur le second signal local (S^) fourni à la sortie du circuit générateur.
    135
    \j} Chaîne d'installations d'émission selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisée en ce que la centrale de fréquences d'une station émettrice comporte, pour engendrer au moins l'un des signaux locaux, un 5 oscillateur à quartz commandé en fréquence, des moyens de changement de fréquence pour changer la fréquence de cet oscillateur avec au moins une fréquence d'hétérodyne obtenue par division de la fréquence (F ) de la source unique, et un circuit détecteur de différence de fréquence 10 entre le signal venant de l'oscillateur à quartz après changement de fréquence et un signal de même fréquence nominale que' ce dernier, obtenu à partir de la fréquence (Fq) de la source unique par un synthétiseur suivi d'un diviseur de fréquence, le signal de sortie du circuit 15 détecteur servant à établir un signal de commande de l'oscillateur à quartz.
    8y Chaîne d'installations d'émission, dans laquelle le second signal local (S^.) d'une station émettrice est engendrée selon la revendication 7, et cette station 20 émettrice comporte un circuit déphaseur commandé agissant sur ce second signal local caractérisée en ce que le circuit déphaseur est constitué par une- boîte +/-insérée entre ledit synthétiseur et le circuit diviseur qui le suit.
    25 Chaîne d'installations d'émission, selon l'une des revendications 2 à 8, caractérisée en ce que au moins une station émettrice comporte des moyens pour fournir un premier signal représentatif de l'onde permanente émise (0^) et au moins un second signal représentatif de l'onde 30 momentanée (0..) émise par cette station, un premier moyen de corrections de phase à l'émission, pour le premier signal local, et un second moyen de correction de phase
    136
    à l'émission pour le second signal local, un premier moyen de comparaison de phase du premier signal local à celle du premier- signal représentatif, au moins un second moyen de comparaison de la phase du second signal local à celle du second signal représentatif, chacun desdits moyens de correction de phase d'émission répondant aux moyens de comparaison de phase correspondants pour y maintenir une information de comparaison de phase représentative d'un déphasage constant respectif.
    Chaîne d'installations d'émission selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisée en ce qu'elle comporte au moins une station d'écoute pour recevoir au moins les ondes momentanées (0..) rayonnées par les
    J
    stations émettrices de la chaîne, et transmettre des informations de référence pour les différences de phase entre lesdites ondes momentanées (O-y) ayant chaque fréquence de mesure (P.).
    D
    Chaîne d'installations d'émission selon la revendication, 5, caractérisée en ce qu'elle comporte au moins une station d'écoute pour recevoir les ondes permanentes (0^) rayonnées par les stations émettrices de la chaîne, pour en déduire des informations sur les valeurs réelles des fréquences spécifiques (Ps^) des ondes permanentes (Ch) et pour fournir aux stations émettrices des informations de commande de mise en fréquence, telles que le rapport de la valeur réelle à la valeur nominale de chaque fréquence spécifique (Ps^) ait la même valeur pour toutes ces fréquences spécifiques.
    137
    Chaîne d'installations d'émission selon la revendication 6, caractérisée en ce qu'elle comporte au moins une station d'écoute pour recevoir les ondes permanentes (0.) et les ondes momentanées (0..) rayonnées
    7 1 J- J
    par les stations émettrices de la chaîne, pour en déduire des informations sur les valeurs réelles des fréquences spécifiques (Fs^) des ondes permanentes (0^) et des informations sur les différences de phase entre les ondes momentanées (0..) ayant chaque fréquence de mesure (P-)>
    et pour fournir aux stations émettrices d'une part des informations de commande de mise en fréquence, et d'autre part des informations de commande des circuits déphaseurs,
    de façon que le rapport de la valeur réelle à la valeur nominale de chaque fréquence spécifique (Fs^) ait la même valeur pour toutes ces fréquences spécifiques, et que les ondes momentanées (0. .) rayonnées soient pour chaque fréquence de mesure (F.) dans des relations de phase
    *3
    connues.
    Chaîne d'installations d'émission selon l'une, des revendications 2 à 12, caractérisée en ce que chacune des stations émettrices est agencée pour rayonner une pluralité d'ondes momentanées ayant respectivement des h
    fréquences de mesure, communes à toutes les stations émettrices, ce qui permet de lever l'ambiguïté.
    Récepteur de radiolocalisation du type hyperbolique à mesure de phase, pour la mise en oeuvre du mode de radiolocalisation selon la revendication 1, recevant d'au moins deux stations émettrices (E^), associées chacune à une valeur donnée différente d'un indice k,
    deux ondes permanentes respectives (0-^) ayant deux fréquences spécifiques respectives (Fs^J et deux ondes momentanées respectives (0^) ayant une même fréquence
    138
    de mesure (F ), caractérisé en ce qu'il comporte :
    - un premier circuit générateur pour engendrer en permanence deux premiers signaux locaux . complexes (3'^) dont les fréquences complexes
    5 respectives (F's^) ont des valeurs nominales
    égales à celles des fréquences spécifiques (Fs^.), comprenant des moyens de modification de la fréquence réelle (F's^) de chacun des premiers signaux locaux complexes (S'^.) au
    10 voisinage de sa valeur nominale, individuel lement' pour chaque valeur de l'indice k,
    - un premier circuit de réception synchrone des ondes permanentes (0^) ayant lesdites fréquences spécifiques (Fs^.) au moyen des premiers signaux
    15 locaux correspondants (S'^), fournissant des résidus de fréquence spécifique respectifs
    (E'k),
    - un premier circuit d'asservissement en fréquence recevant les résidus de fréquence
    20 spécifique et relié aux moyens de modification de la fréquence de chacun des premiers signaux locaux complexes pour asservir les fréquences réelles (F's^) de ces premiers signaux locaux complexes (S'^) à être
    25 égales aux fréquences réelles (Fs^.) des ondes permanentes (0^) correspondantes telles que reçues ;
    - un Circuit de programme apte à fournir deux signaux de commande d'utilisation (PVm),
    30 respectivement pour les deux valeurs données de l'indice k, de façon telle que chaque commande d'utilisation d'une onde momentanée (OfcJ se situe pendant l'intervalle de temps d'émission de cette onde,
    139
    un second circuit générateur relié au premier circuit générateur, pour engendrer au moins pendant chaque signal de programme (Pkm), un second signal local complexe (S'^) correspondant, ayant une fréquence complexe (F'^) de valeur nominale égale à celle de la fréquence de mesure (Fm), chaque fréquence (F'kïïl) étant assujettie à être proportionnelle à la fréquence (F's^.) asservie du premier signal local complexe (S'^.) associé à la même valeur de l'indice k, selon un rapport de proportio-nalité égal au rapport des valeurs nominales de la fréquence de mesure (Y ) et de la fréquence spécifique (Fs-^.) le second circuit générateur comprenant des moyens pour modifier individuellement la phase de chaque second signal local (S'^),
    un second circuit de réception synchrone,
    apte à effectuer la réception synchrone de chacune des deux ondes momentanées (0km) au moyen du second signal local corres pondant, de façon commandée par le signal de commande d'utilisation (P^m) correspondant, en fournissant un résidu de phase momentané respectif correspondant (R'-^),
    un second circuit d'asservissement en phase, recevant les résidus momentanés de phase (R1^) et relié aux moyens de modification de la phase de chacun des seconds signaux locaux complexes (S1^) pour asservir individuellement les phases de ces seconds signaux locaux complexes (S1^) à être égales aux phases des ondes momentanées correspondantes (0^) telles que reçues, à une même constante de phase près.
    140
    - l'écart de phase entre les deux seconds signaux locaux complexes (S1^) étant représentatif d'une information de ligne de position hyperbolique du récepteur par rapport aux deux stations émettrices.
    Récepteur selon la revendication 14, caractérisée en ce que chacun des premiers et seconds signaux complexes comporte une composante complexe (G-* ) et une composante unique (g') de fréquence sensiblement égale au produit par un coefficient x de la fréquence complexe du signal local complexe, le coefficient (x) étant le même pour tous ces signaux.
    Récepteur selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comporte une première source de fréquence à partir de laquelle sont engendrées les composantes complexes respectives (G'^. > "^ous les premiers et seconds signaux complexes (S'^ ; 8'^), -*-es fréquences de toutes ces composantes complexes étant astreintes à rester dans le même rapport relativement à leurs valeurs nominales respectives, en ce qu'il comporte deux secondes sources de fréquence, à partir de chacune desquelles sont engendrées respectivement les composantes uniques (g1 ; g'j^) des premiers et seconds signaux complexes (S'k ; S'^), correspondant à une même valeur donnée de l'indice k associé à la seconde source, les fréquences des composantes uniques obtenues à partir de chaque seconde source de fréquence étant susceptibles d'être modifiées tout en étant astreintes à rester relativement à leurs valeurs nominales respectives dans un même rapport pour chaque seconde source, et en ce que le premier circuit d'asservissement en fréquence répond aux résidus de fréquence spécifiques (R'^) fournis par le premier circuit de réception synchrone, respectivement en modifiant les fréquences des composantes uniques fournies par le
    141
    secondes sources de fréquence correspondant à la même valeur donnée de l'indice k.
    Récepteur selon la revendication 16, caractérisé en ce que chaque seconde source est dérivée de la■ première source au moyen d'un circuit auxiliaire de modification de fréquence respectif, commandé par un résidu de fréquence respectif (R'^J.
    Récepteur selon la revendication 17, caractérisé en ce que la'fréquence de la première source est modifiable de façon commandée et que l'un au moins des résidus de fréquence spécifique est utilisé pour réagir sur la fréquence de ladite première source.
    Récepteur selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comporte une première source de fréquence, à fréquence modifiable, pour engendrer les composantes complexes respectives (G'^ ; de "fc°'as 1©S premiers et seconds signaux complexes (S * ; S'^), les fréquences de toutes ces composantes complexes étant astreintes à rester dans le même rapport relativement à leurs valeurs nominales respectives, qu'il comporte au moins deux secondes sources de fréquence, chacune respectivement pour engendrer 'les composantes uniques (g'^. î ^es premiers et seconds signaux complexes (S'k ; correspondant
    à une valeur donnée de l'indice k, les fréquences des composantes uniques obtenues à partir de l'une des secondes sources susceptibles d'être modifiées tout en étant astreintes à rester relativement à leurs valeurs nominales respectives dans un même rapport, et en ce que le premier circuit d'asservissement en fréquence répond à l'un des résidus de fréquence spécifique fournis par le premier circuit de réception synchrone, en modifiant
    142
    la fréquence de la première source de fréquence et à l'autre résidu de fréquence spécifique en "modifiant les fréquences des- composantes uniques fournies par la seconde source de fréquence à fréquence modifiable.
    5 Récepteur selon l'une des revendications
    1.6 à 19, caractérisé en ce que le second circuit d'asservissements répond aux deux résidus de phase (R'^) fournis par le second circuit de réception synchrone respectivement en modifiant les phases des deux composantes uniques 10 (ê'km) des seco3:1^s' signaux locaux (S'^), de façon que la phase complexe de chaque second signal local (S'^)
    sôit amenée à être égale à une constante près à celle de l'onde momentanée correspondante (0^) telle qu'elle est reçue.
    15 v^)* Récepteur selon l'une des revendications
    16 à 20, caractérisé en ce que les deux secondes sources de fréquence comportent des oscillateurs respectifs ayant même fréquence nominale, et en ce qu'il comporte des circuits d'informations de position pour intégrer au 20 moins une différence entre les fréquences réelles des oscillateurs des deux secondes sources en vue de fournir au moins une information sur la différence des distances du récepteur à deux stations émettrices ayant réspective-ment deux fréquences spécifiques choisies (Fs^.).
    25 Récepteur selon l'une des revendications 15 à
    21, caractérisé en ce que lesdites composantes complexes sont utilisées comme signaux d'hétérodyne dans les premier et second circuits de réception synchrone,
    et en ce que lesdites composantes uniques sont utilisées 30 comme signaux de détection §mchrone dans les premier et second circuits de réception synchrone.
    143
    Récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce que chacun des premier et second signaux complexes (S'^. ; comporte d'une part une composante complexe H' et d'autre part une composante unique f'
    ayant une fréquence sensiblement égale à une valeur f, commune pour tous ces signaux, en ce que lesdites composantes complexes sont utilisées comme signaux d'hétérodyne dans les premier et second circuits de réception synchrone, et en ce que lesdites composantes uniques sont utilisées comme signaux de détection synchrone dans les premier et second circuits de réception synchrone.
    Récepteur selon la revendication 23, caractérisé en ce qu'il comporte une source unique de fréquence à partir de laquelle sont engendrées la composante complexe et la composante unique de chacun des premier et second signaux locaux complexes (S1 ; S'^), les fréquences de toutes ces composantes étant dans le même rapport relativement à leurs valeurs nominales respectives, et la fréquence de l'une des composantes de chaque signal local complexe étant en outre susceptible d'être modifiée, et en ce que le premier circuit d'asservissement en fréquence répond aux résidus de fréquence spécifique respecti vement, pour chaque valeur donnée de l'indice k d'une part par une modification (df^) de la fréquence de la composante susceptible d'être modifiée du premier signal local (S'k), et d'autre part par des modifications (dfkm) des fréquences des composantes susceptibles d'être modifiées des seconds signaux locaux complexes (S'^), cette dernière modification (df^.m) étant proportionnelle à celle (dfk) sur le premier signal local complexe (S'k) suivant un rapport égal à celui de chaque fréquence de mesure (]?m) à la fréquence spécifique (Fs^).
    144
    (25) Récepteur selon la revendication 24, caractérisé
    en ce que ladite composante, dont la fréquence est susceptible d'être modifiée, est une composante simple de chaque signal local complexe.
    5 ^26). Récepteur selon l'une des revendications 24 et
    25, caractérisée en ce que la fréquence de la source unique est modifiable et que l'un au moins des résidus de fréquence spécifique est utilisé pour réagir sur la fréquence de ladite source imique, ce qui permet de 10 réduire l'influencée des instabilités de cette source unique.
    (27> Récepteur selon la revendication 23, caractérisé
    en ce qu'il comporte une source unique de fréquence à fréquence modifiable, à partir de laquelle sont engendrées 15 la composante complexe et la composante unique de chacun des premier et second signaux complexes (S1 ^ ; S'^), les fréquences de toutes ces composantes étant dans le même rapport relativement à leurs valeurs nominales respectives, et les .fréquences de l'une des composantes de chaque signal 20 local complexe, sauf ceux correspondant à une seule valeur donnée de l'indice k,'.étant en outre susceptibles d'être modifiées, et en ce que le premier circuit d'asservissement en fréquence répond à celui des résidus de fréquence spécifique correspondant à ladite valeur donnée de l'indice 25 k, en modifiant la fréquence de la source unique, et à
    l'autre résidu de fréquence spécifique (R'^) d'une part par une modification (df^) de la fréquence de la composante susceptible d'être modifiée du premier signal local (S'^.) correspondant à la même valeur donnée de l'indice 30 k, et d'autre part par des modifications (df^) des fréquences des composantes susceptibles d'être modifiées des seconds signaux locaux complexes (S1^) correspondant
    145
    -â la même valeur donnée de l'indice k et ayant la fréquence de mesure (F ), cette dernière modification (df, ) étant m Jsm proportionnelle à celle (dffe) sur le premier signal local complexe (S'-^) suivant un rapport égal à celui de chaque fréquence de mesure (F ) à la fréquence spécifique (Fs^).
    Récepteur selon l'une des revendications 23 à 27, caractérisé en ce que le second circuit d'asservissement répond aux deux résidus de phase (R1^) fournis par le second circuit de réception synchrone, respectivement en modifiant les phases de l'une des composantes des seconds signaux locaux (S1^), de façon que la phase complexe de chaque second signal local (S'^) soit amenée à être égale à une constante près à celle de l'onde momentanée correspondante (0^) telle qu'elle est reçue.
    Récepteur selon la revendication 28, dépendant de l'une des revendications 24 à 26, caractérisé en ce que la modification de fréquence et la modification de phase sont effectuées sur la même composante de chaque second signal local complexe.
    Récepteur selon la revendication 28, dépendant de la revendication 27, caractérisé en ce que la modification d e fréquence et la modification de phase sont effectuées sur la même composante du second signal local complexe ne correspondant pas à ladite fréquence spécifique déterminée.
    Récepteur selon l'une des revendications 24 à 30, caractérisé en ce que, pour deux premiers signaux locaux complexes, lesdites composantes, dont la fréquence est susceptible d'être modifiée, sont respectivement leurs deux composantes uniques, et en ce qu'il comporte un
    146
    circuit d'information de position pour intégrer la différence entre les fréquences réelles de ces deux composantes uniques, et fournir ainsi une information sur la différence des distances du récepteur aux deux stations émettrices ayant respectivement les mêmes valeurs de l'indice k que ces deux premiers signaux locaux complexes.
    30, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'information de position pour intégrer la différence entre deux modifications de fréquences (df^) relatives à deux des premiers signaux locaux complexes, afin de fournir une iriformation représentative de la différence des distances du récepteur aux deux stations émettrices ayant respectivement les mêmes valeurs de l'indice k que ces deux premiers signaux locaux complexes.
    Récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce que le second circuit d'asservissement comporte un circuit intégrateur pour intégrer en permanence un résidu de fréquence spécifique (R'^J, associé à une valeur donnée de l'indice k, fournissant une grandeur de phase intégrée, un circuit multiplicateur de phase pour multiplier l'écart entre ladite grandeur de phase intégrée et une référence de phase préétablie par un nombre multiplicateur tel que l'écart de phase obtenu après multiplication ait un facteur de sensibilité correspondant à la fréquence de mesure (3?m)» un circuit pour déphaser dudit écart de phase obtenu le second signa,l local (S'^) correspondant à la valeur donnée de l'indice k, un circuit pour comparer la phase du second signal local (S'^) ainsi déphasé à celle de l'onde correspondante (0^.m) telle que reçue, et des moyens pour mémoriser la différence de phase ainsi obtenue, ce qui fournit une information sur la constante d'intégration dans ledit circuit intégrateur.
    Récepteur selon l'une des revendications 24 à
    147
    Récepteur selon la revendication 33, pour une chaîne de radiolocalisation avec plusieurs fréquences de mesure multiples d'une basse fréquence commune, caractérisé en ce que le second circuit d'asservissement est agencé pour que la grandeur de phase intégrée fournie par ledit circuit intégrateur ait un facteur de sensibilité correspondant à ladite basse fréquence commune, et en ce que chacun des nombres multiplicateurs est un nombre entier égal au quotient d'une fréquence par ladite basse fréquence commune.
    Récepteur selon la revendication 34, dans lequel les .seconds signaux locaux complexes sont liés entre eux en fréquence et en phase, caractérisé en ce qu'il comporte un second circuit intégrateur identique au premier et connecté comme lui, un second circuit multiplicateur de phase pour multiplier l'écart de phase entre les grandeurs intégrées respectives du premier et du second circuit intégrateur par un second nombre multiplicateur tel que le second écart de phase obtenu après multiplication ait un facteur de sensibilité correspondant à une combinaison linéaire de fréquences de mesure (Pm)» un circuit pour produire la même combinaison linéaire selon l'indice m des différences de phase mémorisées, un circuit comparateur pour comparer le second écart de phase produit après multiplication à ladite combinaison linéaire des différences de phase mémorisées et un circuit de correction de la grandeur intégrée du second circuit intégrateur agissant dans le sens apte à faire annuler le résultat de la comparaison.
    Récepteur selon la revendication 35» caractérisé en ce que, pour chaque valeur donnée de l'indice k, le second circuit multiplicateur de phase est apte à fournir successivement des écarts de phase ayant des facteurs de sensibilité croissants à partir de combinaisons linéaires des fréquences de mesure, ce qui permet de lever l'ambiguïté.
    148
    (37p Récepteur selon l'une des revendications 35 et
    36, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit d'e mesure pour des déphasages dans les voies de réception pour chaque fréquence de mesure et un circuit de mémorisation 5 des valeurs ainsi mesurées.
    .Récepteur selon la revendication 37, caractérisé • en ce que ledit circuit de mesure comporte un générateur de stimuli apte à engendrer localement chacune des fréquences de mesure et connecté à l'entrée de réception, les '10 résidus de phase obtenus pour les signaux venant du géné
    rateur de stimuli étant lesdits déphasages dans les voies de' réception.
    Récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comporte une source de fréquence, un compteur-15 diviseur de fréquence pour fournir en permanence une basse fréquence de référence, au moins un autre compteur-diviseur de fréquence pour fournir l'une des composantes simples de l'un des seconds signaux locaux complexes, et des moyens pour remettre périodiquement à un comptage choisi ledit 20 autre compteur-diviseur en réponse à des changements d'é
    tats dans un sens prédéterminé de ladite basse fréquence de référence, ce qui permet de fixer à ladite composante simple une référence de phase définie par la basse fréquence de référence.
    25 Récepteur de radiolocalisation, du type hyper bolique à mesure de phase, comprenant un compteur intégrateur servant de mémoire de phase exprimée sous forme numérique avec un facteur de sensibilité préétabli et' un dispositif de levée d'ambiguïté sur le contenu de la 30 mémoire de phase, à partir de phases mesurées sur diffé
    rentes fréquences de mesure, caractérisé en ce que ledit dispositif de lever d'ambiguïté comporte un circuit multiplicateur de phase pour fournir à partir d'au moins une
    ■4
    149
    partie du contenu de la mémoire de phase, une phase ayant un facteur de sensibilité correspondant à une conlbinaison linéaire de fréquences de mesure, tin circuit de comparaison de cette phase fournie par le circuit multiplicateur de phase à une partie correspondante d'une combinaison linéaire identique des phases mesurées sur différentes fréquences de mesure, et des moyens pour corriger le contenu dudit compteur intégrateur dans un sens apte à annuler le résultat de cette comparaison.
    M (r D - T E-g.
    ORÎGÎKTAE
    149 Pages,Sans surcharges ni ratures
    P.p. Société A.R.L. Neo Tefe Les Mandataire^
    h
    «r*
MC1025A 1971-12-17 1972-12-15 Nouveau mode de radiolocalisation du du type hyperbolique à mesure de phase MC973A1 (fr)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR7145492A FR2169707B1 (fr) 1971-12-17 1971-12-17
FR7227059A FR2193982B2 (fr) 1971-12-17 1972-07-27
FR7227058A FR2193981B2 (fr) 1971-12-17 1972-07-27

Publications (1)

Publication Number Publication Date
MC973A1 true MC973A1 (fr) 1974-02-01

Family

ID=27249728

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
MC1025A MC973A1 (fr) 1971-12-17 1972-12-15 Nouveau mode de radiolocalisation du du type hyperbolique à mesure de phase

Country Status (21)

Country Link
US (1) US3983559A (fr)
JP (1) JPS528155B2 (fr)
AR (1) AR203368A1 (fr)
BE (1) BE792781A (fr)
CA (1) CA1011439A (fr)
CH (1) CH574610A5 (fr)
DD (1) DD107345A5 (fr)
DE (1) DE2261555C2 (fr)
ES (1) ES409994A1 (fr)
GB (1) GB1420440A (fr)
IE (1) IE37516B1 (fr)
IL (1) IL41095A (fr)
IT (1) IT976068B (fr)
LU (1) LU66677A1 (fr)
MC (1) MC973A1 (fr)
NL (1) NL7217117A (fr)
NO (1) NO139937C (fr)
OA (1) OA04235A (fr)
PL (1) PL93282B1 (fr)
SE (1) SE395549B (fr)
YU (1) YU314472A (fr)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS57119271A (en) * 1981-01-17 1982-07-24 Fujitsu Ltd Decca receiving device
CA1274876A (fr) * 1986-10-15 1990-10-02 Myles Mcmillan Appareil pour mesurer la frequence de signaux hyperfrequence
JPH11281725A (ja) * 1998-03-26 1999-10-15 Nec Corp 多重伝搬波パラメータ計測方法及び装置並びにプログラムを記録した機械読み取り可能な記録媒体
US6700535B2 (en) * 2001-06-01 2004-03-02 Texas Instruments Incorporated Location estimation in narrow bandwidth wireless communication systems
GB2445595A (en) * 2007-01-08 2008-07-16 Turftrax Racing Data Ltd Location system
CN109891308B (zh) * 2016-10-03 2022-08-23 凸版印刷株式会社 调光片材以及图像拍摄系统
CN113281700B (zh) * 2021-04-20 2023-10-31 宜宾学院 一种无线电磁定位系统及方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1086733A (en) * 1964-07-31 1967-10-11 Decca Ltd Improvements in or relating to phase comparison radio navigation systems
US3774215A (en) * 1970-11-23 1973-11-20 Gen Systems Dev Corp Position locating system

Also Published As

Publication number Publication date
AR203368A1 (es) 1975-09-08
DD107345A5 (fr) 1974-07-20
IL41095A (en) 1975-12-31
SE395549B (sv) 1977-08-15
IL41095A0 (en) 1973-03-30
IE37516B1 (en) 1977-08-17
US3983559A (en) 1976-09-28
JPS528155B2 (fr) 1977-03-07
NO139937B (no) 1979-02-26
IE37516L (en) 1973-06-17
DE2261555C2 (de) 1984-02-16
ES409994A1 (es) 1976-04-16
IT976068B (it) 1974-08-20
LU66677A1 (fr) 1974-07-10
NL7217117A (fr) 1973-06-19
BE792781A (fr) 1973-06-15
AU5005372A (en) 1974-06-20
JPS4869489A (fr) 1973-09-20
YU314472A (en) 1982-02-25
OA04235A (fr) 1979-12-31
CA1011439A (fr) 1977-05-31
PL93282B1 (fr) 1977-05-30
DE2261555A1 (de) 1973-06-28
CH574610A5 (fr) 1976-04-15
GB1420440A (en) 1976-01-07
NO139937C (no) 1979-06-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2580882B1 (fr) Procédé d&#39;utilisation d&#39;une ressource fréquentielle partagée, procédé de fabrication de terminaux, terminaux et système de télécommunications
EP0194902B1 (fr) Procédé et système de transmission en bande étalée, notamment pour la transmission d&#39;information sur un réseau de distribution d&#39;énergie électrique
EP0877487B1 (fr) Synthétiseur de fréquence cohérent à boucle de phase et pas fractionnaires
EP0513313B1 (fr) Procede de recalage des oscillateurs locaux d&#39;un recepteur et dispositif pour la mise en uvre du procede
FR2687522A1 (fr) Synthetiseur de frequence a nombre n fractionnaire employant plusieurs accumulateurs avec recombinaison en serie, procede de mise en óoeuvre, et radiotelephone l&#39;utilisant.
FR2754604A1 (fr) Dispositif de linearisation d&#39;une rampe de modulation de frequence et son application a un radio-altimetre
EP0365431A1 (fr) Emetteur, procédé d&#39;émission et récepteur
EP0142440A2 (fr) Dispositif de génération d&#39;une fréquence fractionnaire d&#39;une fréquence de référence
FR2522903A1 (fr) Procede et circuit pour produire des signaux d&#39;horloge synchrone
EP0252807A1 (fr) Installation pour la détection et la localisation spatiale par mesure interférométrique, en temps réel et à grande distance, des décharges de foudre
WO2013117670A1 (fr) Procédé de synchronisation de mesures de temps réalisées dans un réseau de radiocommunication aux fins de géolocalisation
FR2578371A1 (fr) Procede et appareil numerique pour decaler en phase de maniere programmable une frequence de commande
MC973A1 (fr) Nouveau mode de radiolocalisation du du type hyperbolique à mesure de phase
FR2583883A1 (fr) Dispositif et procede pour produire un facteur de merite de rapport signal a bruit pour des donnees en codage numerique
EP1887750A1 (fr) Dispositif de modulation par décalage de fréquence
FR2522826A1 (fr) Dispositif de generation numerique d&#39;un signal module en frequence et dispositif radiofrequence comprenant un tel dispositif numerique
EP0434527B1 (fr) Synthétiseur hyperfréquence à division fractionnaire
EP2428011A1 (fr) Démodulateur et système de transmission d&#39;informations modulées, notamment pour étiquette d&#39;identification radiofréquence
EP1710916B1 (fr) Boucle à asservissement de phase
FR2492193A2 (fr) Filtre recursif a ondes elastiques de surface utilisant une ligne a retard a bouclage actif
EP0225218B1 (fr) Procédé de synthèse de fréquence, et appareil synthétiseur utilisant ce procédé
EP0821488B1 (fr) Dispositif de sélection de fréquence muni d&#39;un détecteur de verrouillage
EP0737868B1 (fr) Boucle à verrouillage de délai pour utilisation dans un récepteur de signaux GPS
FR2948250A1 (fr) Procede et circuit de demodulation d&#39;au moins un signal radiofrequence
EP3259606A1 (fr) Procédé et système de détection de signaux utiles à dérives fréquentielles respectives non négligeables dans un signal global

Legal Events

Date Code Title Description
YP Annual fee paid