MX2013010432A - Circuito de de compatibilidada de triac de auto-conmutacion con auto-nivelado y proteccion de sobre-tension. - Google Patents

Abstract

Se proporcionan activadores y circuitos de balasto que tienen un convertidor de arranque con un circuito de compatibilidad de triac que proporciona una carga de corriente regulada para adaptar los requerimientos de corriente de retención del circuito de triac de corte de fase, e incluye un circuito activador de auto-conmutación con protección de sobre-tensión y un circuito de auto-nivelado para regular contra las fluctuaciones térmicas y de carga.

Description

CIRCUITO DE COMPATIBI LI DAD DE TRIAC DE AUTO- CON MUTACIÓN CON AUTO-N IVELADO Y PROTECCIÓN DE SOBRE¬ TENSIÓN Antecede ntes d e l a I n ve n c i ón La atenuación de lámparas incandescentes típicamente se alcanza con una pared equipada con triac o circuitos atenuadores de empalme conectados en l ínea con un bulbo de la lámpara, con el uso de la atenuación de "corte de fase", en donde una porción de la forma de onda AC de línea se remueve esencialmente en cada ciclo AC para reducir la salida de luz. Las lámparas electrónicas integradas, tales como los diseños fluorescentes compactas (CFL) y lámparas LED se han vuelto muy populares, en donde la lámpara incluye circuitería activadora electrónica para generar energ ía AC de alta frecuencia para activar una fuente de luz i ; fluorescente o DC para activar uno o más LED. Estos dispositivos se pueden usar en lámparas convencionales usadas para bulbo incandescentes y pueden incluir circuitería de atenuación que permite que la salida de luz sea ajustada por la atenuación de corte en fase (control triac) . Los circuitos atenuadores de pared de corte de fase usan un triac, que requiere una mínima amplitud para asegurar la corriente y fijar la corriente para permanecer conductiva hasta que se completa el medio ciclo de energ ía de la línea.

En forma convencional, los circuitos rectificadores de filtro de entrada, capacitivos para los circuitos de energ ía de iluminación electrónica no pueden proporcionar estos requerim ientos, en particular para niveles bajos de atenuación , en donde la capacitancia de entrada puede interrumpir la continuidad del triac y su circuito de disparo. Las entradas resistivas de baja energía tampoco son suficientes párá cumplir con los requerimientos del triac. La operación aperiódica del triac que puede producir una variación no periódica de la energ ía de entrada, conduce a centelleo en los sistemas de iluminación. Se han utilizado otros tipos de circuitos de arranque que extraen la corriente de entrada sinusoidal, pero estos pueden provocar que el triac atenuador ya no conduzca antes del final del medio ciclo de l ínea de energ ía. Debido a que la corriente de entrada no es constante en estos circuitos, la corriente del triac puede caer po r debajo de la corrie nte de rete nción del tri ac y la conducción del triac no se puede mantener. Se han empleado otras técnicas pasivas que no pueden mantener una corriente de entrada constante. Por lo tanto, sería conveniente proporcionar una carga de corriente constante en los circuitos de energía del sistema de i|uminación para evitar un apagado prematuro de los dispositivos de atenuación tipo triac.

B reve Des c ri pc i ó n d e la I nve n c i ó n La presente invención proporciona circuitos de energ ía para sistemas de iluminación, tales como activadores LED o fuentes de luz activadas con AC con etapas del convertidor de arranque que tienen circuitería para adaptar la conexión con los atenuadores con base de triac. Un circuito de compatibilidad de triac proporciona un flujo de, corriente estable para alcanzar los requerimientos de la corriente de retención del triac atenuador para evitar o mitigar los problemas de centelleo al mantener la conducción del trial desde el punto de disparo hasta el final del medio ciclo de la linea de energía. Varios aspectos de los circuitos de compatibilidad descritos incluyen circuitería activadora de auto-conmutación, protección de sobre-tensión, y/o circuitería de auto-nivelado para regular contra la temperatura cambiante y/o las condiciones de carga.

De conformidad con uno o más aspectos de la invención, se proporciona un circuito de energ ía de fuente de luz, el cuál incluye un rectificador seguido por un convertidor de arranque y un circuito convertidor DC a DC posterior. El convertidor DC a DC en ciertas modalidades, es un convertidor de retorno q ue proporciona una salida para activar una o más fuentes de luz LED. En otras modalidades, un inversor es provisto que recibe la salida del circuito convertidor DC a DC y proporciona una salida AC para energizar una lámpara fluorescente . El convertidor de arranque incluye un circuito de compatibilidad dé triac con un interruptor y un circuito activador que tiene un resistor de ' detección para detectar la corriente que fluye en el interruptor. El ¡ activador proporciona una señal de control para operar el interruptor de conformidad con el voltaje a través del resistor de detección para proporcionar un flujo de corriente regulado en el convertidor de arranque independiente del corte de fase en las terminales de entrada AC del rectificador. Eh ciertas modalidades, se proporciona un circuito activador de auto-conmutación (auto-oscilante), el cual genera u na frecuencia variable que alterna la señal de control del interruptor.

En algunas modalidades, el circuito de compatibilidad de triac incluye un circuito de auto-nivelado que ajusta, en forma selectiva, el flujo de corriente del convertidor de arranque con base en los cambios de temperatura en el circuito y/o en los cambios de carga en el circuito de energ ía . El circuito de auto-nivelado puede implementarse con el uso de un capacitor con una primera terminal conectada con la tierra del circuito y un diodo con un ánodo conectado con una segunda terminal del capacitor y un cátodo conectado con el rectificador, el resistor está acoplado entre el ánodo del diodo y la terminal de control del interruptor del circuito activador para proporcionar una señal desde el capacitor para ajustar, en forma selectiva, el flujo de corriente del convertidor de arranque. Ciertas modalidades pueden incluir un circuito de protección de sobre-tensión, que ajusta, en forma selectiva, el flujo de corriente para limitar el voltaje a través de la capacitancia de bus, en donde el circuito de protección puede incluir un diodo zener con un cátodo acoplado con la capacitancia del bus y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo zener y la terminal de control del interruptor del circuito activador para proporcionar una señal desde el diodo zener para ajustar, en forma selectiva , el flujo de corriente en el convertidor de arranque de conformidad con el voltaje del bus.

Breve Descri pción de los Di bujos I ' Una o más modalidades ejemplificativas se establecen en la siguiente descripción detallada y en los dibujos, en los cuales: La Figura 1 es un diagrama esquemático que ilustra un activador LED ejemplificativo o circuito de balasto que tiene una etapa de convertidor de arranque que incluye un circuito de compatibilidad de triac de auto-conmutación con auto-nivelado y circuitos de protección dé sobretensión, de conformidad con uno o más aspectos de la presente invención.

La Figura 2 es un diagrama esquemático del activador o balasto conectado con un atenuador de corte de fase para la operación de atenuación. 1 La Figura 3 es una gráfica que ilustra la corriente del circuito de compatibilidad de triac y las formas de onda de frecuencia para la operación sin corte de fase del sistema de las Figuras 1 y 2.

La Figura 4 es u na gráfica que ilustra el ajuste de la forma de onda de corriente por un circuito de auto-nivelado en el circuito de compatibilidad de tri ac.

La Figura 5 es una gráfica que ilustra la corriente de circuito de compatibilidad de triac y las formas de onda de frecuencia para la operación de corte de fase del sistema.

La Figura 6 es un diagrama esquemático simplificada que ilustra el circuito de la Figura 1 en una aplicación de activador LED para¡ energizar una o más fuentes de luz LED; y La Figura 7 es un diagrama esquemático simplificado que ilustra el circuito de la Figura 1 en una ¡mplementación de balasto para energizar una o más lámparas fluorescentes. , Descripción Detal lada de la Invención Con referencia ahora a los dibujos, los números dé referencia iguales se usan para referirse a los elementos iguales a través de las diferentes características y no necesariamente se dibujan a escala. Las Figuras 1 , 6 y 7 ilustran un activador LED ejemplificativo o un circuito 1 00 de balasto, que incluye una etapa de entrada AC, un rectificador BR 1 y un circuito 1 04 convertidor de arranque de auto-conmutación con un primer dispositivo M 1 de conmutación que convierte la energía de entrada para proporcionar un bus DC. El circuito 100 también incluye un circuito 1 06 de convertidor DC-DC reductor con un interruptor M2 modulado de ancho de impulso que conmuta la energ ía de bus DC a través del arrollamiento T1 del transformador y un diodo D8 para activar una carga 108 de salida LED en implementaciones del activador (Figura 6) . Otras aplicaciones de activador DC pueden incluir un inversor que recibe la salida DC del convertidor 1 04 de arranq ue y activa un transformador de aislamiento con un rectificador de salida para energizar uno o más LED. Como se puede observar en la Figura 7, el circuito 1 00 ilustrado se puede usar en aplicaciones de balasto con el convertidor 1 04 de arranque (que incluye al circuito 1 02 de compatibilidad del triac descrito) después del inversor 1 07 para activar las fuentes de luz energizadas con AC, tales como lámparas 108 fluorescentes.

Como se muestra en la Figura 2, el activador 100 sé puede energizar desde una fuente 1 01 AC de una fase con un control de atenuación a través del atenuador 200 de corte de fase acoplado en serie con la fuente 1 01 y el activador 1 00. En este caso, el control 200 atenuador corta o interrumpe, en forma selectiva, el flujo de corriente en porciones de cada ciclo de la fuente 101 AC (corte de fase) con el uso de un triac T201 para atenuar la salida de salida, de conformidad con la resistencia R201 ajustable por el usuario. En ciertas modalidades, la circuitería 1 00 del activador está alojada en una estructura qué tiene una base Edison con terminales de entrada AC.

Con referencia otra vez a la Figura 1 , el activador 100 recibe energ ía AC desde la fuente de entrada de una fase y proporciona la funcionalidad de atenuación por la operación del atenuador 200 de corte de fase. Un puente BR 1 rectificador de cuatro elementos rectifica la energ ía de entrada AC aplicada en las terminales de entrada para proporcionar un voltaje de bus DC a través de la capacitancia C2, con una inductancia L1 en serie y un diodo D4 provisto en la trayectoria superior del bus DC después de la capacitancia C2 y un capacitor C24 electrolítico está acoplado a través del bus DC después del diodo D4. Un circuito 104 convertidor de arranque es provisto, el cual incluye un circuito 102 de compatibilidad de triac con un circuito 103 activador de auto-conmutación (auto-oscilante) que opera el interruptor M1 del convertidor de arranque para proporcionar un voltaje de bus DC potencializado a través del capacitor C4 electrol ítico con el uso de la corriente provista por el inductor L1 .

El circuito 1 04 forma un convertidor de arranque de conducción continua que proporciona la compatibilidad con los atenuadores con base de triac al mantener una corriente constante que fluye a través del i rectificador BR 1 de entrada y cualquier atenuador 200 de corte de fase acoplado, independiente del valor instantáneo del voltaje de línea de energ ía. El nivel m ínimo de corriente del circuito 1 02 se determina por la corriente de retención m ínima del triac del atenuador 200 de corte de fase.

Los triaos atenuadores típicamente tienen una corriente de retención de 50 ma o menor. El circuito ilustrado está diseñado para asegurar un flujo de por lo menos 50 ma para asegurar que una vez que el triac se bloquea, permanezca y conduzca por el resto del medio ciclo de la línea de energía (hasta el siguiente cruzamiento cero). De esta forma, el circuito 102 de compatibilidad proporciona una carga a la línea de energía (ya sea que haya sido interrumpida o no por el triac de corte de fase) y las modalidades pueden alcanzar un factor alto de energía, tal como aproximadamente 0.93 a 0.94.

El nivel regulado de corriente del circuito 102 de compatibilidad se ajusta por el valor de un resistor R8 de detección del circuito 103 auto-oscilante para mantener el flujo de corriente un poco más alto que la corriente de retención del triac T201 externo. Un transorb D2 está conectado a través de R8 para manejar las altas ráfagas de energía, tal como cuando ocurren transientes de línea o durante el encendido inicial, cuando puede haber una corriente de irrupción para cargar el capacitor C4 electrolítico. El D2 está acoplado a través del R8 para protegerlo contra los altos transientes en la corriente detectada. Cuando el triac se dispara, la corriente se acumulará rápidamente y se mantendrá en el circuito 102 aproximadamente al nivel de la corriente de retención. De este modo, el triac continúa conduciendo hasta que el voltaje de la línea de energía termina una mitad del ciclo. Un capacitor C2 pequeño de entrada (15 en forma en una modalidad) asegura que el triac T201 se bloqueará sin oscilación excesiva de la corriente de entrada, el circuito 103 auto-oscilante del convertidor de arranque después mantiene la conducción del triac. En ciertas modalidades, el R8 se ajusta para mantener por lo menos una corriente de retención del triac de 50 mA y la energía dé entrada tan baja como sea posible, de 6 Watts. El circuito 106 ilustrado facilita la operación de la fuente de luz libre de centelleo cuando se atenúa con el uso de atenuadores de pared, lo cual proporciona un alto factor dé energía y cumple con los requerimientos del consumidor Clase B FCC.

El circuito 102 de compatibilidad del triac en la Figura 1 tiene un circuito 103 activador de auto-conmutación que incluye una configuración de interruptor de cuatro capas que incluye los transistores Q1 y Q2 PNP y NPN, respectivamente, impulsados hacia un suministro DC superior (VCC 15V provisto por el circuito 130 de energía de la etapa 106 del convertidor reductor, en un ejemplo) a través de los resistores R3 y R4, con un capacitor C1 que estabiliza el suministro VCC. El colector de Q1 está conectado con la base de Q2 para una operación tipo SCR y la basé de Q1 opera como una terminal de control de disparo activada por la provisión de un suficiente voltaje de base-emisor a través del resistor R7 de base de conformidad con la corriente que fluye en el resistor R8 de detección. En esta configuración, Q1 y Q2 se encienden y apagan juntos, y el par proporciona una señal a través del resistor R5 hasta un amortiguador formado por Q3 y Q4.

El colector del transistor Q3 PNP está conectado con la línea VCC de suministro por un resistor R9 y el colector del transistor Q4 NPN está acoplado con la terminal a tierra de M1 por un resistor R10. El par Q3, Q4 opera como un montaje con los emisores conectados para activar la compatibilidad de M1 en alto o bajo con base en la señal de disparo desde Q1 y Q2, que están conectados por el resistor R5 con las bases de Q3 y Q4. El circuito 102 opera como un convertidor de arranque auto-oscilante o de auto-conmutación junto con el interruptor M1, el inductor L1 y el diodo D4, que se auto-enciende luego del encendido. El circuito 102, además, opcionalmente incluye una característica de protección de sobre-tensión a través del diodo D3 zener y el resistor R6, así como un circuito 120 de auto-nivelado formado por el capacitor C10, el diodo D9 y el resistor R11.

El circuito 102 de compatibilidad es de auto-conmutación (auto-oscilante) y por tanto, la frecuencia es variable. Durante la operación, el circuito base de Q1 detecta el voltaje a través de R8 a través del resistor R7 base y cuando la corriente a través de R8 es suficientemente alta, el Q1 se apaga para descender la base de Q2 en bajo. Esto enciende el transistor Q2 PNP, que opera el amortiguador formado por Q3 y Q4 para apagar el interruptor M1 MOSFET por Q3 que se apaga y Q4 que se enciende para descender compatibilidad de M1. El flujo reducido de corriente a través de M1 disminuye el voltaje a través del resistor R8 de detección, lo cual apaga el Q1 y el Q2. Como resultado, el voltaje de compatibilidad de M1 se eleva y M1 se enciende otra vez, y él circuito oscila de esta forma a una frecuencia variable. El circuito 102 de compatibilidad del triac así, proporciona una configuración de auto-conmutación histerética que auto-oscila para el encendido y proporciona una carga continua para la línea de energía durante la operación de atenuación de corte de fase y otras. La frecuencia 310 de oscilación en la Figura 3 es una función de la inductancia de L1 (por ejemplo, 25 mH en una modalidad) y el resistor R8 de detección dé ' corriente i I (aproximadamente 6O en el ejemplo de la Figura 1).

La Figura 3 ilustra una gráfica que muestra la corriente 101 de entrada de puente rectificador y la corriente 302 del mismo que se conducen por el circuito 102 de compatibilidad triac y la gráfica 500 en la Figura 5 muestra la operación durante la atenuación de corte de fase. Como se puede observar en la gráfica 300, la frecuencia 310 de oscilación de circuito de compatibilidad va desde cero en los cizallamientos cero de línea de energía e incrementa hasta un punto cerca de la mitad del medio ciclo de línea de energía, en donde el capacitor C4 electrólitico carga a través de la carga pico. Esto provoca un tope 304 de corriente, después de lo cual, la frecuencia 310 disminuye de regreso a cero en el siguiente cizallamiento cero de energía de línea y el proceso se repite. La corriente 302 histerétíca en la corriente 102 es una función de la configuración del convertidor de arranque formada por el FET M1, el inductor L1 y el diodo D4. El circuito 100 así, forma un convertidor de arranque de auto-conmutación con el capacitor C4 de salida que proporciona un bus DC para la etapa 106 del convertidor posterior, en donde la corriente está en la forma general de una onda 302 cuadrada con pequeñas variaciones de alta frecuencia y los topes 304 de carga pico, como se muestra en la Figura 3, mejor que seguir una onda sinusoidal.

El circuito 120 de auto-nivelado incluye un capacitor C1Q, un diodo D9 y un resistor R11 que se conecta con el circuito de base de Q1. El resistor R11 tiene el mismo valor de resistencia que el otro resistor R7 de base (510O), D9 es un diodo ordinario, tal como 1N4148 y CIO es un capacitor 47 uF, en la modalidad ilustrada. El circuito 120 lleva a cabo la compensación de temperatura y la regulación de carga, por ejemplo, para I í adaptar los cambios en la temperatura de la unión base-emisor de Q1 y/o cambiar las condiciones de carga (por ejemplo, aumentar o disminuir la corriente de carga). Tales variaciones provocan que el voltaje en el capacitor electrolítico C4 cambie.

El circuito 120 de auto-nivelado compensa estos cambios al regular esencialmente el límite de los impulsos de carga pico (topes 304) del capacitor C4 de bus electrolítico. El circuito 120 mide la corriente pico que fluye a través del capacitor C4 electrolítico que da soporte al bus DC. Cuando la corriente es demasiado alta, correspondiente a una deficiencia en la corriente del convertidor de arranque, el circuito 103 activador elevará esta corriente hasta que la corriente electrolítica pico se1 reduzca a un nivel aceptable, que mantiene el factor de alta energía y un bajo THD (por ejemplo, menos que aproximadamente 35% en la modalidad ¡lustrada). En forma contraria, cuando la corriente pico de C4 es demasiado baja, el circuito 120 disminuirá la corriente del convertidor 104 de arranque, lo cual mantiene el alto factor de energía.

Como se puede observar en la Figura 3, la corriente 302 normal consumida por el circuito 102 de compatibilidad por lo general, es una onda cuadrada, con componentes de alta frecuencia junto con el nivel 306 de corriente nominal y topes o impulsos 304 que ocurren durante la carga de C4. La frecuencia 310 de conmutación de M1 por el circuito auto-oscilante de Q1 y Q2 es cero al inicio del ciclo y también es cero en el tope 304. Entre estos puntos, la frecuencia 310 asciende en rampa y después desciende en rampa dependiendo del voltaje de la línea de I energ ía. Los puntos máximos de frecuencia en la Figura 3 corresponden aproximadamente a 45 grados, 1 35 grados, 225 grados y 31 5 grados. El tope 304 corresponde al capacitor C4 electrolítico que carga, ya que hay una baja frecuencia de conmutación FET, para que el capacitor C4 cargue un poco. Como se puede observar en la gráfica 500 de la Figura 5, el circuito 1 02 de compatibilidad del triac también opera para proporcionar una carga de corriente estable para cumplir con los requerimientos de la corriente de retención del atenuador 200 triac, durante el corte de fase.

Con referencia ahora a la gráfica 400 de la Figura 4, el circuito 1 02 de compatibilidad también proporciona la protección de sóbre-tensión. Cuando la carga se incrementa, el nivel 306 de corriente nom inal tenderá a disminuir, pero la duración y la magnitud del tope o pico 304 de carga-pico del capacitor electrol ítico se incrementará. Esto se debe a que la corriente detectada a través de R8 (indicativa de la corriente de carga) se incrementa, lo cual fuerza al FET M 1 a permanecer apagado por más tiempo en los casos 304 de carga. Conforme se incrementa el voltaje a través del resistor R8 de detección, el capacitor C4 carga a u nivel DC más alto. El voltaje incrementado a través de R8 también provpca un incremento en la cantidad der carga del capacitor C 1 0 del circuito de auto-nivelado. Después de que se desvanece el tope de carga del capacitor electrolítico, un impulso negativo se aplica en la base dé Q1 por conducción de corriente desde el capacitor C 1 0 de auto-niveladó á través del resistor R 1 1 . Este desplazamiento negativo del voltaje ¡ base Q1 provoca un retardo en el encendido de Q 1 ya que la activación normal a través de los resistores R8 y R7 deben contrarrestar ese impulso para alcanzar el voltaje de base-emisor requerido para encender a Q 1 . Este ? retardo, a su vez, permite que el FET M 1 permanezca encendido por más tiempo, lo cual eleva el nivel de corriente nominal a un valor 308 más alto, observado en la Figura 4, lo cual contrarresta la carga de salida incrementada. Suponiendo que la carga incrementada persiste, el circuito alcanzará el equilibrio al nivel 308 de corriente nominal más alta con el cual la magnitud 304 del tope es aproximadamente lo que era antes del cambio de carga. La operación contraria es provista para las disminuciones de carga, con el circuito 1 20 que reacciona ante las reducciones en la magnitud del tope 304 de carga-pico para proporcionar un impulso positivo de desplazam iento a la base del Q 1 a través del ca pacitor C 1 0 y el resisto r R 1 1 . Ade m á s , el ci rcu ito 120 co ntra rresta los efectos del desplazamiento térmico en los componentes del circuito, tales como los cambios en l as uniones de base-emisor del transistor Q1 , etc. De este modo, el circuito 1 20 de auto-nivelado proporciona estabilidad al regular contra las fluctuaciones de carga, las variaciones de temperatura, etc.

El circuito 102 también incluye componentes D3 y R6 de protección de sobre-tensión. Cuando la salida del sistema 1 00 no tiene carga, esta circuitería evita que el bus DC se eleve más allá de un objetivo. Durante la operación, el supresor de voltaje transiente (TVS) detecta el bus DC del convertidor de arranque por la conexión del diodo D3 zener con la terminal positiva del capacitor C4 de bus. El zener D3 está conectado en serie con el resistor R6 que está conectado con la base de Q 1 . Cuando se remueve la carga de salida o sus incrementos de impedancia, la operación de bucle i : cerrado del convertidor de arranque convertirá el voltaje del capacitor C4 electrol ítico para que se incremente. Cuando el voltaje sé eleva demasiado, el diodo D3 zener de protección de sobre-tensión (por ejemplo, SMF1 70A con 1 70 voltios Vz, en un ejemplo) empieza a conducir. Cuando esto sucede, la corriente es provista a través del resistor R6 con la base de Q 1 , que enciende a Q 1 y a Q2, y el amortiguador formado pór Q3 y Q4 apagarán el FET M1 , que esencialmente proporciona un impulso positivo al circuito de base de Q 1 para provocar que el 1 se apague para que suceda más temprano. Cuando el voltaje a través de C4 continúa elevándose, se puede alcanzar un punto en donde se impulsa la operación del circuito de base de Q 1 a través del zener D3 y el resistor R6, lo cual provoca que el M 1 reduzca, en forma importante, el flujo de corriente al entrar en un estado operativo de alta frecuencia. Para las condiciones sin carga, por ejemplo, el circuito se estabilizará con el voltaje a través de C4 un poco sobre el nivel de voltaje de línea rectificada con M 1 conmutado a una alta frecuencia para limitar efectivamente la cantidad de corriente que fluye a través de M 1 . De este modo, el circuito 102 de compatibilidad de triac proporciona la funcionalidad de auto-conmutación en combinación con la protección de sobre-tensión.

Como se menciona antes, el circuito 1 00 se puede usar como el activador DC para una carga 1 08 de fuente de luz tipo configuración LED o se puede usar como una etapa inicial seguida por un inversor 107 para energizar una fuente 1 08 de luz de lámpara fluorescente en la configuración de balasto. En el circuito 100 ejemplificativo, un circuito 1 06 de energ ía tipo reductor modulado de ancho de impulso recibe el voltaje de I bus C a través de C4 e incluye un segundo interruptor de energía (por j ! ejemplo, MOSFET) M2. EL M2 opera de conformidad con una señal de entrada de control modulada de ancho de impulso aplicada por un controlador PWM o el activador U 1 con la compatibilidad dé M2 para controlar la aplicación de energía DC para una carga 1 08 de salida, tal como una configuración LED o una etapa 1 07 del inversor posterior. En ciertas modalidades, el controlador U 1 puede ser un controlador L6562 IC de corrección de factor de energ ía (PFC) de modo de transición, disponible de I ntersil and STMicroelectronics. El U 1 tiene una entrada I NV de amplificador acoplada con un amplificador de error interno, así; como una entrada MU LT de ganancia y un modulador de ancho de impulso interno con una salida GD activadora que proporciona la señal de control PWM a la compatibilidad de M2 para fijar el nivel de energ ía de salida con base, por lo menos en parte, en la entrada I NV del amplificador y la entrada MU LT de ganancia. Cuando M2 está encendido, la corriente conduce a través del capacitor C) de salida y un arrollamiento R1 C primario del transformador para cargar al capacitor C9 de salida para proporcionar la energ ía de salida DC para activar la carga.

De este modo, el interruptor M2 se conecta en serie entre el arrollamiento T1 C y la tierra GN D del circuito junto con un resistor R1 9 de detección conectado en serie. Conforme la corriente primaria fluye a través del circuito en serie, la corriente a través de R 1 9 proporciona un voltaje correspondiente a una terminal CS de entrada del comparador del controlador U 1 para controlar el ciclo-a-ciclo de la corriente primaria. La salida GD activador proporciona una señal de control modulada de ancho de impulso a través del resistor R 18 hasta la compatibilidad ¡ M2 por lo ! i :' menos parcialmente de conformidad con la corriente de carga detectada, la entrada INV del amplificador y la entrada MULT de ganancia; El U 1 incluye un amplificador de error a bordo con una entrada I NV ¡invertida y una salida COM P para permitir la conexión externa de una red de compensación entre las clavijas I NV y COMP. En la presente modalidad, el resistor R1 6 y el capacitor 6 están conectados como se muestra en la Figura 1 , como un resistor R 1 7 conectado desde la entrada I NV hasta la i ¡ ¡ tierra del circuito. La modalidad ilustrada usa la entrada MU LT i ; 1 i multiplicadora como una entrada de control de atenuación para ¡cambiar el ciclo de trabajo de la señal GS activadora de compuerta y así, |eí nivel de la corrie nte de salida. La entrad a pa ra l a entrad a MULT es u n ¡ voltaje DC proporcional al promedio rectificado del voltaje de l ínea de en'ergía. Un 1 triac reducirá este voltaje conforme reduce el ángulo durante el qual puede I i fluir la corriente. ! ! i La corriente que fluye en M2 es detectado a través del resistor R 19, y el voltaje VS resultante se aplica a la clavija C3 y se compa ra con una referencia generada por el multiplicador para determinar el apagado del MOSFET. En la práctica, la salida GD activadora de compuerta se inhabilitada , en forma selectiva, de conformidad con el estado de la señal de entrada ZCD para la operación de modo de transición, en! donde un borde continuo negativo activa el encendido del MOSFET. Esto! permite, con ventaja , la conexión con un circuito 140 de detección de cor|riehte cero i ! opcional, de modo que el interruptor M2 se encenderá cuando l'a ;corriente a través del arrollamiento TIC primario es cero. La clavija GI ID a tierra proporciona una trayectoria de retorno de corriente para la parte de señal y la circuitería activadora de compuerta de U1.

Se proporciona un circuito 140 de detección de cizallamiento cero, que incluye los arrollamientos T1A y T1B enrollados en el núcleo del transformador T1 y acoplados magnéticamente con el arrollamiento T1C primario. El circuito 140 también incluye un nodo central que conecta a T1A y T1B con el capacitor C8. La terminal inferior de C8 está acoplada con el VCC a través del diodo D6 y con la tierra a través del diodo D7, y un capacitor C7 de derivación está conectado desde el VCC a la GND a tierra. El circuito 140 de cizallamiento cero detecta la condición del cizallamiento cero del arrollamiento T1C primario con el uso de los arrollamientos T1A y T1B de detección y proporciona, en forma selectiva, una señal para la entrada ZCD de detección de cizallamiento cero del controlador U1 PWM a través del resistor R14 que indica una condición de cizallamiento cero detectada del arrollamiento T1C primario. ¡ El circuito ilustrado también incluye un circuito 130 de energía que proporciona el voltaje de control VCC (por ejemplo, 15 voltios, en una modalidad) para usarse por el controlador U1 y por el circuito 102 de compatibilidad de triac. El circuito 130 de energía incluye un transistor Q5 PNP con un colector acoplado con la línea de bus DC superior a través del resistor R13 y una compatibilidad acoplada con el bus DC del resistor por el resistor R12 y con la tierra GND del circuito a través del diodo D5 zener.

Un circuito 110 de detección (Figura 1) está acoplado con las i terminales de entrada para proporcionar una señal de detección a la entrada MULT de ganancia de U1. El circuito 110 de detección en la modalidad ilustrada genera la señal de detección a través del resistor R1 acoplado entre una primera terminal de entrada AC y la entrada MU LT de ganancia y el segundo resistor R2 acoplado entre la segunda terminal de entrada AC y la entrada MULT de ganancia, con los resistores R1 y R2 que forman un divisor de voltaje con un resistor R1 5 acoplado desde la terminal MULT hasta la tierra GND y un capacitor C5 de filtro conectado en paralelo a través de R1 5. El circuito 1 1 0 de detección proporciona la señal de detección a la entrada MULT de ganancia como una forma de onda totalmente rectificada con un nivel DC correspondiente al voltaje de entrada aplicado. Como resultado, el valor de la señal de entrada MU LT será reducido cuando se opera el atenuador 200 de corte de fase para atenuar la salida de la fuente de luz. En respuesta, el controlador U 1 modifica la salida modulada de ancho de impulso en la terminal GD de conformidad con el valor de señal de entrada MU LT para reducir, en forma selectiva, la energ ía de salida DC provista a la carga.

Los ejemplos anteriores son meramente ilustrativos de las posibles modalidades de los diferentes aspectos de la presente invención,, en donde las alteraciones y/o modificaciones serán evidentes para las 1 personas experimentadas en la técnica, luego de leer y comprender esta especificación y los dibujos anexos. Con respecto a lá diferentes funciones realizadas por los componentes antes descritos (ensambles, dispositivos, sistemas, circuitos y sus similares), los términos (incluyendo la referencia a un "medio") utilizado para describir tales componentes tienen la intención de corresponder, a menos que se indique lo contrario, para cualquier componente, tal como hardware, software o combinaciones i 1 1 I de los mismos, los cuales llevan a cabo las funciones especificadas del componente descrito (es decir, que tiene una funcionalidad equivalente) aunque no sea un equivalente estructuralmente igual a la estructura descrita que realiza la función de las implementaciones ilustradas de la invención. Además, aunque se han ilustrado y/o descrito características particulares de la invención con respecto a solamente una de las varias implementaciones, tal característica se puede combinar con una o más característica de otras implementaciones, según sea conveniente y ventajoso para una aplicación determinada. Además, las referencias a los componentes singulares tienen la intención , a menos que se indique lo contrario, de abarcar dos o más componentes o artículos. También, el punto en el que los términos " i ncl uye" , "tiene" , "con" o variantes de la misma se utiliza en la descripción detallada y/o en las re dicaciones tiene la intención de ser incluyente, tal como u n térm similar a "comprende" . Las personas experimentadas en la técnica podrán contemplar modificaciones y alteraciones luego de leer y comprender la presente invención . Se tiene la intención de que la invención sea considerada como incluyendo tales modificaciones y alteraciones.

Claims (19)

REIVIN DICAC IONES

1 . Un circuito para energizar por lo menos una fuerité de luz, caracterizado porque comprende: un rectificador que tiene terminales de entrada AC para recibir la energ ía de entrada AC y primera y seg unda terminales de salida DC para proporcionar la energía DC rectificada ; un convertidor de arranque que recibe la energ ía DC rectificada desde el rectificador y proporciona una primera salida DC, el convertidor de arranque comprende: una inductancia que tiene una primera terminal acoplada con la primera terminal de salida DC del rectificador y una segunda terminal; un diodo con un ánodo acoplado con la segunda terminal de la inductancia y un cátodo; una capacitancia de bus con una primera terminal acoplada con el cátodo del diodo y una segunda terminal acoplada con el nodo de tierra de circuito; y un circuito de compatibilidad de triac, que comprende: un dispositivo de conmutación acoplado entre el ánodo del diodo y la tierra del circuito e incluye una terminal de control, el dispositivo de conmutación opera para acoplar en forma selectiva eléctricamente el ánodo del diodo y la tierra del circuito y para desconectar el ánodo del diodo de la tierra del circuito de conformidad con una señal recibida en la terminal de control ; y un circuito activador de auto-conmutación que incluye un resistor de : í : ' detección acoplado entre la tierra del circuito y la segunda terminal de salida DC del rectificador para detectar la corriente que fluye en el dispositivo de conmutación, el circuito activador de auto-conmutación opera para proporcionar una frecuencia variable que alterna la señal de control de conmutación con la terminal de control del dispositivo de conmutación con base por lo menos en parte en un voltaje a través del resistor de detección para proporcionar un flujo de corriente regulado en el convertidor de arranque independiente de corte de fase en las terminales de entrada AC del rectificador; y un circuito convertidor DC a DC' con terminales de entrada DC acopladas con la primera y segunda terminales de la capacitancia de bus, y terminales de salida DC q ue proporcionan u na seg u nd a sal id a DC para proporcionar directamente o indirectamente la energ ía a por lo menos una fuente de luz.

2. El circuito de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque el circuito convertidor DC a DC es un convertidor reductor que proporciona una salida para activar por lo menos ¡upa fuente de luz LED.

3. El circuito de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque comprende un inversor que recibe la segunda salida DC desde el circuito convertidor DC a DC y proporciona una salida AC para energizar por lo menos una lámpara fluorescente.

4. El circuito de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque el circuito de compatibilidad de triac comprende un circuito de auto-nivelado acoplado en forma operativa con el circuito ? ¡ activador de auto-conmutación para ajustar, en forma selectiva el flujo de t corriente en el convertidor de arranque con base en por lo menos uno de los cambios de temperatura en el circuito y los cambios de carga en el circuito.

5. El circuito de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque el circuito de auto-nivelado comprende: un capacitor con una primera term inal conectada con 1^ tierra del circuito y una segunda terminal; un diodo con un ánodo conectado con la segunda terminal del capacitor y un cátodo conectado con la segunda terminal de salida DC del rectificador; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo y una terminal de control de conmutación del circuito activador de auto-conmutación para proporcionar una señal desde el capacitor para ajustar, en forrna selectiva, el flujo de corriente en el convertidor de arranque.

6. El circuito de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el circuito de compatibilidad triac comprende un circuito de protección de sobre-tensión acoplado, en forma operativa con el I : circuito activador de auto-conmutación para ajustar, en forma selectiva, el flujo de corriente en el convertidor de arranque para limitar el voltaje a través de la capacitancia de bus.

7. El circuito de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque el circuito de protección de sobré-tensión comprende: un diodo zener con un cátodo acoplado con la primera terminal de la capacitancia de bus y el ánodo; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo zener y la terminal de control de conmutación del circuito activador de auto-conmutación para proporcionar una señal desde el diodo zener para ajustar, en forma selectiva , el flujo de corriente en el convertidor de arranque con base por lo menos parcialmente en el voltaje a través de la capacitancia de bus.

8. El circuito de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque el circuito de compatibilidad triac comprende un circuito de protección de sobre-tensión acoplado, en forma operativa, con el circuito activador de auto-conmutación para ajustar, selectivamente, el flujo de corriente en el convertidor de arranque para limitar el Voltaje a travé s de l a ca pacita nci a de bus.

9. El circuito de conformidad con la reivindicación 8 , caracterizado porque el circuito de protección de sobre-tensión comprende: un diodo zener con un cátodo acoplado con la primera terminal de la capacitancia de bus y el ánodo; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo zener y una terminal de control de conmutación del circuito activador de auto-conm utación para proporcionar una señal desde el diodo zener para ajustar, selectivamente, el flujo de corriente en el convertidor de arranque con base, por lo menos parcialmente, en el voltaje a través de la capacitancia de bus.

1 0. El circuito de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque el circuito de compatibilidad triac comprende un circuito de protección de sobre-tensión acoplado en forma operativa con el circuito activador de auto-conmutación para ajustar, selectivamente, el flujo de corriente en el convertidor de arranque para limitar el voltaje a través de la capacitancia de bus.

1 1 . El circuito de conformidad con la reivindicación 1 0, caracterizado porque el circuito de protección de sobre-tensión, comprende: un diodo zener con un cátodo acoplado con la primera terminal de la capacitancia de bus y un ánodo; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo zener y una terminal de control de conmutación del circuito activador de auto-conmutación para proporcionar una señal desde el diodo zener para ajustar selectivamente el flujo de corriente en el convertidor de arranque con base por lo menos parcialmente, en el voltaje a través de la capacitancia de bus.

12. Un circuito para energizar por lo menos una fuente de luz, caracterizado porque comprende: un rectificador que tiene terminales de entrada AC para recibir la energ ía de entrada AC y primera y segunda terminales de salida DC para proporcionar una energía DC rectificada; un convertidor de arranque que recibe la energ ía DC rectificada desde el rectificador y proporciona una primera salida DC, el convertidor de arranque comprende: una inductancia que tiene una primera terminal acoplada con la primera terminal de salida DC del rectificador y una segunda terminal; un diodo con un ánodo acoplado con la segunda terminal de la inductancia y un cátodo; una capacitancia de bus con una primera terminal acoplada; con el i cátodo del diodo y una segunda terminal acoplada con un nodo á tierra del circuito; y un circuito de compatibilidad de triac, que comprende; un dispositivo de conmutación acoplado entre el ánodo del diodo y la tierra del circuito e incluye una terminal de control , el dispositivo de conmutación opera para acoplar eléctricamente, en forma selectiva, el ánodo del diodo y la tierra del circuito o para desconectar el ánodo del diodo de la tierra del circuito de conformidad con una señal recibida en la terminal de control; un circuito activador que incluye un resistor de detección acoplado entre la tierra del circuito y la segunda terminal de salida DC del rectificador para detectar la corriente que fluye en el dispositivo de conmutación, el circuito activador de auto-conmutación opera para proporcionar una señal de control de conmutación para la terminal de control del dispositivo de conmutación con base, por lo menos én parte en un voltaje a través del resistor de detección para proporcionar un flujo de corriente regulado en el convertidor de arranque independiente de un corte de fase en las terminales de entrada AC del rectificador; y un circuito de auto-nivelado acoplado en forma operativa con el circuito activador para ajustar, en forma selectiva, el flujo de corriente en el convertidor de arranque con base en por lo menos uno de los cambios de temperatura en el circuito y los cambios de carga en el circuito; y un circuito convertidor DC a DC con terminales de entrada' acopladas con la primera y segunda terminales de la capacitancia de bus y terminales de salida DC que proporcionan una segunda salida DC para proporcionar directamente o indirectamente por lo menos una fuente de luz.

1 3. El circuito de conformidad con la reivindicación 1 2, caracterizado porque el circuito de auto-nivelado comprende: un capacitor con una primera term inal conectada con la tierra del circuito y una segunda terminal; un diodo con un ánodo conectado con la segunda terminal del capacitor y un cátodo conectado con la segunda term inal de salida DC del rectificador; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo y una terminal de control de conmutación del circuito activador para proporcionar una señal desde el capacitor para ajustar en forma selectiva, el flujo de corriente en el convertidor de arranque.

14. El circuito de conformidad con la reivindicación 1 3, caracterizado porque el circuito de compatibilidad triac comprende un circuito de protección de sobre-tensión acoplado, en forma operátiva, con el circuito activador para ajustar selectivamente el flujo de corriente en el convertidor de arranque para limitar el voltaje a través de la capacitancia de bus. ,

1 5. El circuito de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque el circuito de protección de sobré-tensión comprende: un diodo zener con un cátodo acoplado con la primera terminal de la capacitancia de bus y el ánodo; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo zener y una terminal de control de conmutación del circuito activador para proporcionar una señal desde el diodo zener para ajustar, en forma selectiva , el flujo de corriente en el convertidor de arranque con base por lo menos parcialmente, en el voltaje a través de la capacitancia de bus.

16. El circuito de conformidad con la reivindicación 1 2, caracterizado porque el circuito de compatibilidad triac comprende un circuito de protección de sobre-tensión acoplada en forma operativa con el circuito activador para ajustar, en forma selectiva, el flujo de corriente en el convertidor de arranque para limitar el voltaje a través de la capacitancia de bus.

17. El circuito de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el circuito de protección de sobre-tensión comprende: un diodo zener con un cátodo acoplado con la primera terminal de la capacitancia de bus y el ánodo; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo zener y una terminal de control de conm utación del circuito activador para proporcionar una señal desde el diodo zener, para ajustar en forma selectiva el flujo de corriente en el convertidor de arranque con base, por lo menos parcialmente, en el voltaje a través de la capacitancia.

1 8. Un circuito para energizar por lo menos una fuente de luz, caracterizado porque comprende: un rectificador que tiene terminales de entrada AC para recibir la energía de entrada AC y primera y segunda terminales de salida DC para proporcionar energía DC rectificada; un convertidor de arranque que recibe la energ ía DC rectificada desde el rectificador y proporciona una primera salida DC, el convertidor de arranque comprende: una inductancia que tiene una primera terminal acoplada con la primera terminal de salida DC del rectificador y una segunda terminal; un diodo con un ánodo acoplado con una segunda terminal de la inductancia y el cátodo; una capacitancia de bus con una primera terminal acoplada con el cátodo del diodo y una segunda term inal acoplada con un nodo de tierra de circuito; y un circuito de compatibilidad de triac, que comprende: un dispositivo de conmutación acoplado entre el ánodo del diodo y la tierra del circuito e incluye una terminal de control, el dispositivo de conmutación opera para acoplar eléctricamente, en forma selectiva, el ánodo del diodo y la tierra del circuito o para desconectar el ánodo del diodo desde la tierra del circuito de conformidad con una señal recibida en la terminal de control; \ un circuito activador que incluye un resistor de detección acoplado entre la tierra del circuito y una segunda terminal de salida DC del rectificador para detectar la corriente que fluye en el dispositivo de conmutación, el circuito activador de auto-conmutación opera para proporcionar una señal de control de conmutación a la terminal dé control del dispositivo de conmutación con base por lo menos en parte, a un voltaje a través del resistor de detección para proporcionar un flujo de corriente regulado en el convertidor de arranque independiente del corte de fase en las terminales de entrada AC del rectificador; y un circuito de protección de sobre-tensión acoplado, en forma operativa, con el circuito activador para ajustar, en forma selectiva, el flujo de corriente en el convertidor de arranque para limitar el voltaje á través de la capacitancia de bus; y un circuito convertidor DC a DC con terminales de entrada DC acopladas con la primera y segunda terminales de la capacitancia de bus, y terminales de salida DC que proporcionan una segunda salida DC para proporcionar, directamente o indirectamente, la energía a por lo menos i una fuente de luz.

19. El circuito de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque el circuito de protección de sobre-tensión com pre nde : un diodo zener con un cátodo acoplado con la primera terminal de la capacitancia de bus y un ánodo; y un resistor acoplado entre el ánodo del diodo zener y la terminal de control de conmutación del circuito activador para proporcionar uña señal desde el diodo zener para ajustar, en forma selectiva, el flujo de corriente en el convertidor de arranque con base por lo menos parcialmente en el voltaje a través de la capacitancia de bus.