NO148469B - Anordning for ami-koding av datasignaler. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører en anordning for AMI-(alter-nating mark inversion) koding av datasignaler under anvendelse av et transversalfilter.

Som kjent anvendes ofte AMI-koding for å minske den nødvendige båndbredden ved overføring av datasignaler. AMI-kodingen innebærer at nullbitene i informasjonen overføres som nullnivåer mens ett-bitene overføres som med hverandre vekslende positive og negative pulser. Kjente AMI-kodere utnytter en bistabil vippe som omstilles etter hver 1-bit og som fungerer som hukom-melse for å kunne avgjøre om den neste 1-bit skal gjengis som en positiv eller en negativ puls.

Ved AMI-transmisjon oppstår det problem at en lengre serie av nuller medfører tap av synkroniseringen, hvorfor en omkoding eller "scrambling" av den utsendte datastrømmen er nødvendig for å bryte det monotone nullnivået. Dette tilveiebringes ifølge den kjente teknikken med separate omkodere før AMI-koderen.

Før utsendelse av datasignalene trenges også en forming av

de utsendte pulsene, hvilket fortrinnsvis kan skje gjennom et transversalfilter som for å kunne filtrere trenivåsignalene må inneholde minst to binære skiftregistre eller et analogt skiftregister.

En konvensjonell kobling for å sende ut dmkodete, AMI-kodete

og filtrerte datasignaler må således inneholde en separat omkoder, en AMI-koder og et transversalfilter. I fortsettelsen kalles denne anordning for enkelhets skyld for AMI-S-F koder.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en anordning for koding og utsendelse av datasignaler som utfører samtlige tre funksjoner, således omkoding ("scrambling") , AMI-koding og filtrering og som innebærer en vesentlig forenkling og besparelse i forhold til tidligere kjente anordninger.

Oppfinnelsens grunntanke er at om man i et binært skiftregister danner en flankekodet AMI-kode blir det mulig i samme anordning å utføre samtlige tre ovennevnte funksjoner.

Anordningen ifølge oppfinnelsen er kjennetegnet slik det fremgår av vedlagte patentkrav.

Oppfinnelsen skal forklares nærmere nedenfor ved hjelp av et utførelseseksempel under henvisning til vedlagte tegning, på hvilken

Fig. 1 er et'blokkskjerna for en kjent AMI-S-F koder,

fig. 2 er et prinsippskjerna over en anordning ifølge oppfinnelsen, og

fig. 3 er et prinsippskjerna som viser hvorledes transversalfilteret er oppbygget.

Fig. 1 viser prinsippet for en konvensjonell AMI-S-F koder. Datastrømmen mates til en omkoder ("scrambler") OM for å bryte

et eventuelt opptredende monotontnullnivå. De omkodede datasignalene mates til en AMI-koder som omdanner de etter hverandre følgende en-bitene til med hverandre vekslende positive og negative pulser. Signalene mates deretter til et transversalfilter TF for å omforme disse, slik at de får en form som er hensiktsmessig for overføringen.

Ved oppfinnelsen tilveiebringes en betydelig enklere løsning

når disse tre funksjoner utføres i kun en krets.

Fig. 2 er et prinsippskjerna over en anordning ifølge oppfinnelsen. Med SK betegnes et skiftregister hvis 11 trinn Ql-Qll over

hver sin impedans Rl-Rll er tilkoblet pluss- eller minusinngangen hos en differensialforsterker F på en slik måte at forskjell-

signalene fra to inntil hverandre beliggende trinn ved forplantning av en forandring gjennom skiftregisteret gir et veiet bidrag til forsterkerens summesignal slik det vil bli for-klart. Skiftregisteret trinnforskyves i dette tilfelle med den dobbelte datahastigheten.

Datasignalene passerer gjennom en logikkrets L før de mates til skiftregisterets SK inngang. Denne logikkrets er oppbygget på slik måte at det innkommende datasignal mates til den ene av de to inngangene hos to NAND-kretser 01 og 02, til den første over en inverteringskrets IV1 og til den andre direkte. Den andre inngangen til NAND-kretsene 01 og 02 er tilkoblet til Ql respektive Q2-trinnet i skiftregisteret, den første direkte og den andre over en inverteringskrets IV2. Ved logikkretsen L tilveiebringes at når databiten er null mates innholdet i første trinnet Ql i skiftregisteret tilbake til dette trinnet når neste klokkepuls kommer, og når databiten er en ener inverteres det som står i det andre trinnet Q2 og mates inn i det første trinnet når neste klokkepuls kommer.

Ved logikkretsen L tilveiebringer man at en innkommende null-bit ikke medfører noen endring i det første skiftregiste-rettrinnets innhold, mens en innkommende en-bit alltid tilveiebringer en endring uansett om det opprinnelige innholdet var en ener eller en null. På denne måte vil en forskjell mellom innholdet i første og andre trinnet komme til å for-plante seg gjennom hele skiftregisteret. Denne endring kan avføles av differensialforsterkeren F i form av spenningsforskjeller mellom den celle som har den til 0-verdien svarende kontinuerlig fremmatede verdi og den celle hvis innhold er blitt endret ved mottagning av en 1-bit.

Fig. 3 viser nærmere prinsippet for flankeavfølingen av en innkommende 1-bit. Forutsetter man at innholdet i et visst øyeblikk er likt i det første Ql og i det andre Q2 skiftregistertrinnet, fås ingen forskjell og forsterkerens utgangssignal blir null, hvilket tilsvarer en innmatet 0-bit.

Hvis begges innhold var 0 og Ql endres til 1 (positiv flanke) oppstår en spenningsforskjell og på forsterkerens utgang fås et plussignal. På lignende måte fås fra forsterkeren et minus-signal hvis innholdet i begge cellene var 1 og innholdet i Ql endres til 0 (negativ flanke).

Dersom 1-biten forplantes til trinnet Q2 står fortsatt samme signal igjen på Ql trinnets utgang og intet utsignal fås , da det kun er en flanke som kan et utsignal. I praksis er utgangssignalene fra skiftregistercellene hos et transversalfilter veiet for etter summering å tilveiebringe en ønsket utgangs-' signalform. Ved anordningen ifølge oppfinnelsen ønsker man å tilveiebringe et utgangssignal som tilsvarer karakteristikken for et konvensjonelt transversalfilter. Dette kan tilveiebringes på følgende måte.

Differensialforsterkeren som er tilkoblet til cellene Ql, Q2 i skiftregisteret med sine motstander RI gir den første koeffisienten i transversalfilteret. Resten av koeffisientene i transversalfilteret fås'ved at ny motstand kobles til differensialforsterkeren på samme måte, dvs. to motstander R2 tilkobles til Q2 resp. Q3 og gir den andre koeffisienten. Den tredje koeffisienten fås ved at to motstander R3 tilkobles til Q3 resp. Q4 osv.

Man kan velge et transversalfilter med følgende komponent-verdier som eksempel.

Om man sammenlignet med dette konvensjonelle transversalfilter, hvor en forplantet ener veies med ulike verdier i ulike trinn, måler forskjellen mellom to celler når flanken har forplantet, seg til en av disse, må transversalfilteret utformes slik som Qvenfor nevnt. For å tilveiebringe dette vil imidlertid

to impedanser for hvert trinn være nødvendig.

For å begrense antallet impedanser til kun en for hvert trinn, går man frem på følgende måte: I det nye transversalfilteret med multippelinnganger til differensialforsterkeren gjentas koeffisienten fra foregående trinn til det påfølgende trinn med omvendt fortegn, hvilket innebærer dannelsen av forskjellen mellom utgangsspenningen fra to på hverandre følgende trinn (flankeavføling).

Den resulterende koeffisienten i hvert trinn blir altså summen av koeffisienten tilhørende dette trinn og koeffisienten fra det foregående trinn med omvendt fortegn. De nye koeffisientene er vist i tabell 2. Slik det fremgår av tabellen kan eksempelvis impedansen for Q2 beregnes til

Tilsvarende beregning er blitt utført for samtlige trinn.

Tabell 3 viser et eksempel på skiftregisterets innhold og det utgangssignal som svarer til dette ved et visst innkommende data-mønster. Venstre kolonne inneholder den innkommende datastrøm (en datapuls tilsvarer to klokkepulser), de øvrige kolonnene viser innholdet i de ulike skiftregistertrinn under hver klokkepuls og de siste tre kolonnene inneholder signalpolaritetene som fås på differensialforsterkerens innganger resp. dens utgang.

Slik det fremgår fås på differensialforsterkerens innganger de med koeffisientene kl, k2 veiede verdiene med pluss- resp. minuspolaritet, slik at det på forsterkerutgangen fås en spenning i overensstemmelse med den ønskede signalformen.

Fig. 2 viser også en krets som tilveiebringer omkodingen (scrambling) av datasignalene før utsendelsen. Tre av skiftregisterets trinn, ifølge eksempelet Q12, Q14 og Q16 er koblet til en logikkrets G2 som inneholder tre eksklusiv-eller kretser. Trinnene Q12 og Q14 er koblet til hver sin inngang hos eksklusiv-eller kretsen E01, mens trinnet Q14 også er koblet til den ene inngangen hos en eksklusiv-eller krets E02 til hvis andre inngang trinnet Q16 er koblet. Eksklusiv-eller kretsenes E01 og E02 utganger er koblet til hver sin inngang hos en ytterligere eksklusiv-eller krets E03 fra hvis utgang fås eksklusiv-eller summen av to etter hverandre følgende biter i den AMI-kodete datastrømmen forsinket med. 6 resp. 7 databiter. Det skal obser-veres at flankene som forplanter seg gjennom skiftregisteret må omvandles til pulser, hvorfor flanken må ha nådd frem til grensen mellom Q12 og Q13 for at en-puls skal kunne oppstå på kretsens E01 utgang og flanken må ha nådd til grensen mellom Q14 og Q15 for at en puls skal kunne oppstå på kretsens E02 utgang.

Eksklusiv-eller kretsens E03 utgang er koblet til den ene inngangen hos en eksklusiv-eller krets Gl til hvis andre inngang mates de for utsendelse beregnede datasignalene og hvis utgangs-datastrøm mates til logikkretsen L. Ved denne tilbakekobling har man tilveiebragt en omkodning ifølge polynomet 1+X +X ,

hvilket gjerne kalles 127-bitsscrambling.

Som det fremgår har man ifølge oppfinnelsen tilveiebragt en anordning som samtidig utfører AMI-koding, scrambling og filtrering av en innkommende datastrøm.

Claims (2)

1. Anordning for AMI-(alternating mark inversion) koding av datasignaler, karakterisert ved at den inneholder et skiftregister (SK) hvis trinn over hver sin impedans er koblet til den ene av to innganger i en differensialforsterker, en logisk krets (L) gjennom hvilken datasignalene mates til skiftregisteret og til hvilken de to første trinnene i skiftregisteret er tilbakekoblet på slik måte at hvis det tilførte signalets binære verdi er 0, blir en, i forhold til det foregående signal som ble matet til skiftregisteret, uforandret binær verdi matet til skiftregisterets inngang og forplantet gjennom skiftregisteret, mens ved oppnåelse av et signal med den binære verdi 1, blir en relativt den foregående innmatede verdi motsatt verdi matet til skiftregisteret og forplantet gjennom skiftregisteret uforandret inntil neste 1-verdi oppnås, idet impedans-

verdiene tilhørende respektive trinn er dimensjonert på en slik måte at ved trinnfremforskyvningen av en bit-endring gjennom skiftregisteret fås avveiete spenningsforskjeller fra hvert trinnpar som inneholder adskilte bitverdier og de under for-andringens forplantning gjennom skiftregisteret summerte signal-andelene på differensialforsterkerens utgang danner et signal som svarer til en ønsket signalkarakteristikk, slik at ved endring av bitene i skiftregisteret fra en 0-serie til en 1-serie eller omvendt oppnås et positivt resp. negativtutgangs-signal, mens ved forplantningen av en uforandret bit blir forskjellen mellom utgangssignalene fra to ved siden av hverandre beliggende trinn og følgelig utgangssignalet fra differensialforsterkerens utgang lik 0.

2. Anordning ifølge krav 1,karakterisert ved at minst tre av skiftregisterets trinn er koblet til en logikk-krets (G2) som fra tilstanden i disse trinn danner eksklusiv-eller summen av to etter hverandre følgende biter i den AMI-kodete datastrømmen med en forsinkelse som er bestemt av en av trinnenes stilling, og har sin utgang tilbakekoblet til den ene inngangen av en eksklusiv-eller krets (Gl), hvis andre inngang får datastrømmen som skal utsendes, slik at et omkodet (scramblet) datasignal blir matet til logikkretsens inngang.