NO152108B - Nivaamaaler - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører en fremgangsmåte som angitt i innledningen

til patentkrav 1, for å fastlegge avstanden til et objekt, spesielt ni-

vået til en væske eller et annet strømbart medium i en beholder eller lignende.

Videre angår oppfinnelsen en innretning for sådan avstands- og nivåbestemmelse.

All terminologi som her er benyttet i tilknytning til mikrobølge-teknikk er i henhold til definisjoner gitt i IEC STANDARD, Publication 615: "Terminology for microwave apparatus" Genéve, Sveits 1976.

For dette ovenfor angitte formål kan følgende fremgangsmåter ba-

sert på utstråling av elektromagnetiske bølger benyttes:

P uls- radar

Signalet sendes ut som korte pulser. Det mottatte signalet be-

står av en rekke pulser svarende til ekko fra ulike avstander. Signalbehandlingen består av tids- og amplitudebestemmelse av ekkopulser,

noe som krever meget raske kretser. Oppløsningen blir bedre jo kortere pulslengden x er. Ny puls kan ikke sendes ut før alle signifikante ekko er kommet tilbake. Dersom tiden mellom utsendelse av pulser er T,

vil forholdet mellom spisseffekt og middeleffekt for radarsenderen være T/t. For at ikke pulsene skal forvrenges må radaren ha en bånd-

bredde ~1/t.

" Chirp"- radar

Denne radartype skiller seg fra puls-radaren bare i måten pulsen genereres og detekteres på. Det usendte signal er lengre i tid, men er frekvensmodulert slik at frekvensen går fra laveste til høyeste frekvens, eller omvendt, i pulsspekteret. I mottakeren passerer signalet et signal-tilpasset filter ("matched filter") som forsinker de lave frekvensene i forhold til de høye og komprimerer signalet til en puls av samme lengde som i en pulsradar med samme krav til oppløsning. Etter kompresjon er signalbehandlingen den samme for de to systemer. "Chirp"-radaren krever mindre spiss-effekt enn pulsradaren, men krever til gjengjeld et signal-tilpasset filter.

FM- radar

I denne radartype har det utsendte signal konstant amplitude.

Det frekvensmoduleres lineært og periodisk fra laveste til høyeste frekvens i båndet, eller omvendt, på samme måte som i "chirp"-radaren,

men frekvens-sveipet kan her ta lengre tid. En del av det utsendte signal avgrenes og anvendes som lokal-oscillatorsignal for en mottaker-blander, hvori det reflekterte signal blandes med dette signalet. På grunn av tidsforsinkelsen til det reflekterte signalet, fås en differanse-frekvens som er proporsjonal med avstanden til refleksjonspunktet. Ulike refleksjonsbidrag viser seg i det mottatte signal som bestemte frekvenskomponenter som kan skilles ut ved bruk av filtre.

Analysen av det mottatte signal skjer ved hjelp av en filterbank eller ett eller flere avstembare filtre (spektrumanalysator). Mottakeren kan konstrueres med liten båndbredde, men sveiptiden må da være kort dersom blandefrekvensen skal ligge i det området hvor mottakerens støy-faktor er lav.

Reflektometer

Ved denne metoden måles refleksjonskoeffisienten p- ve^ for antennen over det aktuelle frekvensområdet. Her er r refleksjonskoeffisientens modul (amplitude), og cp dens fase, mens e er basis for det naturlige logaritme og j I praksis måles refleksjonskoeffisienten p(f), der f er målefrekvensen, for et antall diskrete frekvenser som er jevnt fordelt over frekvensområdet. Måledata går inn på en mikropros-essor, eventuelt en annen datamaskin, hvor det foretas en fouriertransformasjon av p(f) fra frekvensplanet til tidsplanet. Resultatet blir en tidsfunksjon som tilsvarer det reflekterte signal i et pulsradarsystem.

Av denne grunn kan systemer basert på reflektometermetoden gis betegnelsen syntetiserte pulsradarsystemer. Signalet vil imidlertid ikke foreligge i sann tid, men i dataform, og dette har store fordeler ved den videre sig-nalanalyse .

Den foreliggende oppfinnelsen utnytter reflektometerprinsippet i kombinasjon med en rekke spesielle signalgenererings- og -behandlings-metoder som gir nivåmålesystemet bedre nøyaktighet og større fleksibili-tet enn eksisterende metoder, og medfører andre fordeler som skal beskrives i det følgende.

Systemer basert på reflektometermetoden kan ikke operere i sann tid, som antydet ovenfor. Det er da mest naturlig å benytte digital signalbehandling, og dette medfører en del karakteristiske trekk for systemet. Det må benyttes en diskret fouriertransformasjon (DFT), og fortrinnsvis med ekvidistante frekvenser dersom raske DFT-algoritmer så som FFT ("Fast Fourier Transform") skal brukes. Dersom avstanden mel-

lom frekvensene i dette ekvidistante sett er Af, vil tidsrepresentasjonen av refleksjonskoeffisienten p(f) gjennom en diskret fouriertransformasjon være periodisk med periode T=^p. To bidrag til p(f) med tidsforsinkelser Tl °^ T2 v^ v*se se9 Pa samme sted i tidsrepresentasjonen dersom

^T2 ~Tl^ = nT, C'er n er et neltaH (n = u> 1, 2, ....). Av denne grunn er det for det første nødvendig å velge T så stor at den største verdi av tidsforsinkelsen t som kan opptre innenfor det aktuelle måleområdet, Tmax' er m^nc're enn T« I tillegg må T velges så stor at ingen bidrag som er sterke nok til å forstyrre måleresultatet har tidsforsinkelser større enn T.

En forenkling av systemet kan oppnås ved å måle bare den reelle del, realdelen Re{p(f)}, eller bare den imaginære del, imaginærdelen Im{p(f)}, av den komplekse refleksjonskoeffisienten p(f). Settes fasen av referansesignalet, det signal som det reflekterte signal fra antennen sammenliknes med ved måling av p(f), lik 0, vil et reflektert signal med tidsforsinkelse t gi et bidrag til p(f) som er proporsjonalt med e . Realdelen av dette bidraget er Re {e"j2lTf<T>} = cos (2ttft) = l/2|><j>2lTfT+ e J ], noe som betyr at det opptrer like store bidrag ved tidsforsink-elsene x og -x. På grunn av den ovenfor nevnte periodisitet av den diskrete fouriertransformasjonen, vil bidraget med tidsforsinkelse -x også vise seg med tidsforsinkelsen T - x. Dette betyr at når bare realdelen eller imaginærdelen av p(f) måles, vil T måtte velges så stor at den største verdi av tidsforsinkelsen x som kan opptre innenfor det aktuelle måleområdet, ' x max', er mindre enn T/2.

En ulempe ved å måle avstanden til et objekt ved hjelp av en fritt-stående antenne er at det reflekterte signal avtar betydelig med økende avstand til objektet. For en plan overflate som et aktuelt tilfelle, er amplituden av det reflekterte signal omvendt proporsjonal med avstanden fra antennen, når avstanden er over en viss minsteverdi, mens ekko-amplituden for et objekt med liten vinkelutstrekning er omvendt proporsjonalt med kvadratet av avstanden. Dette er tilfelle når mediet mellom antennen og måleobjektet er tapsfritt m.h.p. elektromag-netisk bølgeforplantning. Dersom de elektromagnetiske bølger dempes sterkt grunnet dette mediums egenskaper, vil amplituden av det mottatte signal avta sterkere med avstanden enn ovenfor angitt. Problemene ved digital signalbehandling oppstår særlig når det ønskede signalet bare utgjør en meget liten del av det totale signalet. Det kreves da stor oppløsning, dvs. mange sifre i den digitale representasjonen av signalet.

En betydelig forbedring oppnås ved hjelp av den foreliggende oppfinnelse ved at man istedetfor å benytte verdier av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient direkte i fouriertransformasjonen, først danner en funksjonal av refleksjonskoeffisienten som er tilpasset den aktuelle målesituasjon og det aktuelle måleobjekt, hvoretter verdier av denne funksjonal fouriertransformeres .

Ved måling mot en plan overflate gjennom et medium med liten demping er f.eks. denne optimale funksjonal den deriverte med hensyn på frekvensen av refleksjonskoeffisienten p(f), p'(f) = ; Som den følgende beregning viser.

Dersom vi lar f{x} angi fouriertransformasjonen av x, og vi har: så er

Vi ser av dette at ved å benytte den deriverte av p(f) blir bidraget fra større avstand fremhevet i forhold til bidraget fra mindre avstand, og proporsjonalt med denne avstand. Refleksjonsbidraget fra en plan overflate med stor utstrekning vil da være uavhengig av avstanden fra antennen.

I praksis vil man i dette tilfelle ikke måle p'(f), men den differensielle refleksjonskoeffisient Ap(f) som fremkommer ved å måle p(f) wpH f-n frp^woncpr i 1 i fpn ni;c:f"anH f nn ciuhfrahprp (/prHipnpf

Dette må gjøres på analog basis, dersom den ovenfor nevnte reduksjon av digital oppløsning skal oppnås.

For å måle den differensielle refleksjonskoeffisient eller dens reelle eller imaginære del, kan en gå frem på følgende måte: Mikrobølgesignalet som påtrykkes antennens inngangsterminal veksler mellom to frekvenser i avstand 6f, fj = f - 6f og f2 - f + 6f der f er målefrekvensen. Det signal som reflekteres fra antenneterminalen går til en deteksjonskrets hvis utgangsspenning V er proporsjonal med f.eks. Re {p}. Når frekvensen varierer mellom fi og f2 vil V vari-

ere mellom Vi~Re{p(fi)} og V2~Re{p(f2)}• Spenningen AV = V2 - Vi er da et mål for Re{p(f2)} - Re{p(fi)}. På samme måte kan høyere differensialer dannes ved å la frekvensen veksle mellom n verdier f1, f2,

f , og ta en passende lineær kombinasjon av de tilsvarende detek-torspenninger Vlf V2, M^-

For å oppnå stor nøyaktighet i nivåfastleggingen med den foreliggende oppfinnelsen er det nødvendig å kjenne de frekvenser som verdiene av funksjonalen av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient finnes ved, målefrekvensene, med stor nøyaktighet. I prinsipp kan dette skje ved at de enkelte målefrekvenser syntetiseres, eller måles med f.eks. en frekvensteller som har tilstrekkelig nøyaktighet. Disse fremgangsmåter vil imidlertid med eksisterende teknikk bli kostbare og tidkrevende, og følgende fremgangsmåte velges derfor i den foreliggende oppfinnelse: Mikrobølgesignalet genereres av en spenningsstyrt oscillator (VCO), og styrespenningen varieres slik at frekvensen øker eller avtar tilnærmet lineært med tiden. Målingene kan da hensiktsmessig foretas ved ekvidistante tidspunkter. Signalet deles i to deler, der den ene del brukes til målinger av et impedanselement, referanseimpedansen, hvis impedans er en kjent funksjon av frekvensen. Måling av denne referanseimpedansen foretas ved de samme» eller ved en del av de samme, frekvenser som den andre delen av det genererte mikrobølgesignalet benyttes til å måle antennen ved.

Dersom referanseimpedansens refleksjonskoeffisient pr ved målefrekvens nr. k, f , er P finnes f^ ved å løse ligningen:

der p (f) er det kjente frekvensforløpet av p . I prinsipp må da frekvensen f være en entydig funksjon av p^ i hele det aktuelle målefre-kvensområdet. Dersom det imidlertid på forhånd er kjent at f, ligger mellom to frekvenser f a oq ^ f, b', hvis avstand er mindre enn målefrekvens-området, er det tilstrekkelig at f er en entydig funksjon av p^ i frekvensområdet f til f, .

a b

Ved denne frekvensmåleprosedyren blir målefrekvensene i alminnelighet ikke ekvidistante, og hensiktsmessige interpolasjonsrutiner anvendes når et ekvidistant målefrekvenssett ønskes, f.eks. som nevnt foran, i en FFT-algoritme. Det er i det foregående forutsatt at det objekt man må-ler avstanden til er i ro. Dersom objektet beveger seg, f.eks. slik som væskeoverflaten i en beholder som fylles eller tømmes, vil det kunne oppstå målefeil.

Vi forutsetter at målingen skjer i frekvensområdet

(f - AF/2, f + AF/2), dvs. i et frekvensbånd av bredde AF omkring senterfrekvensen fQ, og at tiden det tar å gjennomføre målingen er T . Dersom avstanden som skal måles forandres fra h^ til h^ i løpet av måletiden T , vil refleksjonskoeffisientens fase forandres fra cp1 = 4ir(fo - AF/2)h1/c til cp2 = ATr(fo + AF/2)h2/c (der c er lyshastig-heten i mediet mellom antennen og det objekt det måles på) i det tilfelle at målingen skjer med stigende frekvensverdier.

Faseforandringen er da:

Dette må da sammenholdes med faseforandringen for et stillestå-. ende objekt i avstand h, som blir 4ttAF-^ ved å sette h^=h2=h i (5). Den tilsynelatende avstand til det beveqeliqe obiekt blir da qitt ved:

11J+M2

Her er middelavstanden h^ = —^— den naturlige definisjon av avstanden til et bevegelig objekt, mens en i tillegg får leddet (f /AF Ht^-h-^).

Dersom f.eks. f /AF er lik 10, en aktuell verdi, vil det oppstå en målefeil som er 10 ganger så stor som den avstanden objektet beveger seg i løpet av den, tiden målingen skjer. Denne feilen kan elimineres ved

i tillegg å foreta en måling der frekvensen avtar fra f + AF/2 til f - AF/2 i løpet av måletiden Tq. Hvis objektet beveger seg med jevn hastighet, vil den sistnevnte målingen gi en feil med samme absoluttverdi som den førstnevnte, men med motsatt fortegn. Ved å ta middelverdien av de to målingene vil en få en avstand svarende objektets avstand midt i den totale måleperiode.

Fremgangsmåten og innretningen ifølge oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i patentkravene angitte, karakteriserende trekk. Fremgangsmåte og innretning skal i det følgende beskrives nærmere under henvisning til figurene 1-6 som viser eksempler på systemutforminger.

Fig. 1 viser skjematisk oppbygningen av et målesystem basert på

fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, samt systemets 4 basisenheter.

Disse omfatter en antenne 11, en måleenhet 12, en kanalenhet 13 og en overvåkningssentral 14. For det tilfelle at måleobjektet er overflaten 17 til et væskevolum 16 i en beholder 15, er antennen 11 plassert på

toppen av beholderen.

Figurene 2-4 viser i blokkdiagramform noen eksempler på reali-

sering av måleenheten 12.

Virkemåten av systemløsningen i fig. 2 er som følger:

I måleenheten 12 frembringes mikrobølgesignalet av en mikrobølge-

generator 18 som kan være en spenningsstyrt oscillator og deles i en effektdeler 19 mellom en antenne-måleenhet 20 i kanal A og en frekvens-kalibreringsenhet 21 i kanal B. Styrespenningen til mikrobølgegenera-

toren 18 kommer fra målefrekvensstyreenheten 22, som sørger for at sig-

nalet gjennomløper et sett av nominelle målefrekvenser. For å frem-

bringe det sett av frekvenser omkring hver målefrekvens som trengs for å danne den aktuelle funksjonal av antennens refleksjonskoeffisient,

overlagres styrespenningen en tilleggsspenning som kommer fra funksjon-alstyreenheten 23. Denne spenning går også til deteksjonsenhetene 24A

og 24B slik at bidraget fra hver frekvens kan få den ønskede vektfaktor.

Systemløsningen vist i fig. 3 skiller seg fra fig. 2 i den måten frekvenssettet omkring hver målefrekvens frembringes på. Ved hjelp av en styrt faseskifter 26 kan fasen av mikrobølgesignalet økes med ty i løpet av et tidsrom T. Frekvensen av mikrobølgesignalet vil da øke med Af = Ved å variere \\ i og/eller T kan frekvenstillegget gis forskjellige

verdier, og et ønsket frekvenssett genereres. Det er imidlertid ikke nød-

vendig at fasen øker lineært med tiden i tidsrommet T, fasen kan f.eks.

øke i et eller flere sprang, slik at en vanlig flerfasemodulator kan brukes.

Systemløsningen vist i fig. 4 skiller seg fra den i fig. 3 ved

at det benyttes to styrte faseskiftere, 27A og 27B som påvirker bare de signaler som går til antennen, h.h.v. referanseimpedansen. Det er da mulig å bruke forskjellige funksjonaler for A- og B-kanalen.

Antenne-måleenheten 20 og frekvenskalibreringsenheten 21 kan re-aliseres som reflektometre. Fig. 5 viser i blokkskjemaform em mulig realisering av reflektometret. Mikrobølgesignalet fra effektdeleren 19 går til en ny effektdeler 30. En del av signalet går som referansesignal (lokaloscillatorsignal) til en blander 32, mens en annen del av signalet går til duplekseren 31. Fra duplekseren sendes signalet ut mot den impedans som skal måles, det reflekterte signal sendes fra duplekseren til blanderen32, der det blandes med referansesignalet, hvor-

ved det oppstår et lavfrekvent signal som går til deteksjonsenheten 24

(24A og 24B).

De detekterte signaler i kanal A (fra antennemåleenheten 20) og

i kanal B (fra frekvenskalibreringsenheten 21) blir i kanalenheten 13 omformet fra analog til digital form og lagret i et dataregister i en data-akkvisisjonsenhet 28, slik at måleresultatene for de to kanaler foreligger på dataform for videre behandling i signalbehandlingsenheten 29.

Et prinsippskjerna som illustrerer hovedprosessene i beregnings-rutinene til signalbehandlingsenheten 29 er vist i fig. 6. Disse skal beskrives nærmere nedenfor.

Fra data-akkvisisjonsenheten 31 foreligger verdier av den aktu-

elle funksjonal av refleksjonskoeffisienten for antennen ved et ende-

lig antall diskrete frekvenser innenfor et bestemt frekvensområde i kanal' A og verdier av den aktuelle funksjonal av refleksjonskoeffisi-

enten for referanseimpedansen ved de samme, eller den del av de samme, målefrekvenser i kanal B.

Fra data i kanal B beregnes målefrekvensen (f) i en frekvensbe-regningsrutine 33. Disse frekvenser benyttes i en interpolasjonsrutine 34 til å finne verdier av den aktuelle funksjonal for kanal A ved et gitt sett av frekvenser som er tilpasset den etterfølgende signalbehandling, i det tilfelle at dette frekvenssett og målefrekvensene ikke er sammenfallende. Disse funksjonalverdier underkastes så en fouriertransformasjon, hvoretter en utskillelse av måleobjektets bidrag samt avstandsberegninger 36 foretas med signaltilpassede regnerutiner og å priori etablerte data for målestrekningen.

De ovenfor omtalte målinger og beregninger foretas for to måle-sekvenser i rask rekkefølge, den ene for stigende målefrekvensverdier,

den andre for avtagende, slik at man ved midling i avstandsberegningen 36 eliminerer feil på grunn av jevn forandring av måleobjektets av-

stand i løpet av måletiden.

Fra avstandsberegningen 36 i signalbehandlingsenheten 29 er det tilgjengelig data for kalibrert avstand fra et på forhånd bestemt re-

feransepunkt nær antennen til måleobjektet.

I overvåkningssentralen 14 foretas kontroll og styring av måle-rutiner og av andre enheter i systemet, samtidig som andre karakteristiske data brukeren har behov for utledes av avstandsdata fra signalbehandlingsenheten i kanalenheten 13 samt fra tabeller, andre beregnings-enheter, sensorer etc.

Overvåkningssentralen 14 kan i alminnelighet benyttes for flere kanalenheter ved at det ved hjelp av en syklisk arbeidende velger, multiplekser, innkoblet mellom kanalenheten og overvåkningssentralen foretas en tidsoppdeling mellom kanalenheter som er parallelt tilkoblet multiplekseren.

På analog måte som ovenfor beskrevet kan kanalenheten 13 benyttes for flere måleenheter ved hjelp av en multiplekser innkoblet mellom måleenheter og kanalenhet, eller eventuelt kan kanalenhetens signalbehandlingsenhet 29 benyttes for flere data-akkvisisjonsenheter tilkoblet hver sin måleenhet, ved hjelp av en multiplekser innkoblet mellom data-akkvisisjonsenheter og signalbehandlingsenhet.

Claims (14)

1. Fremgangsmåte ved måling av avstanden til et objekt, særlig avstanden til overflaten av en væske eller annet strømbart medium i en beholder eller lignende, ved hvilken en mot overflaten rettet antenne plass-eres i en avstand fra overflaten, et mikrobølgesignal med valgbar frekvens genereres, hvorav en del benyttes som referansesignal mens en del tilføres antennen og utstråles fra denne mot overflaten, hvorved overflaten og andre tilstedeværende objekter påvirker antennens inngangsimpe-dans og den tilhørende inngangsrefleksjonskoeffisient gjennom sine av-standsavhengige bidrag til denne refleksjonskoeffisienten karakterisert ved at det dannes en funksjon av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient ved en kombinasjon av verdier av refleksjonskoeffisienten ved to eller flere frekvenser i et intervall omkring en nominell målefrekvens på en slik måte at bidrag til den nevnte funksjonal fra objekter i visse avstander fremheves i forhold til bidrag fra objekter i andre avstander, at det foretas en fouriertransformasjon av et sett av verdier av denne funksjonal ved et gitt sett av målefrekvenser, hvorved de enkelte objekters bidrag til den fouriertransformerte av funksjonalen se-pareres på grunnlag av deres ulike avstand fra antennen, faste bidrag fra andre objekter elimineres fordi deres bidrag til den fouriertransformerte av funksjonalen på forhånd er kjent, og bidraget til overflaten utskilles på grunnlag av dets styrke og/eller beliggenhet, hvorved avstanden til objektet bestemmes.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1 karakterisert ved at den aktuelle funksjonal ved måling på en plan overflate dannes som differ-ensialet av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient eller som dette komplekse di fferensialets reelle eller imaginære del, hvor det nevnte differensial defineres som den deriverte med hensyn på frekvensen av reflek-sjonskoef f isienten eller som differansen mellom refleksjonskoeffisientens verdier ved to nærliggende frekvenser i et intervall omkring den nominelle målefrekvensen.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 karakterisert ved at den aktuelle funksjonal ved måling på et objekt med liten vinkelutstrekning i forhold til antennens strålebredde dannes som andre-ordens differensial av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient eller som dette komplekse andre-ordens di fferensialets reelle eller imaginære del, hvor det nevnte andre-ordens differensial defineres som den andre-deriverte med hensyn på frekvensen av refleksjonskoeffisienten eller som en tilsvarende lineær kombinasjon av refleksjonskoeffisientens verdier ved tre nærliggende frekvenser i et intervall omkring den nominelle målefrekvensen.

4. Fremgangsmåte ifølge kravene 1-3 karakterisert ved at den aktuelle funksjonal ved måling på objekter omgitt av et medium i hvilket de elektromagnetiske bølger dempes sterkt med avstanden, dannes ved en sammensetning, best mulig tilpasset den aktuelle dempnings-funksjon, av ulike ordens differensialer av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient eller realdelen eller imaginærdelen av denne sammensetning av de komplekse differensialer, hvor det generelle n-te ordens differensial defineres som den n-te ordens deriverte av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient eller som en tilsvarende lineær kombinasjon av refleksjonskoeffisientens verdier ved n+1 nærliggende frekvenser i et intervall omkring den nominelle måle frekvensen.

5. Fremgangsmåte ifølge kravene 1-4 karakterisert ved at verdier av den aktuelle funksjonal av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient finnes ved et endelig antall diskrete målefrekvenser innenfor et begrenset frekvensområde, hvoretter det foretas en diskret fouriertransformasjon av funksjonalverdiene, idet antall målefrekvenser og avstanden mellom disse velges slik at den tilsiktede målenøyaktighet oppnås og at måleresultatet er entydig innenfor det aktuelle måleområdet.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 1 i det tilfelle hvor målefrekvensene som verdiene av den aktuelle funksjonalen av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient finnes ved, ikke er nøyaktig kjent når målingen foretas karakterisert ved at målefrekvensene velges tilstrekkelig tett til at funksjonalverdiene kan beregnes ved mellomliggende frekvenser ved at verdier av den aktuelle funksjonal av refleksjonskoeffisienten for et passende valgt, frekvensavhengig impedanselement, referanseimpedansen, finnes ved de samme, eller en del av de samme, frekvensene, og at målefrekvensene bestemmes ut fra målinger på referanseimpedansen, hvoretter verdier av funksjonalen av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient beregnes ved et annet sett av frekvenser som er tilpasset den etterfølgende signalbehandling.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 1 karakterisert ved at målesekvensen for å fremskaffe verdier av den aktuelle funksjonal gjennom-løpes to ganger med kort mellomrom, den ene gangen med stigende målefre kvensverdier og den andre gangen med avtagende målefrekvensverdier, for dermed å eliminere feil på grunn av jevn forandring av måleobjektets avstand under målingen.

8. Fremgangsmåte ifølge kravene 1-5 karakterisert ved at de verdier av refleksjonskoeffisienten som benyttes til å danne den aktuelle funksjonal finnes ved at det signal som tilføres antennen inneholder én frekvenskomponent som i en tidssekvens bringes til å gjennomløpe et sett av frekvensverdier i et intervall omkring den nominelle målefrekvens, og at detektorkretsene som benyttes til å danne funksjonalverdiene av det reflekterte og med referansesignalet nedblandete signal, synkroniseres med tidsforløpet til det utsendte signal og bringes til å gi de riktige veiinger av refleksjonskoeffisientverdiene slik at den aktuelle funksjonal fremkommer etter deteksjon.

9. Fremgangsmåte ifølge kravene 1-5 karakterisert ved at de verdier av refleksjonskoeffisienten som benyttes til å danne den aktuelle funksjonal finnes ved at det signal som tilføres antennen sammensettes av to eller flere frekvenskomponenter, og at disse frekvenskomponenter i en tidssekvens bringes til å gjennomløpe de aktuelle frekvensverdier i et intervall omkring den nominelle målefrekvens, at detektorkretsene som benyttes til å danne funksjonalverdiene av det reflekterte og med referansesignalet nedblandete signal, synkroniseres med tids-forløpet av det utsendte signalets frekvenskomponenter og bringes til å gi de riktige veiinger av refleksjonskoeffisientverdiene slik at den aktuelle funksjonal fremkommer etter deteksjon.

10. Innretning for måling av avstanden til et objekt, særlig avstanden til overflaten (17) av en væske (16) eller annet strømbart medium i en beholder (15) eller lignende, omfattende en antenne (11) som er plassert i en avstand fra og rettet mot overflaten (17), en måleenhet (12) og signalbehandlingsanordning (28, 29) karakterisert ved at innretningen omfattar en frekvensstyrt mikrobølgeoscillator (18), en målefrekvensstyreenhet (22), en funksjonalstyreenhet (23) og deteksjonsenheter (24A, 24B), for å danne den aktuelle funksjonal av antennens inngangsrefleksjonskoeffisient ved et antall diskrete målefrekvenser innenfor et bestemt frekvensområde, og at signalbehandlings-anordningen (28, 29) omfatter anordninger (33-36) for utførelse au en diskret fouriertransformasjon av funksjonalverdien og for viderebehandling av de frembragte data og beregning av nevnte avstand.

11: Innretning ifølge krav 10 karakterisert v/ed at anordningene for å danne den aktuelle funksjonal også omfatter en eller flere styrte faseskiftere (26, 27A, 27B).

12. Innretning ifølge krav 10 og 11, karakterisert ved at måleenheten (12) omfatter en effektdeler (19) som deler signalet fra mikrobølgegeneratoren (18) mellom en antenne-måleenhet (20) og en frekvens-kalibreringsenhet (21) som begge er koblet til deteksjonsenheter (24A h.h.v. 24B) som videre er koblet til en data-akkvisisjonsenhet (28) for omforming av de fra antenne-måleenheten (20) og frekvenskalibreringsenheten (21) detekterte signaler til digital form og tilførsel av disse signaler til signalbehandlingsenheten (29).

13. Innretning ifølge krav 10-12 karakterisert ved at anordningen som benyttes til å danne den aktuelle funksjonal av refleksjonskoeffisienten omfatter anordninger (22, 23, 26, 27A, 27B) for forandring av mikrobølgesignalets amplitude, frekvens og/eller fase, samt deteksjonskretser (24A, 24B) som er synkroniserte med det signal som tilføres antennen og/eller referanseimpedansen.

14. Innretning ifølge kravene 10-13 karakterisert ved at antenne-måleenheten (20) og frekvenskalibreringsenheten (21) hver består av et reflektometer, idet antenne-måleenheten (20) inneholder en duplekser (31) som er koblet til antennen (11) og frekvens-kal ibreringsenhetens (21) duplekser er koblet til et frekvensavhengig re feranseimpedanselement.