NO761248L - - Google Patents

Description

Fremgangsmåte til informasjonsoverføring.

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte til tilleggsoverføring

av pseudoternært kodede digitale signaler over i det minste en del av en flerhet av symmetriske eller koaksiale ledningspar hos en kabel som er innrettet til å overføre talefrekvente og bærefrekvente analoge signaler, og hvis overføringsområde for de bærefrekvente signaler overlapper basisbåndet for de digitale signaler med hensyn til frekvens.

Undersøkelser ved overføringsstrekninger for lavfrekvente

og bærefrekvente analoge signaler har vist at man over disse strek-ninger også kan overføre digitale signaler. For å unngå forstyrrelser av lavfrekvens- og bærefrekvens-overføringen blir de digitale signaler i tillegg amplitudemodulert med en bæresvingning av egnet frekvens og derved omsatt til et høyere frekvensområde. Omsetningen av de digitale signaler til et høyere frekvensområde blir valgt fremfor en omsetning av de analoge signaler, da den nødvendige avstand mellom-signal og støy er 50. dB mindre for overføring av digitale enn for overføring av analoge signaler, og da signalene i det høyere frekvensleie på grunn av den frekvensavhengige dempning i kablene bare med forholdsvis liten støyavstand kan over-føres over større avstander. Dessuten er det i betraktning av de allerede eksisterende overføringsinnretninger for de analoge signaler hensiktsmessig å henlegge tilleggsoverføringen av andre signaler til andre frekvensområder. Under overføringen av de digitale signaler blir det på grunn av kabeldempningen nødvendig å regenerere de digitale signaler i visse avstander.

Undersøkelser har ført til den erkjennelse at det for optimalt signal-støyspennings-forhold ved inngangen til en regenerator er nødvendig at det gjenvunne, regenererte signal har en sinusformet overgang mellom direkte på hinannen følgende pulser og har et | sinus -formet forløp under den sprangvise skiftning fra det logiske nivå "0" til det logiske nivå "1" og omvendt. For å oppnå dette er det nødvendig å sørge for en gjensidig avpasning av den sendepulsform som opptrer ved utgangen fra den digitale modulator, kabeldempningen og forvrengningskorreksjons-funksjonen. Da kabeldempningen i regelen ligger fast, foreligger muligheter for avstemning bare med hensyn til korreksjonsfunksjonén og sendepulsformen.

Det har vist seg at man får minste påkostning til lédningskorrek-sjonen og klarer seg med minste nødvendige forsterkning i den med korreksjonsnettverket koblede forsterker dersom"summen av kabeldempning og korreksjonsdempning tiltar med stigende frekvens. Dette fører til kravet om et korreksjonsnettverk som allerede i overføringsområdet ikke fullstendig opphever kabelens lavpass-karakter. Et slikt korreksjonsledd har dessuten den minste effektive støybåndbredde, men lar seg bare anvende sammen med en egnet sendepulsform.

For oppfinnelsen foreligger den hovedoppgave å finne frem

til en fremgangsmåte av den innledningsvis nevnte art hvor de digitale signaler lar seg regenerere under overføringen.. Videre foreligger som oppgave for oppfinnelsen å finne frem til en fremgangsmåte til overføring av slike pseudoternært kodede digitale signaler hvis overføringsområde selv etter forskyvning med en frekvensverdi lik den■halve<j>bitfølgefrekvens ennå overlapper seg med overføringsområdet" for de analoge signaler.

Enda en oppgave for oppfinnelsen består i å finne en egnet sendepulsform såvel som metoder og anordninger til å frembringe denne i forbindelse med en overføringsmetode med frekvensmessig omsatte pseudoternært kodede digitale signaler/ hvor kabeldempningen sammen med korreksjonsnettverket på mottagningssiden gir lavpass-karakter, og hvor de pulser som skal regenereres, har sinus- resp. sinus<2->formet forløp.

Ifølge oppfinnelsen blir hovedoppgaven løst ved at de pseudoternært kodede digitale signaler på sendesiden blir omsatt til et i forhold til de digitale signaler høyere frekvensleie, idet de pseudoternært kodede digitale signaler multipliseres med et taktsignal hvis pulsfølgefrekvens er halvparten så stor som puls-_ følgefrekvensen av de signaler som skal omsettes, og hvor pulsmidt^punktene -jer forskjøvet en halv bitperiode av dét signal som skal omsettes, i forhold til pulsmidtpunktene av dette signal, at det ovenfor taktfrekvensen liggende hovedenergiområde av det ved frekvensomsetningen dannede pseudoternært kodede digitale signal med høyere pulsfølgefrekvens filtreres ut fra dette signal og sam tidig sammen med de bærefrekvente signaler overføres over minst ett symmetrisk eller koaksialt ledningspar hos kabelen, at der i visse avstander innen overføringens forløp i rommet foretas en regenerering av det overførte signal og dessuten fra det over-førte signal frembringes et fullstendig, pseudoternært kodet digital-signal, at dette regenereres og hovedenergiområdet av det pseudoternært kodede digitale signal etter regenereringen påny filteres ut i det ønskede frekvensleie og overføres videre, og at de opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal gjenvinnes på mottagningssidén ved omsetning med en bæresvingning av tilsvarende frekvens.

Hovedfordelen ved denne fremgangsmåte ligger i at det taktsignal som behøves for frekvensomsetningen, står i en fast sammen-heng med bitfølgefrekvensen av de digitale signaler som skal omsettes, og derfor lett kan avledes fra disse. Dette fører til en forholdsvis liten påkostning for trinnene til bæresvingnings-generering og til synkronisering av den frembragte bæresvingning.

En videre utvikling av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen gjør det mulig å overføre digitale signaler hvis basisbånd i vil-kårlig grad dekker seg med overføringsområdet for de analoge signaler. Denne videre utformning fremkommer ved at den frekvensmessige omsetning av de pseudoternært kodede digitale signaler på.sendesiden foretas i j n jtrinn, slik at der oppstår et pseudoternært kodet digitalt signal i formen

hvor S(t) er et pseudoternært kodet digitalt signal med pulsfølge-frekvens fo og bitperiode To, og Zy(t) er ett blant n taktsignaler med en pulsfølgefrekvens

og pulsmidtpunktet av hver puls av taktsignalet Zv(t) samtidig stemmer overens med pulsmidtpunktet av annenhver puls av taktpulssekvensen Zv+^(t), mens pulsmidtpunktene av det binære taktsignal Z1(t) er forskjøvet en halv bitperiode (1/2 To) i forhold til pulsmidtpunktene av det pseudoternært kodede digitale signal S(t).

Et spesialtilfelle av denne fremgangsmåte tjener til å frembringe et pseudoternært kodet digitalt signal med et hovedenergiområde som er forskjøvet 3/2 fo og fremkommer ved at det pseudoternært kodede digitale signal S(t) med pulsfølgefrekvens fo multipliseres med et taktsignal Z1(t) med pulsfølgefrekvens fz^= 1/2 fo og pulsmidtpunktene av taktsignalet Z^(t) er for-skjøvet en halv bitperiode (1/2 To) i forhold til pulsmidtpunktene av pseudoternært kodede digitale signal S(t), og at produktet P^(t) av det pseudoternært kodede digitale signal S(t) og taktsignalet Z^t) multipliseres med et annet taktsignal Z2(t) med puls-følgefrekvens f^ = fo og pulsmidtpunktene av annenhver puls av taktsignalet Z2(t) samtidig stemmer overens med pulsmidtpunktene av det første taktsignal Z^(t).

Ifølge oppfinnelsen blir den ytterligere oppgave løst ved

at pulsene av det ved frekvensomsetningen dannede nye pseudoternært kodede digitale signal har et samplingsforhold mindre 1:1.

I det følgende vil pulsene av det nye pseudoternært kodede digitale signal for enkelhets skyld også bli betegnet som sendepulsene. Med samplingsforhold forstås forholdet mellom pulsens varighet og bitens varighet dividert med antall pulser pr. bit. Fordelene ved fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen ligger særlig i

at der alt i alt fås en betraktelig reduksjon av den nødvendige påkostning for overføringen av depseudoternært kodede digitale signaler, og at :. nullstedsfordélihgen i den frekvensavhengige effekttetthetsfordeling hos sendepulsene tilsvarer opp til hvert fjerde nullsted i nullstedsfordelingen i den frekvensavhengige effekttetthetsfordeling i de mottatte pulser.

En variant av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen som krever særlig liten påkostning og i mange tilfeller lar seg gjennomføre, erkarakterisert vedat der foretas en enkelt frekvensomsetning med en bæresvingning med frekvens lik den halve bitfølgefrekvens av de pseudoternært kodede digitale signaler som skal overføres,

at effekttetthetsfordelingen S som funksjon av den normerte frekvens tilfredsstiller uttrykket

hvor A er lik summen av pulspauséne ved begynnelse og slutt av et bit som overfører et logist "ett", B pulspausen mellom de to enkelt-pulser av en bit som overfører et logisk "ett" og den normerte frekvens 0, = f : fo, hvor fo er bitfølgef rekvensen av de opprinnelige pseudoternært kodede digitale signaler og f den respektive betraktede frekvens.

Med sikte på minst mulig innflytelse av støy på de lavfrekvente og bærefrekvente signaler som samtidig overføres over overføringsstrekningen, er det hensiktsmessig å oppnå en større frekvensavstand mellom basisbåndet og det sluttelig overførte øvre sidebånd av det pseudoternært kodede digitale signal ved hjelp av en frekvensomsetning i n trinn. Da der dessuten samtidig legges vekt på likestrømfri overføring, består en variant av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen i at de nye pseudoternært kodede digitale signaler som oppstår ved frekvensomsetningen, i hver bit inneholder 2n på hinannen følgende pulser av skiftende polaritet i 2n like bitavsnitt, og hver av de på hinannen følgende pulser ligger symmetrisk om midtpunktet av ét av bitavsnittene.

En ytterligere, noe forenklet variant av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen fremkommer ved at det nye pseudoternært kodede digitale signal som oppstår etter en enkelt frekvensomsetning, i hver bit består av innbyrdes like pulser av skiftende polaritet, og tilfredsstiller følgende uttrykk for den frekvensavhengige effekttetthets-fordeling Ss

Innstillingen av samplingsforholdet hos sendepulsene, altså hos pulsene av det nye pseudoternært kodede digitale signal, kan på enkel måte foretas i avhengighet av frembringelsen av dette signal ved at man anvender inngangssignaler som allerede består av pulser med et bestemt samplingsforhold.

Ved en foretrukken variant av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, hvor innstillingen av samplingsforholdet for pulsene av det nye pseudoternært kodede digitale signal skjer ved en ytterligere multiplikasjon med en ekstra unipolar taktpuls med en pulsfølge-frekvens lik den 2n-dobbelte bitfølgefrekvens av det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal,.og hvor samplingsforholdet for den unipolare taktpuls bestemmer pulstiden i utgangssignalet, skjer der samtidig en tids- og amplitudemessig regenerasjon av pulsene. Derved oppnås den fordel at fasestillingen av den unipolare taktpuls kan velges fritt innen visse grenser.

En videre utvikling av denne fremgangsmåte ifølge oppfinnelsen består i at fasen av den ekstra unipolare taktpuls blir innstilt slik at der mens en enkeltpuls av denne taktpuls opptrer, hverken opptrer noen tilstandsendring av det opprinnelige pseudoternært kodede

digitale signal eller av bæresvingningen.

Med sikte på innsparing av overførings-båndbredde blir

der av det nye pseudoternært kodede digitale signal som oppstår ved omsetningen, bare overført et sidebånd som hovédenergiområde.

For å kunne regenerere det overførte digitale signal på i og for

seg kjent måte er det hensiktsmessig at det overførte signal for gjenvinning av det pseudoternært kodede digitale signal i basisleiet før regenereringen multipliseres med et taksignal med frekvens ■fj°-(2n~"1*), og at der til regenereringen anvendes en regeneratortakt med en frekvens lik bitfølgefrekvensen. Isåfall kan regenereringen skje i basisleiet av det digitale signal, altså ;ved forholdsvis lave frekvenser. Regenereringen i basisleiet er særlig hensiktsmessig når det regenererte digitale signal i tilslutning til regenereringen også skal tilføres tilleggsinnretninger til feilovervåkning og signaltydning.Returomsetningen av frekvensen kan dessuten,analogt med den flertrinnede frekvensomsetning på sendesiden, også skje i flere trinn før regenereringen. ;I løpet av overføringen er det hensiktsmessig å regenerere;det digitale signal i overføringsfrekvensplanet da frekvensomsetningen før og etter regenereringen derved kan falle bort. ;En regenerering av det overførte digitale signal i overførings-;leiet blir gjort mulig ved at man for gjenvinning av et regenererbart, pseudoternært kodet digitalt signal før regenereringen gjenvi nner de u nder overføringen undertrykte energia ndeler neden-.for frekvensen av taktsignalet ^(t) ve<^ å omsette det overførte hoved-: 'energiområde med ét taktsignal med frekvens 2fZn, og forener dem med det - over-førte hovedénergdområde, og at man— for~regenereringerr~anvender en iregen eratortakt med frekvens 4f^ ....! > ;Det lar seg også gjøre å regenerere det overførte digitale signal i et mellomleie, idet der for gjenvinning av et regenererbart, pseudoternært kodet digitalt signal frembringes et takt- ;signal zn(t) og dette multipliseres med den overførte del av signalet P (t),.>qg at der til regenereringen anvendes, en regeneratortakt med frekvens 2f_ . ;En særlig enkelt og oversiktlig oppbygget dobbelt-mottakt-gerierator til gjennomførelse av den foreliggende fremgangsmåte fremkommer ved at den inneholder åtte NAND-porter som hver har tre innganger og én utgang, og en niende og en tiende NAND-port som hver har fire innganger og en utgang, at de åtte NAND-porter er oppdelt i en første og en annen gruppe på fire NAND-porter hver, at utgangene fra NAND-portene i første gruppe er forbundet med de fire innganger til niende NAND-port, mens utgangene fra NAND-portene i annen ;gruppe er forbundet med inngangene til tiende NAND-port, at utgangene fra niende og tiende NAND-port danner dobbelt-mottakt-modulatorens signalutganger, at den første inngang til første NAND-port er forbundet med den første inngang til annen NAND-port, med' den tredje inngang til femte NAND-port, med den første inngang til sjette" NAND-port 6g~méd den første tilslutning til én første signalinngang, at den første inngang til fjerde NAND-port er forbundet med den tredje inngang til tredje NAND-port, med den tredje inngang til syvende NAND-port, med den tredje inngang til åttende NAND-port og med den annen tilslutning til den første signalinngang, at den annen inngang til første NAND-port er forbundet med den annen inngang til tredje NAND-port, med den annen inngang til sjette NAND-port, med den annen inngang til åttende•NAND-port og med en første tilslutning til en annen signalinngang, at den annen inngang til annen NAND-port er forbundet med den annen inngang til fjerde NAND-port, med den annen inngang til femte NAND-port, med den annen., inngang til syvende NAND-port og med den annen tilslutning til den annen signalinngang, at den tredje inngang til første NAND-port er forbundet med en tredje inngang til fjerde NAND-port, med den første inngang til femte NAND-port, med den første inngang til åttende NAND-port og med den første tilslutning til en tredje signal- ;inngang, og at den tredje inngang til annen NAND-port er forbundet med den første inngang til tredje NAND-port, med den tredje inngang til sjette NAND-port, med den første inngang til syvende NAND-port og med den annen tilslutning til den tredje signalinngang. ;De tre signalinnganger til denne dobbelt-mottaktmodulator;er i den forbindelse likeverdige, så det signal som skal omsettes,;og det første og det annet taktsignal som behøyes_ for omsetningen, til enhver tid kan påtrykkesjhvilke som helst av de tre innganger. Hver av de tre signalinnganger består av to tilslutninger som får pulsene av hver: sin polaritet av inngangssignalene tilført som unipolare pulssekvenser. ;En modulator som er utført i samsvar med oppfinnelsen og tjener til gjennomførelse av en foretrukken variant av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, hvor innstillingen av samplingsforholdet for pulsene av det nye pseudoternært kodede digitale signal skjer ved en ytterligere multiplikasjon med en ekstra unipolar taktpuls, fås ved at der er anordnet en dobbelt-mottaktgenerator som består av et portnettverk og en transformator og inneholder et første inngangsklemmepar for det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal, et annet inngangsklemmepar for en første bæresvingning, en tredje inngangsklemme for den unipolare taktpuls, åtte NAND-porter med to innganger hver samt en som utgangstransformator virkende mottakt-transformator, og hvor den første inngangsklemme i det første inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang til første NAND-port og med den annen inngang til tredje NAND-port, den annen inngangsklemme i første inngangsklemmepar er forbundet med den ;annen inngang til annen NAND-port og med den annen inngang til fjerde NAND-port, den første inngangsklemme i det annet inngangsklemmepar er forbundet med den annen inngang til første NAND-port og den første inngang til fjerde NAND-port, den annen inngangsklemme i annet inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang til annen NAND-port og den første inngang til tredje NAND-port, utgangene fra første og annen NAND-port er forbundet med inngangene til en femte NAND-port, utgangene fra tredje og fjerde NAND-port er forbundet med inngangene til en sjette NAND-port, utgangen fra femte NAND-port er forbundet med den første inngang til en syvende NAND-port, utgangen fra sjette NAND-port er forbundet med den første inngang til en åttende NAND-port, de andre innganger fra syvende og åttende NAND-port er forbundet med en tredje inngangsklemme for en unipolar taktpuls, utgangene fra syvende og åttende NAND-port er . forbundet med de ytre tilslutninger til utgangstransformatorens primærvikling, de to tilslutninger til sekundærviklingen utgjør modulatorens utgangstilslutninger og midtuttaket på den første transformators primærvikling er tilslutning en matespenning. ;På grunn av sin enhetlige oppbygning av åtte NAND-porter med to innganger hver er denne modulator lett å realisere, og erstatter man utgangs-mottakttransformatoren med en elektronisk motstandskobling kr dessuten en integrering seg lett gjennomføre ved denne modulator og også ved de to som vil bli beskrevet nedenfor. ;Hvis man for å forenkle den ovenfor beskrevne modulator og gjøre den billigere anvender fire NAND-porter med tre innganger hver, kommer man frem til en anordning hvor der•forekommer en digital dobbelt-mottaktmodulator som inneholder et første inngangsklemmepar for det pseudoternært kodede digitale signal, et annet inngangsklemmepar for det som bæresvingning virkende taktsignal, en tredje inngangsklemme for den unipolare taktpuls, fire NAND-porter med tre innganger hver, to AND-porter med to innganger hver samt en utgangstransformator, og hvor den første inngangsklemme i første inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang til første NAND-port og med den første inngang til tredje NAND-port, den annen inngangsklemme i første inngangsklemmepar er forbundet med den tredje inngang til annen NAND-port og med den tredje inngang til fjerde NAND-port, den første inngangsklemme i annet inngangsklemmepar er forbundet med en tredje inngang til første NAND-port og med den første inngang til fjerde NAND-port, den annen inngangsklemme i annet inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang til annen NAND-port. og med den tredje inngang til tredje NAND-port, ;den tredje inngangsklemme er forbundet med annen inngang til første, annen, tredje og fjerde NAND-port, utgangene fra første og annen NAND-port er forbundet med de to innganger til første AND-port, utgangene fra tredje og fjerde NAND-rport er forbundet med inngangene til, annen AND-port, utgangene fra første og annen AND-port er forbundet med de to ytre tilslutninger til den annen utgangstransformators primærvikling, midtuttaket på primærviklingen er forbundet med en driftsspenning og de to tilslutninger til utgangstransformatorens sekundærvikling eir forbundet med utgangstilslutningene. En videre utformning av denne anordning med sikte på anvendelse av ;i handelen forekommende TTL-komponenter som inneholder AND- og NOR-porter,-har istedenfor de fire NAND-porter ved inngangen fire AND-porter og istedenfor de to AND-porter to NOR-porter med forøvrig like forbindelser. ;En videre forenkling av utstyret til modulatoren fås ved at;der anvendes to AND-porter med tre innganger hver. Der fås da en oppbygning hvor der forekommer ehdigital dobbelt-mottakt- ;modulator som har et første inngangsklemmepar for det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal, et annet inngangsklemmepar for det som bæresvingning virkende taktsignal. og en tredje inngangsklemme for den inverterte unipolare taktpuls og inneholder fire NAND-porter med to innganger hver, en første og en annen AND-port med tre innganger hver, samt en mottakt-transformator ;som utgangstransformator, og hvor den første inngangsklemme i første inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang til første NAND-port og med den første inngang til tredje NAND-port, ;den annen inngangsklemme i første inngangsklemmepar er forbundet med den annen inngang til annen NAND-port og med den annen inngang til ;fjerde NAND-port, den første inngangsklemme i annet inngangsklemmepar er forbundet med den annen inngang til første NAND-port og med den første inngang til fjerde NAND-port, den annen inngangsklemme i annet inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang til annen NAND-port<p>g med den annen inngang til tredje NAND-port, utgangene fra første og annen NAND-port er forbundet med to inn-" ganger til en første AND-port, de to utganger fra tredje og ;fjerde NAND-port er forbundet med to innganger til en annen AND-port, den tredje inngangsklemme for den inverterte unipolare taktpuls er forbundet med den annen inngang til første og annen AND-port, utgangene fra første og annen AND-port er forbundet med hver sin ytre tilslutning til utgangstransformatorens primærvikling, midtuttaket på primærviklingen er forbundet med en tilslutning for en matespenning, og de to tilslutninger til sekundærviklingen er forbundet med dobbelt-mottaktmodulatorens utganger. ;Oppfinnelsen vil i det følgende bli belyst nærmere under ;henvisning til tegningen.;Fig. 1 viser i et pulsdiagram produktdannelsen mellom det pseudoternært kodede digitale signal som skal overføres, og forskjellige taktsignaler. Fig. 2 er et koblingsskjerna for en dobbelt-mottaktgenerator ;ifølge oppfinnelsen.;Fig. 3 er en funksjonstabell for dobbelt-mottaktmodulatoren ;ifølge oppfinnelsen.;Fig. 4 viser effekttetthets-fordelinger som funksjon av frekvensen for forskjellige sendepulser med forskjellige samplingsforhold. Fig. 5 anskueliggjør et generelt tilfelle av den digitale ;modulasjon av pulser. ;Fig. 6 anskueliggjør^totrinns digital modulasjon av et signal ;med to bæresvningninger!ved en fremgangsmåte ifølge oppfinnelsen. ;Fig. 7 viser en første digital dobbelt-mottaktmodulator ifølge ;oppfinnelsen, oppbygget med like porter.;Fig. 8 viser en ytterligere dobbelt-mottaktmodulator ifølge ;oppfinnelsen, med færre komponenter, og;fig. 9 viser en tredje dobbelt-mottaktmodulator ifølge oppfinnelsen med enda færre komponenter. ;I pulsdiagrammet på fig. 1 betegner S(t) det pseudoternært kodede digitale signal som skal overføres, og som tilsvarer PCM-ordet 010110. Pulsfølgefrekvensen for det pseudoternært kodede digitale signal S(t) utgjør fo = Dette digitale signal multipliseres med taktsignalet Z^(t), som er vist i neste linje i diagrammet. Taktsignalet Z^t) har en pulsfølgefrekvens ; samtidig som pulsmidtpunktene av taktsignalet Z, (t) er forskjøvet en halv bitperiode To av signalet S(t) som skal overføres, i forhold til pulsmidtpunktene av dette signal. Der fås derved et pseudoternært kodet digitalt signal som likeledes er vist i pulsdiagrammet, og hvis pulsfølgefrekvens utgjør 2fo, samt hvis hovedenergiområde er forskjøvet en frekvensavstand -£- i forhold til S(t) i retning mot høyere frekvenser. Multipliserer man nå det nydannede pseudoternært kodede digitale signal med det annet taktsignal Z2(t), blir resultatet igjen en pseudoternært kodet digitalt signal ^ 2^^ ' Som ^et frem9ar av pulsdiagrammet, dreier det seg ved det annet taktsignal Z2(t) om et taktsignal hvis puls-følgefrekvens er ; og hvor pulsmidtpunktene er forskjøvet en halv pulsperiode av P,(t),;o To ;altså^— i forhold til pulsmidtpunktene av det pseudoternært kodede digitale signal P^(t). Dette nye pseudoternært kodede digitale signal P2(t) nar en pulsfølgefrekvens lik 4fo, altså det dobbelte av pulsfølgefrekvensen for det pseudoternært kodede digitale signal P^(t). Hovedenergiområdet av det nye pseudoternært kodede digitale signal er f°rskjøvet en frekvensavstand 3/2 fo i forhold til det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal S(t). ;I pulsdiagrammet på fig. 1 er der inntegnet ytterligere taktsignaler Z^Ct) og Z4(t) som ved multiplikasjon med det respektive på forhånd frembragte pseudoternært kodede digitale signal fører til de respektive frekvensmessig forskjøvne nye pseudoternært kodede digitale signaler henholdsvis £3^) og P^(t) med fordoblede pulsfølgefrekvenser. Foruten forskyvningen av det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal en halv bitfølgefrekvens ved multiplikasjon med et første signal, har forskyvningen av det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal halvannen bitfølgefrekvens. praktisk betydning. Tilsikter man f.eks. å overføre digitale signaler med en bitrate ;på 512 kbit/s eller 1024 kbit/s over fantomledningene hos en bære-frekvenskabel hvis stamledninger er tilknyttet bærefrekvenssystemer V 120,.så behøver man en forskyvning av det opprinnelige digitale signals hovedenergiområde en frekvensavstand lik halvannen ganger bitfølgefrekvensen. Til. det behøver man foruten det første binære taktsignal Z^(t) som er vist på fig. 1, også det annet binære taktsignal Z2(t). Multiplikasjonen av S(t) med Z1(t) og Z2(t) kan gjennomføres ved kjedekobling av to kjente digitale dobbelt-mottakt-modulatorer. ;En enkel mulighet for gjennomførelse av multiplikasjonen av det pseudoternært kodede digitale signal med det første og det annet binære taktsignal henholdsvis Z^(t) og Z2(t) kan realiseres med dobbelt-mottakt-modulatoren på fig. 2. _Denne dobbelt-mottakt-modulator inneholder åtte NAND-porter som hver .har tre innganger som i henhold til fig. 2 er forbundet med henholdsvis den første signal-inn<g>an<g>s tilslutninger 1, 2, den annen signalinngangs tilslutninger 3, .4 og den tredje signalinngangs tilslutninger 5, 6. Utgangene fra første til fjerde NAND-port G1...G4 er forbundet med hver sin av de fire innganger til en niende NAND-port G9, og utgangene fra femte til åttende NAND-port G5...G8 er forbundet med hver sin av de fire innganger til en tiende NAND-port G10. Utgangene fra niende og tiende NAND-port G9 og G10 danner utgangstilslutningene henholdsvis 7 og 8. Da de tre signalinnganger er likeverdig e, står man fritt med hensyn til hvilken av signalinngangene somskal få tilført det pseudoternært kodede digitale signal S(t) som skal overføres", og hvilken som skal få tilført det første binære taktsignal Z^(t)..og det annet binære taktsignal Z2(t). ;Dette er også vist i funksjonstabellen på fig. 3 for dobbelt-mottakt-generatoren på fig. 2. Da de vanligvis anvendte NAND-porter ikke kan behandle binære eller pseudoternære signaler, ble hver av de tre signalinnganger fordelt på to tilslutninger som får tilført pulser med hver sin polaritet av det styrende signal som unipolare pulssekvenser. I det foreliggende tilfelle ble det pseudoternært kodede digitale signal S(t) påtrykt den første signalinngang. Til ;I ;det formål fikk tilslutningen 1 en unipolar pulssekvens som representerer pulsene med positiv polaritet av S(t). På tilsvarende måte fikk tilslutningen 2 en pulssekvens som representerer de negative pulser av S(t). Ved den annen signalinngang med tilslutningene!i 3, 4 ble første taktsignal Z^(t) påtrykt i form av to unipolare pulssekvenser, og ved den tredje signalinngang med tilslutningene j 5, 6 ble annet taktsignal Z2(t) påtrykt som unipolare puls sekvenser. Analogt med forholdene ved signalinngangene blir der også fra de to utgangstilslutninger 7,< 8 avgitt en og en unipolar pulssekvens, j hvorav den som avgis ved utgangstilslutningen 7, tilsvarer positive utgangspulser, og den som avgis ved utgangstilslutningen 8, tilsvarer negative utgangspulser. Sammenføring av de to pulssekvenser ] kan skje ved hjelp av en mottakttransformator eller tilsvarende ;kjente elektroniske koblinger. ;Furiksjonstabellen på fig. 3 viser enn videre at det dreier;seg om en ekte modulator, da der ikke fås no-e utgangs signal, ved bortfall av det signal som skal moduleres, eller av et av de to t.aktsignaler Z1(t) og Z2(t) som virker som bæresvingninger ved utgangene 7 og 8, hvor der likeledes opptrer unipolare pulssekvenser. ;Fig. 4 viser effekttetthets-fordelingen som funksjon av frekvensen av forskjellige sendepulser. Disse sendepulser har alle rektangelform, og de respektive benyttede samplingsforhold er av-merket ved kurvene. De tre kurveskarer som er betegnet med I, II og ;III, representerer de forskjellige sidebånd av de séndepulsér som er betegnet med de respektive samplingsforhold. Nederste kurve i hvert av de tre områder viser ef fekttetthets-fordelingen SE som i:'funks jon av frekvensen for den ønskede mottagningspulsform som tilfredsstiller uttrykket ; ; Det viser seg at effektandelen ved høye frekvenser tiltar med avtagende samplingsforhold, noe som har sin fysikalske forklaring i den større andel av høyere frekvenser i kortere sendepulser. Videre ser man tydelig den senkning av de høye frekvensandeler i sende-.pulsene som den frekvensavhengige kabeldempning og korreksjons- ;leddet krever for at de ønskede mottagningspulser skal bli frembragt. Funksjonene er i diagrammet vist normert på samme effekttetthet ved de respektive frekvenser. Referansepunktet 0 dB tilsvarer den normale effekttetthet for det normerte frekvens fl = 1 og et ;samplingsforhold av sendepulsene på 1:1. Ved beregningen av kurvene gikk man ut fra en tilfeldig fordeling av de pseudoternært kodede digitale signaler, mens der for periodiske sekvenser vil fås andre effekttetthetsfordelinger. ;Det viser seg at alle effekttetthetsfordelinger av sendepulsene ved samme maksimale momentanverdi av sendeeffekten, altså effekten av grunnbølgen av en varighetssekvens, går gjennom samme referansepunkt ved fl = 1. For å oppnå dette er det ved over-gangen fra en sendepulsform til en annen nødvendig å korrigere sendesignalets amplitude. I den nedenstående tabell 1 er der opp-ført korrekturstørrelser for forskjellige sendesidige rektangel-pulser med forskjellige samplingsforhold, og dessuten angir tabellen de amplituder av de sendesidige rektangelsignaler som skal til for en maksimalverdi av sendeeffekten på 5 mW (+7 dBm) over en motstand på 75 Ohm. ; I praksis har det vist seg enklest å realisere sendepulsene med et samplingsforhold på 1:2. Som det dessuten fremgår av fig. 4, blir energiinnholdet av det første nedre sidebånd som ligger i frekvensområdet 0 - 0,5 R, regnet på energiinnholdet av det første øvre sidebånd som ligger i frekvensområdet 0,5 - 1,5 Q, stadig mindre ved avtagende bredde av sendepulsene. Derved blir et bæref rekvenssignal som f .eks. overføres i frekvensområdet 0 - 0,25 Q., mindre forstyrret av de samtidig overført digitale pulser, så kravene til det i regelen meget kostbare sendefilter kan reduseres tilsvarende. Ved sendepulser med et samplingsforhold av 1:2 fås ehminskning av støyen på 3 dB i forhold til sendepulsene med ;samplingsforhold 1:1.;I det generelle tilfelle av digital modulasjon av pulser som er vist på fig. 5, ses i øverste linje en pseudoternær signalpulssekvens Pl bestående av fem bits. Denne signalpulssekvens Pl kan anta amplitudeverdiene +1, 0 og -1. Pulsfølgefrekvensen fo er lik l:To. I annen linje på fig. 5 ses en taktpulssekvens som virker som bæresvingning og har samme periode som signalpulssekvensen Pl, og det dreier seg her likeledes om en pseudoternær pulssekvens. Ved en pulstid xl av første signalpulssekvens Pl fås for denne et samplingsforhold xl:To, og ved en pulsvarighet x2 av pulssekvensen P2 fås på tilsvarende måte et samplingsforhold x2:To. ;Tredje linje viser det fremkommende produkt av de pseudoternært kodede digitale signaler (pulssekvens Pl) med taktpulssekvehseri P2. ;Er fasefbrskyvningon(<j>) mellom signalpulssekvensen og taktpulssekvensen lik null eller n^• To (n^ = helt tall), så oppstår der som produkt av signalpulssekvens og taktpulssekvens en pulssekvens Pl • P2 med samme pulsperiodetid Tq og en pulstid x^for hver signalinngangspuls. Her gjelder ; ; resp. x^ = ^ 2 for x2S. x-^. ;For ; ; oppstår utgangssignalsekvensen i den kjente duo-binærkode. Effekttetthetsfordelingen som funksjon av frekvensen av en tilfeldig pulssekvens har ved denne kode sitt maksimum ved frekvens null. og sitt hovedenergiområde nedenfor fQ/2. For <|> 0 opptrer vesentlige energiområder ovenfor fQ/2. ;Opptrer der mellom signalpulssekvensen og taktpulssekvensen en faseforskyvning på et ulike multiplum av ■T=■<:> får man et pseudoternært utgangssignal som for hver signalinngangspuls har to utgangspulser med samme pulstid (x-, = x.) . idet ; De to utgangspulser for en signalinngangspuls er alltid innbyrdes bipolare. Samtidig er polariteten av den første signal-utgangspuls for en signalinngangspuls stadig motsatt annen utgangs- puls av den foregående signalinngangspuls hvis de to på hinannen følgende inngangspulser er innbyrdes bipolare og er adskilt ved et like antall null-^skritt - null innbefattet. De to utgangspulser pr. signalinngangspuls har riktignok samme pulstid, men i alminnelig-het forskjellig periode (T3, T4). ;I den forbindelse gjelder:; For en tilfeldig sekvens av signalinngangspulser har signal-spektret et ekstra null-sted ved frekvens null og et første energimaksimum mellom frekvens null og 0,5 fo, og spéktralfordelingen viser største energimaksimum for frekvensområdet Særlig gunstig blir den frekvensavhengige effekttetthets-fordeling når x, = t?. Isåfall blir ; Utgångspulsene har .alle samme pulsperiodeSamtidig blir de forekqmmende energimaksima når n2er ulike tall, vesentlig mindre. ;Tidligere i denne beskrivelse ble modulasjonen omtalt for ; dvs. for rektangler med samplingsforholdet 1:1. Maksimum i spéktralfordelingen for en enkelt frekvensomsetning lå i området ; ved f = 0,95 fQ. ;Maksimum for den frekvensavhengige effekttetthetsfordeling av de ideelle mottagningspulser etter korreksjonen ligger imidlertid ved f = 0,9 fQ, altså noe under bitfølgefrekvensen, som det også fremgår av fig. 4. ;For en optimal korreksjonsfunksjon må samplingsforholdet for x^og ^ 2 velges mindre enn 1. ;På grunn av den ovenstående symmetribetraktning blir det samtidig hensiktsmessig å velge ;Tl<=>T2«;Man får da samplingsforhold som sammenstilt i den følgende tabell 2. ; Fig. 6 anskueliggjør den digitale modulasjon av et signal;med to taktsekvenser. I øverste linje ses det pseudoternære signal Pl, som foreligger i AMI-koden. I annen linje ses et binært taktsignal P2, og tredje linje viser modulasjonsproduktet Pl • P2. ;Det viser seg at det ved multiplikasjonen av et pseudoternært;signal som foreligger i AMI-kode, med en binær taktsekvens i tilfellet av overensstemmende faser skjer en omkoding, idet der som resultat fås en signalsekvens Pl i duo-binærkode. I fjerde linje linje ovenfra på fig. 6 ses igjen; taktsekvensen P2, men med en faseforskyvning = 1/2 To. Som produkt Pl x P2 fås i dette tilfelle påny en omkodet form av signalsekvensen Pl, i dette-tilfelle i form av en kode som betegnes som,P 30 D-kode. De følgende linjer 6 og 7 viser en ytterligere taktpulssekvens P3 og det til-hørende produkt Pl * P3.

Hvis man multipliserer produktet av signalinngangssekvens

Pl og taktpulssekvens P2 med en ytterligere taktpulssekvens P3, altså foretar en ytterligere frekvensomsetning, blir de følgende betingelser å overholde:

1. Signalsekvens Pl: Samplingsforhold 1:1, x^= T

Bitfølgefrekvens f = ^-

o

Tre amplitudetrinn: +1; 0; - 1

2. 1. taktpuls P2:T2= To

1 fo

Taktperiode f = ^f- = 2~~

Tl o

To amplitudetrinn +1; - 1

3. 2. taktpuls P3: Pulstiden av annet taktpuls antas lik den ønskede pulstid t 3 i utgangspulssekvensen.

Taktperiode fT = |- = 2fQ

2 o

Tq amplitudetrinn: + 1; 0.

4. Fasestilling

P9 i forhold til T

P^ (r^ + 1) 2°- = 0, 1, 2, 3, ...)

P3i forhold til P^og P2 slik at hverken P1eller P2har noen null-gjennomgang i den tid da P^antar amplitudetrinnet +1.

Rekkefølgen ved produktdannelsen

Pl • P2 P3

er likegyldig.

Modulatoren på fig. 7 er med hensyn til oppbygning utførlig béskrevet såvel foran i beskrivelsen som i patentkrav 16. Ved det første inngangsklemmepar El", El" blir i det foreliggende tilfelle signalpulssekvensen Pl på fig. 6 tilført. Denne signalsekvens Pl må til dette formål på forhånd omdannes til to unipolare pulssekvenser med samme pulspolaritet, idet de positive pulser av pulssekvensen Pl representeres ved den første unipolare pulssekvens og de negative pulser ved den annen unipolare pulssekvens. Det annet inngangsklemmepar E2', E2" får tilført taktpulssekvensen P2, likeledes omdannet til to unipolare pulssekvenser, og den tredje inngangsklemme E3' taktpulssekvensen P3. Samplingsforholdet for pul sene i taktpulssekvensen P3 bestemmer samplingsforholdene for utgangspulsene, som representerer produktet Pl x P2 x P3 i samsvar med fig. 6.

En ytterligere dobbelt-mottakt-generator, som er vist på fig. 8, har med sikte på besparelse av antall porter fire inngangssidige NAND-porter med tre innganger hver. Oppbygningen av denne modulator

er likeledes beskrevet foran og dessuten i patentkrav 17. Inngangene til denne modulator svarer helt ut til dem for modulatoren på fig. 6, og ved utgangen fås likeledes samme pulssekvens med samme samplingsforhold.

På fig. 9 er der sluttelig vist en tredje modulator, nemlig

en som er realisert med enda mindre utstyr, idet der bare er

benyttet to AND-porter med tre innganger. Denne modulators oppbygning er likeledes utførlig beskrevet foran og dessuten i patentkrav 18, så der ikke behøves noen gjentagelse her. Tilslutningene tilsvarer dem for modulatoren på fig. 7 og 8, unntagen når det gjelder tilslutningen E3<1>for den unipolare inverse taktsekvens P3.

Der har allerede vært henvist til muligheten for å utvikle disse modulatorer videre ved å erstatte mottakt-transformatoren med en elektronisk mottaktkobling. Av hva som har vært anført i forbindelse med fig. 6, gir der seg dessuten en mulighet for å anvende disse dobbelt-mottakt-modulatorer for omkodingen av pseudoternært kodede digitale signaler.

Claims (18)

1. Fremgangsmåte til tilleggsoverføring av pseudoternært kodede digitale signaler over i det minste en del av en flerhet av symmetriske eller koaksiale ledningspar hos en kabel som er innrettet for overføring av talefrekvente og bærefrekvente analoge signaler og har et overføringsområde for de bærefrekvente signaler frekvensmessig overlappende med basisbåndene av de digitale signaler, karakterisert ved at de pseudoternært kodede digitale signaler på sendesiden omsettes til et i forhold til de analoge signaler høyere frekvensleie, idet de pseudoternært kodede digitale signaler multipliseres med et taktsignal som har en puls-fø lgefrekvens lik halvparten av den for de signaler som skal omsettes, og har sine pulsmidtpunkter forskjø vet en halv bitperiode av det signal som skal omsettes, i forhold til pulsmidtpunktene av dette signal, at det ovenfor taktfrekvensen liggende hovedenergiområde av det ved frekvensomsetningen dannede pseudoternært kodede digitale signal filtreres ut fra dette signal og overføres sammen med de bærefrekvente signaler over minst ett symmetrisk eller koaksialt ledningspar hos kabelen, samtidig med at der i visse avstander innen overføringens forløp i rommet foretas en regenerering av det overførte signal og der dertil ut fra det overførte signal frembringes et fullstendig pseudoternært kodet digitalt signal og dette regenereres, at hovedenergiområdet av det pseudoternært kodede digitale signal etter regenereringen påny filtreres ut i det ønskede frekvensleie og overføres videre, og at det opp-rinnelig pseudoternært kodede digitale signal gjenvinnes på mot-

tagningssiden ved omsetning med en bæresvingning av tilsvarende j frekvens.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert j ved at den frekvensmessige omsetning av de pseudoternært kodede digitale signaler på sendesiden foretas i n trinn, slik at der oppstår et pseudoternært kodet digitalt signal i formen

hvor S(t) betegner et pseudoternært kodet digitalt signal med puls-følgefrekvens fo og bitperiode To og Zv (t) betegner ett blant n taktsignaler med pulsfølgefrekvens

samtidig som pulsmidtpunktet av hver puls av taktsignalet Z^(t) stemmer overens med pulsmidtpunktet av annenhver puls av taktpulssekvensen Zv+^ (t) og pulsmidtpunktene av det binære taktsignal Z^ (t) er forskjøvet en halv bitperiode (1/2 To) i forhold til pulsmidtpunktene av det pseudoternært kodede digitale signal S(t).

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 2, til å frembringe et pseudoternært kodet digitalt signal med et hovedenergiområde som er forskjøvet ^ fo, karakterisert ved at det pseudoternært kodede digitale signal S(t) med pulsfølgefrekvens fo multipliseres med et taktsignal Z-^ (t) med pulsfølgefrekvens fz^ =p 1/2 fo og pulsmidtpunktene av taktsignalene Z^ (t) er forskjøvet en halv bitperiode (1/2 To) i forhold til pulsmidtpunktene av det pseudoternært kodede digitale signal S(t) , og at produktet P^t) av det pseudoternært kodede digitale signal S(t) og taktsignalet Z^ (t) multipliseres med et annet taktsignal Z2 (t) som har en puls-følgefrekvens fz = fo, og hvor pulsmidtpunktene av annenhver puls stemmer overens med pulsmidtpunktene av det første taktsignal Z^ (t).

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 eller 2, karakterisert ved at pulsene av det nye pseudoternært kodede digitale signal som oppstår ved frekvensomsetningen, har et samplingsforhold mindre enn 1:1.

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 4, karakterisert ved at der foretas en enkelt frekvensomsetning med en bæresvingning med frekvens lik den halve bitfølgefrekvens av de pseudoternært kodede digitale signaler som skal overføres, og at effekttetthetsfordelingen S i avhengighet av den normerte frekvens opp- fyller betingelsen

hvor A utgjør summen av pulspausene ved begynnelse og slutt av en bit som overfører et logisk "ett", B pulspausen mellom de to enkeltpauser av en bit som overfører et logisk "ett", og den normerte frekvens er Sl = f : fo, hvor fo er bitfølgefrekvensen av de opprinnelige pseudoternært kodede digitale signaler og f den respektive betraktede frekvens.

6. Fremgangsmåte som angitt i krav 4 eller 5, karakterisert ved at de nye pseudoternært kodede digitale signaler som oppstår ved frekvensomsetningen, i hver bit inneholder 2n på hinannen følgende pulser med skiftende polaritet i 2n like bitavsnitt og hver av de på hinannen følgende pulser ligger symmetrisk om midten av et av bitavsnittene.

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 5 eller 6, karakterisert ved at det nye pseudoternært kodede digitale signal som oppstår etter en enkelt frekvensomsetning, for hver bit består av innbyrdes like pulser av avvekslende polaritet og tilfredsstiller følgende betingelser for den frekvensavhengige tetthets-fordeling Ss

8. Fremgangsmåte som angitt i et av de foregående krav, karakterisert ved at.Linnstillingen av samplings forholdet for pulsene av det nye pseudoternært kodede digitale signal skjer ved en ytterligere multiplikasjon med en ekstra unir polar taktpuls med en pulsfølgefrekvens lik 2n ganger bitfølge-frekvensen av det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal, og at samplingsforholdet for den unipolare taktpuls bestemmer ut-gangssignalets pulstid.

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at fasen av den ekstra unipolare taktpuls innstilles slik at der mens en enkeltpuls av denne taktpuls opptrer, hverken skjer noen tilstandsendring av det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal eller av bæresvingningen.

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at det overførte signal for gjenvinning av det pseudoternært kodede digitale signal i basisleiet før regenereringen multipliseres f O XX med et taktsignal med bærefrekvens y- (2 -1), og at der til regenereringen anvendes en regeneratortakt med en frekvens lik bitfølge-frekvensen.

11. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at der for gjenvinningen av et regenererbart, pseudoternært kodet digitalt signal frembringes et taktsignal zn (t) som har en frekvens fZn = fo • 2n~2, og som multipliseres med den overførte del av signalet PR (t), og at der til regenereringen anvendes en regeneratortakt med frekvens 2f„ ^n.

12. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at de under overføringen undertrykkede energiandeler nedenfor taktsignalets Zn (t) frekvens for gjenvinning av et regenererbart, pseudoternært kodet digitalt'signal før regenereringen gjenvinnes ved omsetning av det overførte hovedenergiområde med et taktsignal 2fZn og forenes med det overførte hovedenergiområde, og at det for regenereringen anvendes en regeneratortakt med frekvens 4fZn .

13. Fremgangsmåte som angitt i krav 10, karakterisert ved at det regenererte pseudoternært kodede digitale signal i tilfellet av en videre overføring i samsvar med fremgangsmåten ifølge krav 2 igjen omsettes til overføringsléiet.

14. Fremgangsmåte som angitt i krav 11, karakterisert ved at det regenererte pseudoternært kodede digitale signal i tilfelletav en videre overføring omsettes til overføringsleiet ved multiplikasjon med et taktsignal Zn (t).

15. Dobbelt-mottaktgenerator, særlig for gjennomførelse av en fremgangsmåte som angitt i krav 3, karakterisert ved at der er anordnet åtteNA ND -porter (Gl...G8) hver med tre innganger og en utgang, og en niende og en tiende NAND-port hver med fire innganger og en utgang, at de åtte NAND-porter er inndelt i en første gruppe (G1...G4) og en annen gruppe (G5...G8) hver bestående av fire NAND-porter, at utgangene fra NAND-portene i første gruppe er forbundet med de fire innganger til niende NAND-port og utgangene fra NAND-portene i annen gruppe er forbundet med inngangene til tiende NAND-port, at utgangene frå niende og tiende NAND -port (7, 8) danner dobbelt^ mottaktmodulatorens signalutganger, at den første inngang (011) til første NAND-port (Gl) er forbundet med den første inngang (021) til annen NAND-port (G2), med den tredje inngang (053) til femte NAND-port (G5), med den første inngang (061) til sjette NAND-port (G6) og med den første tilslutning (1) til en første signal inngang, at den første inngang (041) til fjerde NAND-port (G4) er forbundet med den tredje inngang (033) til tredje NAND-port (G3), med den tredje inngang (073) til syvende NAND-port (G7), med den tredje inngang (083) til åttende NAND-port (G8) og med den annen tilslutning (2) til den første signalinngang, at den annen inngang (012) til første NAND-port (Gl) er forbundet med den annen inngang (032) til tredje NAND-port (G3), med den annen inngang (062) til sjette NAND-port (G6), med den annen inngang (082) til åttende NAND-port (G8) og medden første tilslutning (3) til en annen signalinngang, at den annen inngang (0 22) til annen NAND-port (G2) er forbundet med den annen inngang (042) til fjerde NAND-port (G4), med den annen inngang (052) til femte NAND-port (G5), med den annen inngang (072) til syvende NAND-port (G7),og med den annen tilslutning (G4) til en annen signalinngang, at den tredje inngang (013) til første NAND-port (Gl) er forbundet med den tredje inngang (043) til fjerde NAND-port (G4), med den første inngang (051) til femte NAND-port (G5), med den første inngang (081) til åttende NAND-port (G8) og med den første tilslutning (5) til en tredje signalinngang, samt at den tredje inngang (023) til annen NAND -port (G 2) er forbundet med den første inngang (031) til tredje NAND-port (G3), med den tredje inngang. (063) til sjette NAND-port (G6) , med den første inngang (071) til syvende NAND-port (G7) og med den annen tilslutning (6) til den tredje signalinngang.

16. Modulator til gjennomførelse av en fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at der er anordnet en dobbelt-mottakt-modulator som består av et port-nettverk og en transformator (Ul), og som inneholder et første inngangsklemmepar (El', El") for det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal, et annet inngangsklemmepar (E2 <1> , E2") for en første bæresvingning, en tredje inngangsklemme (E3 <*> ) for den unipolare taktpuls, åtte NAND-porter (G 1-1...G18) med to innganger hver samt en som utgangs tr ans f orma tor virkende mottakt-transformator (Ul), og hvor den første inngangsklemme (El <*> ) i første inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang (111) til første NAND-port (Gli) og den annen inngang (132) til .,tredje NAND-port (G13), den annen inngang (El") i det første inngangsklemmepar er forbundet med den annen inngang (122) til annen NAND-port (G12) og den annen inngang (142^ til fjerde NAND-port (G14), den første inngangsklemme (E2') 'i det annet inngangsklemmepar er forbundet med den annen inngang (112) til første" NAND-port (Gil) og den første inngang (141) til fjerde NAND-port (G14), den annen inngangsklemme (E2") i det annet inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang (121) til annen NAND-port (G12) og med den første inngang (131) til tredje NAND-port (G13), utgangene fra første og annen NAND-port (Gli, G12) er forbundet med inngangene til jfemte NAND-port (G15), utgangene fra tredje og fjerde NAND-port (G13, G14) er forbundet med inngangene til, sjette° NAND^ port (G16), utgangen fra femte NAND-port (G15) er forbundet med den første inngang (171) til sjette NAND-port (G17), utgangen fra s j ette NAND-port (Gl6)" eiTforbundét^ med ^ inngang (181) til,åttende NAND-port (G18), den annen inngang (172, 18 2) til henholdsvis~syVeride og~å tte~nde"T^NAND^port (G17, G18) er forbundet med en tredje inngangsklemme (E3') for en unipolar taktpuls, utgangene fra syvende og åttende NAND-port er forbundet med de ytre tilslutninger (Ull, U12) til utgangstransformatorens (Ul) primær^ -vikling, sekundærviklingens to tilslutninger (U21, U22) utgjør modulatorens utgangstilslutninger og midtuttaket på den første transformators (U l) primærvikling er tilsluttet en matespenning.

17. Modulator til gjennomførelse av en fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved en digital dobbelt-mottaktr-modulator som inneholder et første inngangsklemmepar (El', El") for det pseudoternært kodede digitale signal, et annet inngangsklemmepar (E2 <1> , E2") for det som bæresvingning virkende taktsignal, /en tredje inngangsklemme (E.3') for den unipolare taktpuls, fire NAND-porter (G21...G24), hver med tre innganger, to AND-porter (G25, G26) , hver med to innganger, samt en utgangstransformator (U2), og hvor den første inngangsklemme (El. <*> ) i første inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang (211) til første NAND-port (G21) og med den første inngang (231) til tredje-NAND-port (G23), den annen inngang (El") i første inngangsklemmepar er forbundet med en^tredje inngang (223) til annenNA ND -port (G22) og med den tredje inngang (243) til fjerde NAND-port (G24), den første inngangsklemme (ET^ "i"annet inngangsklemmepar er forbundet med den tredje inngang (213) til første NAND-port (G21) og med den første inngang (241) til fjerde NAND-port (G24), den annen inngangsklemme (E2") i annet inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang _(221) til_annen NAND-port- .(G22) og med tredje inngang (233) til tredje NAND-port (G23), den tredje inngangsklemme (E3') er forbundet med den annen inngang til henholdsvis første, annen, tredje og fjerde NAND-port (G21...G24), utgangene fra første og annen NAND-port (G21, G22) er forbundet med de to innganger til: iførste AND-port (G25), utgangene fra tredje og fjerde i NAND-port er forbundet med inngangene til: annen AND-port (G26), utgangene fra første og annen AND-port (G25, G26) er forbundet med de to ytre tilslutninger til den annen utgangstransformators (U2) primærvikling, denne primærviklings midtuttak ér forbundet mea en driftsspenning og de to tilslutninger til utgangstransformatorens sekundærvikling er forbundet med utgangstilslutningene.

18. Modulator til gjennomførelse av en fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved eh digital dobbelt-mottakt-modulator som har et første inngangsklemmepar (El <*> , El") for det opprinnelige pseudoternært kodede digitale signal (Pl), et annet inngangsklemmepar (E2', E2") for det som bæresvingning virkende taktsignal (P2), og en tredje inngangsklemme (E3') for den inverterte unipolare taktpuls (P3) og inneholder fire NA ND-porter (G31...G34) hver med to~ innganger, og en første og en annen AND-port (G35, G36) hver med tre innganger, samt en mottakt-transformator som utgangstransformator (U3),og hvor den første inngangsklemme (El1) i første inngangsklemmepar er forbundet med den første inngang (311) til første NAND-port (G31) og med den første inngang (331) til tredje NAND-port (G33), den annen inngangsklemme (El") i første inngangsklemmepar er forbundet med den annen inngang (322) til annen NAND-port (G32) og med den annen inngang (342) til fjerde NAND-port (G34), den første inngangsklemme (E2 <1> ) i annet inngangsklemmepar er forbundet med den annen inngang (312) til første NA ND-port (G31) og med den første inngang (341) til fjerde NAND- port (G34) , den annen irmga^ ngsklemme^ (E2") i annet inngangsklemmepar er forbundet med, den første inngang (321) til annen NAND-port (G32) og med den annen inngang (332) til tredje NAND-port (G33), utgangene fra første og annen NAND-port (G31, G32) er forbundet med to innganger til,/ .'første AND-port (G35) , de to innganger til tredje og fjerde NAND-port (G33, G34) er forbundet med to innganger tilj 'annen AND-port (G36), den tredje inngangsklemme (E31) for den inverterte unipolare taktpuls er forbundet med den annen inngang til henholdsvis første og annen AND-port (G35, G36) , utgangene fra første og annen AND-port (G35, G36) er forbundet med hver sin ytre tilslutning til Utgangstransformatorens ytre primærvikling, denne primærviklings midtuttak er forbundet med en tilslutning for en matespenning og sekundærviklingens to tilslutninger er forbundet med dobbelt-mottakt-modulatorens utganger.