NO802785L - Koherent fasedemodulator for kraftlinje-kommunikasjonssystemer - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en forbedret fremgangsmåte og apparat for koherent fasedemodulasjon for bruk ved kommunikasjonsterminaler som mottar en binær fase modulert bærebølge. Mer spesielt en forbedret koherent fasedemulator frembringer lagrete fundamentale og doble frekvens-fasevinkel-vektor'signaler som reaksjon på.fase kodete signaler utledet fra stikkprøve subdata symbol sigmenter til bærebølgen. De fundamentale vektor-signalene som representerer hvert bære-bølge segment blir sammenlignet med. referanse-fundamentale fase-vinkel-vektor signaler utledet fra doble frekvensvektor signaler som representerer mange segmenter for å tilveiebringe, korrelasjons-signaler som blir summert for hvert•datasymbol.

Ved bærebølge kommunikasjons-systemet i alminnelighet modulerer binær kodete -datasignaler en bærebølge når den blir sendt og så ved mottakelse av signal&t, den må

bli detektert slik at databite informasjonen er hurtig, pålitelig og nøyaktig dekket etter at bærebølgesignalet har blitt påvirket og kombinert med svekkelse, signalstøy og andre in-terferenser og andre forvrengningseffekter som fører til alvo-rlig degradering av signalet. Ved kraftlinje kommunikasjons-systemer av den automatiske fordelingstypen blir det sendte bærebølgesignalet spesielt underlagt flere interfererende pulser og bred-bånd støy tilstander på grunn av at den blir sendt sammen med elektrisk kraft- langs kraft f orde lingsledninger. Andre betraktninger ved kraftlinje kommunikasjons-systemer er

at systemet, ofte innebefatter en eller flere sende-seksjoner, valgfrie signalforsterkere og store antall med fjernterminaler,

i det hver av disse er anbrakt hos-kraftforbrukeren. Bære-bølgesignalet er kodet med meldinger og blir ofte sendt i al-ternativ adresseringsmoduser for å 'bli mottatt samtidig i store grupper ved fjernterminalene, eller for å bli mottatt ved individuelle forsterkere eller terminaler. Når flere frekvens-bærebølgesignaler blir benyttet kan vesentlig kompleksi-tet bli involvert i frekvens isolasjonen og diskrimineringen og ved unngåelse av gjensidig signal interferens. Ved å benytte signalfrekvenstoner eller bærebølge-signaler er det viktig at en mottakende terminal eller forsterker hurtig detekterer bærebølgesignalet, siden mange.meldinger kan bli tidsmultiple-

kset. for selektiv adressering til forskjellige av terminalene eller forsterkerene. Man har funnet at koherente deteksjons og demodulerings systemer benytter et pilot eller umodulert synkroniserings-signal eller kombinerte innkodete data og

■. synkronisasjons pulser ytterligere tillagt kompleksiteten til kraftlinje kommunikasjons utstyret, Mens-det'er-kjent å benytte .kraft signaler, i alminnelighet ved femti eller seksti Hz, for bærebølgesynkronisering, gjør observerte uregelmessig-heter i den elektriske kraftlinjebanen, slik som på grunn av fase overgang mellom flerfase linjer og lignende kraftsignal-ene til å være pålitelige eksterne synkroniserings innretninger selv om en er tilgjengelig.

I ikke-koherente detekterings-systemer, slik som de som ofte benyttes for frekvens-skiftede-nøklede bærebølge-■ signaler, er amplitude omhyllingen til bæresignalet ofte benyttet til å etablere en indikasjon på' en start av' en melding. Støy impulser og spisser kan ofte være kilde til en feilaktig start på en melde-indikasjon og gjør at de påvirkede mottakerene forsøker å adressere dekodete operasjoner og andre ubestemmelige operasjoner som gir utilfredsstillende utførelse. Det generelle demodulator utstyret for mottakelse, terminalene til kraftlinje bærebølge kommunikasjons-systemet innebefatter følgelig optimal detektering av bærebølge signaler ved tilstedeværelsen av støy og andre- interfererende signaler, utvelgelse av basisen for detektering ved tilstedeværelsen eller fraværet av bære-bølge signal, liten eller-lett avvik ved mottaker og detekterings operasjonen fra en ideal utførelse, synkronisering av mottakeren og detektoren med bærebølge, signalet, synkronisering med hver databit til innkodet melde informasjon, polaritet

.synkronisasjon med binære tilstander til databiter for således å tilveiebringe en slutlig feilfri erkjennelse og gjenoppset-ning av meldeinformasjons databitene som orginalt sendt. For optimalt å tilfredstille overnevnte krav blir fasemodulerte bærebølgesignaler, som er av typen ,fase-skifte-tastede (PSK) eller koherente fase-skifte-tastede, (CPSK), benyttes for å gjenfinne kodete bærebølgedata inneholdt i bærebølge fasefor-hold slik at ingen bærebølge omhyll-ings amplitude må bli ob-servert. Signaltilstanden til mottatt fase modulerte bærebølge-

signaler inkluderer begrensing og kutting av støy-spissene i en stor båndbredde fulgt av forsterkning og signalbegrensning til en smal båndbredde, slik at. den gjenopprettede bærebølgen ved en fase demodulator inngang er mindre følsom for bredbånd og pulsstøy i mange anvendelser.

Ved detektering av koherent.fase modulasjons-signaler er det ofte nødvendig at et lokalt frembrakt signal eller en lokal oscillator er synkronisert med det innkommende signalet før korrelasjonen kan bli-- startet. Vesentlig tid

■kan være nødvendig før en signal behandling for detektering og demodulasjon av mottatt data.

En annen alminnelig teknikk ved fase detektering er en.såkalt differensial fase skiftetastet type, hvor innkommende signal blir tilført til en forsinkelseslinje og så ført inn i en. fase detektor sammen med orginals.ignalet for sammenligning med den umiddelbare forutgående databit. Hver data blir behandlet for å sammenlignes med den . forutgående dåtabit, slik at den vil komme ut nied en polaritet som er den samme eller som er motsatt av den forutgående databiten. En ulempe med denne typen fasedetektering er at referansen benytter informasjoner innebefattet' i kun en enkel bit og innebefatter så mye- støy som innebefattet i databiten som blir behandlet og som resulterer i<:>en degradering i utførelsen. Differensialfase forskyvings-tastede systemer blir noen ganger drevet med lav data hastighet for å sikre mer nøyaktig og feilfri operasjon, som på sin side gir en begrensning i meng-den av data- som kan bli sendt i løpet av et forutbestemt tids-interval-.

Hovedhensikten med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en koherent fase demodulator som har en forbedret enkel og pålitelig operasjon med optimal utførelse, som benytter et minimum av operasjoner som er på særegen måte kombinert og styrt for å tilveiebringe et system spesielt fordelaktig for bruk ved mottakende kommunikasjonsterminaler ved et kraftlinje kommunikasjons-system.

Med dette formålet for øyet består oppfinnelsen av. en demodulator for databite signaler som modulerer rektangulære puls-signaler utledet fra en binær faseforskyvnings tastet bærebølge spesielt egnet for bruk i et kraft linje bærebølge kommunikasjons-system, i det demodulatoren innebefatter innretning for stykkprøve-tagning av rektangulære pulser og tilveiebringelse av polaritets-stikkprøve biter som har en av to binære logiske tilstander som korresponderer med første og andre nivåer av de rektangulære.puls-signaler med forutbestemt like grupper (f.eks. åtte i antall) av stikkprøvebitene, 'som forekommer syklisk i løpet av hver '.databit interval, innretning som reagerer på de forutbestemte like gruppene med stikk-prøvebitene for å tilveiebringe første vector komponent-signaler som har en relativ fasevinkel, representasjon ved en fundamental frekvens for hver separat en av forutbestemt lik gruppe med stikkprøvebiter, innretning som reagerer på flere av de forutbestemte gruppene med stikkprøve biter for å tilveiebringe referanse vector komponent signaler sorav-har en relativ fase vinkel representasjon ved den fundamentale sekvensen, fase detektor innretning som tilveiebringer korrelasjons-signaler som reaksjon på fase sammenligningene til hver av de' først nevnte vector komponent-signalene '-.og referanse vector komponent-signalene, og innretning som selektivt summerer korrelasjons signalene når tilveiebrakt som reaksjon på fase sammenligningene av de første vector komponentsignalene frembrakt fra de separate av de første forutbestemte gruppene med stikk-prøve biter som forekommer i løpet,av samme databite-intervaler.

Foreliggende oppfinnelse omhandler videre ovenfor nevnte demodulator i en kraft linje bærebølge kommunikasjons-system, for sending av koherertt fase-forskyvings tastede bærebølge data transmisjoner, som består av kraftlinje kople innretning for anbringelse i signal kommunikasjonen med kraftlinje ledningene som sender en bærebølge som har binære fasemodulerte data, mottakerinnretning f<p>r å motta bærebølgesig-nalene fra kraftlinje-kopleren og innebefattende høy pass fiterinnretning for svekking av elektriske kraftfrekvenser på kraftlinjeledningen sammen med bærebølgen, i det mottakeren videre innebefatter bandfilterinnretning som har en midt frekvens i det vesentlig lik en forutbestemt frekvens til bære-bølgen og videre innebefatter signal klippe' og forsterkings innretning for å tilveiebringe hardt begrensede signaler som varierer mellom to nivåer i reaksjon på bærebølgen.

Oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere ved hjelp

av følgende eksempel, med henvisning til tegningene hvor: Fig. 1 viser et blokk diagram av en kommunikasjonsterminal som innebefatter en koherent fase demulator frem-stilt i følge foreliggende oppfinnelse. Fig. 2 viser et blokkdiagram av demodulatoren

vist på fig. 1.

Fig. 3 viser kurvene A, B og C som viser basis band data signaler og stikkprøve karakteristikker på en bære-bølge motatt og til å begynne med behandlet av demudulatoren vist på fig. 1 og 2. Fig. H viser en kurve over måten stikkprøvesig-nalene lagres, som er utledet fra bærebølgens inngangs-signal og som frembringer et resulterende binært fase kodet billedsignal i følge driften av demodulatoren vist på fig. 1 og 2. Fig. 5A og 5B viser kurver .av fundamentale frekvens relative fasevinkel vectorer;og deres korresponderende kvadraturkomponenter lagret i demodulatoren vist på fig. 2. Fig. 6 A og 6B viser kurver av andre harmoniske relative fasevinkel vectorer. og deres korresponderende kvadratur komponenter videre lagret i 4em°dulatoren vist på fig. 2. Fig. 7 viser en kurve' av de binære logiske tilstander til åtte forskjellige fase kodete billed siganler relativ til stikkprøve telleverdiene gjensidig injustert med de åtte relativ fasevinkel referanse linjene på fig. 5B og 6B. Fig. 8 viser vectorplanet til en referanse vector .VR og dens kvadratur komponenter tilveiébrakt i samsvar med driften .av fasedemodulatoren vist på fig. 2. Fig. 9A, 9B og 9C er detaljerte blokk diagrammer av fase demodulatoren vist på fig. 2. Fig. 10 viser et diagram, av driften av M-lager registrene og M-sum lagringsregistréne i fig. 9C i løpet av databit synkroniserings modusen. Fig. 11A og 11B er kurver av planet til V2 gjennomsnitlige vector komponenter-12 gjennomsnitlige og Q2 gjennomsnitlige og VR vector komponentene IR og QR, henholds-

vis, for fremstillingens skyld tilveiebringer operasjonsdeling-en med to en vektor i planet til fig. 11A en vektor i planet ' på fig. 11B i samsvar med operasjonen av en vector vinkel deler vist på fig. 2 og 9B, og

fig. 12 viser et blokk krets diagram av en foretrukket utforelse av systemet innebefattende demodulatoren operert i samsvar med diagrammet på fig. 2 og 9A, 9B og 9C.

I samsvar med foreliggende beskrivelse er en koherent fasedemodulator og fremgangsmåte for koherent fasedemodulasjon tilveiebrakt- for detektering av binære datasym-boler som er representert i en; sinus-formet 'bærebølge av binære en data biter lik den nominelle bærebølge fasen og binære null data biter lik l80° fase forskyvning i bærebølgen. Den fase modulerte bærebølgen er av den fase reverserte tastede typen eller koherent fase forskyvnings tastede typÆ.n (CPSK). Bærebølgen er sterkt begrenset ved-mottakeren for å tilveiebringe det sterkt begrensede firkant bærebølgesignalet som har bipolare fase kodete data biter som har identiske data bit-intervaler eller data-symbol tidspunkter som definerer en forutbestemt datahastighet. Databitene blir synkronisert med bærebølgesignalet for således a vær;e intergrert i forhold til bæresignal frekvensen. De motsatte tilstandene eller nivåene til det sterkt begrensede bærebølgesignalet blir stikkprøvet ved stikkprøve-pulshastighet hvor forholdet mellom stikkprøve-.hastigheten og bærebølge-frekvensen ikke er et helt tall.

En forutbestemt gruppe med polaritet stikkprøvesignaler med likt mellomrom blir tilveiebrakt representerende fasen til en syklus og bærebølgesignalet i løpet- av like fraksjons-segmenter til et. databærebølge bit interval. Hver gruppe med stikkprøve-signaler blir i tur og orden lagret<1>for å danne et binært fasekodet signal som representerer et fasebilde av bærebølgen i hver databit segment. F.eks. men Ikke begrensende, kan fire slike åtte-bits fasekodete billedsignaler bli tilveiebrakt i løpet av hver databit-interval. Siden binær tilstanden til tilliggende bit i det fasekodete signalet blir reversert når de representerer en polaritet over bærebølge signalet, representerer bit-overgangen null gjennomgatiger eller polaritetsover-ganger, og fasen retningsforandres derfor ved e.-n fullstendig syklus med bærebølge signaler i løpet av stikkprøvingen av et bærebølge databit segment.

En,null gjennomgangs detektor bestemmer de rel-, ative posisjonene.til bit overgangene og retningene til bit overgangene i fase kodete billedsignaler ved tilordning av dem til korresponderende stikkprøve -teileverdier. Første lagrede vectorsignaler representerer.'forskjellige- relative fase vinkler til en syklus ved en fundamental frekvens, og er den samme som bærefrekvensen, men uavhengig av.den virkelige mottatte bære-bølge fiekvensen. De andre lagrede vector signalene representerer- relative faseyinkler til |to sykluser ved en dobbel frekvens eller en andre harmonisk frekvens som er to ganger bære-bølge frekvensen og'også uavhengig den virkelige mottatte bærebølge frekvensen. Stikkprøve telleverdien ved detektert nullgjennomgang etablerer korresponderende relativa fasevinkler representert ved korresponderende valgte lagrede fundamentale og andre harmoniske vectorsignaler.-. En av de åtte forskjellige relative fase representasjonene til hver av de første og andre vectorsignalene korresponderer med1-, hver av åtte bit celler i et binært billedsignal hvor nullgjennomgangene kan bli detektert. De to gruppene med lagrede vector signaler innebefatter digitale verdier ved en inn-fase I komponent og en kvadratur fase Q komponent som definerer hve:f av åttekantede fundamentale frekvens vectorer V og til en inn-fase 12 komponent og en kvadraturfase Q2 komponent som definerer, hver av åtte, andre harmoniske frekvens vectorer V. I,,Q, 12 og Q2 komponentsignalene er således valgbare fra to vector oppslagstabeller som binære representasjoner av kvadratur komponenter. Komponent signalene blir summert adskilt for å utlede en resulterende fundamental frekvens relativ fase vinkel representasjon Vi og en resulterende andre harmonisk relativ fase vinkel representasjon V2i for hver fase kodet billed signal utledet fra stikk-prøven av endt adskilt bærebølge segment.

De resulterende andre', harmoniske vektor komponentene blir digitalt integrert over et forutbestemt antall med bærebølge segmenter eller som korresponderer med ' fasebølge-signalene til frembrakte andre harmoniske vector gjennomsnitts-sighaler V2, som blir benyttet både for detektering en sterk andre harmonisk energi-komponent i den mottatte bærebølgen som en måling av bærebølgedetekteringen, og for ytterligere å tilveiebringe referanse fase vinkel vector signalet VR. Referanse vector signalene blir representert av inn-fase og kvadrativ-fase komponentene IR og QR fremkommet fra vector-messig dividering av 12 gjennomsnitts og Q2 gjennomsnittskompo-nentene som representer de andre harmoniske vector•gjennom-snitt s-signalene. med to. Den resulterende-fundamental vectoren Vi blir representert av li og .Qi komponentene for hver fasekodet billed signal til et bærebølge segment. Ii og Qi og IR og QR komponent-.signalene blir; tilført til en fase detektor hvor detektorutgangen er et korrelasjons signal _+M som har en større relativ verdi eller størrelse og en pluss eller minus polaritet når det er sterk positiv .eller negativ korrelasjon av detektor inngangs-signalene som reaksjon på begge motsatte data bit fase tilstandene i bærebølge segmentene.

Siden det er fire fase detektor utgangs korrelasjons signaler som korresponderer med fire bærebølge segmenter for hver databit interval, er summen av gruppene med fire detektor utgangs _+M korrelasjons-signaler synkronisert når de blir utledet fra et tilknyttet databit interval. Polariteten til tegnet for summen til de fire korrelasjons-signalene M-sum blir også korrelert med den binære ;logiske tilstanden eller polarit.eten til mottatt bærebølge 4ata.bit representert av summen av hver fire korrelasjons signaler. Synkronisasjonen til demodulatoren med hver bærebølgedatabit blir tilveiebrakt, ved hjelp av demodulator behandling av innledende databiter i hver data overføring båret av bærebølgen. Innledningen innebefatter et forutbestemt antall med alternative databit "1" 'er og "0" 'er, benyttet for synkronisering fulgt av to sammenhengende databit "1" benyttet for å oppløse databit polaritets tvetydigheten. _+M korrelasjons-signaler blir i tur og orden lagret og så blir forskjellige grupper med fire korrelasjons-signaler summert og M-sum summerte verdier blir sammenlignet for å bestemme bit-synkronisasjonen. En ytterligere operasjon er nødvendig etter bit synkronisasjonen for således å korrelere tegnet med • summer;- av korrelasjons-signaler med binær logisk tilstand, "1" eller "0", til hver bærebølge databit. Ved tidspunktet for mottakelse av to samtidige polaritets indikatorbiter i innledningen, blir deres kjente binære tilstand sammenlignet med tegnet til'to samtidige summer (M-sum) .til fire _+M korrelasjons-signaler. En databit tegn korrelator angår tegnet til en korrelasjons-sum verdi i forhold til binær logikken til mottatte .databiter for å tilveiebringe databit logiske tilstander ved demodulator utgangen som mot-svarer mottatt bærebølge databit logikk.. Demodulator utgangs-signalet tilveiebringer en gjenopprettet databit for hver databit' fase som modulerer mottatte bærebølger.

Et generelt trekk er således et fremgangsmåte apparat for koherent fase demodulering i et kommunikasjons-system som sender en CPSK bærebølge, gjennom kraftledninger til et elektrisk kraftfordelingssystem hvor demodulasjonen blir tilveiebrakt ved hjelp av relativ fase vinke.]^.yector signaler utledet fra en av flere segmenter med bærebølge databit intervaler og som korrelerer signal segment vector signalene med en referanse tilveiebrakt ved gjennomsnitlig relativ fase vinkel vector signaler' som representerer summerte vector verdier av et forutbestemt tidligere antall med bære-bølge segmenter og deretter summering av de resulterende kor-relas j ons-signalene i et forutbestemt synkronisert forhold med hver mottatt databit interval..: Et ytterligere trekk er tilveiebringelsen av stasjonære eller faste fasevinkel representasjoner med bærebølger som blir mottatt av frembring-ende korresponderende vector signaler utledet fra stikkprøve tidsperioder eller vinduer som hver korresponderer med segmenter til mottatte bærebølger som er stikkprøvet ved like antall med polaritets.stikkprøve-pulser som har en hastighet ikke-harmonisk i forhold til bærebølge frekvensen og fremdeles ytterligere tilveiebringende referanse fase vinkel vector signaler som er utledet fra deling av gjennomsnitt.s. representasjoner av summene til de andre harmoniske vector signalene med et forutbestemt antall av bærebølge segmenter uten ;å veksle stikkprøve puls frekvensen for å utføre koherent demodulasjon uten å frembringe noe som helst referanse fase vinkel;' signal som blir . frembrakt ved tidsforbruk-styring av frekvensen til en lokal oscillator. Det er et ytterligere'' trekk ved foreliggende opp finnelse å tilveiebringe en koherent fase demodulator som innebefatter lagrede komponentsignalverdier som representerer relative'fasevinkler ved fundamentale og doble frekvenser som hver definerer en av åtte relative fasevinkel representasjoner som korresponderer med null-gjennomgangene detektert ved en binært fasekodet billedsignal til .et bærebølge segment innenfor hvert databit interval. Signal verdier med dobble frekvens vector komponenter blir tilført til en .digital integrator for å summere deres verdier over flere databit intervaler og

i utlede 'gjennomsnitts representasjonen til andre harmoniske vector signalet for både detektering av tilstedeværelsen av bærebølgen og tilveiebringe gjennomsnitts referanse vector signalet, som er utviklet av tidligere forekomster av flere databiter for korrelasjon med vector signalene som representerer hvert binært fase kodet billed signal. Et ytterligere trekk er å tilveiebringe bit synkroViisasj on med fase modulerte bærebølge databit intervaler uten forandring av stikkprøve puls hastigheten eller frekvensen med i tur og orden lagring av grupper med polaritets stikkprøve bit signaler som forekommer ved ^5° forskøvet fasevinkler med sykluser med bære-bølgesegmenter med mellomrom og faée detektering ved relativ fasevinkel vector representasjon av hver gruppe med stikkprøve-signaler med hensyn til en relativ'fasevinkel vector og så' lagring av;summen med absolutte verdier med. flere korrelasjons-signaler og i tur og orden detektering av de maksimal absolutte summene med korrelasjons-signaler for å indikere en gruppert sekvens av korrelasjons-signaler som , skal bli synkronisert med et mottatt bærebølge datastyrt interval. Databit synkronisasjonen blir etablert til å begynne med slik at databit polaritets tvetydigheten 'kan bli løst ved å detektere identiske tegn til to samtidig forekommende korrelasjons-signalsummer tilveiebrakt ved to samtidige polaritetindikator databiter mottatt i en innledende del av bærebølgedatao.verføringen.

Fig. 1 viser en kommunikasjonsterminal 10 innebefattende en mottaker 12 anbrakt mellom en kraftlinje bære-bølge inngang 13,.og en koherent fåse demodulator 14 som har en inngang 15 og utført' i følge foreliggende oppfinnelse. Før demodulatoren I1! blir beskrevet skål en beskrive karakteristik kene til kommunikasjons-signalene som skal bli behandlet av mottageren 12 og fase demodulatoren 14 . Kommunikasjonsterminalen 10 er i en foretrukket utførelsesform ment å bli knyt-tet til en kopler 16 som er anbrakt i signal kommunikasjon med i det minste en av kraftledningene 18. Slike ledninger blir i alminnelighet■benyttet, for å føré 60 Hz elektrisk kraft til forbrukere som har kommunikasjonsterminalen 10. Kopleren 16. reagerer på en kraftlinje bærebølgé 20 tilført ved hjelp av ledningene 18 og som skal mottas av mottakeren 12. Bærebølgen 20 innebefatter fasemodulerte sendte data informasjoner som skal blir kjent av fase demodulatoren 1H i følge foreliggende oppfinnelse. Overføringen av bærebølgen 20 i et kraftlinje-kommunikasjons-system kombinerer som kjent ikke bare bærebølgen og 60 Hz strømmen, men også forskjellige interfererende signal-støy og fremmede signalfrekvenser. , Også forskjellige og tilfeldige svekninger og impedanse karakteristikker til bærebølge frekvensene av interesse er funnet .i fordelingssystemene som kan innebefatte kraftledningene 18 på. grunn av tilknyttet for-delingsutstyr slik som fordelings transformatorer og kraft korreksjons, kondensatorer.

Fase demodulatoren l4. er anbrakt for drift i et koherent fase forskjøvet tastet (CPSK) bærebølge kommunikasjons-system som binære datamodulerte fase omvending av en enkel sinusformet bærebølge frekvens elle-r tone. Bærebølge f ormen betegnet med henvisningstallet 22 på fig. 1 er en vesentlig ideal utvunnet form av bærebølgen 20 på ledningene 18 da den

er fase omvendt modulert med bipolare binære databit meldings symboler innebefattet i en dataoverføring som skal bli mottatt av terminalen 10. Hver, databit er kodet som en "0" eller

.nominell bærefrekvens eller l80° fase omvending av bærebølge frekvensen. Databitene blir synkronisert med bærebølge frekvensen.- Like bærebølge databit intervaler er tilveiebrakt, som således innebefatter like antall sykluser av bærebølgen for således å definere en forhåndsbestemt1, datahastighet. Selv om databithastigheten er synkronisert .'med bærebølgen blir hverken databithastigheten eller databærefrekvensen kjent til å være synkronisert til ikke å ha -noen forutbestemt harmonisk eller subharmonisk frekvensforhold med dén elektriske kraftfrekvensen

eller annen synkroniserings frekvens eller signal kilde for drift av demodulatoren 14 i følge foreliggende oppfinnelse.

I et ikke begrensende eksempel er et foretrukket område med bærebølgefrekvens omkring 9 til 15 kHz og bærebølgesignal frekvensen her beskrevet er f.eks. 12,5 kHz. Med frekvensen

og databit hastigheten kjent.ved demodulatoren 14, er tilveiebrakt en særegen fremgangsmåte apparat for koherent demodulasjon, som forøvrig skal beskrives;nærmere nedenfor.

Det generelle kravet.til mottakeren 12 og fase demodulatoren 14 er at den. skal detektere tilstedeværelsen

av bærebølgeformen 22 i bærebølgesignalet 20 på kraftledningene 18, bestemme fasen til bærebølgesignalet med hensyn til en forutbestemt referanse, tilveiebringe synkronisasjon med begynnelse og slutten av hvert meldesymbol eller databit interval derav,, og korrelere sendt polaritet eller binær logikk tilstand til hver bærebølgedatabit. For å fullføre ovennevnte krav er mottakeren 12 tilpasset til å adskille. bærebølge 22 frekvensen i tilstedeværelsen av typisk støy tilknyttet sendingen av 60 Hz elektrisk kraft og fremmedindusert '/støy på kraftledningene 18. Et høy pass filter 24 er anbrakt for til å begynne med å avvise 60 Hz kraftfrekvensene og for å slippe igjennom bærebølgefrek-vensen av interesse. En signal betingelse enhet 26 filtrerer videre, betinger og forsterker mottatte signaler for således å tilveiebringe en vesentlig enklere frekvens bærebølge form 22 med binære fase modulerte kodete datainformasjoner deri. Kretsen 26 innebefatter i sær et lav pass filter for å avvise frekvenser lett overfor bærebølgefrekvensen og'en diode klipper for å fjerne uønskede støyimpulser. Et< ytterligere bånd pass filter i kretsen 26, som i en foretrukket utførelsesform, har en bånd pass bånd bredde på. tilnærmet 4 00 Hz med en midt frekvens på 12,5 kHz. Utgangssignalet til kretsen 26 er hovedsakelig følgelig den samme sinusformede bærebølgen som til å begynne med- ble sendt eller ført inn på ledningene 18 under lav støy. En null referanse akse' 27 indikerer positive og negative halvsykluser til den sinusformede bærebølge formen 22. Den rekonstruerte bærebølgeformen 22 blir ført til en sterk begrensningskrets 28 hvor bærebølgesignal blir forsterket og sterkt begrenset mellom omkring 5 volt likespenning og jord". På denne måten tilveiebri-

nges firkantede eller rektangulære bølger i, form av sterkt begrensede bærebølgesignaler 303som tilføres demodulator inn-' gangen 15- Den momentane høye og lave tilstanden til signalene 30 korresponderer med de positive og negative sykluser til bæ-rebølgef ormen 22. Bærebølgesignal frekvensen og alle fase omvendte tastede datainformasjoner stpm opprinnelig modellerer ■ bærebølge fase karakteristikkene er funnet i signalene 30. Overgangen til signalene'30 me Hom*, høy spenning og lav eller null-spenningsnivåene korresponderer med bærebølge sinusbølgen 22 som passerer mellom positiv og negativ halvsykluser eller fase, og derfor krysser dens null akse 27.

Fasedemodulatoren 14 behandler de sterkt begrensede signalene 30 i forutbestemte fragmentdeler eller segmenter av bærebølgen og disse segmentene er forutbestemte like frak-sjoner av intervalet til hver bærebølge databit.^Segmentene, vist på-fig. 3, til signalet 30 blir stikkprøvet for å tilveiebringe binære fasekodete billedsignaler (Si) ved drift av fasedemodulatoren 14. Et bærebølge segment er således ved analogi, et fragment eller "flis" del brutt :'bort fra'bærebølgen og et fasebilde eller kopi er utledet derav for behandling av dets fasevinkel karakteristikker.' I bredeste henseende av synkronisering av demodulatoren for koherent drift blir polaritets-stikkprøvene av hvert bærebølge segment omformet til relative fase vinkler representert av vecto^.signalene ved både en fundamental og dobbel' frekvens til bærebølgen. Av de doble frekvens-vectorsignalene blir gjennomsnittet tatt for flere bærebølge-segmenter for tilveiebringelse både. av en referanse for fasedet-ekteringen til vectorsignalet som representerer et signal segment og for bruk som et mål for tilstedeværelsen av' bærebølgens andre harmoniske.for bærebølge detektering. Korrelasjons-signalet er utledet fra en fasedetektor beskrevet nedenfor blir summert, sammenlignet og behandlet for. å fullføre bærebølge synkroniseringen, databit synkroniseringen og databit polaritets tve-tydighetsoppløsningen for å tilveiebringe rekonstruerte binære datasignaler 32 ved demodulator utgangslinjen 33- De binære enerne og nullene til signalene 32 '.representerer de samme binær datainformasjonene som innebefattet i sendt bæreinformasjon. Datasignalene 32 i en overveiet bruk, blir tilført til en logisk krets 3^ og 35 som kan ha en'eller flere funksjoner som generelt beskrevet i US patent nr. 4,13.0,8<7>4 for en laste drift terminal som har flere velgbare adre-sseformater for et kraftlinje kommunikasjonssystem, når terminalen 10 er av typen last-drift terminal benyttet for fjernmålings.avlesning og fjern last styring ved elektriske kraftforbrukere.

Fig. 2 viser et funksjonsblokkdiagram av fasedemodulatoren 14 som er beskrevet i forbindelse med dens drift for å behandle signaler og vectorer. vist 'på fig. 3 til 8 og 11A og 11B. Kurven A på fig. 3 viser en tidskurve over de logiske tilstandene til binære; basis bånd data signaler 36

før modulasjonen som vist ved bærebølge formen 22. Begynnelsen av hver bærebølge dataoverføring inne befatter en innledning, vist mellom tidene TO og T2, til 11 databiter . som innebefatter 9 vekslende databit nuller og . to databit enere sonu.t il ve iebr ing-er synkroniserings databiter som følges av to samtidige eller doble databit enere som danner polaritets-indikator databiter.

Ved enden av innledningen ved tidspunktet T2 starter begynnelsen av . meldeinf ormas j ons datadelen til •. dataoverf øringen. Den totale lengden av meldingen er i størrelsesorden av 50 til 60 databiter lang. Basis bånd datasignalene 36\frembringes ved en sender, ikke vist,, og blir benyttet for å fase omvendte taste eller modulere en nominell bærebølge frekvens for å tilveiebringe den fasemodulerte bærebølgen. Kurven B på fig. 3 viser et bære-bølgedatabit interval mellom tidspunktene TO og Tl i de sterkt begrensede bærebølge signalene 30.. Hver av de like bærebølge-databit intervalene begynner og slutter ved et punkt hvor en faseomvending forekommer dersom binær tilstanden eller databitens logikk forandres fra den til den tidligere databiten. Startdelen til innledningen innebefatter vekslende polaritetsdatabiter for etablering av synkronisasjon i fase detektoren 14 som forøvrig vil bli beskrevet nærmere nedenfor.;Fire av de ovenfor nevnte bærebølge segmentene er innebefattet i hver databit interval'

som indikert med tidspunktene TO, TD-1, TO-2, T0-3 og Tl. Bæ-rebølge segmentene er i virkeligheten dannet' etter polaritets-stikkprøvingene og lagringen av et '.forutbestemt antall av polaritets-stikkprøvene i demodulatdre;n 14 . De stikkprøvede segmentene er i alminnelighet ikke koinsidente med begynnelsen av

databit intervalet, men er vist som slike for å forenkle beskrivelsen av forholdet mellom bærebølge segmentene og et databit interval som er likt fire bærebølgesegmenter. På kurven C på fig. 3 er en av de fire'segmentene på kurven B vist i det den er definert av åtte stikkprøver tilvéiebrakt av stikkprøve-pulsene 37 i fase demodulatoren.14;' vist på fig. 2.

Frekvensen (fs) til stikkprøvepulsen 37 er hoved-saklig lavere enn bærebølge frekvensen (fc) og blir bestemt av forholdet fs/fc lik 8/(3N + 1), i en foretrukket utførelses-form hvor N er et helt tall.- Det er viktig at forholdet mellom fs og fc er forskjellig fra et helt tall, men nødvendigvis ikke et helt tall _+ 1/8 slik at hver gruppe med åtte stikkprøv-er progressivt stikkprøver betydelig syklusperiode til bære-bølgen. Når N er lik 5 forekommer stikkprøvehastigheten hver 5 1/8 sykluser til bærebølgesignalet 30 for virksgjpt å stikk-prøve hver 45° av en fullstendig sylclus . eller 360° til bære-bølge signalet, men med en lav stikkprøve hastighet, d.v.s. fs er lik 24 39 Hz. Med fire bærebølgesegmenter pr. databitinter-val er der 32 stikkprøvepulser for:hver databit som er lik en databithastighet på 76,2 biter pr. sekund. Den ovenfor nevnte stikkprøve hastigheten forekommer. riied en 164 bærebølgesykluser forekommende i løpet av hver databit interval vist på kurven B på fig. 33og 4l bærebølgesykluser i løpet av hver subdata-bit segment. Stikkprøvene av de sterkt begrensede bærebølge-signalene 30 blir benyttet til å indikere null-gjennomgangene til bærebølgeformen 22, som definerer fasevinkelen derav og er derfor et mål for datainformasjons fasen modulert deri.

Etter nå å ha beskrevet den generelle karakteri-stikken av det hardt begrensede signalet tilført inngangslinjen 15 til fase demodulatoren 14,. skal'; ytterligere henvisning bli gjordt til fig.' 2 hvor det er vist. en polaritets stikkprøve blokk 38 for å motta hardt begrense.de signaler 30. Polaritets-stikkprøvingen av signalene 30 blir styrt av stikkprøvepul-sene 37 tilført fra en stikkprøve puls klokke oscillator 40. Pulsen 37 blir også tilført andre deler av demodulatoren for takting og synkronisert styring detav. De høye og lave nivåene til signalene 30 blir stikkprøvet ved forekomsten av hver av stikkprøve pulsene 37 for å tilveiebringe en rekke binære pol aritets indikerende stikkprøve signaler 43. Positive og negative bærebølge polaritets indikasjoner er representert i signalene 43 som en bit strøm med en biter eller null biter henholdsvis. Bitene av signalene. 43 blir påfølgende lagret i et åtte trinns eller bits celle lager register indikert som binær fasekodete billedsignal Si lagringsblokk 44 på fig. 2. Lagringen til gruppen med åtte bit stykkprøve' signaler 43 frembringer og etablerer et binært;fasekodet signal som er utviklet i løpet av stikkprøven me.d et bærebølge segment for å fullføre effektiv stikkprøving av en .syklus av bærebølgen. En hver bit overgang mellom en! stik.kprøvebit 1 og en stikkprøve-bit 0 indikerer en nullgjennomgang til en bærebølgeform 22 mellom stykkprøve tidspunktene. De binær fasekodete signalene er betegnet Si og er midlertidig faste eller stasjonære fasebilder av bærebølgesegmentene . Når tilliggende biter er orskj eHige i et data ord som definerer signalert Si, er der følgelig an-tydning på en nullgjennomgang eller fase omvending og disse blir angitt ved hjelp av bit celleposisjonen til bitovergangene i et data ord register som definerer signalet Si. Hver av stikkprøve bit posisjonene i signalet Si blir antydet av de samme åtte eller oktal telle verdiå.antall av stikkprøvepulsen 37 eller bitcelle antallet fra syv til null, som korresponderer fra mest betydningsfulle bit (m.s.b.) til den minst betydningsfulle biten (l.s.b.) til et binært register. Stikkprøve-bitene til signalet Si blir sammenlignet for å bestemme tilliggende bit overganger ved hjelp av null gjennomgangs detektor 46 som detekterer oktal telleve.rdien til stikkprøve pulsen og om overgangen er positiv eller negativ, d.v.s. "0" til "1" eller "1" til "0".

Fig. 4 viser den til;den nevnte stikkprøve pros-sessen og denne skal nå beskrives før resten av demodulatoren 14 som vist på. fig. 2 for å lette . forståelsen av foreliggende oppfinnelse. Signalet 48 vist på fig. 4 er et fiktivt eller en illustrativ bølgeform av en syklus til signalene 30 som er stikkprøvet i løpet av åtte ' stikkprøvepulser til hvert bære-bølge segment. Som bemerket ovenfor forekommer førti-en bære-bølge sykluser i løpet av de åtte stikkprøve tidene eller teller syv null-gjennomganger vist'"som økende nummer over det viste signalet 48. Begynnelses polaritets stikkprøven er vist ved tallet syv og er negativt og er lagret som en bit null tallet i bit cellen b-7 til det viste fasekodete billedsignalet (Si) 50. I tur og orden påfølgende forekommende minus-minus-pluss-pluss- pluss-pluss-minus-minus signal polaritets tilstander forekommer med åtte stikk prøvepulser 37 og blir lagret som bitene 00111100 i bit cellen b7 gjennom bit cellen b0 posisjonene til et register 49 somlagrer' Si signalet 50.

De åtte' bit posisjonene til Si signalet 50 og de oktale ■ stikk-.prøve.telleverdiene blir felles identifisert ved hjelp av samme nummer 7 , 6 ,5 ,^ , 3, 2 ,1 og 0. \ 'Overgangene, vist mellom telleverdiene 6 og 5 og mellom telleverdiene 2 og L vist på fig. 4, blir detektert når de er nullgjennomgangs detektorer 46 beskrevet nærmere nedenfor. De illustrative representasjonene ved null gjennomgangsdetektoren 46 .sin utgang er uist på fig. 4 som et +5 angivelse av'en positiv'gjennomgang ved stikk-prøve telleverdien 5 og en -1 som angir e.n negativ overgang ved stikkprøve telleverdien 1. Det illustrative signalet ved kurven III i fig. 7 er den samme kodete representasjonen til signalet 50 som har (+5, _1) ved nullgjennomgangs detektoren 46 sin utgang ved avføling av indikert nullgjennomgangs stikk-prøve telleverdier. Kurven VII på fig. 7 viser et illustra-tivt binært komplement signal med motsatt polaritet fra det vist på kurven III, hvor korresponderende signal Si (ikke vist) vil vise pluss-pluss-minus-minus-minus-minus-pluss-pluss polaritets stikkprøve signalene med en negativ overgang ved telleverdien 5 og en positiv overgang ved telleverdien 1. Under ideelle null feil tilstander-kan de viste signalene til kurvene III og VII på fig. 7 forekomme i løpet av bærebølge-segmentene til motsatte kodete databiter med samme bærebølge-transmisjon. Stikkprøve prosessen i d emodulatoren 14 som néttop beskrevet er kontinuerlig og; nullgjennomgangs angivel-sene til hvert fasekodet signal Si blir kontinuerlig behandlet uten avbrudd. En stasjonær eller statisk fase representasjon av et mottatt bærebølge segment blir effektivt fullført ved hjelp av den tidligere nevnte stikkprøvingen og nullgjennom-gangsdetekteringen.

Det skal nå igjen henvises til fig. 2 som viser

et relativt fase vinkel vector lager 60 for mottakelse av ut-'gangs-signaler fra nullgjennomgangs detektoren 46. Vector lageret 60 innebefatter'effektivt inn-fase I og kvadraturfase Q komponenter av åtte oktangulær vectorer V'som har en fundamental frekvens lik til den til mottatte bærebølger og en dobbel frekvens eller andre harmonisk ivector V2 som har to ganger frekvensen til den mottatte bærebølgen. Utgangs-signalet fra detektoren 46 blir tilført vector lageret 60 for å tilveiebringe V og V2 vector digetal signalene representert av korresponderende inn-fase og kvadratur-fase komponenter til de lagrede vectorer. Et resultat som skal bli oppnådd av utgangs-signalene til vector lageret 60 er å tilveiebringe fasevinkel vector signal som representerer eller korresponderer med den relative fasevinkelen til' hver null-gjennomgang til et bære-bølge segment, som representert av fasekodet billecL.signal Si og for å etablere resulterende fase.Vinkel vectorsignalet Vi og V2i fra alle null-gj ennomgangene-, til et signal Si. Vectorsignalene Vi og V2i representerer således- en relativ fasevinkel i begge fundamentale og andre harmoniske frekvenser for hvert bærebølge segment for en ytterligere signalbehandling i demodulatoren 14 , som beskrevet nærmere nedenfor. Det skal bemerkes at de forskjellige fasevinklene nevnt her i beskrivelsen kan bli representert av enten en vector som har en størrelse og vinkel i et polart koordinat system- eller som to vectorkompo-nenter' i et rektangulært koordinat system henvist her vist som inn-fase og kvadraturfase komponenter. Det skal forøvrig bemerkes at det er fase vinkel informasjon representert derved som er av særdeles betydning ved foreliggénde oppfinnelse.

De lagrede verdiene til vectorene V og V2 er de samme for en hver frekvensverdi fc !til en mottatt bærebølge frekvens selv om vectorene er henvist til som stående i forhold til fundamentale og andre harmoniske frekvenser av 'bærebølgen. Vectorene er virksomme for koherent.drift så lenge som stikk-, prøvefrekvensen fs er tilpasset bærebølge frekvensen som beskrevet ovenfor for eksempelvis frekvensen 12,5 kHz. De resulterende vector Vi signalene, for '.hvert bærebølge segment,

vil gi ensartet relativ fase vinkel;, referanse angivelse så lenge som gruppen med åtte stikkprøve pulser ofte gjentakende

stikkprøver i det vesentlige eksakt en full syklus med sterkt begrensede bærebølge signaler 30. Vectoren V og V2 er henvist til som angående "relativ" fase vinkler siden begynnelsen på stikkprøve prosessen er ukjent og kan vilkårlig starte ved et. hvert øyeblikk eller fasevinkel til signalene 30. Syklus gruppene til åtte bits polaritets stikkprøve signalene 30 blir føl-gelig omformet til en korresponderende relativ fasevinkel representert av resulterende vectorer Vi og V2i som er summen av lagrede vector verdier, for å tilveiebringe e.n vilkårlig fase-vinkel referanse angivelse. De spe.siélle fase vinkel verdiene til vectorene er ikke kritiske, men., heller det at de samme eller nesten samme vectorene blir til veiebrakt for bærebølge-segmentene til en bærebølge databit polaritet og vesentlig identisk eller nesten identiske vectorer forskjøvet 180° blir tilveiebrakt for bærebølge segmente.t med motsatt bærebølge databit' polaritet. Forklaringen heri er rettet mot vesentlig feilfrie operasjoner, men det skal bemerkes at tilnærmede met-oder, . sammenligningsteknikker, gjennomsnittsveining og summer-ingsoperasjoner innebefattet demodulatoren 1'4, er for å optimalt tilveiebringe nøyaktig gjenkjenning av bærebølge databiter og deres polaritet mens imøtekommende feil og avvik fra ideale signalbetingelse som er særegnet ved kraftlinje bærebølge kommunikasjons-systerner.

De doble frekvenser eller-ahdre harmoniske vect-1 orene V2 blir benyttet til å tilveiebringe en referansevector VR over et større antall med tidligere forekommende bærebølge-segmenter siden fasen til den andre harmoniske ikke forandres når fasen til den nominelle bærebølge frekvensen blir omvendt på grunn av den motsatte fase. kodingen til en binær 1 og

0 databit. Den andre harmoniske vectoren V2 dreies gjennom to 360° sykluser når. vectoren V dreies en syklus, slik at V2

360° fase forekommer ved 180° fasen;til grunnfrekvensen og er den samme som nullfasen til grunnfrekvensen. Ovenfor nevnte er vist på fig. 5A, 5B, 6A og 6B. /Den andre harmoniske vectoren V2 er videre benyttet for ..å tilveiebringe bærebølge-detekterings funksjon. Detekteringen til bærebølgen blir ved bestemmelsen av spektral energi tettheten fordelt innenfor bånd pass filteret som rekonstruerer bærebølgen for behandling 1 •

av demodulatoren 14. Den spektrale' energi tetthet detekteringen blir fullført ved hjelp av vectoren V2 som i virkeligheten do-bler frekvensen til inngangsbærebølgen og så av demodulator filtrene for å bestemme komponentene til den andre harmoniske som er svært, tett opp til den ventede bærebølge frekvensen.

Ved benyttelsen av korresponderende grunnfrekvens og andre harmoniske vector signaler som representerer detektert fasevinkler i bærebølge segmenter unngåes således behandlingen av det totale antall innkommende datasignaler, og som har en høy frekvens lokalt frembrakt re feransesignal kilde felles benyttet i mange tidligere faste demodulåtorer.

Henvisning til kurvene 5A og 5B er gjordt for ytterligere å beskrive ovenfor nevnte og de viser de respektive verdiene til inn-fasen I og kvadratur-fasen Q komponentene til den fundamentale relative fase vinkel vectoren V,^om er lagret i vectore lageret 60 på fig. 2. Mens vectorene er referert til her ved beskrivelsen av 'dem,odulator;en lk er de representert av to 90° komponenter som har vektverdier som korresponderer med deres lengder langs 0° og 90°, I og Qy referanse aksene henholdsvis for å unngå representering av vectorene som har lengder og vinkler. Tilnærmede verdier.er ytterliger benyttet for å definere komponenter som korresponderer med en gitt vector beskrevet ytterliger senere;i beskrivelsen. En vector

som begynner ved 0° aksen til fig.-5A og rotert mot urviseren gjennom en vinkel 0 til åtte oktangulær vectorene angitt ved hjelp av nummer 0 til 7 er korresponderende definert ved hjelp, av en av vektverdiene til -4, -3, 0,, +3 og +4 for en inn-fase I og; kvadraturf ase Q komponenter i '-korre sponderende kurve på fig. 5B. Innbyrdes forbindelse av verdiene I og Q tilveiebringer en pseudo kosinus bølgeform' og en pseudo sinus bølge-form- hvor I er lik en pseudo Vcos 6 og Q er lik pseudo Vsin 0 som er polar til rektangulær koordinat transformasjoner.

De ovenfor nevnte, to pseudo sinus kurvene er vist på fig. 5B relativt til åtte vertikale■akselinjer betegnet med vectorene V7 til 0, og som relativ fase vinkler med 45° mellomrom.. Vector linjene .7 til 0 på fig. 5B er angitt med hensyn til inn-fase I og kvadratur-f ase Q referanse aksene til, 0° og 90° henholdsvis. Vectoren 7 kan således bli definert av I og Q komponentene hvor I er lik + 3 og Q er lik -3- Vectoren 7 er vist utstrekkende ved -45° inn i den fjerde kvadranten på fig. 5A. Vectoren 6 er korresponderende definert av I og Q komponentene og I = + 4 og Q=0 og vectoren 6 er vist sammenjustert med den positive I null grad.aksen. To nummer i parantes ved

hver av vectorene på fig. 5A er .1 og Q komponent vektverdier, henholdsvis, til . tilknyttede vectorer tatt fra kurven til de to pseudo sinus kurvene vist på fig. 5B. Følgelig representerer (3, -3) vectoren 7 og (4,0) vectoren' 6. Disse verdiene er tilnærmet en sann sinuskurve, mén de, har vært funnet.å tilfredstille og forenkle lagringen av vectorene. Vector komponent verdiene angitt i parantes ved<:>hver vector på fig. 5A

blir lagret i vector lagret 60 for å tilveiebringe I og Q komponent digital signalene for hver av de åtte oktangulære vectorene, som forekommer hver 45° av den fundamentale- fase vinkel vectoren V. Følgelig får vectore.ne 7, 6, 5, 4, 3, 2,

1 og null lagret inn-fase I komponept vekt verdier til 35^>

3j Oj ~3j~3og 0 henholdsvis, og kvadraturfase Q komponent vekt verdier til -3, 0, +3>^+3, 0, -3 og -4, henholdsvis.

På fig. 6A og 6B, er 'de doble frekvenser eller andre harmoniske relative fase vinkel vectorene V2 vist som representert av to pseudo sinus kurver 12 og Q2 som har to doble frekvens sykluser sammenligne.t med enkle grunn frekvens sykluser av I og Q' vist på fig. 5B.. De korresponderende vectorene V2 7 til 0. er vist langs den samme vertikale akse henvisningslinjen på begge figurene.5B og 6B med de' vertikale akse re feranselinjene som representerer 90° eller 29 på fig.

6B. Forbundene verdier av 12 og Q2 på fig. 6B kan bli betraktet' som pseudo kosinus og sinus komponenter til V2 dreiet gjennom enkle 29 syklusen som følgende: 12 lik pseudo V2sin'9 og Q2 lik pseudo V2cos 0 som definerer.en polar til rektangulær koordinat transformasjon. De korresponderende V2 vectorene er vist på fig. 6A med inn-fase 12 og kvadratur-fase Q2 komponent-aksen O'og'90° henholdsvis. De andre harmoniske V2 vectorene 7j. 6, 55 ^j 332, 1 og 0 har 12 komponentvektverdiene 0, +1,

0,' -1, 0, +1, 0, -1, henholdsvis, og Q2- komponentene har vektverdiene -1, 0, +1, 0, -1, 0, +1 og'" 0 henholdsvis. V2 vectoren

går 720° for hver 36O<0>til de fundamentale vectorene vist på fig. 5A og 5B.

Null gjennomgangs detektoren 46 vist på fig. 2 har sine utganger tilført vector lageret 60 som innebefatter

første og andre oppslagstabell innebefattende I og Q og 12 og Q2 vektverdier henholdsvis. Polaritets bit overgangene blir identifisert ved korresponderende oktal stikk prøve telleverdier, vist på fig. 7, i det fasekodete signalet Si som vil frembringe den korresponderende inn-fase 1 eller 12 og kvad-raturfasen Q eller Q2 komponentene til den fundamentale og andre harmoniske vectoren V ogj V2. På eksempelet vist på fig.

4 vil følgelig +5 og -1 overgangene1 frembringe to sett med

fire vector komponentverdier med to individuelle I komponenter lik +3 og -3 og to individuelle Q.komponenter lik +3 og -3-Summen av I og Q komponentverdiene blir tilveiebrakt ved sum-meringsblokken 61 for hvert fase kode signal som representerer et bærebølge segment ved å legge sammen I komponent-verdiene og å legge sammen Q komponentverdiene og man betrakter de negative I og Q komponent-verdiene-for en negativ overgang. Resultant komponenten li, f.eks. signalet Si, har følgelig overganger ved telleverdiene 5 og 1 på fig. 4 lik +3 minus -3 eller +6 og resultanten Qi for signalet Si lik +3 minus -3 eller +6. Komponentene li og Qi tilveiebringer komponentene til en resultant vector Vi(Ii, Qi)i.som har verdier (6, 6) som ville være ved +45° mellom li null grader referanse akse og Qi nitti grader referanse akse (ikke vist, men lik med to ganger vectorens verdi vist på fig. 5A). En ytterligere beskrivelse av fig. 7 nedenfor angir metoden, med å omforme null gjennomgangene til korresponderende individuelle I, Q, 12 og Q2 komponent verdier.

De andre harmoniske vectorene V2 blir også bestemt av utgangs-signalene til null. gjennomgangs detektoren 46 ved å ta korresponderende 12 og Q2 komponent verdi for hver 0 gjennomgang og å finne korresponderende vector fra stikk prøve telleverdien til biten som har en overgang i signalet Si. Eksempelet på fig. 4 viser 'således to 12 verdier fra bit stikkprøve overgangene ved telleverdiene 5 og 1 hver lik 0, slik at deres sum blir tilveiebrakt' ved summeringsblokk 62 og den resulterende verdi I2i er lik null. De to Q2 verdier blir summert, for Q2i for signalet Si. Oktal telleverdiene 5 og 1 for Q2 er hver +1 slik at Q2i er lik +2. Resultant fase vinkel vectoren V2i er ikke vist på .fig. 6A selv om den ville falle sammen.med vectoren 5 på fig. 6A. De ideelle resultantkompo-nentene I2i og Q2i til V2i er to ganger de vist på fig. 6A. Den andre harmoniske vectoren V2i.(I2i, Q2i) blir tilført en digital integrator 64, som sørger for en lav pass'filtrerings operasjon som har en forutbestemt . tidskonstant lik, i en foretrukket- utførelsesform, 4 databit intervaler eller 1.6 bære-bølge segmenter. Komponentverdiene. 121 og Q2i for V2i til hvert nytt signal Si blir virksomt integrert med femten tidligere V2i(I2i, Q2i) verdier for således å utvikle en vekt sum gjennomsnitt representering av den mottatte bærebølgen ved eller nær dens andre harmoniske. Den digitale integratoren 64 er av en såkalt "lekke integrator" typen for å gi en lav pass filter operasjon og frembringe glattede' utgangsverdier. Det skal bemerkes at etter minst fire bærebølge segmenter er behandlet vil polariteten til grunn vectorene (fundamental vectorene) V og Vi bli reversert i løpet av synkroniserings databitene til data sende innledningen i. 12 . og Q2 komponent verdiene vil .derimot forbli med samme polaritet som bemerket ovenfor og de samme tegnverdiene vil derfor fortsette med å med-virke til vekt som gjennomsnitts utgangs signalene til digital integratoren 64. F.eks. med bærebølge segmentet beskrevet på fig. 4 vil V2i verdien til I2i = 0 og Q2.i = + 2 bli integrert opp-over mot en teoretisk V2 gjennomsnitlig vektsum som danner gjennomsnittsverdien mellom I-gjennomsnitt=0 og Q-gj ennomsnitt = + 32 med feil fri drift.. Dette vil tilveiebringe en V2gj . langs den 90° referanse aksen på fig. HA. Utgangs signalene til digital integratoren 64 er I2gj. og Q2gj. komponenter som har vekt som gj ennomsnit lige verdier ut.ledet over.en total" forandring av 16 fase kodete billed signaler Si som er lik fire data . bit intervaler. Verdiene av I2gj. ;og Q2gj. komponentene for åtte V2gj. vectoren 7 til 0 vil være 16 ganger I2i og Q2i komponentverdiene som korresponderer med de andre harmoniske vectorene V2i, som er to ganger verdien, på fig. 6A, slik at for teoretisk feilfri drift er I2gj. verdiene .henholdsvis 0, +32, 0,~32, 0, +32, 0, -32, og Q2gj. verdiene er henholdsvis -32, 0, +32, 0, -32,. 0, +32. Det skal igjen bemerkes at de ovenfor numeriske verdier er vektsum•gjennomsnitlige verdier for gitte relative fase vinkel representasjoner og demodulatoren 14 kan benytte andre verider som har korresponderende vektverdier eller størrelser. Ved den aktuelle operasjonen vil de oven-, for nevnte teoretiske verdiene ikke bli tilveiebrakt og den aktuelle V2gj. vector signalene vil bli frembrakt i planet vist på fig. HA eller beslektede plan på fig.' 6A og ikke justert på linj'e med hverken den til +_ null I2gj . eller + nitti grad-ers Q2gj . referanse akse. i

Bærebølge detektor blokken 66 innebefatter innretning for beregning av den tilnærmede RMS (effektive) (effektive kvadratiske middelverdi) eller vector størrelse verdien til V2gj. vectoren fra I2gj. og Q2gj. verdiene tilveiebrakt av integratoren 64. Bærebølge bestemmelse blokken 66 reagerer videre på en bestemt terskel som er; etablert ved en foretrukket utførelsesform med hensyn til en vesentlig støyfri drift, slik at når RMS verdien til V2gj. vectoren er beregnet deri, over-'skrides den forutbestemte terskelen og et bærebølge detektert CD logisk signal blir tilveiebrakt '\ved utgangen 67 til bære-bølge detekterings blokken 66.

Når en har benyttet I2gj. og Q2gj. komponenter for bærebølge detektering, er det nødvendig å omforme disse

< vekt sum gjennomsnitts vector komponentene til en referanse fase vinkel vector VR som har komponenten IR og QR ved en Vector vinkel dividerer betegnet med blokken 70. De teoretiske verdiene for I2gj. og Q2gj. vektor komponentene vist oven-, for, for beskrivelsens del, ha, samme korresponderende vector'V2i vinkler som vist for V2 komponenten 12 og Q2 og fig. 6A.

Tilnærmet halv-vinkel dividerte vector verdier Vgj. blir beregnet for å tilveiebringe VR verdier som beskrevet ytterligere nedfor med henvisning til figurene HA og HB, hvori den aktuelle V2gj . vectoren vil være i det ;360° planet til fig. HA og'den korresponderende VR vectoren vil være i _+ 90° planet på fig. HB. Ved det teoretiske eksempelet på I2i og Q2i er de korresponderende referanse vectorene VR komponenten IR og QR verdien vist.på fig. 8. IR komponenten blir etablert som all tid værende positiv i beregningen av de halve vector vinkel-.verdiene fra V2gj. vector komponentverdiene I2gj. og Q2gj. og IR og QR vector komponentene blir valgt for å forekomme ved første og fjerde kvadrantene også vist på fig. 8 og HB'med IR referanse aksen forløpende langs null grade aksen som vist. 90° kvadratur fase referanse aksen'QR er vist ved +90° fra 0° referanse aksen IR. De teoretiske verdiene for IR og QR komponentene til de teoretiske VR vectorene 7>6, 55^, 332, I, og 0 på fig. 8 er vist som beregnet av de teoretiske I2gj. og Q2gj. komponentene som er langs de samme vector nummer aksene på fig. 6A som beskrevet ovenfor..'Følgelig tilveiebringer de teoretiske VR vectorene 7 til 0 IR komponentverdiene henholdsvis +32, +32, +32, 0, +'32, +32, +32 og 0, og QR komponentverdiene henholdsvis -32, .0, +32, +32,~32, 0, +32 og +32. På grunn av tvetydigheten >'som kan forekomme i vector halv vinkel dividerings beregningene blir en korreksjon tilveiebrakt når Q2gj. komponenten passerer gjennom l80° hvor korresponderende QR komponenten kan veksle mellom +_ 90° og korreksjonen for slike tvetydigheter er beskrevet ytterligere nedenfor i forbindelse med beskrivelsen av fig. 9B og HB.

Det er et viktig trekk med foreliggende oppfinnelse at IR komponentverdiene alltid er positive.,

Utgangene til vector'-vi nkel dividereren 70 tilveiebringer referanse fase vinkel vectoren VR representert av IR og QR komponent verdiene som er utviklet ved basisen av de tidligere nevnte vektsum gjennomsnittsverdiene av 16 tidligere verdier med V2i vector komponenter. En fase detektor 76 mottar, resultant.Vi vector komponentene li og Qi verdiene for et enkeltstående signal Si representasjon av bærebølge segmentet<p>g referansen VR vector komponentene IR og QR verdiene. Adskilt multiplikasjon av inngangsignalene blir utført ved ut-gangslinje 78 som en sum av produktene til. (IixIR)+(QixQR). Fase detektor utgangen 78 tilveiebringer en korrelasjon av fase vinkel vectoren .Vi(Ii,Qi) og referanse fase vinkel vectoren VR(IR,QR). _+M korreiasjons-signalene 77 ved detektor utgangen 78 blir betegnet +M eller - H og hver utgjør en måling av samme eller motsatt polaritet ay den resulterende'relative fase'vinkel representasjonen av vectoren Vi(Ii,Qi) som er den

samme eller 180° motsatt av referanse fase vinkel representasjonen til vectoren VR(IR,QR). Korrelasjons signalene 77 har spesielt store numeriske verdier eller størrelser, og er til-sluttet plus eller minus tegn når lav feil drift forekommer for å tilveiebringe manifestasjon av en eksakt inn-fase og fullstendig ut av fase forhold yedi komponent representasjonen til fase vinkel vectoren Vi og VR eller graden av positiv og negativ korrelasjon av fase detektor inngangs-signalene.

Fig. 7 innebefatter.en kurve med åtte ideelle fase kodete billed signaler Si som:har .åtte forskjellige fase-forhold to- forskjellige null gjennomganger, i hver. Ved eksempelet vist på kurve III på fig. 7 : og på fig. 4, blir de ideelle korrelasjons signalene 77 beregnet ved hjelp av detektoren 76 som beskrevet nedenfor. Ii ogQi komponent verdiene er

henholdsvis + 6 og + 6,, som frembrakt ved summene tiJL de to vector komponentene I og Q som beskrevet ovenfor. Multiplikasjonen IixIR er (6x32) og lik 192. Multiplikasjonen av QixQR er ( + 6x32) eller 192 og-M korrelasjon signal verdien til + 384. Lignende beregninger for tilbakevendende feilfri drift av teoretisk ideelle verdier for signalene Si ved kurvene I, II, III, IV, V, VI, VII og VIII på fig4 7 vil tilveiebringe +M korrelasjons signal 77 verdiene henholdsvis +384, +256, +384, +256, -384, -256, -384 og -256. Verdiene blir igjen antydet for å være valgfrie vekt verdier s<?m kan bli variert ved forskjellige valg av vekt verdier for vector komponent verdiene beskrevet ovenfor. Ved en foretrukket utførelsesform blir av fase detektoren 76 sin utførte korrelasjon signaler 77 data ord dannet ved hjelp av et åttebits. tegnet binær nummer i to av dets komplement. Således er m.s-ib.' biten b7 til korrelasjons signal data ord signalet et logisk "1" eller "0" for. negativ (-) og positiv ( + ) tegn henholdsvis til _+M korrelasjons signalene 77-

Beskrivelsen ovenfor har innebefattet måten å tilveiebringe bærebølge- detektering1 og fase detektering av hvert , fase kodet billed signal Si for hver bærebølge segment utledet vector Vi(Ii,Qi) med hensyn til referanse vectoren VR(IRjQR) utledet av en vekt vector. sum gjennomsnitlig av

16 verdier av V2i(l2i,Q2i) vector signaler slik at i praksis varieres deres verdier lett med hver nye V2i(I2i,Q2i) signaler. Fase detektoren 76 korrelerte signaler 77 må. bli kombinert som angitt ved hjelp av blokken 84 for således'å tilvéiebringe riktig sum av fire av signalene 77 som korresponderer med stikk-prøve segmentene i bærebølge data bit intervalet som blir be-■ handlet. Data bit synkronisasjonsi driften antydet med blokk 86 frembringer riktige grupper med. fire korrelasjons signaler 77 for å forme dem til en kombinert sekvens av signalene 77. Blokken 84 tilveiebringer en algebraisk sum eller integrerte vekt sum verdier for riktig gruppe .med -fire signaler 77 betegnet korrelasjons sum (j^M-sum) . signaler 87. Når korrekt sekvens med fire korrelasjons signaler 77 videre blir synkronisert med et bære bølge data bit interval må data bit logikk tilstanden bli korrelert i forhold .'til tegnet til korrelasjons sum signalene' 87, slik at tegnet til den detekterte, databiten

i demodulatoren korresponderer med den binære "1" og den binære "0" logiske tilstanden til data bitene sendt over bærebølgen.

De doble polaritets indikator data bitene ved slutten av data overføringsinnledningen blir benyttet .for å tilvéiebringe data bit tegn korrelator operasjon vist i blokk 92 beskrevet ovenfor. Hver detektør korrelasjon signal 77

blir tilført til en fase ('$) detektor utgangs-summerende blokk

84 som har fire lager-registere forbundet i en ringform.

Etter at bærebølge detekterings signalet CD er mottatt kan korrelasjons signalene 77 bli lagret i tur og orden i registerene til blokken 84. Med hvert korrelasjons signal 77 til- • ført registerene i blokken 84 blir .det algebraisk summert med de tidligere tre signalene 77 og dé- resulterende +M-sum signalene 87 blir lagret i M-sum lagringen indikert med blokken 88 som også har fire lager-registere forbundet i ringform som mottar og akkumulerer absolutte eller usignerte verdier til de fire _+M-sum korrelasjons sum signerings signalene 87 frem-.brakt i blokken 84. Registerene til M-sum blokk 86 når en maksimal verdi og skaper en tilbake'- operasjon for en teller styring i bit synkronisasjonsblokken 86. Tilbakestillingen blir utført hver gang M-sum signalet i blokken 88 er høyere enn et hvert av de tidligere M-sum-.<:->signalene slik at etter å

hå mottatt flere korrelasjons signaler 87 blir grupper på fire

korrelasjon signaler 77 detektert som tilveiebringer største eller maksimale verdier når lagt sammen og bit synkronisajon etablert og er opprettholdt ved hjelp av en sekvens teller i ' blokken 88 og som skal bli beskrevet nærmere senere. Bit synkronisasjons prosessen blir avsluttet etter maksimumet til de. absolutte summene med korrelasjons;sum signalene 87 når en forutbestemt, terskel. Denne 'bit synkronisasjonen blir særdeles utført innefor fire til fem innlednings databiten etter bære-bølge detektering.

Tegnene M-sum signalene 8.7 korresponderer med et databit interval er plasert i data bit tegn korrelator blokken 92'når det er synkronisert med hver: tilknyttet mottatt data bit interval. Når to polaritets indikator databiter av innledningen er mottatt, blir tegnene til de to korresponderende M-sum sig-' naler 87 sammenlignet og dersom M-sum tegnene er positive re-verserer data bit tegn korrelatoren'92 utgangen' til M-summen i lageret 88 når dette føres til data., utgangs blokken 96. I tilfelle hvor tegnene til M-sum signalene er negative bil data bit tegn korrelatoren 92 ikke invertere utgangen til lager 1 blokk 88 når den føres til data utgangen 96. Som et illustra-tivt eksempel er to M-sum signal 8f, valgt'for å ha teoretiske tegnverdier på -192 og -192 når polaritets indikator data biter forekommer, i det hver av dem er et binært "1".. Følgelig vil tegn korrelatoren 92 bringe tegnene^, til alle føgende M-sum' signaler å bli reversert slik at utgangen 96 tilveiebringer binære data signaler 32 som er ved høy og lav binær tilstand når +M-sum og -M-sum signalene '87 .forekommer, henholdsvis, ved utgangen 96. Demodulator utgangs' data signaler 32 korrspond-erer således med basis bånd binær kodete databiter sendt over den mottatte bærebølgen.'Utgangsdata-signalene 32 blir ikke frembrakt før slutten av innledningen som indikerer en start av den informasjons bærende delen.til sendt melding..

Figurene 9A, 9B og 90. er detalj erte blokk diagrammer over den koherente fase demodulatoren 14 vist mer generelt på blokkdiagrammet på fig. 2. ;: Diagrammene på fig. - 9A, 9B og 9C korresponderer med en utførelse av oppfinnelsen som, er gjordt ved bruk av et mikroprosessor basert system.vist på fig. 12 innebefattende et mikrodatamaskin system 108 av 6800 serien fra Motorola Semiconductor Products, Inc. Bruken og beskrivelsen av slike mikrodata systemer er beskrevet i M6800 Mikroprcessor Application Manual og i M68OO P-rogramming Refe-rence Manual. (M68PRMD) datert nov. 1976 og utgitt av' Motorola Semiconductor Products, Inc. En CPU enhet 110 er av kjent type og generelt vist i US patent nr. 4<l45,761 og er opererbar i følge ovenfornevnte publikasjoner for å tilveiebringe signalbehandling av bærer demodulering som beskrevet nedenfor.. Et lese-lager (ROM) 112 er anbrakt med. program hukommelse som har en pre-programert sekvens med operasjonsinstruksjoner lagret deri for utføring av operasjonen beskrevet heri. Et direkt lager (RAM) 114 er anbrakt og innebefatter flere med åtte bit (bit b7 til bit b0) adresserbare lese skrive hukommelse registere for tilveiebringelse av binære- data lager benyttet til signalbehandlingen for å tilveiebringe nye operasjoner av demodulatoren 14. En krystall-styrt tids oscillator modul 116 har en programmerbar deler for å tilveiebringe klokke oscillatoren 40 og den forutbestemte frekvensen til stikkprøve pulsen 37 ved frekvensen fs, som integrasjonsmessig sammenknyttet i et synkroniseringsforhold med bærebølge frekvensen fc som ovenfor nevnt. Stikkprøve' pulsene 'V37 blir selektivt tilført gjennom data 1/0 porten 118 til den ikke-maskerbare avbryter-en MMI inngangen 120 til CPU 110. -'.Tids modulen 116 tilveiebringer også tids-styre signaler for takting av driften av CPU 110.

De sterkt begrensede bærebølge signalene 30 blir tilført fra mottakeren 12 til en av data I/O porten 118 til CPU 110. Fore liggende ' oppfinnelse-'angår også fremgangsmåte og resultater og nye operative funksjoner som beskrevet detaljert her mer enn spesielt frekvensen med programmerte operasjoner som benyttet ved program instruksjonen av ROM 112. Hvert av de operative trinnene og operasjonen, som beskrevet i beskrivelsen i sammenheng med fig. 9A, 9B.og 9C, som er i samsvar med de tidligere nevnte beskrivelser av', fig. 1 og 2, kan bli ut-formet av adskilte logiske krets komponenter, som forøvrig skulle være klart forståelig av fagmannen på området.

Visse hukommelse lager registere er henvist til i beskrivelsen av fig. 9A, 9B og 9C og skal bli utført i RAM 114 og skal forøvrig bli beskrevet senere. De adresserbare data ord registere beskrevet nedenfor har data og signal verdier som blir benyttet for drift av demodulatoren 14'når beskrivelsen av fig. 9A, 9B og 9C blir nærmere utdypet nedenfor. Registerene er som følger: Stikk prøve puls telle registeret 126 (fig. 9A) teller åtte stikk prøve pulser i form av en Modulo-8 ring tel ler ved å minske fra telleverdien 7 til telleverdien 0 ved forekomsten av hver en av polaritet, stikk prøve pulsene 37. Når register 126 er minsket (dekrementert) til 0 verdien blir en angivelse i utgangs-signalet Cp .angitt at åtte polaritets stikk prøver ved det sterkt begrensete bærebølge signalet 30 har blitt fullført.

Fase ( ) billed signalene Si teller registeret 128 (fig. 9A) teller hver gruppe me.d fire fase kode.te billed signaler Si i form av en Modulo-4 teller ved at den blir,minsket fra telleverdien 3 til • telleverdien 0. Når registeret 126 når null, telleverdien til register 128 minskes med en telleverdi. Ved nulltelleverdien -i registeret 128 blir fire-Si signalet detektert for således å angi ved utgangen Cp at fire bærebølge ' segmenter lik et dat.a bit interval har blitt stikkprøvet.

Data bit telleregistør 130 (fig. 9A) teller databiter i innledningen etter bærebølge detekteringen har 1 blitt utført og har en maksimal telleverdi på 5-. Telleverdien 5 blir minsket til telleverdien 1 for å tilveiebringe en' for-sinkelse, for å bestemme.bit synkroniseringen ved bærebølge data bit intervalene før oppstarting av<y>dåta bit tegn korrelasjon operasjonen. Tegn bit korrelator operasjonen blir startet ved utgangen Cdbl før tiende og ellefte doble binære en data biter tilveiebringer tidligere.nevnte polaritets angivelse i innledningen. Når tegn bit korrelatoren er utfdrt, blir registeret 130 sitt innhold minsket til å ha negativ verdi for å angi at bit synkronisasjonen og data tegn bit korrelator operasjonene har blitt fullført.

Sum sekvens telle registrene 132 (fig. 9A) teller fra en telle verdi 0 til en telleverdi 3 på måten til Modulo-4 telleren og øker hver telleverdi når registeret 128 minsker en telleverdi, men vil være ved en forskjøvet telleverdi derfra. Registeret 124 angir hvilken av fire korrelasjonsverdier M som er begynnelsen til en data bit og som skal. bli summert i en M-sum verdi i bit synkronisasjon operasjon henvist til ved henvisningstallet 88 på figurene 2 og 9G og blir beskrevet i nærmere detaljer nedenfor..

Binær fase billed signal registeret 13^, (fig- 9A) drives som et løpende akkumulerende skyve register lager for i tur og orden å lagre polaritet stikk prøve bit signaler 43 når de 'forekommer med hvert av stikk prøve puls tidspunktene til det sterkt begrensede bærebølge; signalet 30. Startingen av åtte stikkprøve biter i registeret definerer et binært fase kodet bilde Si som er fase representasjonen av et en-fjerde segment av bærebølge data bit intervalet.

Siste binær fase billed signal Si registeret 136 (fig. 9A) er et forbigående lager av siste fullstendig åtte stikk prøve biter som blir lastet inn i registeret 13^- Bit celle posisjonen i registeret 136 korresponderer med den korresponderende stikkprøve telleverdien for angivelsen av stikk-1 prøve telleverdien til en bit logisk overgang of en bærebølge signal 0 gjennomgang.

Tidligere siste binær fase billed signal Si register 138 (fig. 9A) er et midlertidig lager for det binære billedsignalet Si som ble lagret umiddelbart før det binære billed signalet Si i registeret 136.og 1.s.b. b0 posisjonen i dette register blir sammenlignet ■ med m.s.b. b7. posisjonen i register 136 for detektering av en bit overgang som forekommer ved m.s.b. b7 posisjonen, t

Første harmoniske vector. V(I,Q) (fig. 9A) oppslagstabell register. 60-1 (fig. 9A): lagrer åtte binær verdier for hver I og Q vector komponent og korresponderer med tilnærmede vektverdier vist på fig. 5A, og 5B.

Andre harmoniske vector V2(I2,Q2) (fig. 9A) oppslagstabell register 60-2 (fig. 9A)!. lagrer åtte binær verdier for hver 12 og Q2 vector komponent .som korresponderer med tilnærmede vektverdier vist på fig. 6Å og 6B.

Ii og Qi registrene 1.40 og 142 (fig. 9A) lagrer summene til I komponent verdiene og Q komponent verdiene ut ledet fra null gjennomgangs detekteringen til hver binært billedsignal Si frembrakt for hvert bærebølge segment.

I2i og Q2i registrene 144 og 146 (fig. 9A) lagrer de resulterende relative fase vinkel komponent summene til 12 komponentverdiene og Q2 komponentverdiene utledet fra null gjennomgangs detekteringen av;hvert binære billedsignal Si frembrakt for hvert bærebølge segment.

I2gj. og Q2gj.iregistrene 148 og 150 (fig. 9B) lagrer I2gj. og Q2gj. vekt sum gjennomsnitts vector komponent-verdiene i dobbel presisjon binær antall som resulterer, fra digital integrator drift for virksomt å tilveiebringe lav pass filtrede glatte verdier av I2i og Q2i komponentverdier over en tidskonstand med 16 billedsignaler Si hvor de digitale integratorene sum er 15/16 av hver ;av de påfølgende I2i og Q2i verdiene og tillegger dem strøm I2i og Q2i vector komponent verdiene henholdsvis. Registerverdiene 14'8 og 150 varierer langsomt i aktuell drift av- demodulator 14 slik at plutselig endring av I2i og Q2i ikke plutselig'forandrer tidligere vektsum gjennomsnitts verdier til målingen av det andre harmoniske innholdet til den'mottatte bærebølgen.

Q2gj.0 register 156 (fig. 9.B) lagrer tidligere høy ordens bit gruppe binær verdi til Q2gj . og benyttes for sammenligning med en tilstedeværende høy .ordning bit gruppe binær verdi til Q2gj. for å bestemme om endring har forekom-met i Q2gj. ved -180° referanse aksen for å løse tvetydigheten i vector vinkel dividerer operasjonen.

IR og QR registrene 158 og l60 (fig. 9B) lagrer IR og .QR binær verdien til referanse vectoren .VR tilveiebrakt ved vector vinkel dividerer operasjonen.

V(I,Q) oppslags tabell registerene 60-l (fig. 9A) innebefatter åtte vektverdier. for hver av I og Q komponentene som vist på fig. 5A og 5B.

V2(I2,Q2) oppslagstabell registerene 60-2 (fig. 9A) innebefatter åtte vektverdier for hver av 12 og Q2 komponentene, som vist på fig. 6A og 6B..

Flip-Flop 1 registeret 162 er et flagg register og lagrer enten binær "1" eller "0'^. for å justere for tegn endringer i Q2gj . vector komponenten':f or endring over -l80° re feranse aksen i vector vinkel dividerings operasjonen. Den logiske tilstanden til registeret 162 inverterer tegnet til korrelasjons utgangs signal til fase detektor 76 for å korri-gere vector beregningen for vinkel dividerings tvetydighetene.

Terskel registeret 163 (fig. 9B) lagrer en terskelverdi for bærebølge detekterings operasjonen som blir etablert som et forutbestemt nivå for sammenligning med RMS (effektiv) V2gj . verdien for å starte et bærebølge deteterings CD logisk signal.

Fase detektor utgangen (M) lager register 164 (fig. 9B) lagrer, korrelasjons signaler 77 utført fra fase detektor 76 som er. korrelasjonen til vectoren Vi og VR bestemt av summene til markert fire kvadrant multiplikasjon av I ganger IR+Q ganger QR for hvert binært billedsignal Si. Verdien i registeret 164 er et markert binært nummer i to

sine komplement for således å tilveiebringe et tegn (marker-ing) og størrelse representasjon av, den positive og negative korrelasjonen.

Foreliggende M-sum ré.gister 172 (fig. 9C) lagrer strøm M-sum signal 87 som innebefatter markeringen og. størrelse binær verdien til summen %v fire korrelasjons signaler 77 fra fase detektoren 76.

Siste M-sum register '.174 lagrer markeringen og størrelsen av den siste M-sum verdien lagret i register 172 før foreliggende M-sum verdi i registeret 172 for sammenligning av m.s.b. b7 eller markerings,bitene til data ord registerene 172 og.174 benyttet i markerings bit korrelator operasjonen. M-sum lagrings register 176 (fig. 9C) lagrer markerings og størrelseverdier .av strømsignaler 87 utledet fra summerings registerene 181 til 184. I løpet av bit synkroni-sasj ons.operasjonen blir verdien til hver sum av fire logiske etter hverandre følgende korrelasjons signaler 77 omformet til absolutte verdier for å bli sammenlignet slik at M-sum verdiene blir synkronisert med et bærebølge.: databit inderval for å etablere bit synkronisasjonen.

Flip-Flop 2 register>178 (fig. 9C) er et flagg register og lagrer enten binær "1" eller "0" for å korres pondere kjente binær "1" tilstander til doble polaritets indikator data biter i sendt innledning med positiv (+) og negativ (-)■merking av M-sum signalene 87 til to logiske etter hverandre følgende grupper med fire korrelasjonssignaler 77 som har M-sum signalene 87 med samme merke ved tiende og ellefte bærebølge innlednings data biter.

M-lager 1, 2, 3 og 4 registerene 181,' 182, 183 og 184 (fig. 9C) er fire lagrings registere for påfølgende lagring av de siste fire korrelasjons signalene 77 sine verdier (_+M) som de forekommer sekvensvis i registeret 164. Summene til disse fire registrene gir riktig M-sum signal

87 verdier etter bit synkronisasjonen.

M-sum lager 1, 2, 3 og 4 registrene 185, 186, 187 og 188 er fire lagrings registére som blir sekvens messig lastet med forskjellige logiske etter hverandre følgende M-sum signaler 87 fra de fire registrene i8l,<.>182, l8"3og 184. De

binære verdiene i registrene 185 til 188 'er absolutte verdier fremfor merkede verdier. Det ene av re.gistrené 185, 186, 187 og 188 som har størst eller maksimal M-s.ignal verdi blir detektert for å vise en korresponderende M-sum. signal gruppe av korrelasjon signalene 77 som korresponderer med med et data bit interval som detektert i data b'it synkronisas j ons • operasjonen.

Maksimal M-sum lagrings register 190 (fig. 9C) lagrer totale verdier av akkumulerte maksimal absolutte M-sum verdier funnet ved summeringen av fire logiske etter hverandre følgende korrelasjons signaler 77- Maksimal M-sum verdien korresponderer med maksimal verdien-, i en av registerene 185 til 188 som, har høyest verdi som fortsetter å bli akkumulert i en av registerene 185 til 188. Mår en forutbestemt terskel verdi er nådd i registeret 190, blir data bit synkronisasjons-operasjonen stoppet.

Det skal nå henvises til fig. 9A, 9C og 12 hvor operasjoner av fase demodulatoren 14 er vist innebefattende den tidligere generelle beskrivelsen derav med hensyn til tidligere bemerket etablerte forhold og kjennetegn av fase vinkel vector komponentene og bærebølge signalene vist på fig. 3' til 8 som benytter RAM 114'<:>data register som beskrevet umiddelbart ovenfor, og som har en sekvens med operasjoner da styrt av lagrede program instruksjonsdata tilveiebrakt i ROM 112. De sterkt begrensede bærebølge signalene 30 er vist på fig. 9A som da følgelig tilført polaritets stikk prøve blokken 38. Stikk prøve pulsene 37 blir tilført fra stikk-prøve fase kilden 40, som tidligere<1>bemerket, for. å tilveiebringe polaritets stikk prøve operasjon av mottatte inngangs-signaler til demodulatoren 14. ' Stikk prøve operasjonen blir fortsatt om eller ikke en bærebølge'; er mottatt.. På fig. 12 blir de sterkt begrensede bærebølge signaler 30 tilført den mest betydningsfulle biten D7 data I/O porten Il8 til mikrodata maskin system 108. Stikk prøve pulsen 37 blir frembrakt av tids oscillatoren 116 med programmert .frekvens fs og til-ført NMI inngangen. CPU 110 starter den ikke maskerbare av-brudds rutinen slik at spenningsnivået ved bit D7 *^il porten 118 blir avfølt. Program sekvensen til driften av CPU 110 starter en hoved sekvens av operasjon hvori polariteten til signalet tilført I/O bit D7 inngangen blir avfølt ved hver stikk prøve puls- tidsrom. De høye ;og lave. spenningstilstand-ene frembringer korresponderende binære "1" eller "0" stikk-prøve bit signal 43 som et resultat. Bit stikk-prøven blir forskjøvet til første trinn eller I.s.b. bit celle b0 posisjonen til register 134 på fig. 9A,: som er organisert som vist på fig. 4. Stikk prøve puls.teller register 126 blir minsket med 1<p>g hovedsekvensen av operasjonens ender vent-ende på en annen stikk-prøve puls 37 for å bevirke en annen inngangstilførsel til NMI inngangen- til CPU 110. Sekvens operasjonen ovenfor blir gjentatt med hver av stikkprøve-pulsene"minskende register 126. Når telleverdien 0 i register 126 er nådd overfører sekvens -operasjonen binær data i registeret 13^ inn i siste signal Si .register 136. Telleverdien til telle register 128 blirvminsket for å angi at et fullstendig binært fase kodet signal Si har blitt mottatt og lagret i registeret 138. Ved dette tidspunktet vil tidligere siste signal Si ha det neste,- til det siste signal Si .lagret i register 138", det siste signal Si lagret i register 136 og- regl steril 3*4 vil- ak-k.umul-ere -;:st ikk-prøvehiter -for å utlede et nytt signal Si fra de neste åtte stikkprøvebitene.

Ovenfor nevnte stikk-prøve operasjoner forekommer enten bærebølgen 22, vist på fig. 1, er eller ikke er blitt

-mottatt. Støy og andre -linje forstyrrelser•vil gi uregelmessige sekvenser med høye og lave signalnivåer som skal bli frembrakt på inngangen 15. Dette vil gi uregelmessige binær ""l"-er og "0"-er som skal bli tilveiebrakt ved stikk-prøve bit signalene 43. Disse vil bli sammenlignet for null gjennomganger og korresponderende I, Qi 12 og Q2 relative fase. vinkel vector komponentv-erdier-vil :bli frembrakt og summert

) for å tilveiebringe li, _Qi, 1.21 og Q2i verdier for hver gruppe med åtte stikkprøve biter. Demodulatoren 14 vil ikke nå bære-bølge detekterings tilstanden siden: digital integratorene 64-1 og. 64-2 på fig. 9B vil gi uregelmes.sige positive og negative I2gj. og Q2gj. vekt sum gjennomsnittsverdier slik at RMS vector i V2gj. verdiene ikke vil nå bærebølge detektering terskel verdien ved register 163 for. å starte bærebølgens detekterings logiske signal CD. Beskrivelsen i det følgende med henvisning til fig. 9A, 9B og 9C og 11 vil angå demodulatoren 14 som til å begynne med mottar tidligere nevnte innledning av en data overførings 1 fase som modulerer en motatt bærebølge for å tilveiebringe de sterkt begrensede signaler 30.

Så lenge de beregnede RMS verdiene til V2gj. er under bærebølge detekterings terskelen blir demodulator registerene returnert .til begynnelsestilstanden slik som ved å'slette.eller innstille til null li, Qi, I2i og Q2i registerene 140, 142, 144 og 146 og innstilling av telle registerene 126, 128, 130 og 132 til begynnelse telleverdiene. Driften av null gjennomgangs detektoren 46 blir utført ved bit overførings sammenligning og teller drift ved blokkene 200 i fig. 9A og starter ved lasting av innholdet ay" tidligere siste Si re.gis-ter 138 inn 1 akkumulatoren A til CPU 110 og indeks registeret blir lastet med adressen til et første RAM 114 register i oppslags tabellene for I og Q i lageret 60-1 pluss en telleverdi på +7 for adressering av det første; RAM 114 register i opp-slagstabellene for 12 og Q2 i lageret 60-2.. De åtte lagrede, vekt verdiene i RAM registerene f of; I, Q, 12 og Q2 blir så beskrevet i forbindelse med- beskrivelsen av fig. 5A, 5B, 6A

og 6B. De første adressene til oppslags tabellene til lageret

60-1 og 60-2 korresponderer-med stikkprøve telleverdiene lik syv ved sistnevnte fig. 5A og 5B. Registeret til Si lageret 136 kan ha en lagret binær verdi som vist på fig.. 3. For sammenligning av tilliggende binære "1" og binære "0" tilstander i RAM register Si lager 136, blir m.s.b. biten b7,

som korresponderer med .stikk-prøve ;• telleverdién 7 prøvd for å sammenligne om dens "1" eller "0". tilstand er den samme som l.s.b. biten bO til re g i s t e r lage ret 138.: Innholdene t-il register lageret "13"6 bll.r^ lastet-- i~nn~ iT et midlertidig register

til RAM 114 og. så blir register lageret, 136 forskjøvet en

bit for å utføre en individuell sammenligning med tilliggende biter som opprinnelig lagret i lageret 136. Sammenligningene blir gjordt av en eksklusiv-ELLER instruksjon som ser på m.

s. b. b7 til de to registerene -slik- at den eksklusive ELLER'en - resultere r- i en "0" eller "1" som'indikerer at tilliggende ■ biter er forskjellige eller de samme henholdsvis. Dersom po-laritetene til stikk-prøve bitene i, Si signalet er den samme blir register " lageret 136 der^ttej^ Jsejcve_nsme_ssig=forskjj ivet til venstre i en dreiet venstre operasjon og tidligere innhold til register 136 blir .lastet... inn i midlertidig register

for igjen å sékvensmessig prøve polariteten til to. tilliggende stikk-prøve biter. Hver "gang to tilliggende stikkprøve- biter til registeret er de samme blir. indeks registeret minsket slik at I, Q, 12 og Q2 oppslags tabellen blir adressert til å ut-

føre komponent verdier som korresponderer med neste stikkprøve telleverdi dersom nevnte tilliggende stikkprøve biter■på'.forskjellig måte angir null. gjennomgang. Null gjennomgangs detektor operasjonen som ovenfor angitt -blir styrt av maskin klokke'-frekvensen ■ tii CPU 110" og forekommer svært hurtig mel-

lom stikkprøve pulsenes 37 tider,, i det den benytter innholdsliste førte adressemoduser.i CPU 110 for utpeking av RAM.adressen til I, Q,. 12 og Q2 og så minsker innholdsliste registeret etter hver av de åtte eksklusive ELLER bit prøvene for hvert signal Si. og videre benytter .Innholdsliste registeret som en teller for å tilpasse stikkprøve telleverdier til bit stikkprøver i hvert signal Si til korresponderende I, Q, 12

og Q2 vector tabell verdier.

Som et eksempel på foregående beskrivelse, når polariteten til tilliggende biter til register lageret 136 er forskjellige, som ved stikkprøve telleverdien 5 og stikkprøve telleverdien 1 posisjonene på fig. 4, blir" vector komponent verdiene valgt fra oppslagstabell registerene 60-1 og 60-2. For å lese ut 12 og Q2 vector komponentene blir adressen til registerene 60-2 bestemt ved å tillegge en forskyving 10 og 11 til adressen til registerene 60-1, som tilveiebringer I og

Q verdiene, for å tilveiebringe 12\og Q2 komponentene. En adressepeker i innholds registeret :-blir således benyttet for å tilveiebringe både I og Q og 12 og Q2 verdier. Etter hver stikkprøve bit overgang er bes-temt .blir polariteten til sammenlignet stikkprøvebit prøvet om den er positiv eller negativ for å fastslå om polariteten er negativ og at en negativ bit stikkprøve overgang er tilstede. Dersom der er en negativ bit overgang er oppslagstab.ellverdiene f oe*. I og Q negerte som blir angitt ved merke inverter blokkene 204 og 206 på fig. 9A. I og Q verdien blir så tillagt I og Q registerene 140 og 142 for å tilveiebringe sum. operasjonen ved blokken 6l på fig. 2. 12 og Q2 verdien blir direkte akkumulert i registerene 144 og 146. Ved ovenfor nevnte operasjon tilveiebringer utgangen til null gjennomgangs detektoren således to.utganger, i det en er stikkprøve telleverdien på

bit overgangen i fase billed'signalet Si og også en angivelse av retningen av overgangen ved å angi en polaritet tilknyttet ' stikkprøve telleverdien for å tilveiebringe korresponderende V(I,Q) og V2(I2,Q2) oppslags verdier.

Som bemerket.ovenfor,, etter at hver av de eksklusive ELLER stikkprøve sammenlignings operasjonene blir indeks registeret til CPU 110 minsket og dersom det ikke er lik 0, blir ovenfor nevnte .prosess gjentatt. Dersom innhold registeret er lik oppslags tabell I og Q register adressen minus 1, blir null gjennomgangs detektor operasjonen for åtte stikk-prøve biter til hvert billed signal. Si avsluttet- og verdien i signal Si register 136 blir overført til signal Si registeret. Ved dette øyeblikket blir resultantsummene av I og Q. for signalet Si utledet av åtte stikkprøve, biter lagret i li og Qi komponent register lagrene 140 og 142. I følge operasjons sekvensen ovenfor beskrevet, blir summene av 12 og Q2 verdiene som valgt fra den andre harmoniske vector komponent oppslags-tabellen akkumulert i summerte registrerings lagrene 144 og 146 som har 12'i og Q2i komponenter.

Det skal nå bli henvist til fig. 9B hvor signal behandlingen ovenfor beskrevet blir antatt å være utført i begynnelsen av bærebølge data overføringen- innebefattende tidligere nevnte innledning.■ Por å fullføre bærebølge detekteringen blir I2i og Q2i vector komponenter tilført digitale integratorer betegnet med 64-1 og 64-2 som utfører ovenfor nevnte lav pass filtrering og "lekk integrator" operasjon som beskrevet ovenfor for tilveiebringing av en vekt sum gjennomsnitlig andre harmonisk vector V2gj:. (I2gj . ,Q2gj . ) etablert over en 16 bærebølge segment tids konstant. Digital integrator resultater fra blokkene 64-1 og\64-2 blir lagret i tidligere nevnte I2igj. komponent register lager 148 og^Q2igj. komponent register lager 150. Integrasjonen av de doble presisjons li og Qi mengdene for 16 signaler Si blir beregnet ved en tilnærmings metode hvor tilstedeværende verdier av I2igj. og Q2igj. blir erstattet av strømverdiene til I2i og Q2i pluss 15/16 av tidligere I2gj. og Q2gj. komponent verdiene. Som bemerket ovenfor er I2i og Q2i komponentverdien som blir ut-satt for digital integrator operasjoner i alminnelighet lange strenger med merkede åtte bit binære data ord verdier med samme vekt nummer slik som enten pluss 2, minus 2 eller null med støyfri bærebølge inngang. I2gj. og Q2gj. vekt sum gjennomsnitts verdiene bestemt av de digitale integratorer 64-1 og 64-2 under ideelle forhold, er de i en størrelsesorden av tilnærmet null, pluss 32 eller minus 3.2 for vekt komponent verdien I2gj. og Q2gj. som bemerket ovenfor.

I en operasjonsmodus'blir de digital integrator operasjonene 64-1 og 64-2 utført i CPU 110 ved hjelp av en såkalt tids konstant sekvens operasjon hvor nye 12 verdier blir plasert i en første midlertidig RAM 114 register og.innholdet med I2gj. høy ordens bit gruppe og lav ordens bit gruppe i CPU akkumulatoren A og B, henholdsvis. Verdiene i akkumulatoren A og B registerene blir delt av to i fire logiske etter hverandre følgende arithmetiske forskyvhingsoperasjoner for å tilveiebringe en verdi lik med 1/16 av den orginale verdien. CPU innholds registeret blir benyttet som en teller med innstilling til telleverdien 4 og innholdet i akkumulatoren A og B blir lastet inn i det første og andre midlertidige register. Det resulterende doble presisjons nummer innholdet til akkumulatoren A og B blir delt av to , ved. hver arithmetrisk forskyvnings operasjon og innholdsregisteret blir minsket med en telleverdi inntil dens telleverdi blir null, slik at innholdet i akkumulator A og B blir tilnærmet 1/16 av. den opprinnelige I2gj . verdien lastet i disse. Høy.: ordens bit gruppen blir spart som den nye tilnærmede delt med 16 verdien til I2gj.

(I2gj./l6) og den lav ordens bit gruppen blir spart som den gjenblivende til dividert med 16 operasjonen. Innholdet til akkumulatorene A og B blir substrahert fra innholdet til det før-ste og andre midlertidige registere., som innebefatter de opprinnelige høy ordens og lav ordens bit gruppe verdiene- til I2gj. komponentverdien for å tilveiebringe tilnærmet 15/16 deler av tidligere I2gj. verdien. pen nye I2i komponent verdien i det tredje midlertidige RAM register blir tillagt den siste beskrevne operasjon for å tilveiebringe en ny I2gj. komponentverdi i-en ny høy ordens, bit gruppe, og lav ordens bit gruppe data ord til omtrent like I2i komponentverdi pluss 15/16 til siste I2gj. verdien. De nye verdiéne i akkumulatoren A og B blir lastet inn i to RAM registere -med lageret 148.med høy ordens bit gruppen som tilveiebringer I2gj. komponent benyttet , ytterligere i demodulatoren 14. Ovenfor nevnte operasjon blir gjentatt for utledning av den tilnærmede Q2gj. komponent verdien slik at hver ny verdi er lik den nye Q2i verdien pluss, 15/16 til den siste Q2gj. verdien som blir lagret i RAM register lageret 150 på samme måte som I2gj. er i register lageret 148.

Som nevnt ovenfor forekommer tvetydighet i

vector dividerings operasjonen slik', at markeringen (dvs. fortegnet) til den nye Q2gj. må bli prøvet for å unngå tvetydighet ved vector dividerings operasjonen. Q2gj. komponentverdien går gjennom _+l80° referan.se aksen. ••' Ovenfor nevnte drift sekvens fortsetter følgelig, å følge beregningen av en ny Q2gj. komponentverdi for først å bestemme,' om eller ikke I2gj . er større enn 0 eller er et positivt nummer ved fortegns kompara-

tor blokken.210 på fig. 9B. Dersom så er tilfelle'blir den nye Q2gj. sikret. Dersom I2gj. komponent verdien er negativ blir så fortegnet til den tidligere Q2gj. i innholdet til Q2gj. null register lageret 156 sammenlignet med fortegnet til foreliggende Q2gj. komponentverdien. Dersom fortegnet har samme polaritet så er igjen den nye Q2gj>. komponentverdien sikret. Dersom fortegns polari.te.tene til tidligere og foreliggende Q2.gj .. komponentverdiene er forskjellige, så blir en flagg bit innstilt slik at binær tilstanden til Flip-Flopen 162 blir komplementert, som antydet ved hjelp av utgangs linjen 212 fra fortegns komarator blokken. 210; på. fig. 9B .når resultatet dividert av de to referanse fase vinkel vectorene VR(IR, QR) blir • utledet i vector vinkel dividerings blokken 70 fra foreliggende 'I2gj. og Q2gj. verdiene.

Etter å ha beskrevet -resultatet av' digital inte-gratorens operasjoner på diagram blokkene 64-1 og 64-2, skal bærebølge detekterings, operasjonen ,! alminnelighet. betegnet mecL l^lakkfin__6.6:..:aå.,-f Lr^ kGr.-re.spondcr.cndc . ,'. generelle henvisningstallet .66 på fig. 9B -betegner, en V2gj . vector beregnings blokk 220 og terskel koparatoren 224. Bære-bølge detekterings operasjonen blir fullført ved beregning av en tilnærmet RMS (effektiv) verdi eller en vector størrelse av vectoren representert av I2gj. og Q2gj. komponent verdiene. V2gj. verdien beregnet er en tilnærming av kvadratroten av summen av kvadratene av de absolutte nummer verdiene til I2gj. og Q2gj . for effektivt å måle V2gj.. vectoren. Denne tilnærmede beregningen blir fullført ved å ta den absolutte verdien til de store I2gj. og Q2gj. komponent verdiene og tillegge en halv-del av den absolutte-verdien "til mindre'av de to I2gj. og Q2gj.' verdiene. Ovenfor nevnte operasjon blir fullført ved å laste Q2gj. og I2gj. komponent verdiene i akkumulator A og B registerene . De absolutte verdiene til .innholdet til akkumulatoren A og B registerene blir fullført ved dens negative innhold dersom de blir funnet å være negative.1'. Innholdet til akkumulator register B blir sammenlignet med innholdet til akkumulator register A for å bestemme om det er større, og om det er det, blir innholdet til akkumulator registeret A delt med to, og dersom det ikke er større, blir inriholdet til akkumulator re-

gisteret B dividert med to. Innholdet til akkumulatorene A

og B blir summert. Det skal bemerkes at ved denne operasjonen blir kun høy ordens bit gruppene.til hvér av I2gj. og Q2gj. komponentverdiene behandlet for å fastslå dens. tilnærmede V2gj. størrelse.

Den beregnede V2gj . ;■ verdien fra blokk 220 blir så sammenlignet med verdien i innholdet til bærebølge detekterings terskel registeret 163 som er!.et fire-bits binær nummer lik en numerisk verdi til en basis ti eller på omkring ni eller ti. Denne terskelverdien er omkring en, tredjedel av det teoretiske tilnærmede maksimumet til 3.2 som er ideelt oppnådd av de ovenfor nevnte digitale integrator operasjoner. Hvis den tilnærmede V2gj. vector verdi er under terskelen ved blokk 224, har ikke bærebølge detekterings betingelsen blitt nådd. Bit-synkronisasjons telleregisterene og lagrings-regisierene blir gjenstartet ved å innstille foreliggende M-sum register lager 172 til null., innstillingen av telleverdien til databit telle register 130 til 4, innstilling av maksimum M-sum register lageret 190 til null, innstilling av M lageret og M-sum lager registerene l8l til 188 til null og sletting av registeret

for å tilveiebringe bærebølge detekVtert CD logisk utgangs signal til null. Dersom den beregnede V2gj. vector verdien er

.større enn terskelen ved blokken. 224, så vil bærebølge detekterings logikken bli innstilt å gi ,en logisk angivelse av bære-1 bølge detekteringen til signalmottakelsen av bærebølge signaler 30. Bærebølge detekte.ring CD signal logikken "1" tilstanden muliggjør så de ovenfor nevnte registerene å begynne bit synkronisasjons operasjonene be skre ve t'- nærmere nedenfor.

Det skal nå henvises til vector ."vinkel dele blokken 70 på fig. 9B, hvor. referanse fase vinkel vector VR komponenten IR og QR blir beregnet i operasjonen til en halv vinkel delings beregnings operasjon representert av blokken 70. Som bemerket ovenfor i forbindelse, med beskrivelsen av fig. 8 blir IR og QR komponent verdiene beregnet fra I2gj. og Q2gj. vector komponent verdiene hvor fase vinkelen til V2gj.(I2gj., Q2gj.) vectoren blir sikret å ligge i området mellom minus l80° og pluss 180° eller i en av de aktuelle segmentene betegnet med omsirklinger på fig. HA og VR(IR,QR) vectorene er valgt på for- hånd for å ligge i det første og fjerde, kvadrant og ved de åtte like 45° segmentene henvist til ved hjelp av omsirklede nummer på fig. HB som er halve vinkel segmenter som korresponderer med like betegnede oktant segmenter på fig. HB. Vectoren' V2gj.(I2gj.,Q2gj.) er halvert for å finne den korresponderende vinkelen til vectoren VR(IR,QR)'frå I2gj. og Q2gj. komponentene og deres resulterende komponent verdier gir IR og QR komponent verdien som funnet fra den beregnete, vinkelen og størrel-ses informasjonene ti.l I2gj . og Q2gj . komponent verdiene. Som videre nevnt ovenfor ligger verdiene til IR og QR innenfor et område på 0 til 32. Referanse''vectoren VR(IR,QR) ligger følgelig innenfor pluss og minus 90° planet til figurene 8 og

HB.

En vector dividert sekvens av operasjonen i CPU 110 gir ved en tilnærmings beregnings metode halve<**>"<*>!"rekvensen eller halv vinkelen til V2gj. (I2gj . ,Q2gj . ) vectoren som er anbrakt innenfor en sirkel plan delt i oktant segmenter vist på fig. HA og som gir korresponderende delte vectorer med halv vinkel plan til fig. HB. Sekvensen til beregning av vector vinkel deleren 70 begynner ved å ta I2gj. komponenten og Q2gj.. komponenten og virksomt de;finere korresponderende V2gj . vectoren og så bestemme hvilke oktant segment på fig. 11 den ligger i. I2gj. og Q2gj. komponent verdiene blir lastet inn i akkumulatoren A og B registerene f^a register lagrene 148 og 150, henholdsvis. Et første avgjørelsestrinn i operasjons sek-■vensen er å sammenligne om eller ikke Q2gj. verdien i akkumulatoren B er større enn I2gj . innholdet, i akkumulatoren A og dersom det ikke er det, ligger vinkelen V2gj. i halv-sirkel planet til oktant segmentene 1, 8, 7 og 6 på fig. HA og om den er det, ligger den i det andre'halv-sirkel formede planets oktanter. Innholdene i akkumulatoren B blir negert, og dersom Q2gj. er større enn I2gj. og en ytterligere avgjørelse blir gjordt for å' sammenligne om det nye negerte innholdet til akkumulatoren B er større enn det til åkkumulatoren A for å bestemme om.vector V2gj. er i oktant segmentene 6 og 7 eller 1 og 8, og dersom det ikke er,, så er IR komponenten lik med innholdet til akkumulatoren.A og QR komponenten .er lik den halv negert verdi i akkumulatoren B. Tilnærmet halv-vinkelen til I2gj..ko- mponeritene som definerer en V2gj. vector i octantene 1 og 8 på fig. HA blir således omformet til tilnærmede IR og QR komponenter som definerer resultant VR vectoren i segmentene 1 og 8 på fig. HB. Dersom sistnevnte sammenligning av akkumulatoren B og A finner at den negerte :Q2gj. komponent verdien i akkumulatoren B er større- enn I2gj. innholdet i akkumulatoren A,så blir innholdet til akkumulatoren A delt med to og IR komponent er så lik summen til innholdene til akkumulatorene A og B. og komponenten QR er lik innholdet av .akkumulatoren A minus, det negerte- innholdet av akkumulatoren B. Vectoren V2gj.(I2gj., Q2gj.) er i oktant segmentene 6 og 7 på fig. HA og blir så omformet til tilnærmede IR og QR komponenter som definerer resultant VR vectoren i segmentene 6 og 7 på fig. HB.

Dersom den opprinnelige sammenligningen finner

at Q2gj . verdien når det i akkumulatoren B er stø^rre enn I2gj .. innholdet til akkumulatoren A, så lagger V2gj . vectoren i halv-sirkelplanet innebefåttene segmentene 2, .'3, 'I og 5 på fig. HA. I2gj . komponent verdi innholdet til' akkumulatoren A blir negert og Q2gj. verdi innholdet til akkumulator B blir sammenlignet for å bestemme om eller Ikke det er større enn den nye negerte I2gj . verdi innhold i akkumulatorer! A. Dersom Q2gj . verdien

er større blir vinkelen til V2gj . i" oktant segmentene 2 og 3

i I2gj . verdi innholdet til akkumulatoren A gjordt lik minus en halv av innholdet til akkumulatoren A og komponenten IR

i blir så satt lik summen av innholdet til akkumulator B og akkumulator A og komponenten QR er lik innholdet til akkumulatoren B minus.innholdet til akkumulatoren A. De tilnærmede IR og QR komponent verdiene til den korresponderende VR vectoren blir således definert i segmentene.2 og 3 på fig. HB. Dersom

.resultatene til sist identifiserte;sammenligning finner at Q2gj . komponent innholdet til akkumulatoren B er ikke større enn I2gj.. komponent innholdet til akkumulatoren A,blir vinkelen til V2gj. i segmentene 4 og 5 (tilliggende pluss 90° og minus 90° aksen) og avgjørelsen angående hvilken av.Q2gj. komponentinnholdet til akkumulatoren B er større enn 0: er utført,-og om den er, blir QR komponenten lik innholdet til akkumulatoren A og IR komponenten blir lik innholdet tiHakkumulator B delt med to, som således definerer tilnærmet IR"<:;>og QR komponentene i segment-

et 4 på fig. HB. Dersom sistnevnte sammenligning av innholdene til akkumulatoren B er større enn 0 ikke er tilfelle, så blir innholdet til akkumulatoren A og innholdet til akkumulatoren B negert, og QR komponentet blir så lik innholdet til akkumulatoren A og IR komponenten blir så satt lik innholdet til akkumulator B delt med to som således definerer tilnærmet IR og- QR komponentene i ségméntet 5 på fig. HB. Verdiene som bestemt ovenfor for IR og QR.komponentene blir så overført fra den egnede akkumulatoren A eller B.-.til henholdsvis register-, lagerene 158 og 160 vist på fig. 9B.

Av beskrivelsen ovenfor med henvisning til fig. 9B, blir den resulterende fase vinkel vectoren Vi(II,Qi) utledet fra et enkelt binært fase kodet billed signal Si, og referanse vectoren VR(IR,QR) som reagerer på en vektsum gjenn-> omsnitt til 16 fasekodete billedsignaler Si har b"LjLtt bestemt. Ii og IR komponentene blir tilført .en multiplikator betegnet med blokken 216 og Q og QR komponenten blir tilført en multiplikator betegnet med blokken 218 i' hvilken begge multipli-katorer er tidligere nevnte fase detektor 76. En fire kvadrant multiplikasjons operasjon blir utført i CPU 110 for å multiplisere Ii og IR komponentene'og Qi og QR komponentene ved å starte ■ lastingen av akkumulatoren A med innholdet til Ii register lageret 140 og akkumulatoren B med innholdet til IR register lageret 158 og så multipl^sering av innholdet med

> disse to akkumulator registere. Resultatet.blir så lastet inn et midlertidig RAM lager register. Akkumulatorene A og B blir lastet med innholdet til Qi register lageret 146 og innholdet til QR register, lageret 158 '.og innholdet til de to akkumulatorene blir multiplisert på lignende måte og resultatene, lagret i en av akkumulatorene A eller B, og produktet av IixIR multiplikasjonen blir overført fra det midlertidige register til den andre akkumulatoren. Summen av de to akkumulatorene A og B blir så tilveiebrakt ved å tillegge dens innhold som .angitt ved blokken betegnet med nummer 248. Innholdet til resultatet av sum-operasjonen betegnet med blokken 248, blir enten ført med samme fortegn eller reversert ved hjelp av fortegns inverter blokken>\244 under styring av Flip-Flop registeret 162 for å tilveiebringe korrelasjons-signal 77.

Resultant fase detektor utgangs korrelasjons signal 77 blir lagret i RAM register lageret"164. +M eller -M korrelasjons signalene 77 ved utgangslinjen 250 er det merkede åtte bits data ord signalet som har en numerisk verdi som angitt ovenfor som er relativ stor når vectoren Vi(Ii,Qi) er vesentlig innjustert på linje eller 180° motsatt på linje justert med referanse vectoren VR(IR,QR) som bemerket ovenfor.

Det er tidligere beskrevet hvorledes et binært fase kodet billed signal Si til et ^enkelt' bærebølge segment blir omformet til en resulterende relativ fase vinkel vector Vi(Ii,Qi) som representerer eti segmentisk eller partiell mål av en fase modulert bærebølge databit og som korrelerer Vi vector signalene med hensyn til vectoren VR utledet ved hjelp av effektiv filter glatting av fase vinkel representasjonen til bærebølge segmentene til fire bærebølge databiier. De resterende deler av demodulatoren 14 er vist på fig. 9C som er angir operasjonen for riktig gruppering av fase detektoren 76 sitt utgangs korrelasjons signal 77 (+M) for hvert bære-bølge segment for å bestemme databit synkronisasjonen og så oppløse og korrelere data bit polaritets tvetydigheten for å rekonstruere sendt data bit signal :llogikk. Start operasjonen av demodulatoren 14 blir antatt å allerede ha nådd bærebølge detekteringen og bærebølge detekterte logiske signal CD som allerede har blitt 'startet med en logisk '"!" tilstand, men før databit synkronisasjonen. Data bit telleren 130 på fig. 9A begynner å telle fra telleverdien ' 5.- i løpet av tiden som føl-ger data bølge detektert CD og blir minsket med 1 telleverdi for- hver 32 stikkprøve pulser innebefattet i hver bærebølge data bit. Korrelerings signalene 77 vist på linjen 250 på fig. 9C og angitt ovenfor som å være eti. fortegns binært nummer data ord i 2 av komplementene hvor størrelsen blir veiet for bestemt manipulering i CPU 110 og tilknytte-.t de ideelle verdiene beskrevet ovenfor for forhold angitt, i beskrivelsen. På grunn av beskrivelsen av operasjonen på fig/ 9C er hver av fase'detektor-ene 76 sine korrelasjons signaler 77 representert av enten et pluss eller minus tegn foran bokstaven M som angitt tidligere. Korrelasjons signalene 77 (+M)'blir i tur og orden lastet inn

i M lager 1 til 4 registerene l8l,"l82, 183 og 184. Innhold-

et til registerene blir summert med hvert nytt signal 77 ut-ført fra fase detektoren 76 og en resulterende M-sum blir lagret i M-sum registeret 176. Ved summeringen av innholdet til de fire registerene l8l til 184, blir indeks registeret i CPU 110' benyttet som en teller og som en peker til RAM adressene til registerene 181, 182, 183 og 184. Innholdet til akkumulatoren A blir lastet med verdien til, en første _+M korrelasjons signal 77 fra registeret l8l og vefdien til innholdet til akkumulatoren A blir så tillagt verdien til neste _+M korrelasjons signal 77, og hver tilleggsoperasjon minsker innholdstelleren inntil alle M lager 1, 2, 3 og 4 registerene har blitt adressert og deres sum har blitt tilveiebrakt og lagret i M-sum register 176..Innholdet til M-sum registeret 176 blir lastet inn i akkumulatoren A og den absolutte verdien til M-summen blir tilveiebrakt som angitt av M-sum absolutt veiidi diagram blokken 256. Den absolutte M-sum verdien blir i tur og orden lastet inn i et egnet et av M-sum lager 1, 2, 3 og 4 registerene betegnet henholdsvis 185, 186, ,187 og 188. Registerene 185, 186, 187 og 188 blir lastet méd hvert nytt M-sum eller korrelasjons sum signal 87 verdi slik at etter de første fire _+M korrelasjons signaler 77 vil hvért av dem bli lagret i et av registerene l8l til 184 og de absolutte summene vil bli tillagt tidligere absolutte summer og;lagret i fire M-sum registerene 185 til 188 som økende M-sum verdier. Videre ved be-1 nyttelsen av indeks adressemodusen i CPU 110 blir det ene registeret til registerene 185 til 188 som har en maksimal absolutt verdi bestemt av en maksimal M-sum komarator operasjon indikert av diagram blokken 190. Deri. nye maksimal M-sum verdien blir lagret i et maksimal M-sum register lager 260 ved at det blir tillagt den tidligere maksimale M-sum verdien. Hver ny

maksimal M-sum setter et flagg, register slik at sum sekvens telleren 132 på fig. 9A blir starte.t for å telle null og deretter vil bli øket en telleverdi hver ny telleverdi med hvert nytt fase kodet billedsignal Si, og!. ved oppnåelsen av en telleverdi lik 0 vil angi slutten av bærebølge databiten. Operasjonen for å innstille sum sekvens telleren 132 til 0 blir vist ved

. hjelp av blokk 190 som starter et logisk signal gjennom den

gjeninnstilte logiske porten 266 og med en gjeninnstillings inn-

gang til teller registeret 132. Porten 266 blir åpnet av utgangs signalet til en terskel komparator 268 som, som nevnt ovenfor, sperrer gjeninnstillingen av telleren 132 etter en forutbestemt terskelverdi som angitt ved blokken 270 er nådd. Flere databit, intervaler som følger bærebølge detekteringen

er således tilgjengelig for å fastslå databit synkronisasjonen. Sum sekvens telleren 132 er så i ep synkroniserings teller syklus og fortsetter å bli øket fra telleverdien 0 til telleverdien • 3 for hver gruppe på ' 4 fase detektor utgangs _+M korrelasjons signaler 77, hvis telleverdi vil bli forskjøvet fra fire telleverdien til telleren 128;

Henvisning skal bli.gjordt til fig. 10 for ytterligere beskrivelse av databit synkronisasjons operasjonen hvor tidskurvene til +_M korrelasjons signal 77 er angitt som typisk lagret i M lager registerene'l80 til 184 og i de korresponderende absolutte verdier til M-sum signaler .87 er lagret i M-sum lager registerene 185 til 188, der 'de vil behandle rekken med +M, -M signal 77 verdiene fra fase .($) detektor utgangene vist med den tredje linjen på toppen av fig. 10 forekommende ved tidspunktet Tl til T10. Også vistVpå tidskurvene på fig. 10 er bærebølge databitene en, null og en som kun.ideellt frembringer +M og -M signal verdiene ved korresponderende tidspunkter ved en eksempelvis operasjons modus til demodulatoren 14. Også vist på fig. 10 er korresponderende tidskurver av telleverdiene (Cis) til telle registeret 128 og tellerverdiene (Css) til sum sekvens teller registeret 132.

Det skal bemerkes at hver av registerene l8l til ,188 mottar en start verdi som er understreket på fig. 10 og deretter forblir register verdienere samme i løpet av de følg-ende tre tidspunktene. Ved tidspunktet Tl blir den tilknyttede +M verdien lastet inn i registeret- l8l. Summen av de tidligere tre register verdiene vil være 0 slik at den første M-sum verdien M blir lastet inn i.registeret 185. Siden dette er det første maksimumet vil det bli lastet inn i maksimums sum register lageret 190 og telleren 132 vil bli gjeninnstilt. Ved et annet eksempel tidspunkt T6 vil register 132 bli lastet med en -M verdi som erstatter tidligere +M verdi laste-t ved tidspunktet T2. M-sum verdien ved>;tidspunktet T'6 vil være den absolutte summen til merkede verdier til _+M forekommende ved tidspunktene T6, T5, T4, og T3 som har en fire M verdi som blir tillagt den tidligere sum verdien til 2M i register 186 slik at en ny maksimal M-sum med 6M blir tilført ved tidspunkt T6. Telleren 132 vil således bli gjeninnstilt ved tidspunkt T6 dersom ikke allerede, og verdien til maksimal M-sum register lager 190 vil bli den samme som ;register 186. Sammenligningen av null telleverdiene til telle register 132 og de andre og tredje linjer ved toppen av fig.;. 10 indikerer at fire like fortegn +M korrelasjons.signal 77 blir gruppert med et bære-bølge data interval og,M-sum verdien frembrakt ved telleverdien 0 til telleregister 132 er _+M sum korrelasjons sum signal 87 verdien for en data bit og videre at null telleverdien angir slutten av et databit interval. Hver telleverdi 0 til signal Css fra telleren 132 starter følgelig og M-sum signal faller til M-sum register lager 176 og sletter M-sum registerene l8l-184 til å begynne en ny M-sum verdi-akkumulering etter databit synkroniseringen. _+l relative verdien for +M og -M enhet verdien på fig. 10 er realistiske tilnærminger siden ved illu^streringen av M-sum verdien ville hver av dem være mer positive og mindre negative numeriske verdier. Man har også sett at M-sum lager 2 register 186. har e'in størrelse som øker mye hurtigere enn de andre tre registerene 185, 187 og 188. Den tidligere operasjonen fortsetter inntil'maksimal M-summen når den forutbestemte terskelen som angitt av- komparatoren 268 således at gjeninnstillings logikken 266 blir hindret fra ytterligere gjenihnstilling av telle registeret 132. Dette slutt data bit synkroniseringen som forekommer før de tiende og ellefte bærebølge innlednings databitene. som blir behandlet som polaritets indikatorer.

Som bemerket ovenfor ;vil data bit telleren 132 bli minsket til telleverdien 1 i løpet' av hvilke tidspunkt databit synkronisasjonen vil ha blitt.fullført og sum sekvens telleren 134 vil bli festet for å fastslå data bit synkronisasjonen og hver viktig gruppe med fire +_M korrelasjons signaler 77 vil bli summert sammen for å definere _+M-sum verdien for korrelasjon sum signalene 87 innebefattet i en data bit.

Det skal nå henvises ,'til databit tegn korrelator 92 sin drift på fig. 9C, i det det ''til å begynne med skal be-) ■ merkes at i begynnelse delene til program sekvens operasjonen i CPU 110, som tidligere nevnt, at påfølgende minsking av telle registeret 128 blir et avgjørelsespunkt nådd for å bestemme om telleverdien til databit telleren 13-0 har nådd null. Dersom det ikke har, blir ovenfor nevnte sekvens operasjon utført i løpet av de' første fem databi.tene til innledningen som følger bærebølge detekteringen for å synkronisere med bærebølgen ved fastslåing av de binære fase'kodete billedsignalene Si og for å fastslå data bit synkronisasjonen.som beskrevet ovenfor. Dersom telleverdien til databit telleren 130 har passert telleverdien 1 angitt av Cdbl og nådd itelleverdien null, så blir operasjons sekvensen åpnet for å sammenligne fortegnene til innholdet til foreliggende M-sum register 172 og fortegnet til innholdet til siste M-sum register 17^, .hvis to register lagrer M-summene til siste to databiter mottatt. Siden ^-summene blir merket binær nummere, m.s.b.. bit b? til. hver av data ord registerene 172- og 174,blir sammenlignet for å bestemme om de er like, angivende'at de to doble polaritet angivelse data. bitene ti og ellve til innledningen har blitt mottatt. Dersom for-, tegnene er de samme er de virksomme for å drive Flip-Flop 2 logikk registeret 178. Logikk pori blokken 274 representerer portføringen av to bit 7 fortegns bit verdiene til registerene 172 og 174 som reaksjon på port åpnings signalet Cdbl som blir startet når databit telleren når telleverdien 1. Flip-Flop registeret I78 blir innstilt til tilstanden som er den samme som logikk tilstanden til de felles fortegnbitene når de blir lagret i M-sum registerene 172 og 174. Fortegns bit korrelat-, oren sikrer i det vesentlige at tegnet til korrelasjons sum signalet 87 vil tilveiebringe høye. og lave logiske tilstander

i data signalene 32 når en og null;databiter forekommer i mottatt bærebølge melding. Dersom de to M-sum fortegnsbitene begge er positive eller binær null .som angitt ved hjelp av en m.s.b. bit b7 null, så blir Flip-Flop. registeret innstilt til null og utgangen for M-sum registeret 172 vil ha den samme positive eller databit en polariteten i utgangsdata 32 som den har i registeret 172. Fortegns koifiparator operasj onen angitt av blokken 274 starter en gjeninnspillings logisk funksjon ved blokken 282 for å minske data bit telleren 130 slik at den blir

innstilt til en minimums verdi som angir at ellve databiter av innledningen har blitt behandlet som ytterligere angir at databit synkronisasjon og databit fortegn korrelator operasjonen har blitt fullført og at hvert ytterligere databit i bærebølge sendte data er del av meldings databit informasjon som skal bli mottatt. Telle registeret 130 blir ytterligere benyttet som et demodulator status flagg register. Begynnelses synkronisasjons betingelsen til fase■demodulatoren 14 blir så. festet og forblir senter til gjennom hele behandlingen av de resterende meldingsdata.

Ved frembringelsen av. demodulator data,utgangen 96 i mikrodata maskin systemet 108 I løpet av mottakelse av

bærebølge modulert, meldingsdata, blir hardt begrensede bære-bølge signaler 30 stikkprøvet som beskrevet ovenfor, for å definere åtte stikkprøve biter som representerer ejj bølgeform syklus utledet fra sterkt begrensede bærebølge signaler som forekommer i løpet av et bærebølge segment og en fjerdedel av et databit interval. Den korresponderende resulterende relative fase vinkel vectoren Vi(Ii, Qi) blir tilveiebrakt for hver 1 enkelt gruppe med åtte stikkprøve .biter og referanse vectoren VR(IR, QR) blir tilveiebrakt over én 16,bærebølge segment tids-periode for således å variere sent med feil eller endring i fase vinkel vector representasjonen når de forekommer. Fase detektoren 76 sin utgang 78 tilveiebringer _+M korrelasjons

, signal 77 for hver vector Vi(Ii, Qi) frembrakt og _+M korrelasjons signalene 77 blir summert begynnende ved hver bærebølge databit som styrt av sum sekvens telleren 132. Flip-Flop 2

sitt logiske register 178 vil forbli■fast gjennom hele den mottatte datameldingen for. å korrelere tegnet med _+M-sum signalene 87 med databit logikken 1 og 0 tilstanden i sendt meldingsdata. Fortegnene til M-sum signalene 87'tilveiebringer således høye

og lave binær tilstander ved demodu.lerte datasignaler henholdsvis for hver mottatt databit en, og null.

For å tilveiebringe e.n ekvivalent databit korrelator operasjon til den ovenfor beskrevet, prøver CPU 110 sum sekvens telleren 132 og en negativ verdi angit at demodulator 14 er i modusen for behandling av nielde databiter for utgangen. Merkede M-sum signal 87 i M-sum register lager 172 blir lastet inn i akkumulator B registeret til CPU ,110.. Den logiske tilstanden til Flip-Flop 2 register 178 vil bli innstilt til M-sum fortegnet ved tidspunktet til polaritets indikatorbitene og blir prøvet. Dersom fortegns,logikk tilstanden til M-sum signal 87 og registeret 178 er forskjellig, blir innholdet til akkumulator B komplementert, dersom tilstanden er den samme ,-blir innholdet ikke, endret. Ovenfor nevnte omhandler en eksklusiv ELLER-logisk lignende funksjon i databit fortegn korrelator operasjonen for merkede toers' komplementære binær nummer data ord til M-sum registeret 172. m.s.b. biten b7 til M-sum data ord signalet 87 frembringer følgelig binær tilstanden i utgangs data signalene 32. Data I/O porten 118 blir startet for å føre ut data utgangs signaler' 32 på linjen 36.slik at en binær 1 ved inngangen til I/O portene 118 bevirker en høy tilstand ved signalene 32. De høye og, lave spennings~<*->tUstandene ved data I/O linjen 36 vil således korrespondere med M-sum signalene 87, m.s.b. bit b7 eller fortegn bit 0 og 1, logiske tilstandene, henholdsvis, når Flip-Flop registeret I78 har blitt innstilt til den logiske 0 tilstanden. Signal utgangs linjen 36 er vist tilførende datasignaler 32 direkte til styre logikk i. ■ - blokken 35 i form av oppfinnelsen hvor adressen og funksjons dekoderings operasjonene blir utført i mikro datamaskin system 108. ■ .

Ovenfor nevnte operasjon av fase demodulatoren.

14 har blitt beskrevet med hensyn til vesentlig ideelle og feilfrie driftsforhold. Ved aktuell drift, støy og endring i frekvensen til stikkprøve pulsen 37 relativ til mottatte bærebølge fase signaler 30 vil tilveiebringe-tilfeldige vesentlig fase angivelse forandringer i grupper med stikkprøve bit signaler 1 utledet fra tilknyttede bærebølge segmenter slik at de vil ikke alltid tilveiebringe fire stikkprøve bit nuller og fire stikk-prøve bit enere for hvert segment som vist på.fig. 7- F.eks., fem eller seks av en stikkprøvebit polaritet, og tre eller to av de andre stikkprøve bit polaritétene, henholdsvis, kan fore-, komme i en åtte stikkprøve bit gruppe som danner et fase kodet billed signal Si. Den resulterende relative fase vinkel vectoren Vi(Ii,Qi) signalene vil således representere en fase vinkel vector i det vesentlige forskjellig fra den samme eller l80° motsatt fase vinkel vector enn tidligere Vi(Ii,Qi) signalene som ideelt ville være vesentlig innjustert'på linje med eller 180° ut av fase med referanse vectoren representert av VR(IRj.QR) signalene. Det re.sulterende _+M korrelasjons signal 77 ved fase detektoren 76 kan.ha en svært lav numerisk tegn

verdi eller størrelse i samme tegn i polaritet til de andre +M korrelasjon signaler 77 til samme data biten, eller en høy fortegns størrelse i motsatt polaritet. Virkningen på VR(IR, QR) vector signalene er lett siden:hvert nytt fase kodet billedsignal 'Si kun bidrar med en sekstende del av de resulterende VR(IR,QR) signalene. Også dersom et korrelasjons signal 77 fra fase detektor 76 har.et motsatt fortegn fra de andre' tre + M korrelasjons signalene 77 tilknyttet samme databiten vil de tre korrelasjons signalene med felles fortegn fremdeles tilveiebringe et merket _+M-sum korrelasjons sum signaJL.'87 bestå-ende av den binære logiske tilstanden tilknyttet detektert bærebølge databit. Tegnet til resulterende mumeriske verdier oppnådd fra summeringen av +_M fire .korrelasjon signaler 77, når tilveiebrakt av M-sum signalet-87, tilveiebringer således 1 detektert polaritet i demodulatoren 14 som representerer en

tilknyttet logisk tilstand til moté.att bærebølge databit. Me.ns ovenfor nevnte er et eksempel på sammensetning for en motstridenhet eller feilendring i ét _+M korrelasjons signal 77, skal det ytterligere bemerkes at demodulatoren 14 også kompen-serer for trege endringer i fase vinkel detekterings tilstandene forekommende mellom stikkprøve øyeblikkene til stikkprøve pulsene 37 og fasen til sterkt begrensede signaler 30. Slike lang-somme endringer bevirker langsomme/variasjoner i VR(IR,QR) signalene med vinkel representasjons endringer av fase kodet billed signal Si slik at det individuelle _+M korrelasjons signal 77 fortsetter å bli tilveiebrakt i det de har .j^M-sum verdier av. korrelasjons sum signalene 87 som representerer en høy grad av korrelasjon med begge av de motsatte bærebølge fase betingelsene som representerer binære 1 og 0 databit informasjon. Enden av en bærebølge data overføring blir detektert i demodulatoren 14 ved hjelp-av tap' av bærebølge detekteringen, hvilket bevirker bærebølge detektert logisk signal'til å bli gjeninnstilt til en binær "0" tilstand. Tidligere nevnte lag-

rings og teller registere som blir styrt av CD logikk signalet blir gjeninnstilt og demodulatoren 14 fortsetter å stikkprøve mottatte utgangs signaler for å detektere en annen bærebølge sending og gjentar synkronisasjons startingen, fortegns korrelatoren og data demodulasjons operasjonene som beskrevet ovenfor. i

Claims (14)

1. En demodulator ■(fig.- 1 (14)) for data bit signalene som modulerer rektangulære pulssignaler utledet fra en binær fase forskjøvet tastet bærebølge spesielt egnet for bruk i et kraft linje bærebølge kommunikasjons system, i det demodulatoren er karakterisert ved at den innebefatter: Innretninger (fig. 2}- 9A (3'8,4o)) for stikkprøving av rektangulære pulser (fig. 1, 2 (.30)). og tilveiebringing av ■polaritets stikkprøvebiter (43;) som., har en av to binære logiske tilstander som korresponderer med første og andre nivå av nevnte rektangulære puls signaler med forutbestemte like grupper (f.eks. åtte i antall) av stikkprøvebitene syklisk forekommende i løpet av hvert data bit interval. ^ Innretninger (fig. 2 :'(44 , .46, 60, 6l), fig. 9A (60-1, 140, 142)) som reagerer på f.prutbestemte like grupper med stikkprøvebiter for å tilveiebringe første vector komponentsignaler (Ii,Qi) som har en relativ fase vinkel representasjon ved en grunn frekvens for hver en av forutbestemte like grupper med stikkprøve biter. K Innretninger (fig. 2,-' 9A, 9B (60, 62 , 64 , 70)) som reagerer på flere av de forutbestemte gruppene med stikk-prøvebiter for å tilveiebringe referanse vector komponent signaler (IR,QR) som har en relativ fase vinkel representasjon ved grunnfrekvensen. En fase detektor innretning (fig. 2, 9B (76)) som tilveiebringer korrelasjons signaler (77, +M, -M) som reaksjon på fase sammenligninger av hver av de første vector komponent signalene og referanse vector komponent signalene. En innretning (fig. 2, 9C (84)) som selektivt summerer korrelasjons signalene når.tilveiebrakt som reaksjon på fase sammenligningen av de første vector komponent signalene tilveiebrakt av den ene av de forutbestemte like gruppene med stikkprøve biter som forekommer i løpet av samme.data bit intervalene.

2. Demodulator i følge krav 1, karakterisert ved at innretningen for tilveiebringe refer anse vector komponent, signaler innebefatter en innretning (fig. 9A (60-2)) som reagerer på flere av de forutbestemte gruppene med stikkprøve biter for å tilveiebringe andre vector komponent signaler (12, Q2) som har en relativ fase vinkel representasjon ved en dobbel bærebølge frekvens, og innretninger (fig. 9B (70, 158, l60)') for. utledning av referanse vector komponent signalene av komponent signalene til de andre vector komponent signalene..

3- Demodulator i følge krav 1 og 2, karakterisert ved at' innretningen som summerer korrelasjon signalene summerer sekvensvis de forutbestemte grupper innebefattende et forutbestemt .antall med korrelasjons signaler (M-sum) hvor de forutbestemte gruppene korresponderer med like forutbestemte antall med l;Lke bærebølge se-gmenter, og ved innretninger (fig. 2 (88), fig. 9C (172, 280)). som- reagerer .på summene av hver av de forutbestemte gruppene med korrelasjons signaler for å tilveiebringe vektmessige positive og negative angivelser av ;disse' hvor positive og negative angivelser angir korresponderende binære representasjons virkninger for å tilveiebringe data bit signaler (32) ved utgangen (33) til demodulatoren som betegner binær informasjonen til bærebølge databitene.

4. Demodulator i følge krav 1, 2 eller 35karakterisert ved at de første vector signalene innebefatter to binære verdier (Ii,Qi) som definerer henholdsvis inn-fase og kvadratur komponentene, som representerer et relativt fase vinkel verdi av separate bærebølge segmenter, og ved at referanse vector signalene innebefatter to ytterligere binære nummer verdier som definerer henholdsvis inn-fase og kvadratur komponentene, som representerer en fase vinkel verdi av vekt sum gjennomsnittet (IR,QR) til de forutbestemte bære-bølge segment seriene, og ved at fase detektor innretningen innebefatter multiplikator innretninger (fig. 9B.(2l6, 218) for adskilt multiplisering av inn-fase binær nummer verdiene til de første og andre referanse vøctor signalene og kvadrat-' urfase nummer verdien til den første og referanse vector sig-' nalene for tillegging (fig. 9B (248)) produktene til dead-_ skilte multiplikasjoner for å tilveiebringe merkede binære nummer verdier for å definere korrelasjons signalene som-representerer positive og negative mål for korrelasjon av fase- vinkel verdien til de første og' relative vector signaler.

5- Demodulator i følge krav 4, karakterisert ved at summene til de forutbestemte gruppene med korrelasjons signaler produserer korresponderende merkede binære nummer verdier lik de algebraiske sum verdiene (fig. 9C (M-sum)) til forutbestemte nummer med korrelasjons signaler.

6. Demodulator i følge krav.3 , karakterisert ved innretning for å tilveiebringe andre vector komponent signaler samtidig utledet av signalene som reaksjon på de samme bærebølge segmentene som er de første vector signalene, og ved at de andre vector signalene innebefatter to binære verdier som definerer inn-fase og^ kvadratur komponenter henholdsvis, som representerer en andre harmonisk relativ fase vinkel verdi, i det demodulatoren ytterligere innebefatter digitale integrator innretninger (fig. 2 (64), fig. 9B (64-1, 64-2)) som reagerer■på to binære verdier til de andre vector signalene innebefattet i den forutbestemte serien med bærebølge segmenter for (å tilveiebringe to vekt sum _gj er irQ msnjJ:t_s_ binær_verdiar _(.I2.gj ..,^Q 2.gj ._). som de f inerer^inn^ fase og kvadratur komponentene henholdsvis, som representerer en vekt sum gjennomsnitt andre harmoniske relative fase vinkel verdi, og ved at demodulatoren videre innebefatter en vector vinkel dividerings innretning (fig. 2, 9B (70)) for å dele vekt sum gjennomsnitts andre harmoniske relative fase vinkel verdi med to for å tilveiebringe en. referanse fase vinkel vector signal representert av de to. binære nummer.verdiene hvorved binær'nummer verdien til dens inn-fase komponent er eksklusivt positiv.

7. Koherent fase demodulator i.følge krav 3, karakterisert ved at den innebefatter en data bit synkronisasjons innretning;(fig. 2, 9C (86)) som har flere signal lagrings innretninger (l85-l88) for separat akkumulering av logisk etter hverandre følgende forekommende kontinuerlige enere av korrelasjons, signalene fra fase detektor innretningen, i det synkronisasjons' innretningen videre har en teller innretning (fig. 9A (132)) som har som nummer med telleverdier som nummeret til flerlagrings innretningene for styring av enerene til fler signal lagrings innretningen for først å motta en av korrelasjons signalene og.for sist å motta en ytterligere en av korrelasjons signalene og ved at synkroniserings innretningen' har en summerings signal lagrings innretning (fig. 9C (256)) som mottar den algebraiske summen til korrelasjonene i fler signal lagrings innretningene ved det siste mottatte korrelasjons signalet som blir mottatt av fler lagrings innretningen ,-hvorved .summerings signal lagrings innretningen tilveiebringer korrelasjons sum signalene.,

8. Demodulator i følge, hvilket som helst av kravene 1.til 7, karakterisert ved at stikkprøve innretningen tilveiebringer et binær kodet data ord signal (fig. 4 (49)) som representerer binær logiske tilstander av stikkprøve bitene innebefattet i den ene av de" forutbestemte gruppene med stikkprøve biter..

9. Demodulator i følge krav 8, karakterisert ved at innretningen som- tilveiebringer data ord signalet innebefatter en skyve register innretning (fig. 9A (13^)) som seriemessig mottar stikk bitene ved-deres forekomst..

10. Demodulator i følge kravene 8 eller 9, karakterisert ved Innretning for tilveiebringelse av første vector komponent signaler innebefattende en innretning (fig. 9A (60-1)) som har lagrede vector komponent verdier som representerer forskjellige velgbare relative fase vinkler og ved en innretning (fig. 4, 7 (sammenlignings signaler 50)) for å velge en forutbestemt en av lagrede vector komponent verdier som reaksjon på hver forskjellig binær kodet tilstand ved data ord signalet for å tilveiebringe de første vector komponent signaler...

11. Demodulator i følge krav 10, karakterisert ved andre innretninger for å tilveiebringe vector komponentsignaler innebefattende innretninger (fig. 9A (60-2)) som har andre lagrede vector komponent verdier som representerer forskjellige velgbare. relative fase vinkler ved den doble bærebølge frekvensen og ved innretning som har lag rede vector komponent verdier for samtidig utvelgelse av forutbestemte av begge de første og andre vector komponent verdiene som reaksjon på hver av de forskjellige binære kodete tilstander til.data ord signalet for å tilveiebringe begge første vector komponent signalene og de andre vector komponent signalene.

12. Demodulator i følge krav 11, karakterisert ved summerings innretninger (fig. 9A (140,. 142, og 144, 146)) for adskilte sammen^addering av hver av de første vector komponent verdiene og hver av de andre vector verdiene når valgt som reaksjon på en enkel forekomst av data ord signalet for å tilveiebringe de første vector komponent signalene og de andre vector komponent signalene.

13- Demodulator i følge krav 10 eller 11 karakterisert ved at innretningen for tilveiebringelsen av et binært kodet data arbeids signal sorn^reagerer på hver tilliggende motsatt logisk tilstand representasjon i data ord signalet bevirker samtidig utvelgelse' av første og andre vector komponent verdier. .

14. Demodulator i følge krav 13, karakterisert ved at hver av samtidige utvelgelser av første • og andre vector komponent verdier é.r som reaksjon på overganger forekommende mellom første og andre, nivå av de rektangulære puls signaler som representert av motsatte logiske tilstands overganger.

15- Demodulator i. følge krav 13 eller 14, karakterisert ved første ( fig. 9A (134)) og andre binære lagrings' innretning (136) hvor første lagrings innretning seriemessig mottar stikkprøve .-.bitene når de blir tilveiebrakt og hvor den andre lagringsinnretningen mottar stikkprøve bitene lagret i den første lagrings innretningen som reaksjon på lagringen av en fullstendig en av forutbestemte like grupper med stikkprøve biter, og ved at, data ord signalet tilveiebrakt av databiter lagret i den andre lagrings innretningen.

16. Demodulator i følge hvilket som helst av kravene 10 til 15, karakterisert ved at forskjellige binære kodete tilstander til data ørd signalet er i stand til å representere en og motsatte overganger fra første nivå til andre nivå og. fra andre nivå til første nivå, henholdsvis, til de rek tangulære puls signalene og ved at den innebefatter summering innretninger (fig. 9A (206, 140 og 204, 142)) for'addering av hver adskilt av de første vector komponent verdiene utledet som reaksjon på hver av overgangene med negative til hver av de første vector komponent verdiene utledet som reaksjon på de motsatte overganene til rektangulære puls signaler.

17- Demodulator i følge krav 16, karakterisert ved at de første vector komponent verdiene begge har positive og negative vekt, numeriske verdier.

18. Demodulator i følge hvilket som helst av kravene 1 til 17, karakterisert ved at vector komponent signalene og referanse vector komponent signalene innebefatter binære representasjoner av kvadratur vector komponentene i forhold til en forutbestemt, rektangulær koordinat 3, le S G • 19- Demodulator i følge krav 1 eller 18, karakterisert ved at forholdet mellom bærebølge frekvensen og stikkprøve frekvensen er forskjellig fra et helt tall og er større enn- 2.

2 0-. Demodulator i følge krav 19, karakterisert ved at forholdet mellom bærebølge frekvensen til stikkprøve frekvensen er lik (8N+l)/8 hvor N er et helt tall.

21. Demodulator i følge krav 20, karakterisert ved at hver av', de forutbestemte like gruppene med stikkprøve biter innebefatter i det minste åtte av polaritets stikkprøve bitene..

22. Demodulator i følge krav 19, 20 eller 21 karakterisert ved at den forutbestemte bærebølge frekvensen er i et område på tilnærmet 9 kHz til ca. 15 kHz.

23- Kraft linje bærebølge kommunikasjons system for sending av koherent fase forskjøvet tastede (CPSK) bærebølge data overføringer, som'består av:. En kraft linje koble innretning (fig. 1 (16)) for anbringelse i signal kommunikasjon med kraft linje ledningene (18) som sender en bærebølge (2:0) som har binære fase modulerte data. En mottaker innretning (12) for å motta bære-bølge signaler (22) fra kraft linjé kobleren bg som innebefat ter en høy pass-filter innretning (24) for å overtrekke elek triske kraft frekvenser tilført på kraft linje ledningen sammen med bærebølgen, i det mottakeren videre innebefatter en bånd filter innretning (26). som har en senter frekvens i det vesentlige lik en forutbestemt frekvens til bærebølgen og ved at den innebefatter signal klipping of forsterkings innretning (26) for frembringelse av sterkt begrensede signaler (.30) som varier mellom to nivåer som reaksjon på bærebølgen, og karakterisert ved en koherent fase demodulator (-fig. 1 (14),- fig. 2, 9A, B., ;C) for mottagelse av de sterkt begrensede signalene og: innebefattende kilde (fig. 2, 9A ('40)) med stikkprøve pulser som har en forutbestemt stikk-prøve frekvens hvor forholdet mellom bærebølge frekvensen og stikkprøve sekvensen ikke er likt.et helt tall, en polaritets stikkprøve innretning (38) for tilveiebringelse ay^polaritet s stikkprøve bit signaler (fig. 4 ( 67- 60)). som har binære verdier som reagerer på to nivåer av de sterkt begrensede signalene og forekommer ved fiekvensen til stikkprøve pulsene, i det stikkprøve bit signalene har igjen forekommende forutbestemte grupper (f.eks. åtte i nummer) med'et helt tall nummer av gruppene forekommende i løpet av hyer en av like data symbol tider i bærebølgen, hvorved gruppene definerer flere bærebølge segmenter (fig. 3 (8)) innenfor hver data symbol tid, og ved at demodulatoren videre innebefatter innretninger (fig. 2 (44, 46, 60, 61), fig. 9A (200, 60-1, 140, 142)) som tilveiebringer første vector signaler (Ii,Qi) som representerer en relativ fase vinkel som korresponderer med binær kode verdiene til hver av gruppene med stikkprøve biter og ved innretninger (fig.

2 (60, 62, 64, 70),fig. 9A (200, 60-2, 144, 146)) som tilveiebringer referanse vector signaler (IR,QR) som representerer en fase vinkel som reagerer på vekt sum gjennomsnittet til fase vinkel representasjonene som korresponderer med binær kodete verdier til hver av et forutbestemt helt tallnummer av gruppene med stikkprøve biter som forekommer ved et helt tallnummer av data symbolene, demodulatoren videre innebefatter en fase detektor innretning (fig. 2, 9B (76)) som reagerer på de første vector signalene og referanse vector signalene for å tilveiebringe korrelasjons signalene (77, + M, -M) som re presenter relative målinger med positive og negative korrelasjon av fase vinklene til det første og referanse vector signalene., i det demodulatoren videre innebefatter en summerings-innretning (fig. 2, 9C (84)) for algebraisk addering av korrelasjons signalene utledet fra hver av de første vector signalene tilveiebrakt i løpet av flere bærebølge segmenter og innenfor hvert datasymbol og som tilsvarende tilveiebringer korrelasjons sum signalet (88, <_>+ M-sum) som har posive og negative verdier som representerer motsatte binære tilstander til bærebølge'data symbolene, og i "det demodulatoren videre innebefatter en data bit utførings innretning (f.ig. 9C (280)) for kontinuerlig tilknytting av de positvie og negative verdiene til korrelasjons sum.signalene med den ene og den andre av de motsatte binære tilstandene til data symbolene, henholdsvis, for å tilveiebringe data utgangs signaler. (32) som har samme binære logiske tilstander i løpet av mottatte bære-bølge data symboler til en ,enkel bærebølge data overføring.

24. Kraft linje bærebølge, kommunikasjons system i følge krav 23, karakterisert ved at bære-bølge data overføringene innebefatter en meldeformat som har data informasjon umiddelbart forutgående en innlednings for-mat som har flere synkroniserings data bit symboler og har flere polaritets angivende data bit symboler.

25. Kraft linje bærebølge' kommunikasjons system i følge krav 23 eller 24, karakterisert ved at den koherente fase demodulato.ren, har en data bit synkronisasjons innretning (fig. 2, 9C (86)) som reagerer på korrelasjons signalene frembrakt i løpet av forekomsten av flere synkroniserings databiter for således å tilveiebringe logisk etter hverandre følgende forekommende korrelasjons sum signaler (I85-I88) ved summerings innretningen og som videre reagerer på logisk etter hverandre følgende forekomme.nde summer med absolutte verdier av korrelasjons summerings signalene og ved at synkroniserings innretningen har en' selektiv gjeninnstillbar teller innretning (132) for syklisk styring av - summerings innretningene for således algebraisk summere forutbestemte grupper (fig. 10 (185-188)) til korrelasjons signalene med gjeninnstill-bare tellere som har en start.gjeninnstillings tilstand som re aksjon på en maksimal en av summene med absolutte verdier til korrelasjons summerings signalene...

26. Kraftlinje bærebølge kommunikasjons system i følge krav 25, karakterisert ved at den koherente fase demodulatoren innebefatter en databit merke korrelator innretning (fig. 2, 9C (92)) som reagerer på etter hverandre følgende forekommende korrelasjons sum signaler (M-sum) som har en felles av en av <;> de positive og negative verdiene frembrakt som reaksjon på.fler polaritets angivelse ■data bitene og. midlertidig lagrings innretninger (274) for lagring av en binær logisk tilstand, som identifiserer de som er felles av de positive og negative verdiene for å bevirke den kontinuerlige tilknyttingen av positive og negative verdier av korrelasjons sum signalene'med data symbolene.

27- Kraft linje bærebølge, kommunikasjons-system i følge krav 26, karakterisert ved at data bit korrelator innretningen innebefatter en teller innretning (fig. 9A (130)) som reagerer på de felles av en av de positive og negative verdiene til korrelasjons sum signalene som blir tilveiebrakt for å angi slutten av innlednings formatet og begynnelsen av melde formatet.

28. Kraft linje bærebølge kommunikasjons system i følge hvilket som helst av kravene' 23 til 27 karakterisert ved at bærebølgen har en frekvens innenfor et område på ca. 9 kHz til 15 kHz.

29. Kraft linje bærebølge kommunikasjons system i følge krav 28, karakterisert ved at mottaker innretningen og den kohere-nte fase demodulator innretningen begge er innebefattet i stor nummer kommunikasjons terminalene anbrakt ved fjern elektrisk kraft forbruker stedene for å tilveiebringe automatisk overvåking og styring av elektrisk last ved fjern forbrukere.