NO843409L - Apparat for elektrisk buesveisning - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører et apparat for elektrisk buesveising og spesielt et bedret styresystem til bruk i et slikt apparat for styring av sveisetrådelektrodens fremmating. Figurene 1, 2 og 3 i medfølgende tegning viser forenklede blokk-skjeraaer av kjente trådelektrode-fremmatingssystemer. Fig. 1 viser et lukket sløyfesystem med konstant hastighet, hvor en nominell hastighet innstilles manuelt ved hjelp av et potensiometer VRI, som er koplet mellom forsyningen og fellesledningen .Potensiometret VRI danner et styresignal til styresystemet 1, hvor det kombineres med et tilbakemeldingssignal for dannelse av et feilsignal på linje 2. Sistnevnte signal styrer rotasjonshastigheten av trådfremmatingsmotoren 3. Motorens 3 hastighet måles av en hastighetsføler 4 for dannelse av et tilbakemeldingssignal som blir forsterket i forsterkeren 5 og passerer til styresystemet 1 for å kombineres med styresignalet som nevnt ovenfor. Virkningen av tilbakemeldings-styresystemet er å holde trådfremmatingshas-tigheten konstant under enhver driftstilstand. Denne type styring benyttes ofte i halvautomatiske sveiseoperasjoner. Fig. 2 viser et system med åpen sløyfe og variabel hastighet som hovedsakelig blir brukt i tunge sveiseoperasjoner, som gjenoppbygging av slitte deler før maskinbehandling av dele-ne. Denne andre styrings-type omfatter et spenningsdeler-motstandsdyktig nettverk R100, VR2 som er koplet på en slik måte at den faktiske sveisespenning blir registrert, dvs buespenningen, og at denne spenning benyttes som kraftkilde for trådfremmatingsmotoren 3. Motstanden VR2 er variabel av hensyn til finjustering av den nominelle trådelektrode-fremmatingshastighet. Når denne justering først er gjennom-ført, forventes at fremmatingshastigheten skal justeres på en måte som er direkte proporsjonal med sveisespenningen og på denne måten tenderer til å holde sveisebetingelsene konstante.

En bedret versjon av denne andre styrings-type benytter elektroniske kretser for å eliminere de tap som forårsakes av innsettingen av motstands-deleren mellom sveisebuespen-ningen og trådfremmatingsmotoren 3 og det oppnås også en bedret respons på endringer i sveisebuens spenning. Slike fremmatingsanordninger er beskrevet i US-PS 4 322 602, 4 273 988 og 3 627 975. Et lignende system, men med bedret utformning, som med sveisestrøm-kompensasjon og elektrode-størrelsesvalg, er beskrevet i den europeiske patentsøknad 0043588.

Fig. 3 viser et system av en tredje type, hvor sveisespenningen (buespenningen) benyttes i et lukket sløyfesystem til styring av motorens 3 rotasjonshastighet. Et slikt system er beskrevet i US-PS 4 301 355.

Mange kjente fremmatingssysterner, som avbildet i figurene 1 2 og 3, er vanskelige å bruke og selv sveiseeksperter har store vanskeligheter med å få sveiseutstyrét til å virke som det skal. En av hovedvanskelighetene ligger i korrekt tenning av buen. Det er også umulig å bruke kjente fremmatingsanordninger i omgivende magnetfelt som overstiger 175 Gauss, som er et vanlig krav i visse industrier. Dette skyl-des hovedsakelig det grunnleggende prinsipp for disse fremmatingsanordninger og de styrekomponenter som er brukt. Sveising i magnetfelter med en intensitet på 135 Gauss oppnås med konvensjonelle fremmatingsanordninger og dette skjer ved hjelp av magnetskjold. Uten skjold reduseres dette maksimum til 116 Gauss, og selv her kreves det sveiseeksperter.

Apparatet ifølge foreliggende oppfinnelse ble opprinnelig utformet med det for øye å muliggjøre halvautomatisk sveising i magnetfelter med stor intensitet. Men det utviklede apparat viste seg å være så enkelt i bruk at et større an-vendelsesområde er muliggjort med hovedvekten på produksjon av sveiser av god kvalitet under normale betingelser av ope-ratører med liten eller ingen erfaring.

Ifølge oppfinnelsen er det tilveiebrakt et fremmatingssystem sveisetråd til bruk i et elektrisk buesveiseapparat, hvor nevnte system omfatter organer, inklusive en fremmatingsmotor, for fremmating av en sveisetrådelektrode mot et emne, organer for generering av et tilbakemeldingssystem som angir fremmatingsmotorens rotasjonshastighet, organer for generering av et styresignal som angir den momentane spenning ved spissen av sveisetråden (buespenningen), organer for å kombinere styresignalet og tilbakemeldingssignalet for generering av et feilsignal, en pulsbredde-modulert kraftforsyning for kraftforsyning fra en kraftkilde til fremmatingsmotoren, hvor nevnte kraftkilde kan drives for å tilføre fremmatingsmotoren en pulsspenning hvis pulstastforhold blir styrt av nevnte feilsignal, og organer for styring av kraftforsyningen som respons på nevnte feilsignal på en slik måte at en økning i sveisebuespenning forårsaker en tilsvarende

økning av sveisetråd-fremmatingshastigheten og omvendt.

I et foretrukket utførelseseksempel av oppfinnelsen omfatter kraftforsyningen en effekttransistor for pulsering av strøm-forsyningen fra kilden til motoren og en pulsbredde-modulator som kan drives for generering av et pulssignal hvis pulstastforhold er styrt av nevnte feilsignal, hvor pulssig-nalet blir påtrykt styreelektroden for effekttransistoren for styring av bredden av de pulser som mates til fremmating smo toren .

Fortrinnsvis har feilsignalet bare to verdier, dvs verdier som henholdsvis representerer høy motorhastighet og lav motorhastighet, slik at systemet virker effektivt som en på-av eller "rele"-servo. Grunnen til dette valg av feilsignal er at det viste seg å være uheldig å benytte et lineært feilsignal sammenlignet med et omkoplet på-av signal. Dette resulterer i en reduksjon av effekten av den iboende meka-niske inerti i fremmatingsmotoren og dens tilordnede tann-hjulsutveksling og især i deres langsomme respons på raske endringer i buespenningen. Det viste seg at fremmatingsmotoren med denne signaltype tvinges til å reagere øyeblikkelig

.og dermed perfekt kompensere enhver endring i den ønskede

buespenning.

Det er i alle tilfelle åpenbart ønskelig at rotasjons-iner-tien hos fremmatingsmotoren og dennes hjelpeanordninger hol-des så lavt som mulig, og dette har ført til anvendelse av en særdeles fordelaktig motorhastighetsføler som vil bli omtalt nærmere nedenfor.

For at oppfinnelsen skal bli lettere å forstå, vil et utfø-relseseksempel nå bli beskrevet, utelukkende som en illust-rasjon, under henvisning til fig. 4 og 5 i tegningene, hvor

fig. 4 er et blokk-skjema som rent skjematisk viser et sveisetråd-f remmatingssystem ifølge oppfinnelsen og

fig. 5 er et krets-skjerna som mer detaljert viser sveisetråd-f remmatingssystemet ifølge fig. 4.

I fig. 4 og 5 ses at en 40 V likestrømsforsyning 6 mater kraft direkte til en motordrivkrets 8 og motorut- samt fø-lerkrets 9. De sistnevnte er nærmere omtalt nedenfor. Forsyningen 6 leverer også strøm til en 24 V kraftforsyning 7, som kan drives for å forsyne de resterende kretser med kraft.

Kraftforsyningen 7 omfatter et par inn-filtreringskondensa-torer Cl, C2 som er koplet til separate 40 V linjer 18,19, som leder fra 40 V inn-klemmen 20. Linjen 18 avgir kraft til kretsene 8 og 9, som nevnt ovenfor, mens linjen 19 er koplet til emitter av en serie-pre-regulator-transistor Q2. Transistorens basis er via zenerdioden D2 koplet til felleslinjen og motstanden R3 forbinder basis og emitter av transistoren Q2. Transistorens Q2 kollektor kopler til inngangen av en 24 V 3-klemme-integrert kretsregulator A2. Regulatorens inngang er begrenset til 33 V av denne pre-regulator. Dette er nødvendig på grunn av at den maksimale inngang til den 24 V integrerte kretsregulator er 36 V. Denne spenning ville el-lers overskrides når batteriene er nyladet eller blir ladet mens sveiseapparatet er i drift eller når sveisebuegenererte transienter blir matet tilbake fra batteriene •

Kondensatoren C5 sørger for ytterligere filtrering og kondensatoren C6 bidrar til stabilisering av den 24 V regulator ved å danne en bane til jord for høyfrekvente transienter. Kondensatorene C3 og C8 er lav- og høyfrekvens-utgangs-filterkondensatorer, som kan drives for å avgi de momentane spisser av høy strøm som kreves av omkoplingsbelastningen. Motstand R13 er en serieformotstand for begrensning av strømmen gjennom en indikasjonslampe LI som er koplet til utgangen fra regulator A2. Regulatorens utgang er videre koplet til en hovedforsynings-samleskinne 21 som avgir en stabilisert 24 V spenning til de øvrige kretser.

Styrekretsene ifølge fig. 4 og 5 er i store trekk som de som er vist i fig. 3, som allerede er omtalt. Under henvisning spesielt til fig. 4, blir buespenningen registrert i en buespennings-inn-krets 10 og et signal som representerer buespenningen blir presentert på en linje 22. Likeledes blir rotasjonshastigheten av fremmatingsmotoren registrert og et signal som representerer motorhastigheten blir påtrykt linje 23. Signalene på linje 22 og 23 blir sammenlignet i kretsblokk 12 for dannelse av et feilsignal på linje 24 som blir påtrykt en pulsbredde-modulatorkrets 11. Sistnevnte krets produserer en utgang på linje 25 som er et pulssignal hvis pulstastforhold til enhver tid er represen-tativt for verdien av feilsignalet på linje 24. Pulssigna-let blir påtrykt drivkretsen 8 og endelig motordrivkretsene 9 for styring av fremmatingsmotorens hastighet.

Det er anordnet en avbruddskrets 13 for høy buespenning i forbindelse med en sperrekrets 14 for avstengning av pulsbreddemodulatoren hver gang buespenningen overstiger en fastlagt grense, i foreliggende tilfelle 36 V. Dette fører til at fremmatingsmotoren blir avstengt. Sperrekretsen har ytterligere funksjoner som vil bli omtalt nedenfor. Avbruddskretsen 13 for høy buespenning styrer også operasjo-nen av en inertgass-styrekrets 16 og en tilordnet utgangs-og inertgass-solenoidkrets 17. Når kretsen 13 angir en buespenning som er lavere enn det fastlagte nivå på 36 V, sør-ger styrekretsen 16 for energisering av en inertgass-solenoid for tilførsel av inertgass til sveisebrenneren (ikke vist).

Ln motorstrøm-forsterker 15 er også anordnet for å oppheve feilsignalstyringen på linje 24 hvis motorstrømmen (som re-gistreres av kretser i blokk 9) overstiger et fastlagt nivå. Dette oppnås ved begrensning av pulsbredden av de pulser som blir påtrykt fremmatingsmotoren, slik at motorens dreie-moment begrenses.

Virkningen av de kretser som er kort omtalt i forbindelse med fig. 4 skal nå forklares mer detaljert under henvisning til fig. 5. Bortsett fra blokkene 6 og 7, som er omtalt ovenfor, vil hver blokk i fig. 4 bli beskrevet for seg under henvisning til fig. 5.

Buespennings- inngangskrets 10

Hovedhensikten med denne krets er å redusere den normale buespenning som, under fravær av en bue, vil være ca. 80 V, til et nivå som de resterende kretser kan hamle opp med. Buespenningen blir først påtrykt et motstands-nettverk som omfatter motstandene Ri og R2, mens forbindelsen mellom dem er koplet til basis av en transistor Ql.

Transistor Ql er koplet i emitter-følger-konfigurasjon og har en utgang som blir påtrykt de seriekoplede emittermot-stander R4 og R5. Motstandene R4 og R5 har lik verdi og motstand R5 er en variabel motstand som er montert på frontpla-ten av kabinettet (ikke vist) som inneholder kretsene. Dermed kan den nominelle hastighet av trådfremmateren justeres. Buespennings-inn-kretsen har to utganger, en fra forbindelsen fra motstandene R4 og R5 til avbruddskretsen 13 for høy buespenning og en, på ovennevnte linje 22, til krets-

blokken 12.

Avbruddskrets 10 for høy buespenning

Denne krets omfatter i det vesentlige komparatoren Al-1 og tilordnede kretser. Signalet som representerer buespenningen og som opptrer i forbindelsen for motstandene R4 og R5 blir påtrykt anoden for diode Dl og derfra via motstand R6 den ikke-inverterende inngang av komparatoren Al-1. En motstand R7 og zenerdiode D3 begrenser en referansespenning som blir påtrykt den inverterende inngang av komparatoren Al-1. Kretsen virker slik at utgangen fra komparatoren Al-1 er nær null så lenge signalet som blir påtrykt den ikke-inverterende inngang (buespenningssignalet) er lavere enn referansespenningen som begrenses av zenerdiode D3 og motstand R7. Kretsen er anordnet slik at så snart buespenningen blir høyere enn 36 V, overstiger signalet på den ikke-inverterende inngang av komparator Al-1 referansespenningen, slik at utgangen fra komparatoren momentant går over til en høyere verdi - i foreliggende tilfelle 22 V. Motstanden R8 sørger for noe hysterese til komparatoren, slik at denne ikke vingler fra en tilstand til den andre når buespenningen fluktuerer rundt 36 V. Kondensatoren C7

er en akselerasjons-kondensator.

Inertgass- styrekrets 4 og ut- krets og inertgass- solenoid Denne krets omfatter i det vesentlige komparatoren Al-2, driv-transistorene Q5 og Q6 og solenoidventil SV. Inngangen til kretsen tas fra utgangen for komparator Al-1 til den ikke-inverterende inngang av komparator Al-2. En lampe L2 angir når kretsen er påtrykt kraft. Seriemotstanden R16 begrenser strømmen gjennom lampen og holder spenningen gjennom lampen på ca. 12 V.

Motstandene R17 og R18 danner en spenningsdeler som tilveie-bringer en referansespenning for den ikke-inverterende inngang av komparator Al-2. Kondensator CIO i parallell med motstanden R17 filtrerer alle transienter som måtte opptre ved inngangen til komparatoren. Tilbakemeldingsmotstand R22 og den parallelle kondensator C12 er henholdsvis en hysterese-motstand og en akselerasjons-kondensator. Kretsen er innrettet slik at når et høynivå-signal blir påtrykt den inverterende inngang (og angir en høy buespenning), er utgangen fra komparatoren Al-1 lav, og under disse forhold blir transistorene Q5 og Q6 som er koplet til utgangen fra komparatoren Al-2 slått AV. Omvendt, når signalet fra komparatoren Al-1 er lavt, er utgangen fra komparatoren Al-2 høy og transistorene Q5 og Q6 er PÅ, og solenoidventilen blir da energisert for å mate inert gass til sveisebrenneren.

Kondensatoren C13 er en forbikoplingskondensator for motstanden R26 under overgangsperiodene og påskynder påset-tingen av transistor Q5. Motstanden R25 påskynder sloknin-gen av transistor Q5. Når transistor Q5 er ledende, faller spenningen i seriemotstanden R28 og dette spenningsfall forspenner transistoren Q6 forover og initierer ledende tilstand av transistoren. Når transistor Q6 er ledende, resulterer en langt høyere strøm gjennom transistor Q5 og gjennom basis-emitter-forbindelsen for transistor Q6, slik at transistoren Q6 opererer i metningsmodus og maksimal spenning blir påtrykt solenoidventilen SV. Motstanden R27 i serie med motstand R28 og transistor Q5 begrenser basis-emitter-strømmen for transistor Q6.

Diode D8 er koplet i parallell med transistor Q6 for å be-skytte transistor Q6 mot tilbakerettet elektromotorisk kraft generert av solenoidventilen når transistor Q6 settes på. Dioden D8 kopler forbi transistor <j6 hver gang den genererte tilbakevirkende elektromotoriske kraft er større enn matespenningen. Diode D7 har samme funksjon når transistoren Q6 slås av og solenoiden blir av-energisert. Den tilbakevirkende elektromotoriske kraften er i dette tilfelle av motsatt polaritet og blir ledet til fellesledningen via diode D7.

En separat kraftbryter og en separat uregulert kraftkilde (24 V) benyttes for solenoidventilen som følge av størrel-sen av den kraft som trekkes av solenoiden. Den separate bryter gjør det mulig å sperre kretsen når det ikke kreves inert gass til sveiseprosessen.

Sperrekrets 14

Denne krets kan drives for å sperre driften av pulsbredde-modulatoren 11, hver gang signalet fra komparatoren Al-1

er høyt, hvilket representerer en høyere buespenning enn det fastlagte nivå. Signalet fra komparatoren Al-1 blir påtrykt de seriekoplede motstander RIO og R12, deretter diode D4 og endelig basis-emitter-forbindelsen for transistor Q4. Motstand R14 er en rask slokningsmotstand; diode D4 sikrer slokning av transistor Q4 ved å høyne den spenning som kreves for å holde den på.

Når transistor (j4 er ledende, er spenningen som opptrer ved forbindelsen mellom motstand R15 og kollektoren for transistoren Q4 nær null. Denne lave spenning vil, når den påtrykkes styrekrets A3 (som danner en del av pulsbreddemodulatoren 11 og vil bli omtalt nedenfor), slå av alle funksjoner av krets A3 og dermed sperres driften av fremmatningsmoto-ren.

Til forbindelsen mellom motstand RIO og R12 er transistorens Q3 emitter koplet. Basis av transistor Q3 er koplet til forbindelsen mellom motstandene R9 og Ril, av hvilke først-nevnte er forbundet med en klemme 30, til hvilken en om-veksler (ikke vist) er koplet. Kollektor for transistor Q3 er koplet til felleslinjen.

Når buespenningen er høy, vil operasjon av fremmatingsmotoren normalt bli sperret, som beskrevet ovenfor. Men hvis det tross dette er ønskelig å mate frem trådelektroden, kan omveksleren, som er anordnet på et hensiktsmessig sted på sveisebrennerens pistolhåndtak, bli aktivisert. Omveksleren kan betjenes for å kople den frie ende av motstanden R9 til fellesledningen, slik at strømmen flyter gjennom motstandene R9 og Ril og transistoren Q3 dermed settes på. Under disse forhold blir den spenning som opptrer ved forbindelsen mellom motstandene RIO og R12 brakt til nær null og transistor Q4 blir slått av. Styrekretsen A3 settes dermed på og fremmatingsmotoren blir aktivisert.

Omveksleren kan aktiviseres til enhver tid under sveiseprosessen uten at den variable hastighetsstyring blir forstyr-ret. Dette trekk er særlig nyttig når det sveises ved høye magnetfelt-intensiteter, hvor utstøtingen av smeltet metall er et alvorlig problem og hvor buespenningen øker brått over det fastlagte nivå på 36 V i utstøtningsøyeblikket. Sperrekretsen blir dermed aktivisert og styrekretsen blir slått av. Når omveksleren er trykket inn, øker motorhastigheten til et maksimum i slike spesielle øyeblikk og forblir på denne hastighet for at det metall som gikk tapt under ut-støting skal erstattes. Så snart dette er skjedd, vender fremmatingsmotoren tilbake til normal hastighet.

Oscillator og pulsbredde- modulator 11

Denne krets omfatter i prinsippet den ovennevnte styrekrets A3. I det spesielle, viste utførelseseksempel er styrekretsen A3 en integrert krets av type MC3420, som er en integrert flerfunksjonskrets. Bare de funksjoner som er nødven-dige for å forstå foreliggende oppfinnelse vil bli omtalt i detalj her.

Motstand R19 som er koplet til den regulerte 24 V ledning

21 mater kraft til styrekretsen A3 for å kjøre en intern oscillator. Oscillatorens frekvens blir innstilt av verdiene for seriemotstandene R20 og R21 og for kondensator Cll, som er koplet til fellesledningen. Fininnstilling av operasjons-frekvensen oppnås ved justering av motstand R21, som er variabel. Den foretrukne oscillasjonsfrekvens er ca. 20 kilohertz.

Trimmemotstand R23 innstilles slik at den begrenser PÅ-tiden for det pulsbredde-modulerte ut-signal som opptrer på ledning 31. Motstanden 23 mates med en referansespenning som genereres internt av MC3420.

Den nødvendige funksjon av den integrerte krets blir åpnet ved installasjon av forbindelsestråder mellom stiftene 8 og 5 og 6 og 14. Ytterligere en forbindelsestråd er også installert mellom stiftene 11 og 13, slik at de interne ut-kretsene dermed forbindes og slik at maksimal varighet er tilgjengelig (50% varighet fra ett enkelt utgangs-knute-punkt). Motstand R29 er belastningsmotstanden for ut-kretsene.

Tilbakemeldings(feil)signalet blir påtrykt stift 6 av MC

3420 fra hvilket punkt en belastningsmotstand R24 er koplet til jord. Feilsignalet varierer fra 8 V til 2 V for styring av utgangens pulsbredde på ledning 31. Ved et feilsignal på 2 V er pulsbredden maksimal; hvis trimmotstanden R23 er innstilt slik at spenningen som oåtrykkes stift 9 er under 2 V, er utgangen kontinuerlig på. Når feilspenningen er over 8 V, er utgangen fullstendig av. Dermed kan pulsbredden varieres fra fullt på til fullt av, avhengig av feilsignalet som avspeiler motorhastigheten og strømmen, sammenlignet med buespenningssignalet. Utgangen på ledning 31 kommer i pulserende form og dens varighet "på-tid" blir innstilt av feilsignalet.

Drivkrets 8

Drivkretsen 8 mottar det pulsbredde-modulerte signal på

ledning 31 og påtrykker det transistorens Q7 basiselektrode. Motstanden R29 i styrekretsens A3 belastningskrets har også den funksjon å begrense basisstrømmen i transistor Q7. Motstanden R30 påskynder slokkingen av transistoren Q7. Transistoren ( j7 opererer i metningsmodus, dens PÅ-tid avhenger av bredden av den puls som påtrykkes den på ledning 31.

Motstand R31 er belastningsmotstanden for transistor Q7, og ut-spenningen opptrer på forbindelsen mellom R31 og kollektor for Q7. Denne spenning varierer fra nær null til pluss 40 V. Kondensatorene C14 og C15 er koplet til respektive forbindelser for en potensiell deler som omfatter motstandene R32, R33, R34 og R35 og virker som påskyndende konden-satorer. Under overgangsperioden (omveksling fra 0 V til 40

V og omvendt) forbikopler de motstandene R33 og R34, som er basisstrøm-begrensende motstander for transistorene Q8 og Q9. Motstandene R3 2 og R35 er avkoplings- og påskyndende motstander for transistorene Q8 og Q9. Når forbindelsen av motstand R31 og transistorens <J7 kollektor er høy, blir transistor Q8 avkoplet og transistor Q9 koplet på. I denne situasjon blir strøm trukket fra 40 V forsyningen via emitter-basis-forbindelsen av ut-transistoren Q10 (sistnevnte danner en del av ut-motorens kretser og følerne 9), motstand R38 som begrenser denne strøm og kollektor-emitter-forbindelsen for transistor Q9. Ut-transistoren Q10 er derfor på. Når forbindelsen mellom motstand R31 og kollektoren for transistor Q7 er på lav spenning (nær null), blir transistor Q9 koplet av og transistor Q8 koplet på og de fulle 40 volt opptrer på basis av ut-transistoren Q10. Under disse forhold blir den spenning som opptrer gjennom basis-emitter-forbindelsen av transistor ulO utilstrekkelig til å holde transistoren Q10 ledende og den slokner.

Utgangs- motor- og følerkretser 9

Transistoren Q10 er utgangstransistoren som er koplet i serie med fremmatingsmotoren M. Transistoren Q10 slås på og av ved hjelp av utgangs-drivkretsen som omtalt ovenfor. Gjennom-snittsspenningen som påtrykkes fremmatingsmotoren er samord-ningen av varigheten, PA-tiden sammenlignet med den totale varighet av en syklus av driftsfrekvensen. For en driftsfrekvens på 20 kHz er varigheten av en syklus 50 mikrosekunder. For å oppnå et gjennomsnitt på 6 V som påtrykkes fremmatingsmotoren M, må PÅ-tiden være 7.5 mikrosekunder ved en matespenning på 40 V. For et gjennomsnitt på 20 V, må

"on time" være 25 mikrosekunder. Motorhastigheten for disse

to spenninger er 13 50 hhv 3410 omdr/min. Omregnet i cm trådelektrode-matehastighet pr. minutt, gir de 215,90 cm/min hhv 543.56 cm/min. Likestrømsmotoren M har en maksimalhastighet på 5300 omdr/min ved 40 V. Den ville opptre når transistoren Q10 kontinuerlig er på. Trådelektrode-matehastigheten ville da være 84 5,82 cm/min.

Dioden D9 er koplet i serie med transistoren Q10 mellom 40 V ledningen 18 og fellesskinnen. Dioden D9 er en frihjulsdiode som har samme hensikt som dioden D7 som er omtalt ovenfor. Dioden D9 har den ytterligere funksjon å bremse motoren dynamisk når drivkraften til sistnevnte blir redusert eller koplet ut ved styring. Motoren blir da i realiteten en gene-rator, og den genererte strøm er proporsjonal med rotorhas-tigheten. Dioden D9 blir forspent forover og forårsaker en kortslutning gjennom motoren M3. Den resulterende høye strøm fører til at motoren enten stanser eller går med en ny og lavere hastighet, etter behov. I begge tilfelle oppnås den nødvendige effekt meget raskt, normalt i løpet av få sykler av drivpulsen. Motstanden R46 er en strøm-shunt og har en verdi på 0,02 ohm. For en gitt motorstrøm på 5 Ampere utvikles 100 villivolt gjennom motstanden R46. Denne spenning blir filtrert av en motstand R47 og en kondensator C22 som fjerner høyfrekvente transienter og motorbørstestøy. Den filtrerte spenning som således genereres, blir sendt som styresignal til motorstrøm-forsterkeren 15, som nærmere omtalt nedenfor.

Motstanden R45, dioden D10 og kondensatoren C19 danner en sjokk-absorberingskrets, som har den funksjon å sende sterk strøm under på/av omformingsperiodene av transistoren Q10. Kondensatoren C19 lader når transistoren Q10 er av og utlades når den er på. Så snart det foreligger en potensiell forskjell mellom forsyningen og motoren, begynner kondensatoren C19 å lade mot denne potensielle forskjell. Den strøm som kreves for lading av kondensatoren C19 begrenses bare av spenningsfallet gjennom dioden D10, som er koplet i parallell med motstanden R45 og av motorimpedansen som i sin tur avhenger av den strøm som passerte gjennom den like før; med andre ord vil ladestrømmen svare til motorstrømmen.

Sjokkabsorberingskretsen, som er en bane med lavere impedans enn kollektor-emitter-forbindelsen for transistor Q10, kortslutter transistoren og deretter flyter svært lite strøm gjennom transistoren Q10 inntil kondensatoren C19 er fullt ut ladet. Resultatet er at den totale kraftspredning av transistoren Q10 reduseres med 20% og transistoren går derfor kaldere og vil vare lengre. Når transistoren Q10 går på, blir forsyningspotensialet påtrykt begge sider av kondensa-toren C19 og kondensatoren vil utlades via motstand R45, hvilken motstand også begrenser utladingsstrømmen.

En 15 V integrert krets regulator A5 er koplet til ledning 21 for å mate en meget stabil og støyfattig spenning til en diode L3 som sender ut infrarødt lys og er koplet til utgangen. Kondensatoren C23 sørger for den vanlige ytterligere filtrering. Transistoren Qll er en foto-transistor som er følsom overfor infrarøde stråler.

Kretsen som omfatter dioden L3 og transistoren Qll brukes for nøyaktig måling av fremmatingsmotorens hastighet. For dette formål er den lys-utsendende diode L3 og fototransis-toren Qll montert på motorens M endedeksel, hvor ventilasjonsviften er installert på en slik måte at bladene av ventilasjonsviften bryter sendingen av de infrarøde stråler fra dioden L3 til transistoren Qll. Hver gang en lyspuls når transistoren Qll, opptrer en utgangspuls på vedkommende transistors emitter-elektrode. Den genererte pulsfrekvens er motorens turtall multiplisert med antallet blader av ventilasjonsviften. Ved den spesielle motor som benyttes, har ventilasjonsviften 8 blader. Motstanden R52 begrenser strøm-men gjennom dioden L3 og motstanden R54 er emitterbelast-ningen av transistor Qll. Det resulterende signal sendes til kretsblokk 12, som beskrevet nedenfor.

Kretsblokk 12 - motorturtall/ volt

Omformerforsterker

Signalet som opptrer ved forbindelsen mellom transistoren Qll og motstanden R54 har en frekvens som er 8 ganger fremmatningsmotorens turtall. Ved motorens maksimale turtall, er denne frekvens lik 706,67 Hz. Dette signal påtrykkes den ikke-inverterende inngang av forsterkeren A6-1, hvis forsterkning, bestemt av motstandene R54 og R57, er ytterst høy. Kondensatoren C24 filtrerer bort eventuell høyfrekvent støy som opptrer ved utgangen av forsterker A6-1. Den høye forsterkning av forsterkeren A6-1 er slik at utgangen veks-ler fra matespenningen på +15 V til null volt ved frekvensen av det påtrykte signal. Frekvensen av det påtrykte signal varierer lineært med motorens turtall og er derfor et ypperlig bilde på trådfremmatningshastigheten. Utgangen fra forsterkeren A6-1 blir påtrykt en differensiatorkrets som består av kondensatoren C26 og motstanden R60. Hensikten med denne differensiator er å oppnå en konstant taktgivning av den pulserte bølgeform, uavhengig av det innkommende signalets frekvens. Differensiatorens tidskonstant må være kortere enn korteste "on time" av signalet, og komponente-ne innstiller denne pulsvarighet til 33,33 mikrosekunder ved dette spesielle eksempel. Utgangen fra differensiatoren blir påtrykt dioder D15 og D16, som har den funksjon å eliminere den negative del av pulsene før de blir påtrykt en integrert krets, som består av motstandene R59 og R61 samt kondensatoren C25. Integratorkretsen har en forholdsvis langsom responstid, sammenlignet med ovennevnte differensiatorkrets, idet den har en ladningstid på 500 mikrosekunder og en utladingstid på 3 millisekunder.

Hver differensiert puls på 33,33 mikrosekunder lader kondensatoren C25 en liten mengde og mellom ladepulsene utlades kondensatoren gjennom motstanden R59, inntil neste puls opptrer. Ved et gitt turtall av motoren foreligger en likevektstilstand, hvor utladingshastigheten svarer til ladehastigheten og en likespenning kan måles som bilde på denne likevektstilstand. Ved et lavt motorturtall er ladetiden alltid lik 33,33 mikrosekunder og utladingshastigheten er forholdsvis lang. Likespenningen som måles er således svært lav. Når hastigheten øker, øker også ladehastigheten av kondensatoren C25, og når ladepulsene kommer oftere lader kondensatoren C25 bare noe mer enn den utlader, og den byg-ger således gradvis opp mer ladning. På denne måten øker den målte likespenning når motorens turtall øker.

Dette integrerte signal krever forsterkning før det kan vi-derebehandles. Dette oppnås med forsterkeren A6-2, hvis forsterkning innstilles av de relative verdier av motstandene R56 og R58. Utgangen fra forsterkeren A6-2 er via en strømbegrensende motstand R53 forbundet med den inne-inverterende inngang for forsterkeren A4-1.

Den inverterende inngang av forsterker A4-1 blir forsynt

med en forsterket versjon av buespenningssignalet ved den variable motstands R5<glider.>. Forsterkning gjennom-føres av forsterkeren A4-3, hvis forsterkning bestemmes av de relative verdier av motstandene R48 og R51. Kondensatoren C20 er en lav-verdi-kondensator som hamler opp med forsterkerens A4-3 forsterkning ved høyere frekvenser og dermed minsker høyfrekvens-transientene, sammenlignet med signalspenningen som forsterkes. Rygg-mot-rygg-diodene Dll og D12 hindrer at spenningsforskjellen mellom de to inngangene av forsterkeren A4-1 overstiger 0,6 V. Dette gjøres for å be-skytte inn-kretsene for forsterkeren i tilfelle av alvorlig ubalanse mellom de to inngangene.

Forsterkerens A4-3 utgang er via en motstand R39 forbundet med den inverterende inngang av forsterker A4-1, hvor den sammenlignes med signalet som kommer fra forsterkeren A6-2. Motstandene R39 og R36 bestemmer forsterkningen av forsterker A4-1. Kondensatoren C18 forbikopler motstanden R39 ved pulserende innganger fra kommandosignalet; dvs når buespenningen fluktuerer raskt med sveisebetingelsene får de raske endringer mer forsterkning fra forsterkeren A4-1 enn like spenningen som opptrer ved samme inngang og er et bilde på den nominelle fremmatningshastighet som kreves under normale sveisebetingelser. Disse pulser representerer de momentane endringer som skjer når sveiseren støter på ujevnheter i emnets overflate og/eller ved utstøtning av smeltet metall som tenderer til å øke buespenningen og forårsake mer utstøt-ning .

Utgangen fra forsterkeren A4-1 er feilsignalet som blir påtrykt styrekretsen A3 via isolasjonsdioden D5. Hensikten med denne diode er å hindre at forskjellige innganger til styrekretsen A3 påvirker hverandre. Kondensatoren C16 er koplet gjennom motstanden R36 for å redusere høyfrekvens-pulser og transienter generert av sveisebuen og av den 20 kHz omvikslingsfrekvens av motorføringskretsen. Kondensatoren C18 som er koplet i parallell med motstanden R39 er en forbikoplingskondensator hvis funksjon det er å øke forsterkningen av forsterker A4-1 ved raske buespennings-endringer. Forsterkerens A4-1 likespenningsforsterkning er ekstremt høy (f.eks. 2000), slik at den minste endring enten av buespenningen og/eller motorhastigheten blir registrert for at pulsbredde-modulatoren skal reagere momentant.

Den høye forsterkning av forsterker A4-1 resulterer i at dens utgang - dvs feilsignalet - enten er høyt eller lavt og ikke er lineært avhengig av differansen mellom inngangs-signalene som påtrykkes forsterkeren A4-1. Grunnen til denne tilbakemeldings-styrekrets er at det ikke er ønskelig å opprettholde et lineært feilsignal, sammenlignet med et om-vekslet på-av-signal på grunn av effekten av den iboende inerti i motoren og tannhjulsutvekslingen og deres langsomme respons på raske endringer i buespenningen. Når det opptrer en på-av signaltype ved utgangen av forsterkeren A4-1, tvinges motoren til omgående akselerasjon og omgående av-kopling, og dette kompenserer perfekt enhver endring i den ønskede buespenning.

Motorstrømforsterkerkrets 15

Denne krets er primært anordnet for forsterkning av motor-strømsignalet som genereres av motstand R46 og filtreres av motstand R47 og kondensator C22, som omtalt ovenfor. Det således genererte signal blir påtrykt den ikke-inverterende inngang av en forsterker A4-4, hvis forsterkning bestemmes av de relative verdier av motstandene R49 og R50. Kondensatoren C21 begrenser forsterkerens høyfrekvens-forsterkning. Rygg-mot-rygg-diodene D13 og D14 beskytter forsterkerens inngang ved å hindre at spenningsforskjellen mellom de to innganger overstiger 0,6 V.

Det forsterkede ut-signal fra forsterker A4-4 blir påtrykt den ikke-inverterende inngang for forsterker A4-2 via motstand R40 som er en strømbegrensende motstand. En justerbar referansespenning blir innstilt av motstandene R42, R43 og R44, av hvilke R43 er en trinmotstand som brukes for å inn-stille den maksimalt tillate strøm av motoren. Denne referansespenning blir påtrykt den inverterende inngang av forsterker A4-2 via en motstand R41. Motstanden R41 virker i forbindelse med tilbakemeldingsmotstanden R37 for styring av forsterkerens A4-2 forsterkning. Kondensatoren C17 som er koplet i parallell med motstanden R37 er en høyfrekvens-"roll-off" kondensator for forsterkeren.

Den referansespenning som påtrykkes forsterkeren A4-2 blir innstilt slik at den normalt er høyere enn motorstrømsigna-let som kommer fra forsterker A4-4. Denne forskjell vil således holde utgangen av forsterker A4-2 lav. Kretsen er innrettet slik at hvis motorstrømmen overstiger en fastlagt verdi, vil signalspenningen overstige referansespenningen og forsterkeren vil omgående endre tilstand. Under disse forhold blir høy spenning påtrykt fra forsterkerens A4-2 utgang for styring av inngangen av styrekretsen A3 og oppheve feilsignalet som kommer fra forsterker A4-1. Dette reduserer pulsbredden som blir påtrykt motoren og begrenser derfor motorens ut-vridningsmoment.

En viktig fordel ved den omtalte anordning er at et maksi malt vridningsmoment til enhver tid er tilgjengelig, uansett fremmatningsmotorens hastighet. Hvis f.eks. trådfremmatingen blir hemmet, f.eks. av friksjon ved sveisebrennerens dyse, ville dette føre til redusert fremmatingsmotorhastighet og økt buespenning, som ville medføre økt varmegenerering som igjen kunne føre til vridning av emnet og tapt styring. I et kjent system kunne dette skje i kort tid, tilsvarende en "død sone" i styresystemet før det gjennomføres en gjenopp-rettende forholdsregel for økning av fremmatingsmotorhastig-heten. Ved foreliggende oppfinnelse vil en økning av spenningen produsere en økning av fremmatningsmotorens hastighet i løpet av meget kort tid, f.eks. 50 mikrosekunder, for opp-rettholdelse av en konstant buespenning.

Selv om den ovenfor omtalte anordning vil finne vid anvende-se i industrien, er det tilstrebet at den vil være særlig effektiv når det gjelder å muliggjøre god sveising i høye, omgivende magnetfelt. To kjente teknikker som kan øke ef-fektiviteten av anordningen når den benyttes slik er først og fremst tilsetning av 2% oksygen til den inerte beskytten-de gass (argon) for at dypere sveiseinntrengning under emnets overflate skal muliggjøres. Den andre teknikk er bruk av et rørformet skjold (ikke vist) av ferromagnetisk mate-riale, som silikonstål, festet til spissen av sveisebrennerens dyse for å redusere styrken i det omgivende magnetfelt i nærheten av sveisesomen med ca. 100 Gauss. I dette tilfelle bør emnet anordnes ca. 6,35 mm - 9,525 mm fra spissen av brennerdysen. Rørets lengde:diameterforhold er 3 til 4:1.

Claims (11)

1. Sveisetråd-fremmatingssystem for et apparat for elektrisk buesveising, karakterisert ved at systemet omfatter en fremmatingsmotor for fremmating av en sveisetråd-elektrode mot et emne, organer for generering av et tilbakemeldingssignal som angir rotasjonshastigheten av fremmatingsmotoren, organer for generering av et styresignal som angir den momentane spenning ved spissen av sveisetråden (buespenningen), organer for å kombinere nevnte styresignal og nevnte tilbakemeldingssignal for generering av et feilsignal, en pulsbredde-modulert kraftforsyning for å mate kraft fra en kraftkilde til fremmatingsmotoren, hvor nevnte kraftkilde kan drives for å forsyne fremmatingsmotoren med en puls-spenning hvis pulstastforhold er styrt av nevnte feilsignal, og organer for å styre nevnte kraftforsyning som respons på feilsignalet på en slik måte at en økning av svei-sebuespenningen forårsaker en tilsvarendeø kning av sveisetråd-f r emmatingshastigheten og omvendt.

2. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i krav 1, karakterisert ved at kraftforsyningen omfatter en effekttransistor som er koplet for å styre forsynin^ gen av strøm fra kilden til motoren, og hvor nevnte styre-anordning for kraftforsyningen omfatter en pulsbredde-modulator som kan drives for å generere et pulssignal hvis pulstastforhold er styrt av nevnte feilsignal, og organer for å påtrykke nevnte pulssignal på styreelektroden i effekttransistoren for styring av transistorens ledeevne og dermed bredden av de pulser som blir påtrykt motoren.

3. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i et av foranstående krav 1 eller 2, karakterisert ved at organene for å kombinere styresignalet og tilbakemeldingssignalet kan drives for å sammenligne et parameter av de to signaler for å generere et feilsignal som har en av to distinkte verdier som er representative henholdsvis for at det valgte parameter av styresignalet ligger over eller under tilsvarende parameter av tilbakemeldingssignalet.

4. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i krav 3, karakterisert ved at nevnte kombinasjons-organ er en forsterker med stor forsterkning, som har dif-ferensialinnganger henholdsvis koplet for å motta tilbakemeldingssignalet og styresignalet og slik at dens utgang (feilsignalet) enten er høyt eller lavt, avhengig av de relative amplituder av tilbakemeldings- og styresignalene.

5. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i karav 3 eller 4, karakterisert ved at en diode er koplet til nevnte motor på en slik måte at den effektivt kortslutter motoren på tidspunkter når drivstrømmen til sistnevnte er redusert eller slått av på grunn av styringen slik at motoren på disse tidspunkter effektivt blir en ge-nerator og raskt blir dynamisk bremset av den resulterende, høye strøm som flyter gjennom dioden.

6. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i et av kra-vene 1-5, karakterisert ved at de organer som genererer tilbakemeldingssignalet omfatter et første organ for generering av et signal hvis frekvens avhenger av motorhastigheten og et andre organ for integrering av dette sistnevnte signal for dannelse av et tilbakemeldingssignal hvis amplitude avhenger av motorhastigheten.

7. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i krav 6, karakterisert ved at de organer som genererer nevnte tilbakemeldingssignal videre omfatter et diffe-rensieringsorgan for differensiering av sistnevnte signal før integrering med en tidskonstant som er mindre enn den korteste PÅ-tid av signalet, og hvor den etterfølgende integrering utføres ved en relativt enda lavere hastighet.

8. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i et av kra-vene 6 eller 7, hvor nevnte første organ omfatter et hjul, som er driftsmessig forbundet for rotasjon med motoren, hvilket hjul er anordnet slik at det idet det roterer avbry-ter en lysstråle som passerer fra en lyskilde til en lysmot-tager, slik at det ved utgangen av lysmottageren dannes et avbrutt signal, hvis frekvens angir hjulets hastighet og dermed også motorens hastighet.

9. Sveisetrpd-fremmatingssystem som angitt i krav 8, karakterisert ved at hjulet har formen av motorens ventilasjonsvifte.

10. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i et av foranstående krav, karakterisert ved at det omfatter organer for å sperre driften av styreorganet for kraftforsyningen hver gang buespenningen overstiger en fastlagt grense.

11. Sveisetråd-fremmatingssystem som angitt i krav 10, karakterisert ved at det omfatter organer for opphevelse av nevnte sperreorgan for å tillate manuell drift av fremmatingsmotoren selv om buespenningen er over nevnte fastlagte grense.