NO843682L - Tellepulsgenerator. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en signalgenerator for å generere et signal bestående av pulser som har skrånende flanker.

En slik signalgenerator er tidligere velkjent. Når opera-sjonsforsterkere benyttes i den for å realisere de skrå puls-flanker, kan det hende, p.g.a. en mulig forskyvning (offset) i forsterkeren, at signalet får en uønsket høy amplitude i tidsintervallet mellom pulsene. Dette kan være en ulempe i enkelte anvendelser og gi støy.

Et formål med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en signalgenerator av ovennevnte type som ikke medfører denne ulem-pen, dvs. hvor amplituden til signalet som genereres har en forutbestemt amplitude, f.eks. 0 V i intervallet mellom pulsene.

Dette oppnås ved å utforme signalgeneratoren i overens-stemmelse med de nedenfor fremsatte patentkrav.

Ved at amplituden frivillig velges høy i intervallene mellom pulsene, vil denne amplitude lett detekteres av detektorkretsen, og denne informasjonen benyttes av begrenseren til å bringe generatorens utgang ned på den ønskede referanseverdi.

Andre trekk ved foreliggende oppfinnelse fremgår også av de nedenstående patentkrav, men her kan dessuten nevnes at filter-kretsen, som er beskrevet i krav 5, med fordel også kan omfatte et båndpassfilter som tillater sinusformede signaler å passere mens det begrenser effekten i det nedre båndpassområde, noe som særlig er nyttig når det nedre frekvensområde utgjøres av tale-signaler. Samtidig kan det modulerte sinussignalet være et takseringssignal for telekommunikasjonsformål. Likeledes kan det første og det andre signal være innbyrdes inverse.

Fordi dette takseringssignal har den ønskede referanseverdi, f.eks. OV, i tidsintervallene mellom pulsene som består av sinus-signaler, kan det ikke i disse tidsintervaller betraktes som et effektivt takseringssignal i telefonapparatet, noe som ville ha vært tilfelle dersom signalet hadde hatt en betydelig amplitude i disse tidsintervaller. Heller ikke vil signalet frembringe klikk i telefonapparatet, fordi pulsene på den ene side utgjøres av sinusformede signaler med skrånende flanker, noe som reduserer effektmengden som foreligger i talefrekvensområdet, og som er ansvarlig for slike hørbare klikk, og på den annen side vil båndpassfilteret ytterligere redusere denne effekt.

Det skal også bemerkes at signalgeneratoren ifølge krav 3 eller 4 med fordel kan ha portstyringskretser som omfatter en svitsj som består av to innbyrdes sammenkoblede PMOS og NMOS transistorer.

For å gi en klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse vises til nedenstående detaljerte beskrivelse av utførelseseksem-pler, samt til de ledsagende tegninger, hvor: - fig. 1 viser en pulsgenerator MSG i henhold til foreliggende oppfinnelse, - fig. 2 viser bølgeformer PW og BSO som fremkommer ved termi-nalene PW og BSO i fig. 1,

- fig. 3 viser sammenligningskrets CO i fig. 1 i detalj,

- fig. 4 viser pulssignalene PW1 til PW3 som styrer sammenligningskrets CO.

Signalgeneratoren MSG som er vist, er en takserings- eller tellepuls-signalgenerator. Den utgjør en del av en transkoder og filterkrets som igjen inngår i en telefonlinjekrets koblet mellom en abonnentlinje som fører til et telefonapparat og telefon-sentralens koblingsnettverk, og omfatter en kaskadeforbindelse av et abonnentlinjegrensesnitt som er i stand til å gjennomføre linjestyring og overvåkning, en digital signalprosessor tilpasset for å utføre analog/digital samt digital/analog omforming, idet den ovennevnte transkoder og filterkrets er i stand til å generere et tellepulssignal og dessuten å omforme 13-bits lineære PCM-signaler til 8-bits kompanderte PCM-signaler og omvendt, samt en terminal omfattende to prosessorer for styring og sikring av de generelle styringsoppgaver for linjekretsen. Transkoderen og styringskretsene er utført felles for 8 abonnentgrensesnitt og digitale signalprosessorer.

Som forklart nedenfor, omfatter tellepulssignalet som er i stand til å bli generert av MSG, pulstog på 12 kHz eller 16 kHz sinusformede bølger, som er symmetriske omkring en referanseverdi på OV og med den minste lengde 100 millisek. For at disse pulstog ikke skal frembringe hørbare klikk i telefonapparatet, har de en gradvis tiltagende/avtagende stige- henholdsvis synke-flanke og er dessuten egnet filtrert, noe som begge deler reduserer effekten i det hørbare området til signalet, hvilken effekt er ansvarlig for slike hørbare klikk.

Tellepuls-signalgeneratoren MPG, som er vist, omfatter en pulskilde PC som ved sine utganger PW, PDM og PW1 til PW3 frembringer en pulsbølgeform PW (fig. 2), et pulstetthetsmodulert (PDM) binært signal PCM (ikke vist) og pulsbølgeformene PW1 til PW3 (fig. 4). Pulsbølgeformen PW har en frekvens på 3,13 Hz og en amplitude som varierer mellom referansespenningene (VREF2 = -0,7 V og +VREF1 = + 2,5 V). Binærsignalet PDM har en amplitude som varierer mellom V- = -5V, og 0V og en valgbar frekvens på enten 4096 kHz eller på 2048 kHz og er slik at når den sendes gjennom et egnet lavpassfilter, oppnås en ren sinusbølge ved en frekvens 12 kHz eller henholdsvis 16 kHz. Pulsbølgeformene PW1 til PW3 varierer mellom -5V og V+ = 5V og har en frekvens på

256 kHz.

Pulsbølgeformen PW tilføres den ikke-inverterende utgang med samme benevnelse på operasjonsforsterker OAl, som utgjør en del av en pulssignalgenerator BSG med utgangene BS+ og BS-, og som dessuten omfatter konstante strømkilder CS1 og CS2, operasjons-forsterkere OA2 og OA3, motstandene Ri og R2 med samme verdi og kondensator C. Som skjematisk vist ved pilene, styrer utgangssignalet fra OAl strømkildene CS1 og CS2, som er koblet i serie mellom V+ og V-. Forbindelsespunktet mellom CS1 og CS2 er koblet til den inverterende inngang for OAl, og også til jord via kondensator C, og endelig til den ikke-inverterende inngang for forsterkeren OA2 med enhetsforsterkning som isolerer kondensatoren C fra utgangen fra OA2. Denne utgangen er koblet via motstanden Ri til den inverterende inngang på OA3, hvis utgang er koblet tilbake til dens inverterende inngang gjennom tilbake-koblingsmotstand R2 og hvis ikke-inverterende inngang er jordet. Utgangene fra OA2 og OA3 utgjør de ovennevnte utganger BS+ henholdsvis BS-.

Når pulsbølgeformen PW påtrykkes BSG, blir kondensatoren C oppladet på lineær måte av den konstante strøm som tilveiebringes av strømkilden CS1 og inntil dens spenning når +VREF1 eller ut-lades på lineær måte av den konstante strømmen som flyter til V-gjennom strømkilden CS2 inntil dens spenning når (VREF2). Mellom denne ladning og utladning forblir kondensatoren på spenningen +VREF1 eller -VREF2. Derved vil en asym metrisk pulsbølgeform BS+, som pendler omkring spenningen OV som vist i fig. 2, opp-nådd, og pulsene fra dette signalet BS+ har lineært stigende og synkende skråflanker med stige- og synketid lik omkring 20 millisek. De konstante amplitudedeler mellom disse flanker har hver en varighet på minst 100 millisek.

For å få en pulsbølgeform som varierer symmetrisk rundt OV, reproduseres først den usymmetriske pulsbølgeform BS+ ved utgangen av kondensator C også på utgangen BS+ til OA2 og inverteres deretter i OA3. Den sistnevnte genererer ved sin utgang BS- pulsbølgeformen med samme navn BS-, og som varierer mellom +VREF2 og -VREF1 og vekselvis rager utenfor motsatte sider av spenningen OV som vist i fig. 2.

Disse pulsbølgeformer BS+ og BS- blir nå tilført styringsinngangene med samme navn på en modulasjonskrets MOD, som omfatter to brytere Sl og S2, hver med en PMOS transistor PM1/2 og en NMOS transistor NMl/2. De første og andre styringsinnganger til disse brytere S1/S2 utgjøres av portelektrodene til transistorene PM1/2 henholdsvis NMl/2, deres datainnganger utgjøres av den sammenkoblede kilde- og slukelektrode til PM1/NM2 henholdsvis NM1/PM2, og deres datautganger består av den sammenkoblede slukelektrode til PM1/NM2 og kildeelektrode til NM1/PM2. Utgang BS+ og BS- fra BSG blir koblet til datainngangene til Sl og S2, hvis datautganger er sammenkoblet og utgjør utgangen BSO til modulatorkrets MOD. Inngangene PDM1/2 til denne utgjøres av de sammenkoblede første/andre og andre/første styringsinnganger til bryterne Sl og S2. Utgangen PDM fra pulskilden PS blir koblet til inngangen på en nivåskifter og inverteringskrets LSIC som har to utganger PDM1 og PDM2 koblet til innganger med samme navn på modulasjonskrets MOD.

I kretsen LSIC blir nivået til pulsbølgeformen PDM, som varierer mellom OV og V-, forskjøvet slik at en pulsbølgeform PDM1, som varierer mellom V+ og V-, fås, og PDM1 inverteres deretter for å frembringe pulsbølgeformen PDM2. Disse to motsatte pulsbølgeformer PDM1 og PDM2 er slik at de lukker én av bryterne Sl eller S2 i modulasjonskretsen MOD, og derved tilføres enten signal BS+ eller BS- til utgangen BSO på denne. Som en følge av dette vil PDM pulsbølgeform BSO ved denne utgang BSO

være symme trisk omkring OV og være begrenset mellom BS og -BS.

I fig. 2 er omhylningskurven til denne PDM pulsbølgeform BSO vist, og omhylningskurven varierer mellom +VREF1 og -VREF2 i pulsperiodene og mellom VREF2 og -VREF2 i tidsintervallene mellom de aktuelle pulser. Disse pulsperioder og intervaller mellom pulsene blir bestemt av nullgjennomgangene for BS+ og BS-.

Bare PDM signalene i pulsperiodene vil bli benyttet som takserings- eller tellepuls-signaler. Derfor blir PDM-signalene i tidsintervallene mellom pulsene, og som i telefonapparatet kunne bli oppfattet som tellepulser, eliminert. Av denne grunn blir også utgangssignalene BS+ og BS- tilført inngangene med samme navn på en komparator CO som har utgangene CR og CR,

og er vist i detalj i fig. 3. Denne komparator CO omfatter to identiske inverteringskretser INV1 og INV2, som omfatter PMOS og NMOS transistorene PM5, NM5 henholdsvis PM6, NM6. Portelektrodene til transistorparene PM5 og NM5, så vel som transistorparene PM6 og NM6 er koblet sammen og utgjør inverteringsinngangene II hhv. 12, mens slukelektrodene til transistorene for hver av disse par også er sammenkoblet og utgjør inverterings-utgangene 01 hhv. 02. Inverteringsutgangen 01 er koblet til inverteringsinngang 12, og inverteringsutgangen 02 er likeledes koblet til inverteringsinngang II. Tilførselsspenningen V+ er koblet til de sammenkoblede kildeelektroder for PM5 og PM6, og kilde/sluk-veien i PMOS transistoren PM7, som styres av puls-bølgef ormen PW3 (fig. 4), og de sammenkoblede kildeelektroder til NM5 og NM6 er koblet til V- gjennom sluk/kilde-veien i NMOS transistor NM7, som styres av PW2 (fig. 2). Inngangen BS+ til komparatorkrets CO er koblet til inngangen II til INV1 gjennom sluk/kilde-veien til NMOS transistor NM7, mens inngangen BS- på samme måte er koblet til 12 via NM9. Transistorene NM8 og NM9 blir begge styrt av pulsbølgeformen PW1 (fig. 4). De ovennevnte inverteringsinnganger II og 12 utgjør utgangene CR og CR til sammenligningskrets CO.

Denne sammenligningskrets CO virker som følger når puls-bølgef ormene BS+ og BS- tilføres inngangene med samme navn.

Når PW1 er aktivisert (1) blir pulsbølgeformen BS+ og BS-tilført inverteringsinngangene II og 12 via NM8 hhv. NM9 og blir således samplet, da de lagres i de parasittiske inngangskonden- satorer som foreligger ved disse innganger. Deretter, når PW2 bringes til 1 og PW3 ligger på 0, blir begge disse inverteringskretser gjort operative, idet PM7 og NM7 da blir ledende, og som en følge av dette vil spenningene V+ og V- bli tilført slukelektrodene til PM5, PM6 og hhv. NM5, NM6, slik at begge inver-teringskretsene blir operative. Således vil, når BS+ er større enn BS-, NM5 og PM6 bli fullstendig ledende p.g.a. forsterknings-virkningen til de sammenkoblede inverteringskretser. Som en følge av dette blir utgangene CR og CR da liggende praktisk talt på spenningene V+ hhv. V-, dvs. de blir aktivisert (1) og henholdsvis passivisert (0). Når BS- er større enn BS+, vil derimot CR og CR henholdsvis bli aktivisert og passivisert.

Fra det ovenstående følger at når fortegnet til (BS+) -

(BS-) endres, vil sammenligningskretsens utgang variere fra 1 til 0 eller omvendt, mens utgangen CR samtidig endres fra 0 til 1 og omvendt. Således vil pulsperioden og tidsintervallene mellom pulsene til pulsbølgeformen BSO værekarakterisert vedat CR = 1, CR = 0 og henholdsvis CR = 0, CR = 1.

Ser vi igjen på fig. 1, blir utgangene CR og CR fra CO koblet til styringsinngangene til brytrene S3 og S4, som ligner brytrene Sl og S2, og omfatter PMOS og NMOS transistorene PM3, NM3 henholdsvis PM4, NM4. Datainngangen til S3 er koblet til den ovennevnte utgang BSO fra modulasjonskrets MOD, og dens datautgang er koblet til utgangsklemme MNTC og til datainngangen på bryteren S4, hvis datautgang er jordet. Den første styringsinngang til PM3 og den andre til S4 er koblet til utgangen CR fra CO, mens den andre styringsinngang til PM3 og den første til S4 er koblet til utgangen CR fra CO.

Som beskrevet ovenfor, er CR lik 1 og CR = 0 under pulsperiodene til BSO slik at brytrene S3 og S4 da er lukket henholdsvis åpne, og utgangssignalet BSO fremkommer ved utgangs-terminal MNTC. I tidsintervallene mellom pulsene i signalet BSO er derimot CR = 1 og CR = 0, og på grunn av dette er bryteren S3 åpen og bryteren S4 lukket. Derved vil utgangen BSO bli fra-koblet fra terminalen MNTC, og den siste blir jordet.

Fra det ovennevnte følger at, når man begynner med en puls-bølgef orm PW som varierer mellom -VREF2 og +VREF1, vil puls-bølgef ormene BS+ og BS- bli generert, og de varierer mellom

-VREF2 og +VREF1 henholdsvis +VREF2 og -VREF1. Dermed er det lett å detektere nullgjennomgangene til begge disse bølgeformer og bruke denne informasjonen til å begrense amplituden til PDM-bølgeformen BSO, f.eks. til null mellom pulsene i tidsintervallene mellom disse. Grunnen for å gå fram på denne måten er følgende: Når man starter med en pulsbølgeform PW som varierer mellom VREF2 = OV og VREF1, kan det hende at på grunn av forskyvninger i forsterkningen til OAl og/eller 0A2, så vil det laveste nivå til BS+ i tidsintervallet mellom pulsene ikke befinne seg ved OV, men ennå lavere, la oss si ved -AVI. På grunn av en mulig forskyvning av 0A3 og inversjonen som foretas i denne, kan det også forekomme at det øvre nivået til BS- i tidsintervallene mellom pulsene be-finner seg på en høyere verdi enn OV, f.eks. +AV2. Når for-skjellen mellom +AV2 og -AVI er tilstrekkelig stor, kan PDM signaler i intervallet mellom pulsene fremstilles i telefonapparatet som et tellepulssignal. Ved nå å tvinge nivået til BS+ og BS- i tidsintervallene mellom pulsene til verdier som er lik -VREF2 og +VREF2 uavhengig av operasjonsforsterkerne 0A1-0A3, og hvorvidt disse har en forskyvning i forsterkningen, kan betyde-lige amplituder realiseres for BS+ og BS-, slik at selv når disse forsterkere har en forskyvning i forsterkningen (alltid mindre enn VREF2 = 0,7 V), vil det alltid være mulig å detektere disse amplituder på den måten som er beskrevet ovenfor, og deretter begrense spenningsamplituden for BSO til null i intervallet mellom pulsene.

Fordi ledeflanken og følgeflanken til pulsene i PDM- . signalet i ovennevnte tellepulssignal BSO, som genereres ved utgangen av MNTC, varierer langsomt, er effekten i det hørbare frekvensområdet til takseringssignalet relativt liten, og da denne effekten er ansvarlig for hørbare klikk i telefonapparatet, reduseres også faren for forekomsten av slike. Imidlertid er denne foranstaltning fortsatt utilstrekkelig, da effektstørrelsen fortsatt er for høy. For ytterligere å redusere den, gjøres det bruk av et filterutstyr som er avgrenet mellom terminalen MNTC i utgangsterminalen MNTB til generatoren og omfatter kaskadeforbindelse av lavpassfilteret LPF1, båndpassfilteret BPF og lavpassfilteret LPF2. Filteret LPF1 er et enkelt RC filter, og benyttes som glatte filter (anti-aliasing). Båndpassfilteret BPF er et sjette ordens svitsjet kondensatorfilter, og omfatter kaskadeforbindelse av et annet ordens lavpassfilter og et fjerde ordens båndpassfilter (hvorav ingen er vist). Dette lavpassfilter har en grensefrekvens på 20 kHz og opererer ved en samp-lingsfrekvens på 4096 kHz. Det omformer PDM bølgeformen BSO til en bølgeform med pulser på 12 kHz eller 16 kHz sinusformet, og virker som et glatte-filter for båndpassfilteret, og har en flat karakteristikk i et område som dekker 12 kHz til 16 kHz og opererer ved en prøvetakningsfrekvens på 256 kHz. Virkemåten til dette filteret er å la en 12 kHz eller 16 kHz sinusbølge passere og gi en ytterligere dempning for effekten i det hørbare frekvensområdet til det ovennevnte signal BSO. Lavpassfilteret LPF2 kalles også Rauch-filter med en grensefrekvens på 50 kHz. Dette filteret er velkjent innen denne teknikken og benyttes til å undertrykke utgangssignalet ved restsignaler i MNTB, frembragt av det koblede kondensatorfilters klokkesignal i båndpassfilteret

BPF.

Claims (10)

1. Signalgenerator for å generere et signal bestående av pulser som har skrånende flanker, karakterisert ved at den omfatter en generatorkrets (BSG) som er tilpasset for å gi signalet (BS+) en slik amplitude i tidsintervallene mellom pulsene sett i forhold til et andre signal (BS-), at denne amplituden kan detekteres av en detekteringskrets (CO) og som følge av dette kan begrenses, av en begrenser (S4), til. en referanseverdi.

2. Signalgenerator ifølge krav 1, karakterisert ved at signalgeneratoren (BSG) på den ene siden er koblet til detektorkretsen som består av en sammenligningskrets (CO) og på den annen side til en generatorutgang (MNTC), som er koblet til begrenseren (S4) styrt av sammenligningskretsen, alt på en slik måte at når begge signalene føres til sammenligningskretsen, blir pulsperiodene og tidsintervallene mellom pulsene i det første signalet (BS+) detektert, og som en følge av dette styrer sammenligningskretsen (CO) begrenseren (S4) på en slik måte at den sistnevnte begrenser amplituden til referanseverdien i intervallene mellom pulsene.

3. Signalgenerator ifølge krav 2, karakterisert ved at generatorkretsen (BSG) blir koblet via en første portstyringskrets (S3) til generatorutgangen som er koblet til et referansesignal som representerer referanseverdien, gjennom en andre portstyringskrets (S4), som utgjør begrenseren, idet de første (S3) og andre (S4) portstyringskretser styres av komplementære utganger (CR, CR) fra sammenligningskretsen (CO) på en slik måte at den første portstyrende krets (S3) lar signalene passere, bare i pulsperiodene, og at den andre portstyrende kretsen (S4) begrenser generatorutgangen (MNTC) til referanseverdien i intervallene mellom pulsene.

4. Signalgenerator ifølge krav 2, karakterisert ved at den omfatter: en pulskilde (PS, LSIC), som genererer motsatte første (PDMl) og andre (PDM2) pulsbølgeformer, samt en modulatorkrets (CO) med et par første modulatorinnganger (BS+, BS-), til hvilke det første (BS+) og henholdsvis det andre (BS-) signalet tilføres, med et par andre modulatorinnganger (PDMl, PDM2), til hvilke de første (PDMl) og andre (PDM2) pulsbølge-former tilføres, og med en modulatorutgang som blir koblet til modulatorutgangen (BSO), idet de første modulatorinnganger (BS+, BS-) er koblet via en tredje (Sl) henholdsvis en fjerde (S4) portstyrende krets til modulatorutgangen (BSO), og at de andre modulatorinngangene (PDMl, PDM2), utgjør styringsinnganger for den tredje (Sl) og fjerde (S2) portstyrende krets, slik at en puls-bølgeform (BSO) modulert med de første (BS+) og andre (BS-) signaler, genereres ved modulatorutgangen (BSO).

5. Signalgenerator ifølge krav 4, karakterisert ved at de motsatte første (PDMl) og andre (PDM2) pulsbølge-former er pulstetthetmodulerte pulsbølgeformer, og at generatorutgangen (MNTC) er koblet til en filterkrets som omfatter et lavpassfilter for å omforme den pulsmodulerte bølgeform til en sinusmodulert bølgeform, og at de første (BS+) og andre (BS-) signaler er innbyrdes inverse med henblikk på referanseverdien.

6. Signalgenerator ifølge krav 1, karakterisert ved at generatorkretsen omfatter en pulskilde (PS) som genererer en rektangulær pulsbølgeform (PW), hvis omhylningskurve vekselvis rager ut på motsatte sider av referanseverdien, en operasjonsforsterker (OAl), som til sin ikke-inverterte inngang tilføres den rektangulære pulsbølgeform (PW), og hvis utgang styrer driften av de første (CS1) og andre (CS2) strømkilder som er koblet i serie mellom polene til en likespenningskilde (V+, V-), og at forbindelsespunktet til disse spenningskilder er koblet til den inverterte inngang til forsterkeren (OAl) og til den ene plate på en kondensator (C), hvis andre plate er koblet til referanseverdien, idet det første signalet (BS+) blir generert ved forbindelsespunktet.

7. Signalgenerator ifølge krav 6, karakterisert ved at forbindelsespunktet er koblet til den ikke-inverterende inngang på en andre operasjonsforsterker (0A2) med forsterkning lik 1, og at utgangen fra denne andre operasjonsforsterker (0A2) er koblet til en inverterende tredje operasjonsforsterker (0A3), ved utgangen av hvilken det andre signalet (BS-) genereres.

8. Signalgenerator ifølge krav 2, 3, 4 eller 5, og hvor sammenligningskretsen (CO) er utstyrt med en første og en andre inngang og med komplementære første og andre utganger, karakterisert ved at den første (BS+) og andre (BS-) inngangen er koblet til de første (II) og andre (12) innganger til en første (INV1) og en andre (INV2) inverter over første (NM8) og andre (NM9) portstyrende kretser, idet invertrene er koblet i en lukket sløyfe, og en likespenningskilde er koblet via disse invertrene gjennom et portstyringsutstyr (PM7, NM7), mens de komplementære utganger (CR, CR) utgjøres av inverternes utganger (02, 01).

9. Signalgenerator ifølge krav 8, karakterisert ved at hver av inverterne (INVl, INV2) omfatter en PMOS-transistor (PM5, PM6) og en NMOS-transistor (NM5, NM6), hvis portelektroder og slukelektroder er sammenkoblet og utgjør inverterens innganger (II, 12) henholdsvis utganger (01, 02), og hvor også kildeelektrodene til PMOS-transistorene (PM5, PM6) og til de av NMOS-transistorene som er koblet til de respektive poler på likespenningskilden over tredje (PM7) og fjerde portstyringskretser som utgjør portstyringsutstyret, og at første og andre portstyringskretser er ledende når de tredje og fjerde portstyringskretser ikke er det, og omvendt.

10. Signalgenerator ifølge krav 4, 5, 8 eller 9, og hvor modulatoren er forsynt med par av første og andre innganger og med en utgang, karakterisert ved at hver av de første innganger (BS+, BS-) er koblet til utgangen (BSO) over første (Sl) og andre (S2) porter, og at de andre inngangene utgjør de respektive styringsinnganger til de første (Sl) og andre (S2) porter.