NO864821L - Fremgangsmaate og innretning til aa bestemme en dreiefeltmaskins fluksvinkel, resp. til stillingsorientert drift av maskinen. - Google Patents

Abstract

Der gis anvisning på en fremgangsmåte. og en innretning til drift av en dreiefeltmaskin, særlig uten mekaniske givere. For ved start av en dreiefeltmaskin, f.eks. i tilfellet av permanentmagnetisering, å gjøre det mulig å fastslå feltretningen uten mekaniske givere blir der på statorstrømmen eller statorspenningen innpreget en høyfrekvent andel (iz). I statorviklingene blir der derved innkoblet høyfrekvente spenningsandeler (resp.strømandeler) hvis omhyllingskurver ("enveloper") tilordnes stillingen av felt- eller rotoraksen. Fortrinnsvis utregner en fluksregner (60) en modell-vektors (FM) komponenter (60) som likeledes inneholder frekvensandeler.De i et filter (61) isolerte høyfrekvensandeler blir i en middelverdidanner (62) tilordnet retningsvektorens (fx) komponenter. Derved er en feltorientert drift av en synkronmaskin mulig.

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte til å bestemme en dreiefeltmaskins fluksvinkel under start resp. en fremgangsmåte til stillingsorientert drift av en dreiefeltmaskin ved hjelp av en stillingsgiver som fastlegger retningsvektoren for et roterende referansesystem. Videre angår oppfinnelsen en innretning til gjennomførelse av fremgangsmåten.

Fra DE-PS 21 32 178 er der kjent en dynamisk optimal styring

av en synkronmaskin hvor en giver ut fra maskinens elektriske størrelser utregner en statorreferert komponent av en modellvektor som definerer flukseny og hvis retning fastlegger en retningsvektor som peker i feltaksens retning. En ønskeverdi for den på feltet loddrette komponent av statorstrømvektoren, f.eks. uttatt ved utgangen fra en omdreiningstallregulator,

samt en ønskeverdi for den med feltet parallelle komponent som angir den magnetisering som må presteres av statoren, bestemmer en til denne retningsvektor referert ("feltorientert") ønskevektor for maskinens statorstrøm, og ut fra denne ønskeverdi blir der ved hjelp av retningsvektoren bestemt en styrevektor, hvormed der styres en omretter og innpreges en tilsvarende statorstrøm i maskinen.

Som giver benyttes ofte en såkalt "spenningsmodell", som beregner fluksen som integral av den elektromotoriske kraft, altså

som integral av spenningen med fradrag av de ohmske og induktive spenningsfall i statoren. Spenningsmodellen leverer imidlertid ved lave omdreiningstall bare et unøyaktig signal, idet like-spenningsandeler som opptrer som målefeil ved spennings-målingene, såvel som integrasjonsfeil i de tekniske integra-torer fører til feilbestemmelser. Derfor er en feltorientert drift med en spenningsmodell bare mulig ved høyere frekvenser. Dessuten må integrasjonskonstanten for integrasjonen av den elektromotoriske kraft ansettes ved forhåndslevering av en startverdi.

Istedenfor fluksretningen er det i mange tilfeller også mulig som retningsvektor å benytte EMK-vektorens akse, som er dreiet 90° i forhold til feltaksen i det stasjonære tilfelle. Da kan riktignok integrasjonen falle bort, men som regel er det heller ikke her mulig å få en nøyaktig regulert drift ved lave omdreiningstall. Isteden behøves en annen mulighet for å fastslå retningsvektoren.

En såkalt "strømmodell" kopierer de prosesser som fører til utformningen av fluksen i rotoren, ut fra momentanverdier av strøm og rotorstilling. Til dette behøves imidlertid en mekanisk giver til å bestemme rotorstillingen. Denne påkostning blir riktignok minsket med en inkremental dreiningsgiver eller en annen ikke-stillingsorientert giver som f.eks. en ren om-dreiningstallmåler, men da må rotoraksen ved stillstand resp. langsomt løp av maskinen bestemmes ("lokaliseres") på annen måte. Denne lokalisering faller ofte kostbar selv ved stillings-kodede mekaniske givere.

En minskning av kostnadene for bestemmelsen av retningsvektoren er ønskelig selv i tilfellet av at synkronmaskinens drift ikke blir orientert eksakt på feltaksen, men på rotoraksen, idet man gir avkall på en høy dynamikk. Således kan det f.eks. ut fra ønskeverdiene for statorstrømmen beregnes en tilnærmet verdi for anker-tilbakevirkningen for å dreie statorstrøm-vektoren i forhold til rotoraksen en lastavhengig vinkel-ønskeverdi som tar hensyn til vinkelen mellom feltakse og rotorakse. Men da er igjen bare bestemmelsen av feltaksen ført tilbake til en bestemmelse av rotoraksen. Vanskelighetene med rotorlokalisering ved lave omdreiningstall er dermed ikke avhjulpet.

For verktøymaskiner, skrittmotorer og andre anvendelsesområder har synkronmaskiner med permanentmagnetisert rotor vist seg velskikket. Ankertilbakevirkningen kan man ved slike maskiner se bort fra, så en rotororientering praktisk talt blir identisk med en feitorientering og der som givere kan anvendes rent mekaniske rotorstillingsgivere. For korrekt igangkjøring bør imidlertid også her rotorens begynnelsesstilling allerede være kjent, dvs. rotorstillingsgiveren må for en regelrett start innstilles på den riktige startverdi.

Dette problem med "rotorlokalisering" opptrer altså særlig

ved dreiefeltmaskiner som oppviser utpregede fortrinnsretninger i rotoren, som f.eks. også reluktansmaskiner. Ved maskiner med egen magnetiseringvikling lar problemet seg løse ved at denne magnetiseringsvikling ennå fører strøm i stillstand og der ut fra den i statoren induserte spenning foretas en utregning av den fluks som bygger seg opp, og som da ligger i rotoraksens retning. Denne mulighet bortfaller imidlertid ved permanentmagnetisering og løser heller ikke de problemer som opptrer ved lavere omdreiningstall ("langsomt løp").

For feltorientert drift av asynkronmaskiner bortfaller mulig-heten for å benytte spenningsmodellen til å bestemme fluks-vektorens stilling ved lave omdreiningstall, mens strømmodellen gir de samme problemer som knytter seg til rotorlokaliseringen. Også her viser derfor ofte en kostbar mekanisk giver seg nød-vendig .

Selv ikke-feltorienterte styringer som f.eks. en sakkingsstyring eller andre karakteristikk-styringer, går for det meste ut fra rotorstillingen som retningsvektor for styringen av statorstrømmen og krever en mekanisk stillingsgiver.

Sluttelig er oppfinnelsen også langt på vei uavhengig av hvorledes den elektriske matning av maskinen blir styrt. Således er det f.eks. ved anvendelse av en mellomkretsomretter også mulig å innprege mellomkretsspenningen ved hjelp av en styre-spenning, idet f.eks. en regulerings- og styreenhet da kan omregne en ønskeverdi for stator-strøm-amplituden som førings-størrrelse til det tilsvarende styresignal for styring av mellomkretsspenningen.

Et spesielt problem foreligger med hensyn til å bestemme rotorstillingen også ved starten av en dobbeltmatet asynkronmaskin. Ved denne teknikk er rotorviklingene og statorviklingene koblet

i serie, eller statorstrømmen flyter også gjennom rotoren.

Dette skjer ved hjelp av sleperinger som også fremtvinger

en endring i faserekkefølgen. Statorstrømvektoren og dens stilling i forhold til statoren er derfor lik rotorstrømvektoren og dens stilling i forhold til rotoren, og rotoren roterer med det dobbelte av statorfrekvensen. I og med bestemmelsen av rotorstillingen blir i den forbindelse også stillingen av feltvektoren bestemt, og omvendt. Som resultat fås da særlig enkel regulerbarhet, særlig ved anvendelse av feitorienteringen.

Hvis man i en slik dobbeltmatet asynkronmaskin uten å kjenne rotorstillingen på forhånd mater inn en strøm, så utvikler motoren et dreiemoment som ikke kan forutses når det gjelder størrelse og fortegn, og man må regne med en ukontrollert bevegelse av rotoren i den ene eller annen retning.

Til grunn for oppfinnelsen ligger den oppgave langt på vei

å bestemme stillingen av retningsvektoren som behøves ved en feltorientert eller rotororientert drift av en dreiefeltmaskin (asynkronmaskin eller synkronmaskin) og er gitt ved stillingen av dreiefeltets resp. rotorens akse ved hjelp av elektriske midler. Særlig ved permanentmagnetiserte synkronmaskiner, dobbeltmatede asynkronmaskiner eller i andre tilfeller hvor ikke-mekaniske retningsbestemmelser hittil sviktet, vil en kostbar mekanisk giver helt kunne unnværes.

Dette blir oppnådd ved at der i en elektrisk tilstandsstørrelse hos et statorviklingssystem blir innpreget en høyfrekvent andel. Ved de elektriske tilstandsstørrelser av statorviklingssystemet skal det i den forbindelse forstås strømmene og spenningene i de enkelte statorspoler og aksene for de spoler som den høyfrekvente andel innpreges i, bestemmer retningen av den innpregede andel. Det viser seg at der f.eks. ved en innpreget høyfrekvensstrøm i en eller flere statorspoler også

i spenningen på disse spoler og i strømmene og spenningene ved de andre spoler opptrer høyfrekvente andeler hvis amplitude avhenger av vinkeldifferansen mellom fluksaksen og retningen av den respektive innpregede andel. Ut fra et tilstandssignal

som gjengir en annen tilstandsstørrelse for statorviklingssystemet, blir derfor amplituden av den høyfrekvente andel bestemt. Den søkte retningsvinkel bestemmes ut fra den således bestemte amplitudes avhengighet av den forhåndsbestemte retning av den innpregede høyfrekvensandel.

Denne lokalisering av rotorvinkelen resp. av feltvinkelen

som oppfinnelsen gir anvisning på, kan med fordel også utbygges til en fremgangsmåte til drift av en dreiefeltmaskin ved hjelp av en elektrisk stillingsgiver hvis utgangssignal fastlegger et stillingsorientert referansesystems retningsvektor. Hvis man her ved maskinstatorens elektriske tilstandsvektorer forstår statorstrømvektoren og statorspenningsvektoren, blir der ved denne driftsmåte ut fra en stillingsorientert ønskevektor for en av de to elektriske tilstandsvektorer dannet en statorreferert styrevektor for en i forhold til referansesystemets rotasjonsfrekvens høyfrekvent tilleggs-ønskeverdi for denne tilstandsvektor og stillingsgiverens signaler. Ved hjelp av denne styrevektor styres så en omretter som i statorviklingene innpreger den elektriske tilstandsvektor som tilsvarer ønskevektoren og tilleggs-ønskevektoren. Fra et signal som gjengir den annen av de to elektriske tilstandsvektorer, isoleres høyfrekvensandelene, og ut fra høyfrekvensandelenes omhyllingskurver danner den elektriske giver de signaler som fastlegger retningsvektoren.

En tilsvarende innretning har fordelaktig et spenningsmåle-organ eller andre midler til å bestemme statorspenningene,

et båndpass eller høypass til å isolere statorspenningenens høyfrekvensandeler, en middelverdidanner for dannelse av høy-frekvensandelenes omhyllingskurver samt midler til bestemmelse av retningsvektorens komponenter ut fra omhyllingskurvene. Videre finnes en reguleringsinnretning med en inngang til

å levere en føringsstørrelse for statorstrømmens komponenter i et av retningsvektoren avhengig referansesystem, med en til-leggsønskeverdigiver til å frembringe en høyfrekvent tilleggs-ønskeverdi samt med en utgang hvor der kan tas ut et styresignal for statorstrømmen. En strømretter innpreger så i maskinens

stator en strøm som tilsvarer styresignalet.

Gunstige anvendelser og videre utformninger av oppfinnelses-gjenstanden erkarakteriserti de uselvstendige krav.

Oppfinnelsen vil i det følgende bli belyst nærmere under hen-visning til tegningen.

Fig. 1 anskueliggjør ved en reguleringsstruktur de generelle

prinsipper for en feltorientert regulering.

Fig. 2 er et diagram over en strøm iz som innmater en høy- frekvent tilleggsønskeverdi. Fig. 3 og 4 viser de til fig. 2 svarende høyfrekvente andeler

av statorspenningene.

Fig. 5 anskueliggjør prinsippet for et første utførelses- eksempel på oppfinnelsen. Fig. 6 viser de utregnede komponenter av den fluksdefinerende

modellvektor ifølge oppfinnelsen.

Fig. 7 viser høyfrekvensandelene av komponentene for fig. 6. Fig. 8 viser den statororienterte komponent av retnings vektoren . Fig. 9 viser digitale takt- og styresignaler som er avledet fra retningsvektorens komponenter og tjener til kommu-tering av statorstrømmen. Fig. 10 viser en enkel anordning til å drive en permanent magnetisert synkronmaskin selv ved lave omdreiningstall. Fig. 11 viser et vektorfilter som anvendes i den forbindelse. Fig. 12 viser en innretning til vekselretting av de likerettede

høyfrekvensandeler.

Fig. 13 viser en anordning til drift av en synkronmaskin med utstyr for rotorlokaliseringen i samsvar med oppfinnelsen . Fig. 14 viser en innretning til lokalisering av fluksvinkelen ved en dobbeltmatet synkronmaskin i stillstand før

start, og

fig. 15 viser signaler som opptrer i denne innretning.

Ifølge fig. 1 blir statorviklingen hos en dreiefeltmaskin1matet av en strømretter 2 med en statorstrøm som har variabel amplitude og frekvens og bestemmes av en reguleringsinnretning 3. Til formålet blir der tilført en inngang 4 til reguleringsinnretningen 3 en ønskeverdi i2<*>for den på feltet loddrette komponent av statorstrømmen, f.eks. uttatt på en frekvensregulator 5, mens en tilsvarende ønskeverdi il<*>blir valgt for den med feltet parallelle komponent i samsvar med den magnetisering som skal presteres av statoren, altså il<*>, blir innstilt på null ved en permanentmagnetisert synkronmaskin eller ved en maskin som i statoren bare blir matet med reell strøm. I det sistnevnte tilfelle er det mulig å oppnå en konstant fluks ved bruk av en ikke vist magnetiseringsstrømregu-lering, idet magnetiseringsstrømmen på kjent måte kan beregnes ut fra ønskeverdien for reell strøm, ønskeverdien for effekt-faktoren og den ønskede fluks. I tilfellet av en asynkronmaskin blir il<*>innstilt proporsjonalt med den ønskede fluks.

Den ønskevektor i_*_ som er gitt feltorientert ved i1<*>og i2<*>,

må imidlertid transformeres til det statorrefererte koordinatsystem og i tilfellet av en strømregulering også sammenlignes med statorstrømmens måleverdi for å komme frem til en stator-orientert styrevektor og fastlegge amplitude og fase av den statorstrøm som skal leveres av omretteren 2. I regulerings-skjemaet på fig. 1 foretas først koordinattransformasjonen som tilsvarer en dreining av ønskevektoren en vinkel lik fluksvinkelen fx. Da vektorielle størrelser i alminnelighet mest gunstig lar seg behandle i form av kartesiske komponenter, blir f luksvinkelen fx overført som vektorielt signal _fx via en dobbeltledning for de to statorrefererte komponenter fa = cos fx, fb = sin fx av en med fluksvektoren parallell retningsvektor. Koordinattransformasjoner blir så gjennomført ved hjelp av vektordreieledd.

Vektordreieleddet 6 leverer altså da den statororienterte strømvektor som ved hjelp av en koordinatomformer 7 blir om-regnet til sine polare koordinater, altså strømamplituden ai og strømfasen wi.

De tre fasestrømmer som tilsvarer de skjevvinklede komponenter av måle-statorstrømvektoren, blir av en 3/2-koordinatomformer 8 omdannet til de kartesiske komponenter av en statorreferert måle-strømvektor _is, og ut fra disse leverer en koordinatomformer 9 de tilsvarende måleverdier av amplitude og fase.

En amplituderegulator 10 såvel som en faseregulator 11 leverer så en styrevektors polare komponenter, hvormed amplituden ais og fasen wis av strømretterens utgangsstrøm blir styrt.

For å danne retningsvektoren fx behøves en giver 12. Ved feltorientert regulering inneholder den ofte en fluksregner som ut fra elektriske størrelser for maskinen beregner de statorrefererte komponenter FMa og FMb av en modellvektor FM som definerer fluksen. I det foreliggende tilfelle tjener som elektriske størrelser spesielt statorstrømvektoren i_s uttatt på 2/3-omformeren, samt vektoren u_s for statorspenningen uttatt på en tilsvarende 2/3-omformer. For fluksen er gitt som integral av den elektromotoriske kraft og kan ved tilstrekkelig nøyaktige parameterverdier r for statormotstanden og L for sprednings-induktiviteten beregnes som:

Ifølge kjent teknikk kan den således beregningsmessig bestemte modellvektor FM som i forhold til en i rommet fast statorakse beskriver vinkelen fx = arctg FMb/FMa, omformes til retningsvektoren f_x, hvorunder det ennvidere også er mulig å danne feltfrekvensen ff, dvs. tidsderivatet av feltvinkelen fx,

for sammenligning med en tilsvarende frekvensønskeverdi ff<*>ved måleverdiinngangen til frekvensregulatoren 5.

Som allerede nevnt muliggjør en elektrisk giver 12 som bygger på "spenningsmodellen", en feltorientert drift av dreiefeltmaskinen 1 bare ved høyere frekvenser. Dette forhold er uavhengig av den indre oppbygning av reguleringsinnretningen 3. Således kan f.eks. strømmens måleverdi i_ s ved hjelp av et vektordreieledd transformeres til feltkoordinatsystemet,

og etter omforming til polare koordinater leverer da regu-ler ingsavviket for amplitudene av vektorene i_*_ og is_ amplituden

som styrevektor og reguleringsavviket av vektoren den tilsvarende styrestørrelse wis for omretterens fase og frekvens. Imidlertid er det også mulig å danne reguleringsavvikene av

de feltorienterte eller statororienterte kartesiske komponenter, som da leverer de kartesiske komponenter av styrevektoren.

Oppfinnelsen gir nå anvisning på å overlagre en høyfrekvent andel på statorstrømmen ved hjelp av en i forhold til referanse-vektorens frekvens høyfrekvent tilleggs-ønskevektor iz<*>. Den supplering av den kjente vektor som behøves til dette, er anskueliggjort på fig. 1 ved innstipling av en tilleggs-ønske-verdigiver 13. Overlagringen kan skje ved vektoriell addisjon til den feltorienterte ønskevektor i_<*>_ eller til den tilsvarende vektor som skal overføres til det statororienterte koordinatsystem, eller ogå på en annen matematisk ekvivalent måte.

Følgelig inneholder også styrevektoren en tilsvarende høyfre-kvent andel som blir innpreget på statorstrømmen via strøm-retteren 2. Strømretteren 2 dannes i det antydede tilfelle av en likestrøminnstiller 14 ved likestrøminngangen til en vekselretter 15, hvor det er mulig via amplitude-styrestørrelsen (ais) å foreta en rask innstilling av strømaplituden svarende til den overlagrede høyfrekvensandel. Dreier det seg ved til-leggsvektoren iz<*>om en vektor med raskt variabel retning,

er også styrestørrelsen wis tilsvarende raskt variabel. En omløpende tilleggsvektor er imidlertid ikke ubetinget nødvendig.

Videre blir den elektriske giver matet av måleledd for statorspenningen med signaler som eventuelt via fluksregneren tilføres et båndpass- eller høypassfilter til å isolere høyfrekvensandeler i de målte spenninger. Høyfrekvensandelenes omhyllingskurver, som kan fås med en middelverdidanner, blir ved egnede midler tilordnet komponentene av retningsvektoren f_x. Den oppbygning av den elektriske giver 12 som behøves til dette,

vil bli forklart senere.

Da den fysikalske effekt som her ligger til grunn gjør det mulig å bytte om strøm og spenning, vil en statorspoles strøm og spenning i det følgende bli betegnet som "spolens to til-standsstørrelser", spolenes tilstandsstørrelser som "stator-viklingssystemets tilstandsstørrelser" og statorstrømvektor og statorspenningsvektor som "statorens tilstandsvektorer".

Oppfinnelsen beror på den iakttagelse at en i en av statorspolene innpreget høyfrekvent andel av den ene elektriske tilstandsstørrelse induserer en høyfrekvensandel av den annen tilstandsstørrelse for samme spole og høyfrekvensandeler av tilstandsstørrelsene for de andre spoler. Høyfrekvensandelene avhenger av stillingen av rotor- resp. feltaksen.

Denne overraskende iakttagelse vil bli belyst ved et forsøk hvor en strøm iz (fig. 2) med 250 Hz og en effektiv strøm-amplitude på 4,2 A blir innmatet via motortilslutningen R

og ført bort via stjernepunktet. Aksen for den spole som gjennomflytes av denne innpregede høyfrekvente strøm iz, gir for spolen en retning med retningsvinkel gx. I samsvar med tapene i denne spole opptrer et spenningsfall hvis verdi for det første i tilfellet av at rotoren er fullkomment rotasjonssymmetrisk oppbygget og hverken bærer noen permanentmagnet eller noen rotorvikling, f.eks. tilsvarer omtrent (URz)o =

340 mV og angir den med gx parallelle komponent av statorspenningsvektoren. Også i de to andre viklingsakser opptrer hz-yfrekvensandeler av spenningene, f.eks. (USz)o—100 mV.

Statorviklingene er induktivt sammenkoblet innbyrdes på grunn

av sin geometriske anordning, idet de overlapper hverandre gjensidig i sine randområder. Under de nevnte betingelser opphever de innkoblede spenninger i høyfrekvensandelene (UStz)

av de sammenkjedede spenninger mellom de to andre viklinger hverandre, dvs. at (USTz)o =0.1den forbindelse svarer (USTz) til den annen komponent av spenningsvektoren.

Hvis der imidlertid finnes en utpreget luftspaltefluks, f.eks. idet der på rotoren sitter en permanentmagnet, er allerede denne spenning URz som tilhører samme spole, i henhold til fig. 3 avhengig av differansevinkelen px-gx, som derfor i det minste teoretisk kan bestemmes ut fra amplituden av størrel-sene URz. Minima og maksima opptrer da når fluksen i denne spole er ens- eller motsattrettet (fluksvinkel f x = 0, it, ...). Ved vanlige typer og dimensjoner av maskiner er denne stillingsavhengige relasjon mellom de to tilstandsstørrelser for en eneste spole riktignok liten og utgjør f.eks. AURz/(URz)0=6%.

Samme metning resp. avmetning bevirker imidlertid fluksen ved fx = -y, -^-j, ... også i overlappingsområdene mellom vik-lingene R og S, og derfor viser spenningen USz på spolen S

den angitte avhengighet av feltvinkelen fx med AUSz/(USz)o~30%.

For spenningen UTz gjelder en -^jfaseforskjøven kurve, så

der for USTz og den tilsvarende komponent av spenningsvektoren resulterer en avhengighet som anskueliggjort på fig. 4. Omhyllingskurvene USTz viser altså utpregede ekstremer med USTz/(URz )o=51 0%.

Stillingsavhengige omhyllingskurver for høyfrekvensandeler

hvis amplitude gjør det mulig å bestemme differansevinkelen px-gx, fås likeledes dersom der i en spole innpreges høyfre-kvente spenninger istedenfor strømmen iz.

Finnes ikke noe stjernepunkt på statorviklingene, eller er stjernepunktet ikke tilkoblet, så flyter høyfrekvensstrømmen iz til stadighet i flere viklinger, og forholdene blir noe annerledes. Men også da er det mulig ut fra spenningene, særlig ut fra omhyllingskurvene av høyfrekvensandelene i de kartesiske komponenter av spenningsvektoren, å bestemme stillingen av feltvinkelen i en permanentmagnetisert synkronmaskin. Det samme gjelder ved asynkronmaskiner, hvis rotorvikling i alminnelighet er oppbygget rotasjonssymmetrisk, og hvis fluks induseres av statorstrømmen.

Ved maskiner med utpregede poler, synkronmaskiner med magnetiseringsvikling og andre maskiner med usymmetrisk rotor kommer det forhold til at statorviklingene kan være koblet innbyrdes via virksomme rotorinduktiviteter som avhenger av den relative stilling av rotor og stator. Videre bevirker selve stator-strømmene strømmer som flyter i magnetiseringsviklingen i rotoraksens retning og virker koblende tilbake på statorviklingene i tillegg. I analogi til denne ankertilbakevirkning blir da omhyllingskurvene for de høyfrekvente statorspennings-andeler alt etter driftstilstand og dimensjonering av maskinen å tilordne rotoraksen istedenfor feltaksen.

Som første anvendelse av fremgangsmåten anskueliggjør fig.

5 start av en dreiefeltmaskin 1 hvis omretter 2 styres av en styre- og reguleringsinnretning 3 i avhengighet av rotorstillingen, og hvis omdreiningstall n konstateres med en enkel omdreiningstallgiver 50 med en etterkoblet integrator 51 og funksjonsgivere 52 til å danne komponentene cos ( n.dt),

sin ( n.dt) av retningsvektoren px for rotorstillingen.

Det kan her dreie seg om en permanentmagnetisert synkronmaskin hvis rotorvinkel px er lik feltvinkelen fx, og som drives feltorientert i samsvar med reguleringsinnretningen 3 på fig. 1. Det kan også dreie seg om en feltorientert drevet asynkronmaskin hvis reguleringsinnretning inneholder en strømmodell til å bestemme feltvinkelen fx ved små omdreiningstall og som derfor likeledes må få rotorstillingen innført. Det kan imidlertid også f.eks. dreie seg om en sakkingsstyring av en asynkronmaskin eller om en annen form for rotororientert regulering eller styring av en dreiefeltmaskin. I alle tilfeller må integratoren 51 ved start settes på den verdi px som tilsvarer den virkelige rotorstilling.

For igangkjøring fra stillstand kan der f.eks. ved hjelp av ønskeverdiene i<*>= 0 (eller også i<*>= const), i<*>= 0 foreskrives en ønskevektor i et koordinatsystem orientert på retningsvektoren px, hvorfra innretningen 3 på en eller annen måte danner en i retning px pekende styrevektor for styringen av omretteren 2. Men da integratoren 51 fra først av står på

en vilkårlig, tilfeldig verdi pxo, blir også omretteren startet

med en tilsvarende tilfeldig retning av sin utgangsstrøm. Tilleggs-ønskeverdigiveren 13 (ønskeverdi iz<*>) innpreger den høyfrekvente strøm iz i denne tilfeldige retning pxo, og de spenninger UR, US, UT som måles på maskinklemmene/ og som 3/2-omformeren 9 omregner til komponentene av spenningsvektoren u, består praktisk talt bare av høyfrekvensandeler på et vilkårlig sted av abscissen på fig. 3.

Disse høyfrekvente andeler (her høyfrekvensandelene i komponentene av spenningsvektoren u) blir i et filter 53 isolert fra like-andeler, f.eks. likespenningsfeil i spenningsmåle-organene, og en middelverdidanner 62 hvis oppbygning først vil bli forklart senere, tilordner disse høyfrekvensandelers omhyllingskurve de søkte komponenter av retningsvektoren.

Dermed kan integrator-utgangssignalet px nå settes på riktig vinkelverdi. I eksempelet på fig. 5 skjer dette idet avviket av en kartesisk komponent blir dannet som mål for integrator-utgangssignalets vinkelavvik fra den virkelige retningsvinkel ved sammenligningsstedet 54 og påkoblet integratorinngangen på et sted 55. Derved blir px forskjøvet inntil vinklene er like.

Ved synkronmaskinen er dermed a.ltså retningsvektoren px som

i stillstand definerer rotoraksen og feltaksen samtidig, orientert. Da omretteren 2 dessuten ble startet i avhengighet av px, er også retningen av den innpregede strømvektor nå satt på den verdi som tilsvarer px. Ved en asynkronmaskin, hvor feltaksen i stillstand ligger i statorstrømmens retning og rotoraksen bare spiller en underordnet rolle, skjer der ved denne operasjon alt i alt en lokalisering av den strømvektor som opptrer ved igangkjøringen av omretteren.

Etter denne lokalisering er det mulig ved en videre økning

av ønskeverdien i2<*>for maskinen 1 å innprege et dreiemoment, og det på omdreiningstallgiveren 50 uttatte omdreiningstall n bestemmer nå ved slutning av bryteren 57 retningsendringen av px. Elementene 9, 53 og 62 i henhold til oppfinnelsen kan

så bringes ut av inngrep ved åpning av bryteren 56. Er omdrei-ningstallets måleverdi n imidlertid unøyaktig ved lave omdreiningstall og/eller integratoren 51 beheftet med integrasjonsfeil, kan det være gunstig å betjene bryterne 56 og 57 først ved. høyere omdreiningstall, hvor bl.a. bestemmelsen av omhyllingskurvene og deres tilordning til komponentene av px fører til vanskeligheter.

Prinsipielt kan den mekaniske giver 50 også sløyfes helt eller erstattes med en elektrisk giver som gjør bruk av spenningene, særlig under anvendelse av en fluksregner. I såfall er riktignok spenningen URz i den spole som gjennomflytes av høyfrekvens-st rømmen, bare lite avhengig av rotorstillingen (fig. 3), men de andre spenninger (fig. 4), særlig den sammenkjedede spenning (dvs. den på strømvektoren loddrette komponent av spenningsvektoren) lar seg innenfor sin periodisitet bedre tilordne vinkelen px med hensyn til sin omhyllingskurve. Blir bare spenningene utnyttet, blir der derfor hensiktsmessig bare gjort bruk av spenningene på de viklinger som tilleggs-ønskeverdien av strømmen ikke virker på, og hver gang strømretningen viderekobles i strømretteren, blir også bestemmelsen eller tolkningen av omhyllingskurven viderekoblet.

Da fluksen imidlertid er sammenknyttet med den elektromotoriske kraft og strømproporsjonale spenningsfall derfor allerede blir kompensert, resulterer den forenklede metode som er belyst på de følgende figurer, og som ble bekreftet eksperimentelt ved en maskin hvis rotor ikke har noen vikling.

Faktisk frembringer en høyfrekvent andel i storstrømmen ved

en maskin hvis rotor hverken har noen geometrisk usymmetri eller gjennomflytes av noen likefluks, praktisk talt ikke noe signal ved spenningsmodellens utgang.

Blir der nå ved anbringelse av permanentmagneter eller ved

en tilsvarende strømførende vikling i rotoren frembragt en konstant fluks, fremkommer de på fig. 6 viste kurver for komponentene FMa, FMb av den modellvektor FM som utregnes i

spenningsmodellen og definerer fluksen, så snart rotoren beveges • mekanisk av sin tilkoblede last. De oppviser som funksjon av feltvinkelen fx et cosinusformet eller sinusformet forløp som tilsvarer feltfrekvensen, og på hvilket der er overlagret en respektiv høyfrekvensandel svarende til den innpregede tilleggs-høyfrekvens. Blir disse høyfrekvensandeler isolert fra grunnsvingningen, fås andelene FHa og FHb på fig. 7.

Etter en faseforskyvning på 90° faller omhyllingskurvene FHa

og FHb sammen med grunnsvingningene FMa og FMb, dvs. at de er likeverdige med de kartesiske komponenter av retningsvektoren fx. Omhyllingskurvene tilsvarer i den forbindelse de resepektive middelverdier av amplitudene av høyfrekvensandelene FHa og FHb over en halvperiode av høyfrekvensen.

Hvis de isolerte andeler FHa og FHb derfor særlig for dannelse av omhyllingskurvene FHa og FHb blir likerettet, glattet og orientert med et fortegn som skifter etter hver nullgjennomgang, så gir disse verdier FHa og FHb de statororienterte kartesiske komponenter av en retningsvektor som står loddrett på feltaksen. Komponentene fa og fb av den retningsvektor fx som faller

i feltaksens retning, er på denne måte tilordnet middelverdiene FHb og FHa (fig. 8).

Fordelen ved dannelsen av modell-feltvinkelen fx ut fra komponentene FHa og FHb består nå i at den tilordning av FHa og FHb til feltvektoren fx som er vist på fig. 8, forblir opp-rettholdt ved lave rotasjonsfrekvenser ned til stillstand, skjønt den rotasjonsfrekvente grunnbølge av komponentene FMa og FMb i regelen avviker fra den på fig. 6 viste korrekte tilordning til feltvektoren fx på grunn av regnefeilene i fluksregneren.

For det enkle tilfelle at der for en synkronmaskin med trapes-formet EMK ("børsteløs likestrømmaskin") blir gjennomkoblet en (på den overlagrede høyfrekvensandel nær konstant) inngangs-likestrøm fra strømretteren ("elektrisk kommutator") i strøm-blokker, hver med en lengde av 120°, etter hver omdreining av rotoren 60° el, til de neste statorviklinger på synkronmaskinen er det altså mulig ved hjelp av tilsvarende grenseverdimeldere for komponentene fa og fb å danne de på fig. 9 viste takt-

og styresignaler WR+, WR- ... WT- for påstyringen av veksel-retterventilene. De styrer strømvektoren _is slik at den dis-kontinuerlig etter tur antar seks statorrefererte vinkler,

mens dens retning i forhold til feltaksen stadig utgjør 90° + 30° el.

Den elektriske giver består i utførelseseksempelet på fig.

10 av en seriekobling av en spenningsmodell 60, et på høy-frekvensen (f.eks. omtrent 250 Hz) avstemt båndpassfilter 61 (eller høypassfilter) og en middelverdidanner 62 som svarende til bryterne 56 og 57 (fig. 5) også kan være etterfulgt av en komponent 63, særlig dersom der for høyere omdreiningstall av den permanentmagnetiserte synkronmaskin 64 tas sikte på

en omkobling uten rykk av den ifølge metoden bestemte retningsvektor til den vektor som er bestemt av spenningsmodellen 60.

Den således dannede retningsvektor fx blir ved hjelp av en 2/3-omformer dekomponert i sine skjevvinklede komponenter som tilsvarer rotoraksens projeksjon på statorens tre viklingsakser. En vinkeldiskriminator 65'sørger for at strømmen i statorviklingen blir viderekoblet etter.^hver dreining av rotoren på 60° el. Dette skjer med takt- og styresignalene på fig.

9, signaler som tilsvarer signalet wis på fig. 1.

Statorstrømmens amplitude leveres av en strømregulator 66

som sammenligner ønskeverdien i<*>uttatt på en omdreiningstallregulator 67 med måleverdien is av statorstrømamplituden. Måleverdien ff for omdreiningstallregulatoren kan dannes som frekvens av retningsvektoren f_x ved hjelp av en differensi-eringskobling 68 og er ved den permanentmagnetiserte maskin lik rotorens omdreiningstall.

For lokaliseringen er nå en tilleggs-ønskeverdi iz<*>i form

av en omtrent sinusformet svingning med frekvens 250 Hz stilt

parat av en tilleggs-ønskeverdigiver 69 og via strømregulatoren 66 påkoblet styrestrømmens amplitude.

Ved stillstand av maskinen (ff<*>=0, i<*>= 0) er rotorens stilling, altså rotorfluksens retning, ukjent. Den retningsvektor fx som leveres av den elektriske giver, har en tilfeldig, vilkårlig verdi. Det skal f.eks. antas at retningsvektoren fx danner den tilfeldige vinkelverdi fx = 0° med viklingsaksen for en statorvikling som er tilsluttet fase R, men den virkelige rotorakse har (den ukjente) verdi fxo = 40°. Ifølge fig. 5 foreskriver vinkeldiskriminatoren 65 ved hjelp av styresignalene WS+ og WT- en ventilkombinasjon i strømretteren 64', hvor

den ved amplitude-styrestørrelsen (ais) forhåndsbestemte stator-strøm innmates i viklingen S og føres bort via viklingen T. Dette svarer til en vinkel'for statorstrømvektoren i forhold til R-viklingsaksen på 90°. I og med frigivelsen av tilleggs-ønskeverdigiveren 69 får altså maskinen innpreget en i 250 Hz takt oscillerende statorstrømvektor i denne retning. Maskinen er ikke i stand til å følge denne høyfrekvens og blir stående stille.

På grunn av høyfrekvens-innmatningen bør den av permanentmagnetiseringen induserte EMK derfor forbli konstant og fluksregneren ikke vise noen endring i modellvektoren FM, som ved innkoblingen står på en tilfeldig fremkommet begynnelsesverdi. Permanentmagnetiseringen av rotoren bevirker imidlertid en lokal metning i statoren, noe som fører til forskjellige stator-reaktanser med hensyn på rotorens lengde- og tverrakse og til forskjellige magnetiske sammenkoblinger av de enkelte faseviklinger.

Derfor blir der i de forskjellige statorviklinger innkoblet forskjellige høyfrekvente spenningsandeler, og komponentene av den utregnede fluksmodellvektor FM oppviser i samsvar med fig. 7 de høyfrekvensandeler som er angitt for den virkelige stilling fxo. De komponenter som dannes ved vinkelverdidannelse av amplitudene, antar verdiene

FHa = cos (fxo) = fb og FHb = sin (fxo) = fa. Dette er de kartesiske komponenter av en på rotoraksen loddrett vektor FH resp. av en parallell vektor fx. Derved er nå korrekt startverdi fxo = 40° bestemt for den tilhørende retningsvinkel fx, og ■ styresignalene WR-, WS+ bestemt for strømretteren (fig. 9). Høynes nå frekvensønskeverdien ff<*>og dermed via regul-erihgsinnretningen 66, 67 også middelverdien av statorstrøm-amplituden, så setter rotoren seg langsomt i bevegelse. Etter en dreining på 50° el blir så styrevinkelen wis viderekoblet i strømretteren 64og maskinen kommer i en rotasjon som kan reguleres med omdreiningstallregulatoren. I komponentene av den av spenningsmodellen 60 utregnede modellvektor FM vokser derved grunnsvingningsandelen av de på fig. 6 viste komponenter, en andel som imidlertid ved dannelsen av høyfrekvensandelene FHa og FHb blir undertrykt av filteret 61.

For høyere frekvener bestemmer spenningsmodellen 60 en modellvektor FM som vinner i nøyaktighet med tiltagende frekvens og faller sammen med retningen av den virkelige feltakse (rotorakse). Derfor er en drift av synkronmaskinen i samsvar med oppfinnelsen her bare innrettet for lokalisering av feltvinkelen i stillstand og for drift ved lave omdreiningstall, mens retningsvektoren fx for tilfellet av høyere omdreiningstall blir koblet om direkte til den referansevektor FM som leveres av spenningsmodellen. Til formålet tjener komponenten 63; som i tillegg tjener som vektorfilter for bestemmelse av grunnsvingningen av vektoren FH.

Ved et slikt vektorfilter som f.eks. er kjent fra DE-OS

33 47 543, blir en roterende vektors komponenter ved hjelp av frekvensvariable transformasjonselementer transformert til et roterende referansesystem. På fig. 11 er der til formålet anordnet et vektordreieledd 70 som mates med komponentene FHa og FHb av vektoren FH. En ønskeverdi (f.eks. ønskeverdien null for en transformert vektorkomponent) fastlegger en ønsket faseforskyvning mellom den roterende vektor og det roterende referansesystems abscisse, samtidig som en fasedifferanse-regulator 7 1 ved utregulering av denne faseforskyvning danner de frekvensvariable transformasjonselementers frekvens og

dermed fører det roterende referansesystem synkront med

bak den roterende vektor. Referansesystemets rotasjonsfrekvens tilsvarer derfor vektorens grunnfrekvens og kan ved en utgang 72 tas ut som frekvens-måleverdi ff, hvorunder selve trans-formasjonselementene ved hjelp av en vektoroscillator 73 dannes som cos ( ff.dt) og sin ( ff.dt) og dels blir ført tilbake til vinkelinngangen til vektordreieleddet 70 og dels uttas som kartesiske komponenter av retningsvektoren _fx ved en utgang 74.

Et slikt vektorfilter muliggjør også problemfri omkobling

av driften fra vektoren FH til modellvektoren FM. Til formålet kobler utgangssignalet fra en terskelverdigiver 75 ved et på forhånd gitt grenseomdreiningstall bryteren 76 ved måleverdiinngangen til regulatoren 71 til utgangen fra et vektordreieledd 77 som mates av modellvektoren FM. Ved denne omkobling opptrer der ingen diskontinuiteter av retningsvektoren fx.

For ut fra høyfrekvensandelene FHa og FHb å komme frem til middelverdiene FHa og FHb leverer en likeretter 80 som inngår i middelverdidanneren 62 på fig. 10, momentanverdien av høyfre-kvenssvingningene. Hver momentanverdi får i en etterfølgende vekselrettingskobling et fortegn som skifter etter hver nullgjennomgang. Fortrinnsvis bestemmes fortegnsskiftet imidlertid ikke direkte fra selve nullgjennomgangen, men fra fasestiIlingen av de høyfrekvente andeler med hensyn på den høyfrekvente tilleggsønskeverdi. Fortrinnsvis er der også seriekoblet et glatteledd 81 som har en kort glattetid omtrent avstemt på høyfrekvensen og således på små overharmoniske svingninger nær leverer momentanamplituden av høyfrekvensandelenes omhyllingskurver.

Oppbygningen av en egnet vekselrettingskobling 82 er vist

på fig. 12 .

Man går her ut fra at de høyfrekvente andelers omhyllingskurver ved hver nullgjennomgang undergår et fasesprang på 180°. Hvis det ved en justering en gang for alle blir fastslått hvilken fasevinkel de uglattede høyfrekvensandeler FHa og FHb har i forhold til et konstant høyfrekvenssignal av samme frekvens ved en på forhånd gitt rotorstilling og hvilke fortegn som blir å tildele de likerettede komponenter FHa<1>og FHb<1>for å definere denne rotorstilling, er der ved anvendelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen bare nødvendig å overvåke om de faktisk opptredende faseforskyvninger har den verdi som er lagt til grunn ved justeringen eller er forskjøvet 180°.

Som høyfrekvent referansesignal kan man spesielt anvende selve tilleggs-ønskeverdien iz<*>. I utførelsen på fig. 12 er der anordnet forsinkelsesledd 83, 84 og 85 hvis forsinkelsestid blir innstilt slik ved justeringen at den forsinkede, ikke-likerettede andel FHa<1>ved en rotorakse som peker i R-viklings-aksens retning og er definert ved retningsvinkelen fx = 0,

er i fase med den tilsvarende forsinkede tilleggs-ønskeverdi iz<*>' og den tilsvarende forsinkede, ikke-likerettede andel FHb' er i faseopposisjon til iz<*1>. For den videre drift er

det nå bare nødvendig ved hjelp av polaritetsdetektorer 86,

87 og 88 og tilsvarende EXOR-porter 89 og 90 å betjene en og en polaritetsomkobler 91 og 92 for de likerettede høyfrekvensandeler henholdsvis FHa' og FHb<1>slik at det positive fortegn blir foreskrevet for sign iz<*1>= sign FHa' = -sign FHb' og negativt fortegn ved hvert fortegnsskift.

En ombytning av permanentmagnetenes polaritet, dvs. en 180° el dreiet rotorakse, bevirker ved lik justering av forsinkelses-tidene at fortegnstildelingen til FHa' og FHb' må byttes om. Dette kan skje ved hjelp av en EKSKLUSIV-ELLER-PORT som har negativ utgang og kan anordnes mellom detektoren 86 og portene 89 og 90, og som ved et fortegnskift av det signal som opptrer ved dets annen inngang 94, fremkaller en omskiftning av fortegnstildelingen. Er feltets retning fastslått, så kan dets polaritet og dermed den riktige fortegnstildeling finnes når den i felt-retning innmatede høyfrekvensstrøm for lavfrekvente strøm-blokker underlagres. Alt etter feltets polaritet blir metnings-fenomener derved styrket eller svekket, så korrekt polaritet kan konstateres ved amplitudeendring av den loddrett på feltet innkoblede spenning.

De komponenter FHa' og FHb' som fås fra FHa og FHb ved fortegnstildelingen, definerer vektoren FH loddrett på feltaksen og dermed omtrent på modellvektoren FM, så komponentene FHb og FMa resp. FHa og FMb tilsvarer hverandre og blir tilordnet hverandre ved inngangene til vektorf ilteret 63.

På fig. 13 er det vist hvorledes denne fremgangsmåte fordelaktig kan realiseres ved den på fig. 1 viste reguleringsstruktur av en innretning til feltorientert drift av en dreiefeltmaskin 1.

For å innprege en statorstrøm med høyfrekvent andel blir der som omretter fordelaktig anvendt en omretter med innpreget mellomkretsspenning og inneholdende en pulsvekselretter 100

på maskinsiden. Pulsvekselrettere oppbygget av koblingstransi-storer gjør det også mulig å styre høyfrekvenser eksakt. Men ofte vil der også kunne anvendes en spenningsmellomkrets-omretter med en maskinsidig tyristoromretter med tvungen slukning.

Den feltorienterte reguleringsinnretning 101 er fordelaktig oppbygget slik at ønskeverdien iz<*>fra tilleggs-ønskeverdi-giveren 102 bare virker på amplituden av styrevektoren for statorstrømmen. Skal man f.eks. gi avkall på overhodet å anvende en mekanisk giver, får omdreiningstallregulatoren 103

ved sin måleverdiinngang en frekvensverdi ff avledet fra retningsvektoren fx. For fluksregneren som ut fra elektriske størrelser for maskinen utregner modellvektoren, er det i prinsippet tilstrekkelig med f.eks. en EMK-detektor som fra 2/3-omformerne 104, 105 mates med vektorene u og i for henholdsvis spenning og strøm. Fortrinnsvis leverer EMK-detektoren 106 integranden for en vekselspenningsintegrator 107. En slik vekselspenningsintegrator er f.eks. beskrevet i DE-OS 28 33 593 og benytter tilbakeføringssignaler til å undertrykke like-spenningsandeler. Den har en adapsjonsinngang for ved hjelp av

frekvensn av sine inngangssignaler (her frekvens ff) å innstille tilbakeføringssignalenes gjennomgrep slik at der ved veksel-spenningsintegrasjonen opptrer en faseforskyvning som er uavhengig av frekvensen. I koblingsskjemaet for EMK-detektoren 106' og vekselspenningsintegratoren 107 er det videre antydet at modellvektoren for fluksen er dannet fra spenningsvektoren ved subtraksjon av det ohmske og induktive spenningsfall.

Vektoren FX ved utgangen fra vekselspenningsintegratoren 107

er i og for seg ved lave frekvenser beheftet med feil på grunn av ufullkommenheten av spenningsmodellen. Disse feil blir imidlertid utlignet av en korreksjonsvektor DF som ved fluks-regnerens inngang tilføres et ledd 110 til vektoraddisjon og bevirker at modellvektoren FX, hvis komponenter samtidig bestemmer retningen fx av retningsvektoren fj£, blir ført etter den vektor FH som dannes i samsvar med oppfinnelsen.

Til formålet er der ved utgangen fra fluksregneren 106, 107 tilkoblet et filter 108 og en kobling 109 oppbygget svarende til middelverdidanneren 62. Korreksjonsvektoren DF blir så dannet ved hjelp av et adaptivt reguleringstrinn 111 ut fra reguleringsavviket FH - FX. Det behøves her som regel ikke noe særskilt vektorfilter, da vektoren FH bare via integratoren 107 som allerede representerer en glatting, innvirker på dannelsen av FX.

Funksjonen av bryteren 76 som inneholdes i vektorfilteret

på fig. 11, kan realiseres med en karakteristikkgiver 113

som foreskriver forsterkningsfaktoren Vad for reguleringsavviket i korreksjonsregulatoren 112 dri ftsavhengig og spesielt ved stigende omdreiningstall minsker innflytelsen av den i samsvar med oppfinnelsen bestemte vektor FH kontinuerlig. Derved blir reguleringstrinnet 111 altså adaptert til dri ftstilstanden og bestemmer ved høyere omdreiningstall bare den i fluksregneren 107 bestemte modellvektor retningsvinkelen.

Hvis der som omretter anvendes en mellomkretsomretter med innpreget likestrøm i mellomkretsen eller et annet strøminn- pregende innstillingsledd, utgjør styrespenningene ved inngangen til strømretter-styresettet en direkte matematisk gjengivelse av strømretterens utgangsstrøm. Statorstrømvektoren tilsvarer altså den styrevektor som leveres av strømregulatorens utgang. I dette tilfelle kan den høyfrekvente tilleggs-ønskeverdi for-strømmen direkte tilkobles styreinngangen til styresettet. Spenningsvektorens høyfrekvensandel kan da på den beskrevne måte fås direkte ut fra spenningsmåleverdier for å gi stillingen av retningsvektoren.

Ofte er det imidlertid å anbefale å anvende en spenningsinnpregende omretter, f.eks. en maskinsidig pulsvekselretter med på forhånd gitt inngangslikespenning, hvor der som styrespenninger blir levert ønskekurver for de tre maskinsidige fasespenninger og der ved pulsbreddemodulasjon dannes styre-pulser for ventilene hos det respektive brogrenpar som arbeider på en vekselspenningsutgang. I dette tilfelle utgjør altå styrespenningene en kopi av den innpregede statorspenningsvektor og i samsvar med oppfinnelsen kan det direkte ved styreinngangen til styresettet ved hjelp av en høyfrekvent oscillerende tilleggsvektor innpreges en høyfrekvent andel av statorspenningsvektoren og retningsvektoren bestemmes ut fra en måling av de opptredende høyfrekvente andeler av strømmen.

For isolasjon og analyse av høyfrekvensandelene kan det imidlertid være gunstig istedenfor de virkelige måleverdier ved strøm-retterens utgang å gå ut fra de tilsvarende styrespenninger ved strømretterens styresett. For en spenningsinnpregende omretter betyr det at statorspenningsvektoren og dens høyfrekvensandeler kan konstateres ved styrespenningene. For å frembringe denne høyfrekvensandel av spenningsvektoren blir der i statorviklingene innpreget en høyfrekvent andel av strøm-vektoren ved hjelp av en tilsvarende tilleggs-ønskeverdi ved inngangen til de overlagrede strømregulatorer som ved en stillingsorientert driftsmetode allikevel foreligger.

Dette er på fig. 14 belyst ved en feltorientert drevet dobbeltmatet asynkronmaskin 120 som eksempel. 121 antyder symbolsk sleper ingene, som under faseombytning legger burrotorens viklinger i serie med statorviklingene. Som spenningsinnpregende omretter 122 kan der f.eks. være anordnet en direkteomretter eller en mellomkretsomretter med en nettsidig likeretter og en maskinsidig pulsvekselretter. Styrespenningene UR<*>, US<*>

og UT<*>for omretterens (ikke viste) styresett blir ved hjelp av en 2/3-koordinatomformer 123 dannet ut fra de kartesiske statorref ererte komponenter av en styrevektor u*_ som praktisk talt er identisk med statorspenningsvektoren.

Disse komponenter av styrevektoren u_*_ uttas fra en reguleringsinnretning med to regulatorer for henholdsvis den med feltet parallelle og den på feltet loddrette komponent (magnetiserings-strøm resp. virkestrøm) av statorstrømvektoren, samtidig som reguleringskretsene for disse to strømkomponenter er innbyrdes avkoblet slik det er kjent innen faget. På tig. 14 er denne av-kobling antydet symbolsk ved at der fra et vektordreieledd 124 for den ut fra strømmåleverdiene dannede statorstrømvektor is uttas måleverdier i1 og i2 for henholdsvis magnetiserings-strøm og virkestrøm og disse på reguleringssammenligningssteder 125 og 126 blir sammenlignet med tilsvarende måleverdier i1<*>

og i2<*>. Strømregulatorene 127 og 128 danner ut fra sammen-ligningen ønskeverdiene u1<*>og u2<*>for de feltorienterte komponenter av statorspenningsvektoren, som ved hjelp av vektordreieleddet 129 blir overført til de statororienterte komponenter av styrevektoren u<*>.

For varig drift er det i den forbindelse antatt at retningen

av feltaksen med hensyn på statoren er definert ved feltvinkelen fx resp. retningsvektoren f_x med de kartesiske, statorref ererte komponenter cos fx og sin fx. I varig drift blir denne retningsvinkel med tilstrekkelig nøyaktighet gjengitt av modellvektoren FM for fluksen som bestemmes av en fluksregner 60 ved integrasjon av EMK-vektoren (dannet ut fra statorstrømvektoren i_s og statorspenningsvektoren us) eller ved hjelp av en annen,

mest mulig enkel giver. Blir styreelektronikken imidlertid innkoblet ved stillstand av maskinen, står integratoren hos

giveren 60 på en tilfeldig, vilkårlig begynnelsesverdi.

Hvis der på den annen side blir stilt særskilte betingelser til starten av dreiefeltmaskinen, f.eks. start med et fler-dobbelt merkemoment ("tung igangkjøring"), bør den riktige stilling av feltvektoren i stillstand og dermed den riktige rotorstilling være kjent og integratoren dermed være satt på riktig startverdi.

Til formålet tjener ifølge oppfinnelsen den følgende søkemetode hvormed den søkte retningsvektor bestemmes før

starten for regulær drift. De fysikalske grunnlag for denne søkemetode vil det i det følgende påny bli gjort rede for.

I stillstand gjelder generelt mellom statorstrømvektoren i_

og statorspenningsvketoren u vektorligningen

u = R . i_ + £ . (di/dt) ,

hvor L betegner en induktivitetsmatrise hvis elementer er funksjoner av dri ftsstørrelsene, særlig av statorstrømvektoren og stillingen av fluksvektor og rotor. Hvis der for stator-strømmen under strøminnmatningen foreskrives en retningsvektor gx med den statorrefererte retningsvinkel gx og en størrelse (i1(f1) som oscillerer med en høyfrekvens f1 uten å ha noen likestrømkomponent, blir rotoren stående stille, og i et koordinatsystem referert til gx fås ligningen

Matriseelementene L11 og L21 er her funksjoner av differansevinkelen px - gx og angir hvorledes de på statorspolene opptredende spenninger resp. komponentene ul og u2 av spenningsvektoren avhenger av derivatet di1(f1)/dt av den innpregede høyfrekvente strømandel. En lignende ligning resulterer også for det tilfelle at der i retning gx innpreges en høyfrekvent spenning som tilsvarende høyfrekvensandeler av strømmen resp. av strømmens derivat da er kobletmed. Den andel som er beheftet med den ohmske statormotstand R, kan i prinsippet elimineres beregningsmessig resp. her ignoreres for den videre betraktning.

Da resulterer f.eks. for middelverdien av spenningsvektorens

en proporsjonalitet med middelverdien av tidsderivatet av strømmen, dog slik at proporsjonalitetsfaktoren er avhengig av differansevinkelen px - gx. Derfor kan denne differansevinkel bestemmes ut fra den til enhver tid foreliggende verdi av proporsjonalitetskonstanten som kan måles via spenningen. I utførelsesformen på fig. 14 er retningen av den innpregede strøm gitt på forhånd ved retningsvektoren fx som før lokaliseringen av rotorstillingen til å begynne med står på den vilkårlige startverdi gx (dvs. fx = cjx) . Via strømregulatoren 128 er det mulig ved sperring av den driftsmessige virkestrøm-ønskeverdi i2<*>å holde den på gx loddrette strømkomponent på null, mens der via strømregulatoren 127 f.eks. innpreges en strøm med styrke iz(f1) = izO. cos ( 2 it f 1 . t) , altså en strøm-vektor

I utførelseseksempelet på fig. 14 er der til dette formål anordnet en høyfrekvensgenerator 130 som ved integrasjon av en pulsfrekvens f1 frembringer en høyfrekvent trekantspenning iz(f1)<*>istedenfor en sinusformet høyfrekvens.

Ser man bort fra den ohmske andel, leverer den nevnte vektor-ligning således for middelverdien av den parallelle komponent av den stillingsorienterte spenningsvektor

I TJ. 1 I = L11 . 2Trf1 . I iz ( f 1 ) * I proporsjonal med L1 1 . f1 . izO. Den med gx parallelle komponent u1<*>av styrevektoren som leveres av strømreguleringen, er praktisk talt proporsjonal med den tilsvarende komponent av spenningens måleverdi. Ved hjelp av en likeretter 131 og et glatteledd 132 bestemmes på dette grunnlag |u1<*>|, dvs. høyfrekvensandelens amplitude.

Ved bestemte differansevinkler mellom rotorakse og innpreget strømvektor er hovedsakelig stator- og rotorspolenes sprednings-induktiviteter bestemmende for induktiviteten, mens hoved-

og koblingsinduktivitetene opptreri tillegg ved andre stillinger av de to viklingssystemer, så der i proporsjonaliteten mellom spenningsamplitude og strømamplitude fremkommer minimal- og mak-simalverdier som alt etter byggetype kan skille seg med en faktor på 20-50. Dette utpregede avhengighetsforhold som induktivi-tetene står i til di fferansevinkelen mellom den innpregede høyfrekvente andel og rotorakse fører altså til en like sterk avhengighet for den konstaterte amplitude |u1<*>| av høyfrekvens-andelen, som det fremgår av fig. 14. På veien om en måling resp. bestemmelse av amplituden som funksjon av differansevinkelen mellom innpreget høyfrekvent andel iz<*>og rotorakse er det altså mulig å bestemme rotorvinkelen.

Til formålet er det nok å dreie vektoren gx langsomt, f.eks.

med en lav frekvens f3. Derved blir differansevinkelen px - gx kontinuerlig forandret, og amplituden ju1<*>j viser et forløp som tilsvarer induktivitetens(L11) avhengighet av differansevinkelen og f.eks. ved differansevinkler pgO (fig.

14) utpregede maksima. Antar amplituden under dreiningen av retningsvektoren gx denne maksimalverdi ved en retningsvinkel gx = gxO, så oppviser - på periodisiteten nær - også differansevinkelen den til maksimal induktivitet hørende verdi pgO, og for rotorvinkelen fås den riktige startverdi px =

gxO + pgO, som integratoren hos giveren 60 blir å stille på.

Ifølge fig. 14 er den kontinuerlige endring av gx sikret med

en oscillator 133 hvis pulser i en teller 134 fra og med start-verdien pgO blir digitalt integrert og ved hjelp av funksjonsgivere 135 overført til komponentene

cos (2TT.f2.t), sin (27i.f2.t)

av en enhetsvektor. Innstillingen av giveren 60 kan da f.eks. skje ved at differansen mellom denne vektor og den opprinnelig vilkårlig forhåndsgitte modellvektor f_x blir dannet og giverens integrator endres så lenge av utgangssignalet fra en nullpunkt-

regulator inntil likhet av de to vektorer er nådd. Dermed blir vinkelen fx for retningsvektoren f_x ført etter vinkelen 2ir.f2 med litt forsinkelse så lenge bryteren 137 ved inngangen til telleren 134 er sluttet. Blir bryteren 137 nå åpnet idet maksimalverdien av |ul| nås, er dels riktig rotorstilling lokalisert og dels giveren 60 satt på korrekt startverdi fx = px.

For bestemmelsen av maksimalverdien av |u1<*>| resp. av den maksimale induktivitet Lmax kan man i henhold til fig. 14 fordelaktig først foreskrive en størrelse A > Lmax som ved hjelp av en integrator 138 senkes langsomt og kontinuerlig, slik det er vist på fig. 15. På tidspunktet t0, dvs. ved differansevinkel 2tt. f 3. t0=gx0, overskrider amplituden u1<*>for første gang verdien A,og en tilsvarende terskelverdidetektor 139 utløser et signal C for åpning av bryteren 137. Dermed er søke-operasjonen for rotorvinkelen px = gxO + pgO avsluttet,

og giveren leverer retningsvinkelen fx = px.

For den videre igangkjøring kan der nå frigis tilsvarende innføringsinnretninger, f.eks. en fluksregulator og en omdreiningstallregulator for ønskeverdiene il<*>og i2<*>.

Den metode som her er vist for tilfellet av en innpreget høy-frekvent tilleggs-strømkomponent, lar seg også ved tilsvarende tilpasning av reguleringskretser og styresett anvende for en innpreget spenningskomponent under bestemmelse av strømpulsas j.onen.

Dessuten kan man også gi avkall på den kunstige innpregning

av en ansporing med en høyfrekvent tilleggs-ønskeverdi, idet man holder de to strømønskeverdier i1<*>og i2<*>på verdien null og utnytter den diskontinuerlige funksjon av strømretterens innstillingsledd. Desisjonskriterium blir da strømbølgeformen i de stillingsorienterte strøm-ønskeverdikomponenter: retningsvektoren er da riktig når strømmens parallelle ønskeverdikompo-nent er minimal og pulsasjonen i strømmens ortogonale ønskeverdi-komponent er maksimal.

Claims (21)

1. Fremgangsmåte til bestemmelse av en dreiefeltmaskins f luksvinkel, med følgende trekk: a) i en elektrisk tilstandsstørrelse for statorviklingssystemet blir der innpreget en høyfrekvent andel, idet der ved de elektriske tilstandsstørrelser for statorviklingssystemet forstås strømmene og spenningene i de enkelte statorspoler og aksene for de spoler hvori den høyfrekvente andel innpreges, bestemmer retningen av den innpregede høyfrekvente andel, b) ut fra et tilstandssignal som gjengir en annen elektrisk tilstandsstørrelse for statorviklingssystemet, bestemmes amplituden av en høyfrekvensandel, og c) ut fra den således bestemte amplitudes avhengighet av den innpregede høyfrekvente andels retning blir fluksvinkelen bestemt.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at a) den høyfrekvente andel innpreges idet der i en av de to elektriske tilstandsvektorer (is_, us) for statorviklingen ved stillstand av maskinen blir innpreget en oscillerende vektor (iz(f1)) med på forhånd gitt retning (gx), og idet der ved de to elektriske tilstandsvektorer for statorviklingene forstås statorstrømvektoren og statorspenningsvektoren, b) høyfrekvensandelens amplitude (|u1 <*> |bestemmes idet et tilstandssignal (ul <*> ) som definerer en annen tilstandsvektor, blir likerettet og glattet, og c) fluksvinkelen (px) bestemmes idet der for høyfrekvens-andelens amplitude forhåndsbestemmes en grense-verdi (A) som er tilordnet en bestemt verdi (pgO) av di fferansevinkelen (px-gx) mellom fluks og oscillerende vektor; den osicllerende vektors retning (gx) endres inntil der nås en retningsvinkel hvor amplituden når grenseverdien, og der som fluksvinkel dannes summen av den bestemte verdi av differansevinkelen og retningsvinkelen (fig. 14).

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at en statorstrømregulering som får foreskrevet en strøm-ønskeverdi (iz(f1) <*> ) for den høyfrekvente andel, leverer et styresginal (u1 <*> , u2 <*> ), at der ved hjelp av styresignalet styres en spenningsinnpregende omretter som mater maskinens statorviklingssystem, og at styresignalet blir tolket som tilstandssignal som gjengir den annen elektriske tilstandsstørrelse (fig. 14).

4. Fremgangsmåte til stillingsorientert drift av en dreiefeltmaskin ved hjelp av en stillingsgiver som fastlegger retningsvektoren for et roterende referansesystem med følgende trekk: a) ut fra en stillingsorientert ønskevektor (i <*> ) for en av statorviklingens to elektriske tilstandsvektorer, en i forhold til referansesystemets rotasjonsfrekvens høyfrekvent tilleggs-ønskeverdi (iz <*> ) for denne tilstand samt stillingsgiverens signaler (f_x) blir der dannet en til statoren referert styrevektor (ais, wis), idet der ved de to elektriske tilstandsstørrelser for statorviklingen forstås statorstrømvektoren (ij og statorspenningsvektoren (u) , b) ved hjelp av styrevektoren styres en omretter som i statorviklingene innpreger den elektriske tilstandsvektor som tilsvarer ønskevektoren og tilleggs-ønskeverdien, c) fra et tilstandssignal (u) som gjengir den annen av de to elektriske tilstandsvektorer, isoleres de høy-frekvente andeler, og d) ut fra høyfrekvensandelenes (FH) omhyllingskurver (FH) danner elektriske givere de signaler som fastlegger retningsvektoren ( fx).

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 4, karakterisert ved at statorstrømvektoren bestemmes ved hjelp av den stillingsorienterte ønskevektor og tilleggs-ønskeverdien og der anvendes et signal som gjengir statorspenningsvektoren.

6. Fremgangsmåte som angitt i krav 5, karakterisert ved at styrevektoren dannes ved regulering av statorstrømvektoren, at der med styrevektoren styres en omretter som innpreger statorspenningen, og at de signaler som gjengir statorspenningsvektoren, dannes ut fra styrevektoren.

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 4, karakterisert ved at der ved hjelp av tilleggs-ønskeverdien foreskrives en høyfrekvent strøm i en -statdrvikling, og at tilstandssignalet bestemmes ut fra spenningene på de statorviklinger som ikke gjennomflytes av den høyfrekvente strøm.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 5, karakterisert ved - at der som tilstandssignal ut fra statorspenningsvektoren .bestemmes komponentene av en modellvektor. som^ definerer fluksen, og - at der som komponenter av retningsvektoren dannes middelverdier av amplitudene av modellvektor-komponentenes høyfrekvensandeler over en halvperiode av høyfrekvensen.

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at der ut fra reguleringsavviket mellom modellvektoren (FX) og retningsvektoren (FH) dannes en korreksjonsvektor (DF) og modellvektoren endres ved hjelp av korreksjonsvektoren inntil reguleringsavviket forsvinner (fig. 9).

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 4, karakterisert ved at de respektive høyfrekvente andeler like-rettes, glattes og får tildelt et fortegn som skifter etter hver nullgjennomgang av deres omhyllingskurver.

11. Fremgangsmåte som angitt i krav 10, karakterisert ved at fortegnet bestemmes ut fra relativ fase-stilling av den isolerte høyfrekvensandel (FHa, FHb) og den høyfrekvente tilleggs-ønskeverdi (iz <*> ) (fig. 8).

12. Fremgangsmåte som angitt i krav 4, karakterisert ved at der som statorrefererte komponenter av retningsvektoren dannes omhyllingskurvenes grunnsvingnings-andeler (fig. 7).

13. Anvendelse av en fremgangsmåte som angitt i et av kravene 1-12/ til lokalisering av rotorstillingen av en permanent magne-tisert synkronmaskin i stillstand og under drift med lave omdreiningstall.

14. Anvendelse av fremgangsmåten til bestemmelse av feltaksen i stillstand og under langsom gang av en asynkronmaskin eller en synkronmaskin hvis rotorvikling mates med en feltstrøm.

15. Innretning til drift av en dreiefeltmaskin, omfattende: a) midler til å bestemme statorspenningene, b) et båndpass- eller lavpassfilter (61) til å isolere statorspenningenes høyfrekvensandeler, c) en middelverdidanner (62) til å danne høyfrekvens-andelenes omhyllingskurver og midler til å bestemme retningsvektorens komponenter ut fra omhyllingskurvene, d) en reguleringsinnretning (65-68) med en inngang til å foreskrive en føringsstørrelse (ff <*> ) for statorstrømmens komponenter i et av retningsvektoren avhengig referansesystem, en tilleggs-ønskeverdigiver (69) til å frembringe en høyfrekvent tilleggs-ønskeverdi (iz <*> ) samt en utgang hvor et styresignal for statorstrømmen kan tas ut, og e) en strømretter (64 <1> ) som i statoren innpreger en strøm tilsvarende styresignalet.

16. Innretning som angitt i krav 11, karakterisert ved en fluksregner som ut fra statorspenningene beregner komponentene av en modellvektor (FM) som definerer fluksen, komponenter som tilføres inngangene til båndpass-eller høypassfilteret (61).

17. Innretning som angitt i krav 16, karakterisert ved at middelverdidannerens utgangssignaler (FH) og modellvektorens (FM) komponenter tilføres en omkobler (76) i et vektorfilter ved hvis utgang retningsvektorens (fx) komponenter tas ut (fig. 7).

18. Innretning som angitt i krav 15, karakterisert ved at strømretteren er en mellomkrets-omretter med innpreget mellomkretsspenning og med en maskinsidig vekselretter med tvungen slukning eller særlig en pulsvekselretter.

19. Innretning som angitt i krav 15, karakterisert ved at tilleggs-ønskeverdien virker på en styre-størrelse (ais) for amplituden av strømretterens utgangsstrøm, og at der er anordnet en vinkeldiskriminator (65) som hver gang ved en dreining av retningsvektoren 60° el viderekobler fasestillingen av strømretterens utgangsstrøm (fig. 6).

20. Innretning som angitt i krav 16, karakterisert ved en etterføringsinnretning (109, 111) hvormed modellvektoren (FX) føres etter den ut fra høyfrekvensandelene dannede retningsvektor (FH).

21. Innretning som angitt i krav 15, karakterisert ved at strømretteren er en spenningsinnpregende strømretter og dens styrespenninger bestemmes som stator-spenninger.