PL166066B1

PL166066B1 - Uklad odchylania linii z obwodami synchronizacji PL PL PL PL

Info

Publication number: PL166066B1
Application number: PL91289591A
Authority: PL
Inventors: Ronald E Fernsler; Enrique Rodriguez-Cavazos
Original assignee: Thomson Consumer Electronics
Priority date: 1990-03-26
Filing date: 1991-03-26
Publication date: 1995-03-31
Also published as: CN1056033A; JPH0779357A; CS9100800A2; ATE155949T1; PL289591A1; EP0449198A2; EP0449198B1; JP3333216B2; FI104775B; DE69126903D1; KR910017831A; ES2104627T3; BR9101211A; FI911424A7; CA2038778C; TR26050A; MY105460A; ZA912274B; CA2038778A1; DE69126903T2

Abstract

Uklad odchylania linii z obwodami synchroniza- cji, zawierajacy dwie petle synchronizacji fazowej, pier- wsza petla synchronizacji fazowej m a wejscie dolaczone do zródla sygnalów wizyjnych o czestotliwosci f H i zawie- ra n a wejsciu separator sygnalów synchronizacji, któ- rego wyjscie je st dolaczone do wejscia komparatora fazy, którego wyjscie je st dolaczone do filtru dolnoprzepusto- wego, którego wyjscie jest dolaczone do generatora sterujacego napieciowo, którego wyjscie jest sprzezone z drugim wejsciem kom paratora fazy, znam ienny tym, ze do wyjscia generatora ( 18) sterowanego napieciowo, pierwszej petli synchronizacji fazowej (12), jest dolaczo- ny przetwornik (22) zwielokrotniania czestotliwosci, którego wyjscie jest dolaczone do wejscia kom paratora fazy ( 2 6), drugiej petli synchronizacji fazowej ( 2 4), któ- rego wyjscie je st dolaczone do filtru dolnoprzepustowe- go ( 3 0), drugiej petli, dolaczonego do generatora ( 2 8) sterowanego napieciowo na wyjsciu drugiej petli syn- chronizacji fazowej ( 2 4), która jest dolaczona do wyj- sciowego obwodu odchylania ( 3 2) linii, którego wyjscie je st dolaczone, poprzez obwód opózniajacy ( 3 4), do drugiego wejscia kom paratora fazy ( 2 6), drugiej petli. FIG. 1 PL PL PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest układ odchylania linii z obwodami synchronizacji dla urządzeń telewizyjnych. Zwłaszcza obwody wytwarzające sygnały synchronizacji odchylania linii w urządzeniach do obrazowania sygnałów wizyjnych z częstotliwością większą niż podstawowa lub standardowa częstotliwość wybierania linii.

Urządzenia telewizyjne wymagają żeby układy wytwarzające sygnały wybierania osnowy obrazu telewizyjnego były synchronizowane z sygnałami wizyjnymi obrazowymi na ekranie. Dla przykładu standardowe sygnały wizyjne w systemie NTSC są odtwarzane za pomocą kolejnych pól przy wybieraniu międzyliniowym, przy czym każde pole jest wytwarzane w operacji wybierania osnowy obrazu telewizyjnego z podstawową lub standardową częstotliwością wybierania linii, równą w przybliżeniu 15 734 Hz.

Podstawowa częstotliwość wybierania dla sygnałów wizyjnych jest oznaczana jako fH i 1H i zmienia się zależnie od standardu telewizyjnego.

W przypadku stosowania wybierania kolejnoliniowego, niemiędzyliniowego istnieje wymaganie, żeby każda odtwarzana ramka była wybierana w tym samym okresie czasu, który jest przydzielony do wybierania jednego z dwóch pól formatu międzyliniowego. Wówczas częstotliwość wybierania linii musi być dwukrotnie większa niż częstotliwość międzyliniowych sygnałów wizyjnych. Częstotliwość wybierania kolejnoliniowego jest oznaczana jako 2fH lub 2H. Zgodnie ze standardem USA częstotliwość wybierania 2fH jest równa w przybliżeniu 31 468 Hz. Podobna sytuacja występuje gdy sygnały wizyjne o częstotliwości wybierania linii większej od stosowanej w telewizji radiofonicznej lub kablowej, na przykład równej 2fH, mają być obrazowane z częstotliwością 4fH lub z inną wielokrotną częstotliwością.

Przy wytwarzaniu drugiego sygnału synchronizacji poziomej, na przykład o częstotliwości 2fH, z pierwszego sygnału synchronizacji poziomej, na przykład o częstotliwości 1fH, konieczne jest zapewnienie dokładnej symetrii drugiego sygnału synchronizacji w okresie pierwszego sygnału synchronizacji. Okres drugiego sygnału może zmieniać wskutek fluktuacji zboczy impulsów pierwszego sygnału. Niedokładna symetria może powodować rozszczepienie osnowy obrazu telewizyjnego. Różnice czasu między sąsiednimi okresami wybrania rzędu tylko 100 nanosekund powodują niedopuszczalne rozszczepienie osnowy obrazu telewizyjnego.

Znane są układy odchylania linii z obwodami synchronizacji zawierającymi jedną pętlę synchronizacji fazowej, stosowane w urządzeniach telewizyjnych. Znane są także układy z obwodami synchronizacji zawierającymi podwójną pętlę synchronizacji fazowej, dostarczające

166 066 dokładne sygnały synchronizacji o częstotliwości 1fn. W tych układach pierwsza pętla synchronizacji fazowej jest zwykłą pętlą, w której sygnał wyjściowy generatora sterowanego napięciowo lub sygnał wyjściowy generatora cyfrowego dzielonego przez licznik jest porównywany i następnie wprowadzany do wejściowego impulsu synchronizacji linii dla sygnału wizyjnego, który jest przetwarzany i odtwarzany na ekranie kineskopu. Druga pętla synchronizacji fazowej, która również pracuje z częstotliwością 1fH, porównuje ten sam sygnał wyjściowy generatora pierwszej pętli fazowej z impulsem o częstotliwości 1fH, reprezentującym napięcie powrotu w zespole odchylającym, wykorzystywana do wytwarzania prądu wybierania o częstotliwości 1fa. Napięcie błędu z drugiej pętli synchronizacji fazowej jest wykorzystywane do wytwarzania sygnału modulującego szerokość impulsu, który określa początek włączenia sygnału wyjścowego o częstotliwości 1fH, a następnie początek powrotu lub fazy każdej linii w polu pionowym.

Pierwsza pętla synchronizacji fazowej ma stosunkowo powolną reakcję i wąską charakterystykę przenoszenia, w wyniku czego optymalizuje zmniejszenie fluktuacji fazy przy mniejszych natężeniach sygnałów o częstotliwościach radiowych, co ma miejsce na obrzeżach. Druga pętla synchronizacji fazowej ma szybką reakcję i szerszą charakterystykę przenoszenia, w wyniku czego bardzo dokładnie reaguje na zmiany prądu wybierania i zapewnia prawidłową osnowę obrazu telewizyjnego niezależnie od obciążenia zespołu odchylającego.

Znane są układy odchylania linii z obwodami korekcji asymetrii pierwszego sygnału synchronizacji, na przykład o częstotliwości 1fH, przez wprowadzenie do pętli synchronizacji fazowej pierwszego sygnału taktowaniajako sygnału sprzężenia zwrotnego doprowadzanego do komparatora fazy włączonego w pętli synchronizacji fazowej. W przeszłości asymetria była korygowana, na przykład przy pomocy specjalnych obwodów przetwarzania sygnałów, współpracujących z pierwszą pętlą synchronizacji fazowej /lub obwodem przetwarzającym sygnał taktowania o częstotliwości 1fH w sygnał taktowania lub synchronizacji o częstotliwości 2fH, w wyniku czego powstająjednak niepożądane opróżnienia w przesyłaniu informacji synchronizacji przez układ odchylania.

Znany jest z opisu patentowego europejskiego nr EP 0 186 433 układ odtwarzania sygnałów synchronizacji dla odbiornika telewizyjnego, zawierający źródło złożonych sygnałów synchronizacji dołączone do generatora sterowanego napięciowo, do którego wyjścia jest dołączony pierwszy dzielnik częstotliwości dzielący przez 16. Do wyjścia pierwszego dzielnika jest dołączony drugi dzielnik dzielący przez 2, który wytwarza sygnał wybierania z synchronizacją linii, doprowadzany do układu odchylania linii. Do wyjścia pierwszego dzielnika częstotliwości jest dołączony także licznik zliczający wstecznie, który wytwarza sygnał wybierania z synchronizacją pola. Wyjście źródła złożonych sygnałów synchronizacji jest dołączone do generatora sterowanego napięciowo poprzez detektor fazy i układ łączący dostarczający sygnał sterujący. Do drugiego wejścia detektora fazy jest dołączony układ odchylania linii poprzez układ przebiegu piłokształtnego. Układ ujawniony w tym przeciwstawieniu zawiera ponadto obwód wytwarzający sygnał maskujący, włączony pomiędzy licznik zliczający wstecznie i detektor fazy dla maskowania detektora fazy przynajmniej przez czas trwania każdego synchronizacji pola.

Znany jest z opisu patentowego Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 3 891 800 układ odchylania linii zawierający dwie pętle synchronizacji fazowej. Pierwsza pętla zawiera komparator fazy dołączony do filtru dolnoprzepustowego, który jest dołączony do generatora odchylania linii. Do pierwszej pętli synchronizacji fazowej jest dołączona druga pętla zawierająca również komparator fazy dołączony do filtru dolnoprzepustowego, który jest dołączony do generatora odchylania linii. Charakterystyka przenoszenia filtru pierwszej pętli jest kilkakrotnie mniejsza od charakterystyki przenoszenia filtru drugiej pętli. Wyjście generatora drugiej pętli jest dołączone do stopnia zasilania dostarczającego napięcie przełączające do tranzystora wyjściowego odchylania linii, który jest dołączony do układu całkującego. Uzyskane napięcie piłokształtne jest doprowadzane do elementu opóźniającego, którego napięcie jest doprowadzanejako napięcie odniesienia do komparatora fazy. Pierwsza pętla ma powolną reakcję, natomiast druga pętla ma szybką reakcje i zapewnia, że sygnał pochodzący z pierwszej pętli występuje w środku okresu wybierania linii.

16(6066

Znany jest na przykład z opisu patentowego Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 4 591 910 układ odchylania linii urządzenia telewizyjnego, który służy do centrowania poziomego obrazu telewizyjnego. Układ zawiera dwie pętle synchronizacji fazowej, które pracują z tą samą częstotliwością. W układzie następuje przetwarzanie transmitowanych sygnałów noszących informację wizyjną i informację synchronizacji linii. Układ wyświetlania odtwarza informację wizyjną w postaci obrazu w zależności od sygnału powrotu związanego z informacją synchronizacji linii. Poprawę centrowania poziomego obrazu otrzymuje się dzięki zastosowaniu dwóch pętli synchronizacji fazowej. Pierwsza pętla zawiera obwód opóźniający sygnał, wizyjny w zależności od sygnału synchronizacji. Druga pętla jest dołączona do pierwszej pętli, w której sygnał wizyjny jest opóźniany tak, żeby skompensować niesymetrię informacji synchronizacji lub w okresach wygaszania sygnału wizyjnego spowodować symetryczne występowanie sygnału powrotu. Pierwsza pętla zawiera detektor fazy, do którego jest dołączony filtr dolnoprzepustowy, dołączony do generatora sterowanego napięciowo, dołączonego do dzielnika dekodera, którego wyjście jest dołączone, poprzez dzielnik do detektora fazy, a także, poprzez obwód centrowania obrazu, do drugiej pętli. Druga pętla synchronizacji fazowej zawiera detektor fazy, do którego jest dołączony filtr dolnoprzepustowy dołączony do obwodu o zmiennym opóźnieniu, dołączonego do dzielnika, który jest dołączony, poprzez obwód zasilania linii, do detektora fazy. Pomiędzy detektorem fazy i obwodem centrowania obrazu jest włączony dodatkowy dzielnik.

W układzie według wynalazku, zawierającym dwie pętle synchronizacji fazowej, do wyjścia generatora sterowanego napięciowo pierwszej pętli synchronizacji fazowej jest dołączony przetwornik zwielokrotniania częstotliwości, którego wyjście jest dołączone do wejścia komparatora fazy, drugiej pętli synchronizacji fazowej. Wyjście tego komparatora fazy jest dołączone do filtru dolnoprzepustowego drugiej pętli, dołączonego do generatora sterowanego napięciowo na wyjściu drugiej pętli synchronizacji fazowej, którajest dołączona do wyjściowego obwodu odchylania linii. Wyjście tego obwodu odchylania linii jest dołączone, poprzez obwód opóźniający, do drugiego wejścia komparatora fazy, drugiej pętli.

Zaletą wynalazku jest umożliwienie poprzez zastosowanie dokładnych obwodów synchronizacji, prawidłowego odtwarzania sygnałów wizyjnych o zwielokrotnionej częstotliwości wybierania, gdy występuje asymetria wynikająca z okresowych zakłóceń sygnału synchronizacji lub taktowania. Układ według wynalazku zapewnia korygowanie błędów tych asymetrii i otrzymywanie prawidłowego obrazu, eliminując jego rozszczepianie.

Przedmiot wynalazku jest uwidoczniony w przykładach wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia układ odchylania linii według wynalazku, zawierający obwody synchronizacji do wytwarzania sygnałów taktowania dla obrazowania sygnałów wizyjnych o częstotliwości 1fn przy częstotliwości wybierania 2fH linii, fig. 2(a), 2(b), 2(c), 2(d), 2(e) - przebiegi sygnałów w układzie z fig. 1, użyteczne do objaśnienia asymetrii sygnału synchronizacji, fig. 3 - analogowy przetwornik sygnałów o częstotliwości 1fH w sygnały o częstotliwości 2fa w układzie z fig. 1, fig. 4 - układ odchylania linii zawierający obwody synchronizacji do wytwarzania sygnałów taktowania dla obrazowania wybieranych kolejnoliniowo wyjściowych sygnałów wizyjnych i cyfrowy przetwornik sygnałów o częstotliwości 1fH w sygnały o częstotliwości 2fH, fig. 5(a), 5(b), 5(d), 5(e), f(f) - przebiegi sygnałów w układzie z fig. 4, użyteczne do objaśnienia asymetrii sygnału synchronizacji, fig. 6(a), 6(b), 6(c), 6(d), - przebiegi sygnałów w układzie z fig. 4 i 7, użyteczne do objaśnienia ręcznej regulacji fazy między sygnałami o częstotliwości 1fH i 2fH, fig. 7 - drugą pętlę synchronizacji fazowej z fig. 4 bardziej szczegółowo i fig. 8 - rozszczepioną osnowę obrazu telewizyjnego przy występowaniu asymetrii sygnału synchronizacji częstotliwości 2fH w okresie sygnału synchronizacji o częstotliwości 1fH.

Figura 1 przedstawia układ odchylania 10 linii z obwodami synchronizacji do odtwarzania sygnałów wizyjnych o częstotliwości 1fH z częstotliwością wybierania 2fH. Pierwsza pętla synchronizacji fazowej 12, stanowiąca obwód analogowy zawiera separator 14 sygnałów synchronizacji, komparator 16 fazy i generator 18 sterowany napięciowo, oznaczony jako 1fHVCO i wytwarzający sygnał wyjściowy o częstotliwości f Sygnał wizyjny o częstotliwości łfojest doprowadzany linią 11 do wejścia separatora 14 sygnałów synchronizacji.

Sygnał wizyjny o częstotliwości 1fH może być standardowym sygnałem wizyjnym w systemie NTSC, stosującym wybieranie międzyliniowe. Separator 14 sygnałów synchronizacji

166 066 dostarcza na jednym wyjściu linią 13 sygnały synchronizacji, które są doprowadzane do jednego z wejść komparatora 16 fazy, oraz na drugim wyjściu, nie pokazanym sygnały synchronizacji pola. Sygnał wyjściowy komparatora 16 fazy, będący sygnałem sterowania błędem, jest doprowadzany linią 15 do wejścia filtru dolnoprzepustowego 20, oznaczonego jako LPF, i jest poddawany całkowaniu przez ten filtr dolnoprzepustowy 20 w celu wytworzenia sygnału sterowania błędem dla generatora 18 sterowanego napięciowo. Sygnał wyjściowy generatora 18 sterowanego napięciowo, będący sygnałem taktowania o częstotliwości 1/h, jest doprowadzany linią 17 do wejścia przetwornika 1/h/2/h 22, przetwarzającego sygnały o częstotliwości 1/h w sygnały o częstotliwości 2fH, a także jako sygnał sprzężenia zwrotnego linią 19 do drugiego wejścia komparatora 16 fazy. Pierwsza pętla 22 synchronizacji fazowej dostarcza linią 17 sygnał taktowania o częstotliwości 1/h, który jest synchronizowany fazowo z sygnałami synchronizacji wejściowego sygnału wizyjnego o częstotliwości 1fH na linii 11.

Przetwornik 1fH/2fH 22 wytwarza sygnał taktowania o częstotliwości 2fn, uzyskiwany z sygnału taktowania o częstotliwości 1fH na linii 17. Sygnał taktowania o częstotliwości 2fH na linii 23 jest nieskorygowanym sygnałem taktowania, oznaczonym jako 2fn-odniesienia. Działanie przetwornika 1/h/2/h 22 jest objaśnione bardziej szczegółowo w połączeniu z fig. 3.

Sygnał taktowania o częstotliwości 2fa na linii 23 jest symetryczny tylko wówczas, gdy sygnał taktowania o częstotliwości 1fH na linii 17 ma dokładny lub prawie dokładny piędziesięcioprocentowy cykl pracy i gdy w przetworniku 1 W2fH 22 są stosowane części zachowujące ściśle tolerancje. W praktyce cykl pracy sygnału o częstotliwości 1fH może wykazywać niedopuszczalne odchylenie od piędziesięcioprocentowego cyklu pracy, spowodowane fluktuacją częstotliwości 1/h. Przez fluktuację częstotliwości 1fH rozumie się tutaj cykliczną zmianę częstotliwości 1fH sygnału wyjściowego filtru dolnoprzepustowego 20, który jest sygnałem korekcji błędu dla generatora 18 sterowanego napięciowo. Fluktuacje częstotliwości 1fH powodują cykliczne zmiany sygnału wyjściowego generatora 18 sterowanego napięciowo występujące z częstotliwością 1fH. Sygnały synchronizacji o częstotliwości 1fH w postaci impulsów przedstawione na fig. 2(a) są wydzielone z sygnału wizyjnego o częstotliwości 1fH przez separator 14 sygnałów synchronizacji. Sygnał błędu w postaci napięcia sterującego, przedstawiony na fig. 2(b), jest sygnałem typowym przy występowaniu fluktuacji o częstotliwości 1fH. Fluktuacje mogą być spowodowane doprowadzeniem sygnału taktowania o częstotliwości 1/h z powrotem do komparatora 16 fazy. Sygnał sterowania błędem stopniowo maleje w większej części okresu równego 1fH, co powoduje stopniowe zmniejszenie się częstotliwości generatora 18 podczas każdego okresu 1/h. Sygnał o częstotliwości 1fH wytwarzany przez generator 18 sterowany napięciowo, którego przebieg jest przedstawiony na fig. 2(c), jest sygnałem impulsowym synchronizowanym fazowo z impulsami synchronizacji. Częstotliwość sygnału generatora 18 sterowanego napięciowo zmienia się, nadążając za impulsowym sygnałem synchronizacji o częstotliwości 1/H. Sygnał taktowania o częstotliwości 2fH, który jest uzyskiwany z sygnału o częstotliwości 1/h, ma dwa impulsy w każdym okresie sygnału o częstotliwości 1fw, co pokazano na fig. 2(d). Pierwszy impuls sygnału o częstotliwości 2/h, ma okres tA, natomiast następny impuls ma okres tB. Wskutek typowych zmian sygnału sterującego, wykorzystywanego do sterowania generatorem 18, okresy tA i tB mogą nie być równe, na przykład okres tAjest krótszy od okresu tB. Dlatego impulsy powrotu, które byłyby uzyskiwane z nieskorygowanego sygnału 2/h odniesienia, mają większe amplitudy w okresach tB niż w okresach tA, co pokazano na fig. 2(e). Kolejne, naprzemienne impulsy powrotu, mające różne amplitudy Y1 i Y2, dają dwa zespoły naprzemiennych linii wybierania, mające różne punkty początkowe, co pokazano na fig. 8. Nieskorygowany sygnał taktowania 2fH-odniesienia na linii 23 może wykazywać, niedopuszczalną asymetrię, która spowoduje rozszczepienie osnowy obrazu telewizyjnego.

Druga pętla synchronizacji fazowej jest utworzona przez telewizyjny obwód przetwarzania 24 sygnał odchylania linii, na przykład typu modułu CA 1391, który realizuje funkcje komparatora fazy, generatora, regulatora napięcia Vcc i zasilacza wstępnego.

Sygnał taktowania 2fH-odniesienia na linii 23, który może podlegać wpływowi fluktuacji sygnału taktowania o częstotliwości 1fH na linii 17, jest sygnałem wejściowym komparatora 26 fazy obwodu przetwarzania stanowiącego drugą pętlę synchronizacji fazowej 24. Sygnał wyjściowy komparatora 26 fazy na linii 25, który jest sygnałem sterowania błędem, jest doprowa6 dzany do wejścia filtru dolnoprzepustowego 30, i poddawany całkowaniu przez ten filtr. Generator 28 sterowany napięciowo, oznaczony na rysunku jako 2/hVCO, wytwarza sygnał wyjściowy o częstotliwości 2ff na linii 27, który jest korygowanym sygnałem o częstotliwości 2/h dla wyjściowego obwodu odchylania 32 linii. Wyjściowy obwód odchylania 32 linii wytwarza prąd wybierania linii i dostarcza impulsy powrotu o częstotliwości 2/h na linii 33. Impulsy powrotu są sygnałami wejściowymi obwodu opóźniającego 34, do regulacji fazy korygowanego sygnału o częstotliwości 2/h względem niekorygowanego sygnału taktowania 2/f-odniesienia. Nieskorygowany sygnał taktowania 2fH-odniesienia ma ustaloną zależność fazową od sygnału taktowania o częstotliwości 1fH, zapewnianą przez przetwornik 1/f/2fH 22. Sygnał wyjściowy obwodu opóźniającego 34 na linii 35 jest drugim sygnałem wejściowym komparatora 26 fazy.

Działanie drugiej pętli synchronizacji fazowej 24 a za cel uśredniać zmiany okresu i częstotliwości impulsów w sygnale taktowania 2/f~odniesienia, wywołane fluktuacją sygnału taktowania o częstotliwości 1f. Stałe czasowe filtrów dolnoprzepustowych 20,30 pętli synchronizacji fazowych 12, 24 są dobrane tak, że pętla synchronizacji fazowej o częstotliwości fH ma reakcję wolniejszą niż pętla synchronizacji fazowej o częstotliwości 2/h.

Jeżeli asymetria impulsów o częstotliwości 2ff w danym okresie odpowiadającym częstotliwości 1/h jest taka, że pierwszy z dwóch impulsów w danym okresie dla 1fH ma częstotliwość zbyt dużą, następny impuls będzie miał częstotliwość zbyt małą i odwrotnie. Na fig. 2(c), suma okresów tA+te jest wartością stałą równą okresowi l/f. Zmiany sygnału 2/f odniesienie zawsze powodują, że kolejne sygnały błędu będą zmieniane w przeciwnym kierunku w każdym okresie 1/f. Jest to słuszne za wyjątkiem takich przypadków, w których nie ma żadnego błędu asymetrii i nie ma napięcia błędu w danym okresie 1/fH. Filtr dolnoprzepustowy 30 pętli o częstotliwości 2fH nie pozwala generatorowi 28 sterowanemu napięciowo zmienić częstotliwość z taką szybkością, z jaką zachodzą zmiany sterującego sygnału błędu, powodowane zmianami nieskorygowanego sygnału taktowania 2f^^<^(^r^i<^^ienia, które występują z częstotliwością lfH. W czasie, gdy generator 28 sterowany napięciowo zmniejsza częstotliwość nieznacznie na przykład w odpowiedzi na wzrost częstotliwości sygnału taktowania 2f^^<^(^i^:^(ssienia w okresie tA, sygnał błędu zmienia się tak, aby zwiększyć częstotliwość w odpowiedzi na kolejne zmniejszenie się częstotliwości sygnału 2/^^oi^i^i(^!sienia w następnym okresie tB. Powoduje to, że wartość sygnału błędu zbliża się do wartości średniej, dzięki czemu sygnał sterujący o częstotliwości 2/h staje się bardziej gładki. Tak więc skorygowane sygnały synchronizacji o częstotliwości 2/h na linii 27 są wystarczające symetryczne w okresie sygnału taktowania o częstotliwości 2ff, żeby zapobiec rozszczepieniu osnowy obrazu telewizyjnego. Druga pętla synchronizacji fazowej 24 jest nie tylko skuteczna przy synchronizacji skorygowanego sygnału o częstotliwości 2/h względem sygnału synchronizacji lf, lecz również skuteczna przy uśrednianiu błędów taktowania w nieskorygowanym sygnale 2/f-odniesienia, spowodowanych fluktuacją częstotliwości lfH. Błędy taktowania nie mogą być korygowane poprzez zastosowanie pętli sterowania /azą, która nie zawiera generatora.

Figura 3 przedstawia przetwornik 1fH/2fH 22, który może być zastosowany w układzie z fig. 1. Przetwornik 22 wytwarza sygnał taktowania o częstotliwości 2fH na linii 23 w odpowiedzi na sygnał taktowania o częstotliwości 1fH na linii 17. Dodatnie impulsy sygnału wyjściowego 2fH-odnicsienia na linii 23 są wytwarzane, gdy tranzystor Q14 przewodzi. Odwrócony sygnał wyjściowy jest otrzymywany na kolektorze tranzystora Q15. Przewodzenie tranzystora Q14 jest sterowane przez dwie pary przełączników tranzystorowych zawierających tranzystory Q10 i Q11 oraz tranzystory Q12 i Q13.

Sygnał taktowania o częstotliwości 1fH jest doprowadzany przez kondensator C2, do przetwornika 22. Zadaniem kondensatora C2 jest przekształcanie każdego zbocza narastającego sygnału taktowania o częstotliwości 1fH w dodatni impuls i każdego zbocza odpowiadającego tego sygnału w ujemny impuls, co pokazano za pomocą przebiegu na linii 21. Przy braku takich impulsów, poziom napięcia na bazie tranzystora Q12 wynosi Vcc/2 w wyniku działania dzielnika napięciowego, utworzonego przez rezystory R12 i R13. Napięcie Vcc może być równe na przykład +16 V. Napięcie początkowe na emiterach tranzystorów Q12 i Q13 wynosi Vcc/2 Vbe w wyniku złączenia tranzystora Q12 w układzie wtórnika emiterowego. Anoda diody D11

166 066 znajduje się również pod napięciem Vcc/2, a katoda diody D11 znajduje się pod napięciem Vcc/2 - Vbe. które to napięcie występuje na bizie tranzystora Q13 .W stanie spoczynkowym tranzystor Q12 przewodzi, a tranzystor Q13 nie przewodzi prądu elektrycznego. Napięcie na bazie tranzystora Q11 wynosi Vcc/2 - Vbe w wyniku spadku napięcia na diodzie D10. Baza tranzystora Q10, która jest dołączona także do linii 21, znajduje się pod napięciem równym Vcc/2. Emitery tranzystorów Q10 i Q11 znajdują się pod napięciem Vcc/2 - Vbe. W tym stanie spoczynkowym tranzystor Q10 przewodzi, a tranzystor Q11 nie przewodzi. Jeżeli dodatnie napięcie szczytowe spowoduje zwiększenie poziomu napięcia na anodzie diody D11 do wartości Vcc/2 + Vbe, wówczas napięcie na bazie tranzystora Q13 wzrasta do wartości Vcc/2 wystarczającej do włączenia tranzystora Q13. W tym samym czasie tranzystor Q12 zostanie odcięty. Gdy tranzystor Q13 włącza się baza tranzystora Q14 zostaje uziemiona i tranzystor Q14 zacznie przewodzić. Gdy tranzystor Q14 włącza się, na kolektorze tranzystora Q14 powstaje dodatni impuls o częstotliwości 22h. Gdy dodatni szczytowy impuls napięciowy na linii 17 kończy się, dodatkowe napięcie na kondensatorze C2 rozprasza się za stałą czasową określoną przez wartość rezystora R14 i wartości kondensatora C2. Gdy kondensator C2 rozładuje się dostatecznie, tranzystor Q13 zostanie wprowadzony w stan odcięcia i tranzystor Q12 zacznie przewodzić. Gdy tranzystor Q13 zostanie odcięty, tranzystor Q14 zostanie również odcięty, a impuls o częstotliwości 2fHzostanie zakończony. Gdy ujemne napięcie szczytowe obniży napięcie na linii 21 do wartości Vcc/2 Vbe, tranzystor Q11 przejdzie w stan przewodzenia i tranzystor Q10 zostanie odcięty. Gdy tranzystor Q11 przewodzi, tranzystor Q14 również przewodzi i wytwarza drugi dodatni impuls o częstotliwości 2fH. Gdy kończy się ujemne napięcie szczytowe i zaczyna się rozładowywać kondensator C2, tranzystor Q11 przechodzi w stan odcięcia i tranzystor Q10 przechodzi w stan przewodzenia. Gdy tranzystor Q11 przestaje przewodzić, tranzystor Q14 również przestaje przewodzić, w wyniku czego dodatni impuls kończy się . Chociaż szerokość impulsów 2fH-odniesienia na linii 23 podlega pewnym zmianom, te zmiany nie wywołują konsekwencji, gdyż komparator 26 fazy w układzie scalonym typ 1391 jest czuły na szybie zmiany. Wymagane jest tylko żeby szerokość impulsów żfH-odniesienia była większa od około połowy szerokości uzyskiwanego impulsu powrotu, który jest drugim sygnałem wejściowym komparatora 26 fazy. Ta minimalna szerokość może być zapewniona przez właściwy wybór kondensatora C2 i rezystora R14. W tym samym czasie szerokość impulsu powinna być utrzymywana tak mała, jak to jest możliwe w celu zachowania szybkiej reakcji przy przełączaniu w obwodach przetwornika.

Figura 4 przedstawia układ odchylania 40 linii z obwodami synchronizacji do wytwarzania sygnałów taktowania dla obrazowania wybieranych krlejnrliniowych wyjściowych sygnałów wizyjnych. Pierwsza pętla synchronizacji fazowej 12 jest obwodem analogicznym typu scalonego TA8360. Sygnał wizyjny o częstotliwości 12h na linii 11 jest sygnałem wejściowym separatora 14 sygnałów synchronizacji. Separator 14 sygnałów synchronizacji dostarcza impulsy synchronizacji pola na linii 43 i impulsy synchronizacji linii o częstotliwości 1fH na linii 13, pokazane na fig. 5(a), które są sygnałami wejściowymi komparatora 16 fazy. Sygnał wyjściowy komparatora 16 fazy na linii 15, pokazany na fig. 5(b), jest sygnałem sterowania błędem doprowadzanym do wejścia filtru dolnoprzepustowego 20'. Charakterystyka częstotliwościowa filtru dolnoprzepustowego 20' typu TA8360, jest określona przede wszystkim przez zewnętrzne elementy taktowania, na przykład obwody szeregowe R-C złożone z kondensatora o pojemności 10 mikrofaradów i rezystora o rezystancji 3 kiloomy, włączonego między kondensator a masę. Generator 48 sterowany napięciowo pracuje przy częstotliwości 32fH odpowiadającej częstotliwości ceramicznego obwodu rezonansowego 50. Nominalny sygnał taktowania o częstotliwości 32fH na linii 49, pokazany na fig. 5(c), jest sygnałem wejściowym dzielnika 52, dzielącego przez 32. Sygnał wyjściowy dzielnika 52, dzielącego przez 32, na linii 17 jest sygnałem sterującym o częstotliwości 12h, pokazanym na fig. 5(d). Sygnał o częstotliwości 1fH jest doprowadzany linią 55 do drugiego wejścia komparatora 16 fazy, który zapewnia, że napięcie sterujące błędem, pokazane na fig. 6(b) jest modyfikowane odwrotnie przez drobne pulsacje o częstotliwości fH. W przypadku, gdy szerokość impulsów o częstotliwości fH, doprowadzanych z powrotem do komparatora 16 fazy, jest zbyt duża, może zostać zmniejszona, na przykład przez dołączony

166 066 szeregowo kondensator 54. Sygnał wyjściowy o częstotliwości 32fH obwodu rezonansowego 50 jest także możliwy do uzyskania na zewnątrz płytki z układem scalonym, na linii 51.

Obwód sterujący 56 wybieraniem kolejnoliniowym realizuje kilka funkcji sterowania. Sygnał wyjściowy o częstotliwości 32fH obwodu rezonansowego 50 na linii 51 i sygnał wyjściowy o częstotliwości 1fH na linii 17 są sygnałami wejściowymi dzielnika 58, dzielącego przez 16. Sygnał o częstotliwości 32fa zapewnia sygnał zegarowy doprowadzany do wejścia dzielnika 58. Sygnał wyjściowy dzielnika 58 dzielącego przez 16 jest sygnałem taktowania o częstotliwości 2fH również dwukrotnej częstotliwości 1fH sygnału wyjściowego dzielnika 52, dzielącego przez 32. Sygnał taktowania o częstotliwości 1fH na linii 17 zapewnia sygnał ustawienia sygnału synchronizacji, aby włączyć licznik dzielnika 58 dzieląc przez 16 i zsynchronizować dzielnik 58 z sygnałem o częstotliwości 1fH na linii 17. Sygnał wyjściowy dzielnika 58 dzielącego przez 16 na linii 59 jest sygnałem wejściowym doprowadzanym do obwodu 60 regulacji szerokości impulsu. Obwód 60 regulacji szerokości impulsu zapewnia, że szerokość impulsów nieskorygowanego sygnału 2f^^(^<^i^iesienia na linii 61 jest wystarczające, żeby zapewnić właściwe działanie komparatora 64 fazy w pętli synchronizacji fazowej 62 w układzie scalonym typu CA 1391.

Podobnie jak w przypadku pokazanego na fig. 1, sygnał 2fH-)t^r^ie^sic^T^iajest symetryczny tylko wtedy, gdy początkowy cykl pracy o częstotliwości 1fH jest pięćdziesięcioprocentowy. Wpływ drobnych pulsacji o częstotliwości 1fH na sterujące napięcie błędu wykorzystywane do sterowania generatorem 48 jest pokazany na fig. 5(b). Sterujące napięcie błędu spada okresowo w czasie każdego okresu 1/fa. Zgodnie z tym, częstotliwość wyjściowy fvco generatora 48 maleje okresowo w każdym okresie 1/fa. Gdy częstotliwość maleje, każdy następny impuls wyjściowy z generatora 48 ma mniejszą częstotliwość. Gdy częstotliwość maleje szerokość impulsu l/fvco zwiększa się. Dzielnik 58 podwaja częstotliwość sygnału o częstotliwości 1fH, który ma okres równy 32 impulsom wyjściowym generatora 48 w wyniku podziału okresu na połowy, to znaczy na dwa okresy szesnastoimpulsowe. Jednak wskutek zmniejszenia się częstotliwości generatora 48 i wskutek okresowego zwiększenia się szerokości impulsów, wspólna szerokość pierwszych szesnastu impulsów w okresie tA jest mniejsza niż wspólna szerokość następnych szesnastu impulsów w okresie te. Gdy okres tA nie jest równy okresowi tB, sygnał taktowania 2fn-odniesienia nie jest symetryczny w okresie czasu odpowiadającym okresowi sygnału o częstotliwości 1fH, pomimo dokładności dzielnika cyfrowego. Ta asymetria może powodować wytwarzanie impulsów powrotu o naprzemiennych amplitudach Y1 i Y2, co pokazano na fig. 5(f), które są analogiczną do impulsów powrotu, pokazanych na fig. 2(e) i powodujących rozszczepienie osnowy obrazu telewizyjnego. Sygnał 2fn-odniesienia wytwarzany przez obwód cyfrowy powinien być więc również traktowany jako sygnał nieskorygowany, który wymaga dalszego przetwarzania.

Sygnał sterujący błędem z komparatora fazy 64 na linii 65 jest sygnałem wejściowym filtru dolnoprzepustowego 63. Sygnał wyjściowy filtru dolnoprzepustowego 63 jest sygnałem sterującym na wejściu generatora 66 sterowanego napięciowo, jest oznaczony jako 2^VCO i z częstotliwością 2fH. Częstotliwość robocza generatora 66 w układzie scalonym typu 1391 i częstotliwościowa charakterystyka przenoszenia filtru dolnoprzepustowego są określone przez zewnętrzne elementy taktowania, co pokazano bardziej szczegółowo na fig. 7. Charakterystyka przenoszenia filtru dolnoprzepustowego 63 jest określona przez szeregowy obwód R-C utworzony na przykład przez kondensator C53 o pojemności 1,5 mikrofarada i rezystor 63 i rezystancji 2 kiloomy. Sygnał wyjściowy generatora 66 sterowanego napięciowo na linii 67 dostarcza korytowane sygnały synchronizacji o częstotliwości 2fH, doprowadzane do wyjściowego obwodu odchylania 68 linii. Sygnał wyjściowy na linii 69 z wyjściowego obwodu odchylania 68 linii dostarcza sygnał o częstotliwości 2H w postaci impulsów powrotu o częstotliwości 2fa. Impulsy powrotu o częstotliwości 2fH są sygnałami wejściowymi generatora 70 przebiegu piłokształtnego, poddawanymi ręcznemu opóźnianiu fazy przy pomocy ręcznie regulowanego obwodu opóźniającego 72. Sygnał wyjściowy generatora 70 przebiegu piłokształtnego na linii 71 jest sprzężony zmiennoprądowo, poprzez kondensator C56 w linii 73, z innym wejściem komparatora 64 fazy.

Przebiegi na fig. 6(a), 6(b), 6(c) i 6(d) przedstawiają względne położenie fazowe sygnałów taktowania dla 1fH i 2fH-odniesienia, wytwarzanych w układzie z fig. 4. Przebiegi na fig. 6(a) przedstawia impulsy synchronizacji o częstotliwości 1fH, wydzielone przez separator 14 sygnałów synchronizacji 44 i doprowadzane do komparatora 16 fazy linią 13. Przebieg na fig. 6(b) przedstawia sygnał wyjściowy o częstotliwości 1fH dzielnika 52, dzielącego przez 32, występujący na linii 53. Pierwsza synchroniczna pętla fazowa 12 jest dzięki temu odpowiedzialna za utrzymanie względnej fazy przedniego zbocza impulsów o częstotliwości 1fH i punktu środkowego na przykład impulsów synchronizacji o częstotliwości 1fH. Regulacja może być zapewniona przy pomocy obwodu opóźniającego 54 lub filtru pokazanego w postaci kondensatora. Jak pokazano na fig. 6(a) i fig. 6(b), obwód opóźniający 54 nie wprowadza żadnego opóźnienia. Na fig. 6 jest przedstawiony sygnał 2fn-odniesienia, wytworzony na linii 61 przez obwód 60 regulacji szerokości impulsów, który jest jednym z sygnałów wejściowych komparatora fazy 64 drugiej pętli synchronizacji fazowej 62. Tak samo, jak w przypadku układu z fig. 1, druga pętla synchronizacji fazowej 62, z fig. 4, jest skuteczna przy synchronizacji korygowanego sygnału o częstotliwości 2fn względem sygnału synchronizacji o częstotliwości 1fa i uśrednienia błędu asymetrii taktowania nieskorygowanego sygnału 2fn-odniesienia powodowanego przez fluktuacje sygnału o częstotliwości 1fH. Przebieg na fig. 6(d) przedstawia impulsy powrotu o częstotliwości 2fH na linii 69, które są sygnałami wejściowymi dla generatora 70 przebiegu piłokształtnego. Ręcznie regulowany obwód opóźniający 72 dla generatora 70 przebiegu piłokształtnego umożliwia regulację różnicy fazy między korygowanymi impulsami o częstotliwości 2fH a impulsami 2fH^<^(^r^^<esienia.

Figura 7 przedstawia część układu z fig. 4. Druga pętla synchronizacji fazowej 62, w postaci układu scalonego typu CA 1391, zawiera generator 66, detektor 64 fazy, zasilacz wstępny 84, zasilacz wyjściowy 86 detektora fazy i regulator napięcia Vcc 87. Generator 66 jest typu RC, którego zacisk 7 jest wykorzystywany do regulacji częstotliwości. Zewnętrzny kondensator C51 jest włączony między zacisk 7 i masę układu i jest ładowany przez zewnętrzny rezystor R62 włączony między zaciskami 6 i 7. Gdy napięcie na zacisku 7 jest większe od wewnętrznego potencjału polaryzacji, kondensator C51 rozładowuje się przez rezystor wewnętrzny. To przewodzenie powoduje wytwarzanie impulsów sterujących, które kończą się, gdy kondensator jest wystarczająco rozładowany. Cykl rozładowywania jest zależny od sygnału piłokształnego na zacisku 4. Stające się ujemnymi impulsy synchronizacji na zacisku 3 są porównywane fazowo z sygnałem piłokształtnym na zacisku 4, który jest uzyskiwany z impulsów powrotu linii. Jeżeli nie ma różnicy między sygnałem synchronizacji i sygnałem piłokształtnym, nie pojawia się prąd wyjściowy na zacisku 5. Jeżeli występuje różnica faz, prąd przepływa do zacisku 5 lub od zacisku 5 w celu korekcji częstotliwości. Cykl pracy zasilacza wstępnego 84 może być regulowany przez ustalenie potencjału na zacisku 8. W układzie z fig. 7 jest to określane przez dzielnik napięciowy utworzony przez rezystory R63 i R64. Potencjometr R37, dołączony do zacisku 7 przez rezystor R72 może być wykorzystywany do ręcznej regulacji częstotliwości generatora 66.

Generator 70 przebiegu piłokształtnego zawiera tranzystor Q4, rezystor R55 i kondensator C50. Sygnał piłokształtny wytwarzany na kondensatorze C50 jest doprowadzany do zacisku 4 przez kondensator C56. Tranzystor Q2 i potencjometr R20 tworzą ręcznie regulowany obwód opóźniający 72, który zmienia prąd potrzebny do ładowania kondensatora C50 przebiegu piłokształtnego. Zmiana czasu potrzebnego do ładowania kondensatora C50 zapewnia zmienne opóźnienie równe około 0-2 mikrosekundy we względnej fazie impulsów 2fH-odniesienia i korygowanych impulsów o częstotliwości 2fn.

Korygowany sygnał wyjściowy 2fH zasilacza wstępnego 84 występujący na linii 67, jest sygnałem wejściowym przeciwsobnego obwodu sterującego zawierającego tranzystory Q5 i Q6, które dostarczają wyjściowy sygnał sterujący o częstotliwości 2fH do wyjściowego obwodu odchylania linii.

Figura 8 przedstawia zjawisko rozszczepienia osnowy obrazu telewizyjnego, gdzie linie wybierania części L zaczynają się wcześniej niż linie wybierania części R. Różnice czasu między sąsiednimi okresami wybierania rzędu tylko 100 nanosekund mogą wywołać niedopuszczalne rozszczepienie osnowy obrazu telewizyjnego, któremu zapobiega układ według wynalazku.

ι/f.

FIG. 2(a)

I I V^__SkTadowa synchronizacji

I I f_H wideo

FIG. 2(b)

	\| Napięcie sterujące dlc sterowanego napbgci	Ify generatora 3WO	Jd	L

FIG. 2(c) ~1 Λ I L

I I < ^lB I p- t_A-- t_B->|

FIG. 2(d) _l 1_Γ

FIG. 2(e)

Y2Yl2f_H-impulsy powrotu

166 066

166 066 l/f_H

FIG.

5(a)

5(b)

5(c)

5(d)

Składowa synchronizacji fu wideo

Napięcie sterujące dla 32fH generatora sterowanego napię^ioyo

Ά d

Impulsy wyjściowe • generatora sterowa·_ ι _ ' nego napięciowo —Η P ^l/rvro r32 ^mnniumnnjuinoj^^

*+*

FIG.

^2f_H- odniesienia

5(e) |ίήηππηηηΙιπιιηηΐίΐι?ι υΐηπηπιφ1υυυυΐΗΓΪΗ| n,Z

5(f) 1

Y2-Y1-li 2f_H- impulsy powrotu β

1/k

FIG

6(a) “LT

Składowa synchronizacji fu wideo

6(b) ~~l >

6(c) _[

6(d)J_i.

2f_H-odnia^ie|iia~ faza ręcznie regulowana

2f_H- impulsy powrotu

166 066

-14 νθ

FIG. 7

Regulacja częstotliwości 2fh fazy

>2^fH- wysterowanie ^r_H-powrót

Ręczna regulacja ' ΣΠ

FIG. 8

166 066

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 90 egz. Cena 1,,00 zł.

Claims

Zastrzeżenie patentowe

Układ odchylania linii z obwodami synchronizacji, zawierający dwie pętle synchronizacji fazowej, pierwsza pętla synchronizacji fazowej ma wejście dołączone do źródła sygnałów wizyjnych o częstotliwości fH i zawiera na wejściu separator sygnałów synchronizacji, którego wyjście jest dołączone do wejścia komparatora fazy, którego wyjście jest dołączone do filtru dolnoprzepustowego, którego wyjście jest dołączone do generatora sterującego napięciowo, którego wyjście jest sprzężone z drugim wejściem komparatora fazy, znamienny tym, że do wyjścia generatora (18) sterowanego napięciowo, pierwszej pętli synchronizacji fazowej (12), jest dołączony przetwornik (22) zwielokrotniania częstotliwości, którego wyjście jest dołączone do wejścia komparatora fazy (26), drugiej pętli synchronizacji fazowej (24), którego wyjście jest dołączone do filtru dolnoprzepustowego (30), drugiej pętli, dołączonego do generatora (28) sterowanego napięciowo na wyjściu drugiej pętli synchronizacji fazowej (24), która jest dołączona do wyjściowego obwodu odchylania (32) linii, którego wyjście jest dołączone, poprzez obwód opóźniający (34), do drugiego wejścia komparatora fazy (26), drugiej pętli.