PL184615B1 - Sposób i system do łączności satelitarnej - Google Patents
Sposób i system do łączności satelitarnejInfo
- Publication number
- PL184615B1 PL184615B1 PL97321011A PL32101197A PL184615B1 PL 184615 B1 PL184615 B1 PL 184615B1 PL 97321011 A PL97321011 A PL 97321011A PL 32101197 A PL32101197 A PL 32101197A PL 184615 B1 PL184615 B1 PL 184615B1
- Authority
- PL
- Poland
- Prior art keywords
- encoder
- decoder
- signals
- received
- bits
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 27
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 16
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 19
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 claims abstract description 10
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 20
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 11
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims description 4
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 2
- 235000019892 Stellar Nutrition 0.000 claims 3
- 238000012217 deletion Methods 0.000 claims 2
- 230000037430 deletion Effects 0.000 claims 2
- 241000283073 Equus caballus Species 0.000 claims 1
- 241000283984 Rodentia Species 0.000 claims 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 claims 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 abstract description 3
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 abstract description 2
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 17
- 238000003892 spreading Methods 0.000 description 17
- 230000006870 function Effects 0.000 description 13
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 12
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 9
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 9
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 6
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 4
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 3
- 238000006176 Bailey cycloaddition reaction Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 2
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 2
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 108010002352 Interleukin-1 Proteins 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000005192 partition Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
- H04B7/18528—Satellite systems for providing two-way communications service to a network of fixed stations, i.e. fixed satellite service or very small aperture terminal [VSAT] system
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0064—Concatenated codes
- H04L1/0065—Serial concatenated codes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
- H03M13/2957—Turbo codes and decoding
- H03M13/2996—Tail biting
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
- H04B7/18578—Satellite systems for providing broadband data service to individual earth stations
- H04B7/1858—Arrangements for data transmission on the physical system, i.e. for data bit transmission between network components
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0064—Concatenated codes
- H04L1/0066—Parallel concatenated codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0067—Rate matching
- H04L1/0068—Rate matching by puncturing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
- H03M13/2957—Turbo codes and decoding
- H03M13/296—Particular turbo code structure
- H03M13/2966—Turbo codes concatenated with another code, e.g. an outer block code
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Astronomy & Astrophysics (AREA)
- Aviation & Aerospace Engineering (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Abstract
2. System lacznosci satelitarnej zawierajacy wiele ter- minali o bardzo malej aperturze, znamienny tym, ze zawiera koder (28) z polaczonymi równolegle koderami skladowymi (80), stosujacy kod dolaczony równolegle do bloku bitów da- nych odbieranych ze zródla (26) i wytwarzajacy z niego sklado- we slowa kodu, przy czym koder (28) zawiera formatyzator (106) slowa kodu formatujacy bity skladowych slów kodu i tworzacy zlozone slowo kodu, przy czym do wyjscia kodera (28) jest dolaczony poprzez formatyzator (30) pakietu zestawia- jacy pakiety danych do transmisji, z których kazdy pakiet da- nych zawiera bity co najmniej jednego zlozonego slowa kodu, modulator (32) odbierajacy pakiety danych i tworzacy z nich modulowane sygnaly, oraz przetwornik (34) zwiekszajacy czestotliwosc do przemiany modulowanych sygnalów w czesto- tliwosc nosna, interfejs (36, 40) laczacy kazdy terminal (10) z antena (24) dla nadawania modulowanych sygnalów do satelity (12) i odbierania modulowanych sygnalów z satelity (12), przy czym do wyjscia interfejsu (36, 40) jest dolaczony poprzez przetwornik (42) zmniejszajacy czestotliwosc do przemiany kazde- go odbieranego sygnalu o czestotliwosci nosnej w sygnal o czestotli- wosci posredniej, demodulator (44) synchronizacji i demodulacji odbieranych sygnalów oraz fonmatyzator (46) pakietu w slowo kodu tworzacy odbierane zlozone slowa kodu z demodulowanych sygna- lów, dekoder (48) zawierajacy wiele dekoderów skladowych (117-1, 117-2,. . . 117-n), dekodujacych odbierane zlozone slowa kodu. FIG. 1 PL PL PL PL PL PL PL PL PL
Description
PrzaSmiotam wynalazku jast sposób i systam So łączności satalitarnaj, zwłaszcza łączności satalitarnaj wykorzystującaj tarminala o barSzo małaj aparturza (VSAT-.
Występuja coraz większa eapotrzabowania na łączność multimaSialną przae satalitę, wykorzystującą tarminala o barSzo małaj aparturza, tak zwana tarminala VSAT. Korzyściami użycia mniajseaj antany, niż jast obacnia stosowana przamysłowo, są mniajszy koszt raflaktora, mniajsza koszty transportu, zraSukowany sprzęt So montażu i nakłaSy pracy oraz większa akcaptacja przae klianta. JaSnak użycia antany miskowaj o mniajszaj aparturza moża spowoSować niapożąSana emniajseania pojamności siaci. Jast to związana z kilkoma skutkami eraSukowanych wymiarów antany: zmniajszoną mocą sygnału naSawanago i oSbiaranago, spowoSowaną preae spaSak wzmocniania antany, i przapisami ograniczającymi moc przasyłaną przae tarminala VSAT wykorzystujący antanę mniajszą niż okraślony wymiar w calu ograniczania eakłócającaj gęstości strumiania mocy w seczalinach orbitalnych sąsiaSnich satdit.
Jast truSna otrzymania wymaganago Sużago wzmocniania w krótkich blokach Sanych, która są typowa Sla pawnych roSzajów transmisji VSAT, Sla rozwiązania tych problamów przy wymaganaj wySajności pasma o Sanaj szarokości i złożoności SakoSara, przy użyciu znanych tachnik koSowania.
W opisia patantowym USA nr 4032886 jast ujawniony systam przatwarzania strumiania bitowago informacji cyfrowaj i ganarowania strumiania bitowago Sanych. Przatwarzania obajmuja splotowa koSowania korakcyjna błęSów pakiatowych, która umożliwia korakcję błęSów pakiatowych o Sługości 2B, gSZia B jast Sowolną. SoSatnią liczbą całkowitą. PonaSto znana przatwarzania zawiara koSowania n bitów synchronicznych na początku strumiania bitowago Sanych.
1144(615
W następnym opisie patentowym USA nr 5400347 jest opisane urządzenie i sposób korekcji błędów, zwłaszcza korekcji błędów pakietowych, w którym przeplata się z wykorzystaniem kodów wewnętrznych dwa pola w jedną ramkę w celu rozproszenia błędów na dwa pola i zapobiegania pogorszenia się jakości obrazu, który jest powodowany przez błędy ograniczone do jednego pola, gdy takie błędy pakietowe wystąpią.
Z kolei w opisie patentowym USA nr 5416804 jest opisane urządzenie do dekodowania sygnałów cyfrowych, takich jak cyfrowe sygnały telewizyjne, które są transmitowane przy wykorzystaniu łączonej modulacji kodowej stosując podział poziomów zbioru punktów reprezentujących różne wartości kodowe. Urządzenie realizuje kolejne poziomy dekodowania, które są realizowane na kolejnych poziomach podziału zbioru. Każdy poziom dekodowania zawiera detektor do wykrywania odebranych punktów w związanym poziomem podziału. Co najmniej jeden poziom zawiera dekoder wewnętrzny dla generowania przewidywanej sekwencji bitowej zgodnie z kodem wewnętrznym i wykreśla sekwencje bitowe, dla których oszacowanie jest określone jako niejednoznaczne, dekoder zewnętrzny dekodujący zgodnie z kodem zewnętrznym i korygującym niejednoznaczności sekwencji bitowych, oraz koder dla kodowania sygnałów wyjściowych dekodera zewnętrznego i dostarczania wynikowej, ponownie kodowanych sekwencji bitowych do następnych poziomów urządzenia dekodującego.
Istotą sposobu łączności satelitarnej przy pomocy wielu terminali o bardzo małej aperturze, według wynalazku jest to, że w koderze systemu stosuje się kod połączony równolegle do bloku bitów danych odbieranych ze źródła i wytwarza się z niego składowe słowa kodu, formatuje się w formatyzatorze ze słowa kodu bity składowych słów kodu i tworzy złożone słowo kodu oraz zestawia się w formatyzatorze pakietu pakiety danych do transmisji, zawierające bity co najmniej jednego złożonego słowa kodu, przy czym odbiera się w modulatorze pakiety danych i tworzy się z nich modulowane sygnały, przetwarza się te sygnały w przetworniku zwiększającym częstotliwość na modulowane sygnały o częstotliwości nośnej oraz nadaje się modulowane sygnały do satelity i odbiera się te modulowane sygnały z satelity przez interfejs łączący każdy terminal z ant^j^^, po czym przemienia się każdy odbierany sygnał o częstotliwości nośnej w sygnał o częstotliwości pośredniej w przetworniku zmniejszającym częstotliwość, synchronizuje się i demoduluje odbierane sygnały w demodulatorze oraz tworzy się odbierane złożone słowa kodu z demodulowanych sygnałów w formatyzatorze pakietu w słowo kodu i dekoduje się w dekoderze odbierane złożone słowa kodu.
Istotą systemu łączności satelitarnej według wynalazku zawierającego wiele terminali o bardzo małej aperturze, jest to, że zawiera koder z połączonymi równolegle koderami składowymi, stosujący kod dołączony równolegle do bloku bitów danych odbieranych ze źródła i wytwarzający z niego składowe słowa kodu, przy czym koder zawiera formatyzator słowa kodu formatujący bity składowych słów kodu i tworzący złożone słowo kodu, przy czym do wyjścia kodera jest dołączony poprzez formatyzator pakietu zestawiający pakiety danych do transmisji, z których każdy pakiet danych zawiera bity co najmniej jednego złożonego słowa kodu, modulator odbierający pakiety danych i tworzący z nich modulowane sygnały, oraz przetwornik zwiększający częstotliwość do przemiany modulowanych sygnałów w częstotliwość nośną interfejs łączący każdy terminal z anteną dla nadawania modulowanych sygnałów do satelity i odbierania modulowanych sygnałów z satelity, przy czym do wyjścia interfejsu jest dołączony poprzez przetwornik zmniejszający częstotliwość do przemiany każdego odbieranego sygnału o częstotliwości nośnej w sygnał o częstotliwości pośredniej, demodulator synchronizacji i demodulacji odbieranych sygnałów oraz formatyzator pakietu w słowo kodu tworzący odbierane złożone słowa kodu z demodulowanych sygnałów, dekoder zawierający wiele dekoderów składowych dekodujących odbierane złożone słowa kodu.
Korzystnie kodery składowe w koderze stosują kody splotu w blokach bitów danych.
Korzystnie połączony równolegle kod splotu zawiera rekurencyjne kody systematyczne.
Korzystnie połączony równolegle kod splotu zawiera nierekurencyjne kody systematyczne z bitami końcowymi.
Korzystnie dekodery składowe zawierają cykliczne dekodery MAP.
Korzystnie modulator zawiera modulator widma rozproszonego i demodulator zawiera demodulator eliminujący rozproszenie.
184 615
Korzystnie koder zawiera wewnętrzny, połączony równolegle koder, który jest połączony szeregowo z koderem kodu wewnętrznego, zaś dekoder zawiera dekoder wewnętrzny związany z wewnętrznym połączonym równolegle koderem, a ponadto zawiera dekoder zewnętrzny, związany z koderem kodu zewnętrznego.
Korzystnie koder i dekoder zawierają programowane urządzenie kodera/dekodera, zawierające wiele opcji kodowania wybieranych przez przełączniki.
Korzystnie programowane urządzenie zawiera cztery opcje kodowania/dekodowania: kodowanie łączone równolegle, kod zewnętrzny połączony szeregowo z kodem wewnętrznym połączonym równolegle, kodowanie łączone szeregowo, zawierające koder kodu zewnętrznego i pojedynczy wewnętrzny koder, oraz kod pojedynczy, wykorzystujący tylko jeden wewnętrzny koder.
Korzystnie zawiera co najmniej jeden terminal gwiaździsty, przy czym modulator każdego terminalu zawiera modulator widma rozproszonego stosujący jedną z wielu sekwencji rozpraszających do każdego pakietu danych transmitowanych, przy czym sekwencje rozpraszające są zgrupowane w zespoły, a każdy zespół zawiera co najmniej jedną sekwencję rozpraszającą i każdy zespół sekwencji rozpraszających jest związany z jedną z opcji kodowania, zaś terminal gwiaździsty zawiera co najmniej jeden demodulator eliminujący rozproszenie dla każdej sekwencji rozpraszającej i wiele dekoderów, przy czym terminal gwiaździsty jest przystosowany do demodulowania i dekodowania sygnałów odbieranych z satelity, które są transmitowane w pokrywających się przedziałach czasu i każdy z tych sygnałów wykorzystuje jedną z opcji kodowania i jedną ze związanych z nią sekwencji rozpraszających, a dekodery są skonfigurowane dla każdego odbieranego sygnału w oparciu o sekwencję rozpraszającą zidentyfikowaną przez demodulator eliminujący rozproszenie.
Korzystnie zawiera co najmniej jeden terminal gwiaździsty zapewniający połączenie gwiaździste.
Korzystnie koder ma funkcję kasującą do usuwania bitów kodu ze składowych słów kodu według uprzednio określonego wzoru kasowania, zaś dekoder złożony ma funkcję odzyskiwania dla wprowadzania neutralnych wartości do kasowanych bitów w złożonych słowach kodu.
Rozwiązanie według wynalazku zwiększa pojemność sieci, gdy jest stosowany terminal VSAT z antenami o zredukowanych aperturach, zmniejszając wymagany stosunek energii na bit do gęstości widmowej mocy szumu Eb/No przy użyciu technik spektralnie wydajnych. W przypadku krótkich bloków danych, które są typowe dla transmisji pakietów, stosowane są transakcje z kartami kredytowymi, łączność przy użyciu głosu poddanego kompresji, nierekurencyjne, systematyczne kody splotu z bitami końcowymi jako kody składowe w takim systemie kodowania połączonym równolegle. W przypadku dłuższych bloków danych, które są typowe dla transmisji plików, terminal VSAT i terminal gwiaździsty sieci wykorzystują rekurencyjne, systematyczne kody splotu. Wynalazek zapewnia także zmniejszenie zakłóceń pomiędzy sąsiednimi satelitami. Łączone równolegle kodowanie jest wykorzystywane do zapewniania kodowania detekcji/korekcji błędu dla bezpośrednich transmisji między satelitarnych.
Zaletą wynalazku jest także to, że użycie równolegle łączonych technik kodowania w połączeniu z modulacją widma rozproszonego zapewnia bardzo skuteczne rozwiązanie ułatwiające zgodność z przepisami co do zakłócenia sąsiedniego satelity przez zmniejszenie wymaganej promieniowanej energii skutecznej i gęstości widmowej mocy transmitowanego sygnału. Poza tym ta kombinacją powoduje zmniejszenie zakłócenia przez sąsiednie satelity.
Przedmiot wynalazku jest uwidoczniony w przykładach wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia w uproszczonym schemacie blokowym system łączności satelitarnej wykorzystujący terminale VSAT, fig. 2 - schemat blokowy terminalu gwiaździstego systemu łączności satelitarnej, fig. 3 - schemat blokowy programowanego kodera stosowanego w systemie łączności satelitarnej i fig. 4 - schemat blokowy programowanego dekodera w systemie łączności satelitarnej.
Figura 1 przedstawia w schemacie blokowym system łączności satelitarnej z terminalami VSAT, które wykorzystuje kodowanie łączone równolegle. System zawiera pewną liczbę terminali VSAT 10, satelitę 12 z transponderem telekomunikacyjnym i ewentualnie terminal gwiaździsty 14. Łączność w sieci VSAT może być albo jednokierunkowa albo dwukierunkowa
184 615 i może przebiegać różnymi torami: bezpośrednio między terminalami VSAT 10, to jest przez połączenie wielokątne, i terminal VSAT 10 do terminalu gwiaździstego i/lub terminal gwiaździsty do terminalu VSAT 10, to jest przez połączenie gwiaździste.
Na figurze 1 jest pokazane, że terminal VSAT 10 zawiera nadawczy układ przetwarzania 20, odbiorczy układ przetwarzania 22 i antenę 24. Nadawczy układ przetwarzania 20 zawiera jak następuje: port wejściowy 25 do odbioru danych ze źródła informacji 26, koder 28, który dostarcza kod połączony równolegle do bloków bitów danych odbieranych ze źródła, formatyzator 30 pakietów do wytwarzania pakietu danych zawierającego jedno lub więcej słów kodu z kodera 28, wzór bitów synchronizacji i bity sygnalizacji sterowania, modulator 32, przetwornik 34 zwiększający częstotliwość do przemiany modulowanego sygnału w częstotliwość nośną, wzmacniacz 36 mocy i dołączenie do anteny 24 przez właściwy interfejs, na przykład przełącznik antenowy nadawanie-odbiór. Odbiorczy układ przetwarzania zawiera: wzmacniacz 40 o małych szumach, przetwornik 42 zmniejszający częstotliwość do przemiany odbieranego sygnału z częstotliwości nośnej w częstotliwość pośrednią, demodulator 44 do synchronizacji i demodulacji, formatyzator 46 pakietu w słowo kodu, dekoder 48 właściwy dla kodu połączonego równolegle, wykorzystywanego przez nadajnik, i port wyjściowy 49 do przekazywania odbieranych wiadomości, to jest bloków bitów danych, do układu przyjmującego 50 informacje. Wzmacniacz mocy 36 i wzmacniacz o małych szumach 40 stanowią interfejs dla terminalu 10. Dla uproszczenia jest pokazany szczegółowy schemat blokowy tylko dla jednego terminalu VSAT na fig. 1.
Funkcje synchronizacji realizowane przez demodulator 44 obejmują synchronizację częstotliwości nośnej, synchronizację ramki, synchronizację symbolu i w razie potrzeby synchronizację fazy nośnej. Synchronizacja symbolu jest procesem oceny najlepszego czasu próbkowania, to jest okresu symbolu, dla wyjścia demodulatora w celu zmniejszenia do minimum prawdopodobieństwa błędu decyzyjnego symbolu. Synchronizacja ramki jest procesem oceny okresu symbolu dla pierwszego symbolu w odbieranej ramce danych dla przekazań ciągłych lub pakietu dla przekazań nieciągłych.
Dla przypadku, w którym sygnały widma rozproszonego są przekazywane przez terminal 10 VSAT, modulator pokazany na fig. 1 ma funkcję rozpraszania, a demodulator pokazany na fig. 1 ma funkcję eliminacji rozproszenia. Techniki widma rozproszonego zwiększają szerokość pasma sygnałowego względem szerokości pasma modulowanego sygnału danych przez wprowadzenie sygnału rozpraszającego zawierającego wycięcia, w przypadku widma rozproszonego z bezpośrednią sekwencją, lub wyskoki, w przypadku widma rozproszonego z wyskokami częstotliwości, które są pseudolosowe i niezależne od sygnału danych. W widmie rozproszonym z bezpośrednią sekwencją sygnał danych jest mnożony przez sygnał, który odpowiada pseudolosowej sekwencji wycięć mających wartości +1 lub -1. Czas trwania impulsów wycięć jest mniejszy przedział symbolu modulowanego sygnału danych, w wyniku tego uzyskiwana szerokość pasma sygnału jest większa niż sygnału modulowanego pierwotnie. W widmie rozproszonym z wyskokami częstotliwości częstotliwość nośna modulowanego sygnału jest zmieniana okresowo według wzoru pseudolosowego. Ponownie szerokość pasma sygnału rozpraszanego jest większa niż sygnału modulowanego pierwotnie.
Eliminacja rozproszenia w demodulatorze jest procesem usuwania rozproszenia z odbieranego sygnału. Zwykle demodulator koreluje odbierany sygnał przez replikę przebiegu rozpraszającego w celu eliminacji rozproszenia z sygnału widma rozproszonego z bezpośrednią sekwencją, podczas gdy w systemie widma rozproszonego z częstotliwością wyskokową powoduje on wyskoki częstotliwości oscylatora w przetworniku zmniejszającym częstotliwość odbiornika, przy użyciu tego samego wzoru wykorzystywanego przez terminal nadający dla eliminacji rozproszenia sygnału widma rozproszonego z częstotliwością, wyskokową. Zwykle dla odbieranego sygnału jest zastosowany filtr po eliminacji rozproszenia dla tłumienia szumu szerokopasmowego i składowych zakłóceń w odbieranym sygnale.
Figura 2 przedstawia w schemacie blokowym terminal gwiaździsty. Według wynalazku zawiera on: porty wejściowe 51 do odbioru danych z jednego lub więcej źródeł 52 informacji, porty wyjściowe 53 do przekazywania odbieranych wiadomości, to jest bloków bitów danych, do jednego lub więcej układów przyjmujących 54 informacje, zespół procesorów 56 torów
184 615 nadawczych, zespół procesorów 58 torów odbiorczych, przełącznik 60 do łączenia każdego czynnego źródła z procesorem toru nadawczego i do łączenia każdego czynnego procesora kanału odbiorczego z właściwym układem przyjmującym informacje lub procesorem toru nadawczego, pamięć 62, sterownik 64 do sterowania przepływem danych przez przełącznik, układ łączący 66 do łączenia sygnałów wytwarzanych przez każdy procesor toru nadawczego w jeden sygnał, przetwornik 68 zwiększający częstotliwość do przemiany łączonych sygnałów w częstotliwość nośną, wzmacniacz 70 mocy dołączony do anteny przez właściwy interfejs, na przykład przełącznik antenowy nadawanie-odbiór, antenę 72, wzmacniacz 74 o małych szumach, który jest dołączony do anteny przez ten interfejs, przetwornik 76 zmniejszający częstotliwość do przemiany odbieranego sygnału z częstotliwości nośnej w częstotliwość pośrednią oraz układ dzielący 78 sygnały dla dostarczania odbieranego sygnału o częstotliwości pośredniej lub ewentualnie odfiltrowanego odbieranego sygnału o częstotliwości pośredniej do zespołu procesorów toru odbiorczego.
Procesor toru nadawczego z fig. 2 zawiera: koder 80, który dostarcza kod połączony równolegle do bloków bitów danych odbieranych ze źródła, formatyzator 82 pakietów do wytwarzania pakietu danych, zawierających jedno lub więcej słów kodu z kodera 80, wzór bitów synchronizacji i bity sygnalizacji sterowania oraz modulator 84. Tak, jak w przypadku terminalu VSAT, modulatory układu gwiaździstego mają funkcję rozpraszania dla przypadku, w którym sygnały widma rozproszonego są przekazywane przez układ gwiaździsty. Procesor toru odbiorczego z fig. 2 zawiera demodulator 86, przetwornik 88 pakietu w słowo kodu dla selekcji próbek z wyjścia demodulatora dla tworzenia odbieranych słów kodu, które są wprowadzane do dekodera dla kodów połączonych równolegle, oraz dekoder 90 właściwy dla kodu połączonego równolegle, wykorzystywanego przez nadajnik. Demodulatory układu gwiaździstego mają kilka funkcji: synchronizację, demodulację i dla przypadku, w którym układ gwiaździsty odbiera sygnały widma rozproszonego, eliminację rozproszenia.
Jedną funkcją pamięci gwiaździstej jest chwilowe pamiętanie danych odbieranych ze źródeł informacji lub procesorów toru odbiorczego w przypadku, w którym wszystkie procesory toru nadawczego lub porty wyjściowe są zajęte, gdy wiadomość dochodzi do przełącznika 60. Pamięć pamięta także potrzebne parametry konfiguracji sieci i dane operacyjne.
W jednym odmiennym przykładzie wykonania wynalazku jest stosowany kod zewnętrzny w połączeniu szeregowym z wewnętrznym kodem połączonym równolegle (PCC), a odpowiedni dekoder zewnętrzny jest także w połączeniu szeregowym z dekoderem dla kodu PCC.
Dodatkowo układ elastycznego, programowalnego kodera/dekodera może być wykorzystany przez terminal VSAT i układ gwiaździsty do realizacji kilku opcji, to jest:
(1) kodowanie połączone równolegle, jak opisane powyżej, (2) kod zewnętrzny w połączeniu szeregowym z kodem PCC, jak opisany powyżej, (3) kodowanie połączone szeregowo, B obejmujące koder zewnętrzny i tylko koder jednoskładnikowy kodera PCC, oraz (4) konwencjonalny kod splotowy lub sam kod blokowy (bez połączenia szeregowego lub równoległego).
Figura 3 przedstawia w schemacie blokowym elastyczny, programowalny koder, który realizuje te cztery opcje kodowania. Jak pokazano, elastyczny, programowalny koder zawiera koder 100 dla kodów połączonych równolegle, koder 102 dla kodu zewnętrznego i pięć przełączników S1 do S5. Koder 100 dla kodów połączonych równolegle zawiera N koderów 103-1, 103-2, ... 103-n, N-1 układów przeplatania 104-1, 104-2, 104-n-1 i formatyzator 106 słowa kodu. Tabela I podsumowuje jak następuje położenia przełączników dla różnych trybów pracy kodera.
184 615
Tabela I
| Tryb | Położenia przełączników | ||||
| S1 | S2 | S3 | S4 | S5 | |
| (1) PCCC | 0 | 0 | ZAMKNIĘTY | 0 | 0 |
| (2) Połączenie szeregowe z wewnętrznym PCC | 1 | 1 | ZAMKNIĘTY | 0 | 0 |
| (3) Standardowe połączenie szeregowe | 1 | 1 | OTWARTY | 1 | 1 |
| (4) Kod pojedynczy | 0 | 0 | OTWARTY | 1 | 1 |
Figura 4 przedstawia schemat blokowy elastycznego, programowalnego dekodera, który realizuje dekodery dla czterech przedstawionych powyżej trybów kodera. Ten programowalny dekoder złożony zawiera dekoder 110 dla kodów połączonych równolegle, progowy przyrząd decyzyjny 112 do realizacji reguły decyzyjnej, dekoder 114 dla kodu zewnętrznego i sześć przełączników S1 do S6. Zakładając, że wyjście dekodera 110 określa prawdopodobieństwo, że wartość dekodowanego bitu jest równa zeru, przykładowa reguła decyzyjna jest: Jeżeli na wyjściu jest więcej niż 12 wówczas decyduj, że dekodowany bit jest zerem, jeżeli mniej niż */2, wówczas przekaż wartość jeden, a jeżeli dokładnie h, wówczas przekaż dowolnie wartość.
Dekoder 110 dla kodów połączonych równolegle zawiera ponadto konwerter 116 złożonego słowa kodu składowego słowa kodu, N dekoderów składowych 117-1, 117-2,... 117-n, N-1- układów przeplatania 115-1, 115-2,... 115-n-1 i dwa identyczne układy eliminacji przeplatania 118. Każdy układ eliminacji przeplatania 118 ma funkcję zmiany uporządkowania, która przywraca sekwencję elementów danych, które zostały przestawione przez N-1 układów przeplatania 115-1, 115-2, 115-n-1 połączonych szeregowo do ich pierwotnego uporządkowania. Tablica II podsumowuje położenia przełączników dla różnych trybów pracy dekodera. W tabeli X oznacza stan „bez znaczenia”, tj. przełącznik może być w dowolnym położeniu.
Tabela II
| Tryb | Położenia przełączników | |||||
| S1 | S2 | S3 | S4 | S5 | S6 | |
| (1) PCCC | 0 | 0 | ZAMKNIĘTY | 0 | 0 | X |
| (2) Połączenie szeregowe z wewnętrznym PCC | 0 | 0 | ZAMKNIĘTY | 0 | 0 | 0 dla dekodowania twardych decyzji; 1 dla dekodowania miękkich decyzji |
| (3) Standardowe połączenie szeregowe | 1 | 1 | OTWARTY | 1 | 1 | 0 dla dekodowania twardych decyzji; 1 dla dekodowania miękkich decyzji |
| (4) Kod pojedynczy | 1 | 1 | OTWARTY | 1 | 1 | X |
Terminale VSAT wykorzystują różne kody, na przykład kody PCCC, PCCC bitowego oznaczania przerwania listy, rekurencyjny systematyczny splotowy, nierekurencyjny systematyczny splotowy, blokowy, w różnych kombinacjach, na przykład trybach 1, 2, 3 i 4, zależnie od zastosowania transmisji danych i wymaganych szybkości transmisji.
Wówczas gdy kody splotu są wykorzystywane w dowolnym z opisanych powyżej trybów, programowalny koder z fig. 3 może również obejmować przebicie przez znany wzór dla zwiększenia szybkości uzyskanego kodu i programowalny dekoder z fig. 4 może również obejmować odpowiednią funkcję eliminacji przebicia. Wówczas gdy przebite kody splotu są stosowane jako kody składowe w równoległym kodowaniu połączonym, formatyzator słowa kodu z fig. 3 usuwa bity kodu ze składowych słów kodu zgodnie z wymaganymi wzorami przebicia. W tym przypadku złożone słowo kodu dekodera PCC dla konwertera składowego słowa kodu wprowadza wartości obojętne dla przebitych bitów w składowych słowach danych, które wyprowadza do dekoderów składowej. Należy zauważyć, że w trybie 3 i trybie 4,
184 615 przełączniki S4 i S5 kodera oraz przełączniki S1 i S2 dekodera są wszystkie ustawione w położeniu 0. Zatem fig. 3 i 4 pokazują jednostkę przebijającą 140 i jednostkę eliminującą przebicie 142 w stanie spełniania tych funkcji przebicia i eliminacji przebicia, gdy przebity kod splotu jest stosowany w trybie 3 i trybie 4.
W korzystnym wykonaniu tego wynalazku kody splotu są stosowane jako kody składowe w wewnętrznym, równoległym kodzie połączonym, a kod blokowy, na przykład kod Reeda-Solomona lub kod BCH, jest stosowany jako kod zewnętrzny w połączeniu szeregowym.
W korzystnym wykonaniu, w którym sygnały o widmie rozproszonym są przesyłane przez terminale VSAT, protokół swobodnego dostępu do kanału, taki jak ALOHA, jest stosowany w połączeniu z wielodostępem do podziału kodu. Odbiornik gwiaździsty wykorzystuje pewną liczbę demodulatorów dla każdego kodu rozproszenia w celu odbioru sygnałów pokrywających się w czasie, które wykorzystują wersje opóźnione w czasie dla tej samej sekwencji rozproszenia. Każdy demodulator dla danej sekwencji rozproszenia demoduluje sygnał przy zastosowaniu różnego przesunięcia w czasie tej sekwencji rozproszenia.
Również korzystnie jedna lub więcej sekwencji jest zarezerwowanych dla zastosowania przez terminale VSAt w danych okresach czasu na przypisanej podstawie w celu zapewnienia kanałów o wyższej jakości i większej zdolności przepustowej. Żądania rezerwacji z terminali VSAT i przypisania są przetwarzane przez sterownik sieci, który jest dołączony do terminalu gwiaździstego.
W korzystnym wykonaniu, które stosuje sygnały widma rozproszonego i opisane powyżej programowalny koder i dekoder, system wykorzystuje daną sekwencję rozproszenia ze szczególnym kodem korekcji błędu dla umożliwienia różnym sygnałom stosowania równocześnie różnych kodów korekcji błędu. Ponieważ każda wykrywana sekwencja rozpraszania sygnału jest identyfikowana przez odpowiedni demodulator, odbiornik może w sposób właściwy konfigurować programowalny dekoder dla każdego wykrywanego sygnału. Tryb pracy sieci jest użyteczny do równoczesnego podtrzymywania kilku zastosowań mających różne wymagania co do kodowania korekcji błędów bez potrzeby dodatkowej transmisji sygnałów sterowania.
Cykliczny dekoder MAP, użyteczny jako dekodery składowe na fig. 4, może dostarczać zarówno ocenę kodowanego bloku danych jak i informację niezawodności do odbiornika danych, na przykład procesora sygnału syntezy mowy do zastosowania w procesorze eliminacji błędu transmisji lub protokołu dla danych pakietu, jako miarę prawdopodobieństwa błędu bloku do użycia w powtarzanych decyzjach żądania. Cykliczny dekoder MAP jest użyteczny do dekodowania kodów splotu bitowego oznaczania przerwania listy, szczególnie gdy są one stosowane jako kody składowe w schemacie kodowania połączonego równolegle.
Cykliczny dekoder MAP dla kodów kraty korekcji błędów, wykorzystujący bitowe oznaczanie przerwania listy, wytwarza sygnały wyjściowe decyzji miękkich. Cykliczny dekoder MAP dostarcza ocenę prawdopodobieństwa stanów w pierwszym stopniu kraty, które to prawdopodobieństwa zastępują, wiedzę a priori stanu początkowego w konwencjonalnym dekoderze MAP. Cykliczny dekoder MAP dostarcza rozkład prawdopodobieństwa stanu początkowego każdym z dwóch sposobów. Pierwszy stosuje rozwiązanie problemu wartości własnej, dla którego uzyskany wektor własny jest wymaganym rozkładem prawdopodobieństwa stanu początkowego, znając stan początkowy, cykliczny dekoder MAP dokonuje pozostałego dekodowania według konwencjonalnego algorytmu dekodowania MAP. Drugi jest oparty na rekursji, dla której oddziaływania wzajemne zbiegają się do rozkładu stanu początkowego. Po dostatecznych oddziaływaniach wzajemnych, stan cyklicznej sekwencji stanów jest znany z dużym prawdopodobieństwem i cykliczny dekoder MAP dokonuje pozostałego dekodowania według konwencjonalnego algorytmu dekodowania MAP.
Celem konwencjonalnego algorytmu dekodowania MAP jest znalezienie prawdopodobieństw warunkowych:
P{stan m w czasie t/wyjścia yt,,, yL kanału odbioru}.
Termin L w tym wyrażeniu reprezentuje długość bloku danych w jednostkach liczby symboli kodera. Koder dla kodu (n, k) działa na k-bitowe symbole wejściowe dla wytwarzania n-bitowych symboli wyjściowych. Terminy, jest wyjściem (symbolem) kanału w czasie t.
184 615
Algorytm dekodowania MAP rzeczywiście najpierw znajduje prawdopodobieństwa: %(m)=P{St = m;YjL};
(1) znaczy, że jest odbierane łączne prawdopodobieństwo, że stan kodera w czasie t, Sjeest m i zespół wyjść kanału YXL = {yf-yL}· To są wymagane prawdopodobieństwa pomnożone przez stałą (P{YX}, prawdopodobieństwo odbioru zespołu wyjść kanału {y-yj .
Teraz określmy elementy macierzy Γ przez rt(ij)=P{stan j w czasie t;y,/stan i w czasie t-1}
Macierz Γ, jest obliczana w funkcji prawdopodobieństwa R(Y,X) przejścia kanału, prawdopodobieństwapt (m/m), że koder dokona przejścia ze stanu m' w stan m w czasie t, a prawdopodobieństwo qt (X/m',m), że symbol wyjściowy kodera jest X, zakładając, że poprzedni stan kodera jest m' i obecny stan kodera jest m. W szczególności każdy element Γ jest obliczany przez zsumowanie wszystkich możliwych wyjść X kodera jak następuje:
y, (m', m) = ^p,(m/ m')q, (X/m', rn)R(Y,, X) (2)
A
Dekoder MAP oblicza L tych macierzy, jedno dla każdego stopnia kraty. Są one tworzone z odbieranych symboli wyjściowych kanału i rodzaju gałęzi kraty dla danego kodu.
Następnie określmy elementy łącznego prawdopodobieństwa M wektora at rzędu przez , at(j) = P{stanj w czasie t; yb... .yt} (3) i elementy prawdopodobieństwa warunkowego M wektora fi, kolumny przez
f)t(j) = P{y+1, yL stan j w czasie t} (4) dlaj-0,1,..., (M-1), gdzie Ajest liczbą stanów kodera.
Etapy algorytmu dekodowania MAP są następujące:
/i/ Obliczenie 01,...,¾ przez rekursję do przodu:
α = ott.i-rt, t = 1,... ,L (5) /ii/ Obliczenie βι,.. . ,βι— przez rekursję wsteczną:
et = -/+1/^+1, / = IL-1,. . ,β (6) /iii/ Obliczenie elementów dla λ przez:
λι(ΐ) = α,(ί)β,α), wszystkie i, t = 1, ... ,L (7) /iv/ Znalezienie odpowiednich wielkości zgodnie z potrzebą. Dla przykładu, niech At będzie zespołem stanów St = {St’, St 2,..., S,km} tak, że j-ty element dla S„ St J eest równy zeru. Dla konwencjonalnego, nierekursyjnego kodu kraty St = d/, j-ty bit dćnycch w czasie t. Zaeem wyjście decyzji miękkiej dekodera jest
Ρ© = 0|ΥΛ} = -ί-Σ ^(m) rf Ϊ1 gdzie PiWip.Hm) i m
m jest indeksem, który odpowiada stanowi St.
Decyzja twarda dekodera lub dekodowane wyjście bitowe jest otrzymywane przez wstawienie P{ dJ = 0|Yi} do następującej reguły decyzyjnej:
dt = p{d; = o| y,l} >
<
A j dt =
184 615
To znaczy, że jeżeli P{dt J = 0|Yi }>
— wówczas dt = 0; jeżeli P{dt j = 0|YiL}<— 2 2 wówczas dt, =1; inaczej dowolnie przypisuje się dJ wartość 0 lub 1.
Jako inny przykład odpowiedniej wielkości dla powyższego etapu /iv/, macierz prawdopodobieństw Ot zawiera elementy określone jak następuje:
Ot(i, j) = P{St-1 = i; St = j; YjL} = ctM(i)yt(i, j)3t(j)
Te prawdopodobieństwa są użyteczne, gdy jest wymagane określenie prawdopodobieństwa posteriori bitów wyjściowych kodera. Te prawdopodobieństwa są również użyteczne przy dekodowaniu eekueencyjnyąh kodów splotu.
W standardowym zastosowaniu algorytmu dekodowania MAP, rekursja do przodu jest początkowana przez wektor α0= (1,0, . . .0) i rekursja wsteczna jest początkowana przez Pl = (1, 0,...0) . Te warunki początkowe są oparte na założeniach, że stan początkowy kodera S0 = 0 i jego stan końcowy SL = 0.
Jedno wykonanie cyklicznego dekodera MAP określa rozkład prawdopodobieństwa stanu początkowego przez rozwiązanie problemu wartości własnej jak następuje. Niech at, βί, Γ, i λ, będąjak poprzednio, lecz przyjmijmy początkowe a0 i βο jak następuje:
Wstawmy /%, do wektora kolumny (111... 1)T.
Niech Q0, będzie nieznaną zmienną/wektorem/'.
Wówczas:
/i/ Obliczmy Y, dla t= 1/2/...L zgodnie z równaniem /2/.
/ii/ Znajdźmy największą wartość własną iloczynu macierzy Y1 Y2 ... IL. Znormalizujmy odpowiedni wektor własny tak, że jego składowe sumują się do jedności. Ten wektor jest rozwiązaniem dla a0. Wartość własna jest P{YiL} /iii/ Utwórzmy następne a, przez rekursję do przodu przedstawioną, w równaniu / 5/.
/iv/ Zacznijmy od Pl rozpoczynając jak powyżej, utwórzmy Pt przez rekursję do tyłu przedstawioną w równaniu /6/.
/v/ Utwórzmy λ, jak w równaniu /7/, jak również inne wymagane zmienne, takie jak na przykład wyjście decyzji miękkiej P{dJ = 0|Y^} lub opisaną powyżej macierz prawdopodobieństw o,.
Nieznana zmienna a0 spełnia równanie macierzy α0^1^2· · ·
P{YtL}
W oparciu o fakt, że ten wzór wyraża związek pomiędzy prawdopodobieństwami, iloczyn macierzy Yt po prawej stronie ma największą wartość własną równą P {Yp} i odpowiedni wektor własny musi być wektorem prawdopodobieństwa.
Przy początkowym PL = (111... 1)T równanie /6/ daje PL_,. Zatem powtarzane zastosowania tej rekursji do tyłu dają wszystkie p. Po poznaniu «0 i ustaleniu pL wszystkie obliczenia w cyklicznym dekoderze MAP postępują według konwencjonalnego algorytmu dekodowania MAP.
Odmienne wykonanie cyklicznego dekodera MAP określa rozkłady prawdopodobieństwa stanu metodą rekursji. W szczególności w jednym wykonaniu (metodzie zbieżności dynamicznej), rekursja trwa aż do wykrycia zbieżności. W tej metodzie rekursji (lub zbieżności dynamicznej/, etapy /ii/ i /iii/ opisanej powyżej metody wektora własnego są zastąpione jak następuje:
/ii.a/ Rozpoczynając początkowym a0 równym (1/M,.. ., 1/M), gdzie M jest liczbą stanów w kracie, obliczmy czasy L rekursji do przodu. Znormalizujmy wyniki tak, że elementy każdego nowego a, sumują się do jedności. Zachowajmy wszystkie wektory L α,.
/ii.b/ Niech ao jest równe aL z poprzedniego etapu i rozpoczynając przy t = 1, obliczmy ponownie pierwsze wektory prawdopodobieństwa Lw^ a,.
184 615
M-l
To znaczy, obliczmy at(m) = at(m) = at-i(i)yt(i, m) dla m=0,l, M-l i = 0 i t = 1,2,..., L , gdzie L^ jest właściwą minimalną liczbą stopni kraty.
Znormalizujmy jak poprzednio. Zachowajmy tylko najbardziej ostatni zespół L a znaleziony przez rekursję w etapach /ii.a/ i /ii.b/ i α L znalezione poprzednio w etapie /ii.a/.
w mm /ii.c/ Porównajmy α L z etapu /ii.b/ z poprzednio znalezionym zespołem z etapu /ii.a/.
w mm
Jeżeli elementy odpowiadające M nowego i starego α, są w zakresie tolerancji, przejdźmy w min do przedstawionego powyżej etapu /iv/. Inaczej kontynuujemy do etapu /ii.d/ /ii. d/ Niech t = t + 1 i obliczmy α,= α,.1Γ·
Znormalizujmy jak poprzednio. Pozostawmy tylko najbardziej ostatni obliczony zespół α i α, znalezione poprzednio w etapie /ii.a/.
/ii. e/ Porównajmy nowe αί z poprzednio znalezionym zespołem. Jeżeli nowe i stare α, dla M są w zakresie tolerancji, przejdźmy do etapu /iv/. inaczej kontynuujmy etapem /ii.d/, jeżeli dwa najbardziej ostatnie wektory nie zgadzają się z zakresem tolerancji i jeżeli liczba rekursji nie przekracza szczególnego maksimum (zwykle 2L); inaczej przejdźmy do etapu /iv/.
Ta metoda jest następnie kontynuowana w podanych powyżej etapach /iv/ i /v/ w odniesieniu do metody wektora własnego dla wytworzenia wyjść decyzji miękkich i dekodowanych bitów wyjściowych cyklicznego dekodera MAP.
W innym alternatywnym wykonaniu cyklicznego dekodera MAP, metoda rekursji jest zmodyfikowana tak, że dekoder tylko potrzebuje przetworzyć wstępnie określoną, ustaloną liczbę stopni kraty przez drugi czas, to jest wstępnie określoną głębokość owijania. To jest korzystne dla celów wykonawczych, ponieważ liczba obliczeń wymagana do dekodowania jest taka sama dla każdego kodowanego bloku wiadomości. W wyniku tego złożoność sprzętu komputerowego i oprogramowania są zmniejszone.
Jednym sposobem oceny wymaganej głębokości owijania dla dekodowania MAP kodu splotu z bitowym oznaczeniem przerwania listy jest określenie jej z przeprowadzonych doświadczeń ze sprzętem komputerowym lub oprogramowaniem, wymagając, żeby cykliczny dekoder MAP o zmiennej głębokości owijania był wykonany i doświadczenia były przeprowadzone dla pomiaru dekodowanego współczynnika błędu w bitach w funkcji EbbN() dla sukcesywnie wzrastających głębokości owijania. Minimalna głębokość owijania dekodera, która zapewnia minimalne prawdopodobieństwo dekodowanego błędu bitu dla określonego Ej/N^ jest znajdywana, gdy dalsze wzrosty głębokości owijania nie powodują zmniejszania się prawdopodobieństwa błędu.
Jeżeli jest tolerowany dekodowany współczynnik błędu w bitach, który jest większy niż minimum osiągalne przy określonym EbN0, możliwe jest zmniejszenie wymaganej liczby stopni kraty przetwarzanych przez cykliczny dekoder MAP. W szczególności opisane powyżej szukanie głębokości owijania może być po prostu określone, gdy jest otrzymywane wymagane średnie prawdopodobieństwo błędu bitu.
Innym sposobem określania głębokości owijania dla danego kodu jest zastosowanie własności odległości kodu. W tym celu jest konieczne określenie dwóch różnych głębokości decyzji dekodera. Stosowany tutaj termin „prawidłowy tor” dotyczy sekwencji stanów lub toru poprzez kratę, który wynika z kodowania bloku bitów danych. Termin „nieprawidłowy podzespół węzła” dotyczy zespołu wszystkich nieprawidłowych gałęzi /kraty/ poza prawidłowym węzłem toru i ich pochodnych. Obie głębokości decyzji określone poniżej zależą od kodera splotu.
Głębokości decyzji są określone jak następuje:
/i/ Określmy głębokość decyzji do przodu dla korekcji błędu e, LF(e), jako pierwszą głębokość w kracie, przy której wszystkie tory w nieprawidłowym podzespole początkowego węzła prawidłowego toru, zależnie od tego, czy później łączą się z prawidłowym torem lub nie, leżą dalej niż odległość Hamminga 2e od prawidłowego toru. Znaczenie LF(e) jest takie, że jeżeli jest e lub mniej błędów do przodu początkowego węzła i kodowanie jest znane jako tam rozpoczęte, wówczas dekoder musi dekodować prawidłowo. Podstawową własnością jest
184 615 to, że pomiędzy LF i e istnieje prosty związek liniowy; na przykład dla kodów o współczynniku 1/2, LF wynosi w przybliżeniu 9,08e.
/ii/ Następnie określmy nie połączoną głębokość decyzji dla korekcji błędu e, LU(e), jako pierwszą głębokość w kracie, przy której wszystkie tory w kracie, które nigdy nie dotykają prawidłowego toru, leżą dalej niż w odległości Hamminga 2e poza prawidłowym torem.
Znaczeniem LU(e) dla cyklicznego dekodowania MAP decyzji miękkiej jest to, że prawdopodobieństwo identyfikowania stanu o rzeczywistym transmitowanym torze jest wysokie po przetworzeniu przez dekoder stopni kraty LU(e). Zatem minimalna głębokość owijania dla cyklicznego dekodowania MAP jest LU(e). Obliczenia głębokości LU(e) pokazują, że jest ono zawsze większe niż LF(e), lecz że stosuje się do tego samego prawa aproksymacji. To powoduje, że minimalna głębokość owijania może być oceniona jako głębokość LF(e) decyzji do przodu, jeżeli nie połączona głębokość decyzji kodu nie jest znana.
W wyniku znalezienia minimalnej nie połączonej głębokości decyzji dla danego kodera, znajdujemy najmniejszą liczbę stopni kraty, które muszą być przetworzone przez praktyczny dekoder cykliczny, który wytwarza wyjścia decyzji miękkiej. Algorytm dla znalezienia LF(e), głębokości decyzji do przodu, jest znany. W celu znalezienia LU(e):
/i/ Rozciągnijmy kratę kodu od lewej strony na prawą, rozpoczynając równocześnie od wszystkich węzłów kraty, oprócz stanu zera.
/ii/ Na każdym poziomie skasujmy dowolne tory, które łączą się z prawidłowym /wszystkie-zero/ torem,; nie rozciągajmy żadnych torów pozą węzeł prawidłowego /zerowego/ stanu.
/iii/ Na poziomie k znajdźmy najmniejszą odległość Hamminga lub wagę spośród torów kończących się w węzłach na tym poziomie.
/iv/ Jeżeli ta najmniejsza odległość przekracza 2e, zatrzymajmy się. Następnie LU(e) = k.
Przeprowadzanie doświadczeń przez symulację komputerową prowadzi do dwóch nieoczekiwanych wyników: /1/ przetwarzanie owijane β, poprawia wyniki dekodera i /2/ zastosowanie głębokości owijania LU(e) + LF(e) = 2LF(e) poprawia znacznie wyniki. Tak więc korzystne wykonanie algorytmu cyklicznego dekodera MAP w oparciu o rekursję zawiera następujące; etapy:
/i/ Obliczmy Γ, dla t — 1,2,...L zgodnie z równaniem /2/.
/ii/ Rozpoczynając początkowym a0 równym (1/M,. ,.,1/M), gdzie M jest liczbą stanów w kracie, obliczmy rekursję do przodu z równania /5/ razy(L + LJ dla u = 1,2,... (L + LJ, gdzie Lw jest głębokością owijania dekodera. Indeks t poziomu kraty przyjmuje wartości ((u-l)mod L)+1. Wówczas gdy dekoder owija wokół odbieranej sekwencji symboli z kanału, aL jest traktowane jako a0 Znormalizujmy wyniki tak, żeby elementy każdego nowego a, sumowały się do jedności. Zachowajmy wektory α ostatniego L znalezione przez tę rekursję.
/iii/ Rozpocznijmy początkowym βΛ równym (1,...,1)T obliczmy rekursję do tyłu z równania /6/ razy (L + LJ dla u = 1,2,... (L + LJ. Indeks t poziomu kraty przyjmuje wartości L-(u modL). Wówczas gdy dekoder owija wokół odbieranej sekwencji, β, jest stosowane jako β,+ i β; jest stosowane jako Γ+ przy obliczaniu nowego βΛ. Znormalizujmy wyniki tak, żeby elementy każdego nowego β, sumowały się do jedności. Ponownie zachowajmy wektory β ostatniego L znalezione przez tę rekursję.
Następny etap tej metody rekursji jest taki sam jak etap lvl przedstawiony powyżej w odniesieniu do metody wektora własnego dla wytwarzania decyzji miękkich i dekodowanego wyjścia bitów przez cykliczny dekoder MAP.
Claims (13)
1. Sposób łączności satelitarnej przy pomocy wielu terminali o bardzo małej aperturze, znamienny tym, że w koderze systemu stosuje się kod połączony równolegle do bloku bitów danych odbieranych ze źródła i wytwarza się z niego składowe słowa kodu, formatuje się w formatyzatorze ze słowa kodu bity składowych słów kodu i tworzy złożone słowo kodu oraz zestawia się w formatyzatorze pakietu pakiety danych do transmisji, zawierające bity co najmniej jednego złożonego słowa kodu, przy czym odbiera się w modulatorze pakiety danych i tworzy się z nich modulowane sygnały, przetwarza się te sygnały w przetworniku zwiększającym częstotliwość na modulowane sygnały o częstotliwości nośnej oraz nadaje się modulowane sygnały do satelity i odbiera się te modulowane sygnały z satelity przez interfejs łączący każdy terminal z anteną, po czym przemienia się każdy odbierany sygnał o częstotliwości nośnej w sygnał o częstotliwości pośredniej w przetworniku zmniejszającym częstotliwość, synchronizuje się i demoduluje odbierane sygnały w demodulatorze oraz tworzy się odbierane złożone słowa kodu z demodulowanych sygnałów w formatyzatorze pakietu w słowo kodu i dekoduje się w dekoderze odbierane złożone słowa kodu.
2. System łączności satelitarnej zawierający wiele terminali o bardzo małej aperturze, znamienny tym, że zawiera koder (28) z połączonymi równolegle koderami składowymi (80), stosujący kod dołączony równolegle do bloku bitów danych odbieranych ze źródła (26) i wytwarzający z niego składowe słowa kodu, przy czym koder (28) zawiera formatyzator (106) słowa kodu formatujący bity składowych słów kodu i tworzący złożone słowo kodu, przy czym do wyjścia kodera (28) jest dołączony poprzez formatyzator (30) pakietu zestawiający pakiety danych do transmisji, z których każdy pakiet danych zawiera bity co najmniej jednego złożonego słowa kodu, modulator (32) odbierający pakiety danych i tworzący z nich modulowane sygnały, oraz przetwornik (34) zwiększający częstotliwość do przemiany modulowanych sygnałów w częstotliwość nośną, interfejs (36, 40) łączący każdy terminal (10) z anteną (24) dla nadawania modulowanych sygnałów do satelity (12) i odbierania modulowanych sygnałów z satelity (12), przy czym do wyjścia interfejsu (36, 40) jest dołączony poprzez przetwornik (42) zmniejszający częstotliwość do przemiany każdego odbieranego sygnału o częstotliwości nośnej w sygnał o częstotliwości pośredniej, demodulator (44) synchronizacji i demodulacji odbieranych sygnałów oraz formatyzator (46) pakietu w słowo kodu tworzący odbierane złożone słowa kodu z demodulowanych sygnałów, dekoder (48) zawierający wiele dekoderów składowych (117-^i^, 117-2,... 117-n), dekodujących odbierane złożone słowa kodu.
3. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że kodery składowe (80) w koderze (28) stosują kody splotu w blokach bitów danych.
4. Urządzenie według zastrz. 3, znamienne tym, że połączony równolegle kod splotu zawiera rekurencyjne kody systematyczne.
5. Urządzenie według zastrz. 3, znamienne tym, że połączony równolegle kod splotu zawiera nierekurencyjne kody systematyczne z bitami końcowymi.
6. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że dekodery składowe (117) zawierają cykliczne dekodery MAP.
7. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że modulator (32) zawiera modulator widma rozproszonego i demodulator (44) zawiera demodulator eliminujący rozproszenie.
8. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że koder (28) zawiera wewnętrzny, połączony równolegle koder (103-1, 103-2,... 103-n), który jest połączony szeregowo z koderem (102) kodu wewnętrznego, zaś dekoder (48) zawiera dekoder wewnętrzny (117) związany z wewnętrznym połączonym równolegle koderem (103), a ponadto zawiera dekoder zewnętrzny (114), związany z koderem (102) kodu zewnętrznego.
184 615
9. Urządzenie według zasta. 2, znamienne tym, że koder (28) i dekoder (48) zawierają. programowane ureąSeania koSara/SakoSara, zawierająca wiala opcji koSowania wybieranych preae preałąceniki (S1, S2, S3, S4, S5, S6-.
10. UrząSzania waSług eastre. 9, znamianna tym, ża programowana ureąSeania eawiara cetary opcja koSowania/SakoSowania: koSowania łączona równolagla, koS eewnętr2ny połąceony searagowo z koSam wawnętrenym połączonym równoleglei koSowania łąceona searagowo, zawiarająca koSar (102- koSu zawnętrznago i pojaSynczy wawnętrzny koSar (103-1-, oraz koS pojaSynczy, wykorzystujący tylko jaSan wawnętrzny koSar (103-1-.
11. UrząSzania waSług zastrz. 9, znamianna tym, ża zawiara co najmniaj jaSan tarminal gwiaźSzisty (14-, przy czym moSulator (32- każSago tarminalu (10- zawiara moSulator wiSma rozproseonago stosujący jaSną z widu sakwancji rozpraszających So każSago pakiatu Sanych transmitowanych, przy 'czym sekwżncje rozpraszająca są zgrupowana w zaspoły, a każSy easpół eawiara co najmniaj jaSną sakwancję rozpraszającą, i każSy zaspół sakwancji rozpraszających jast związany e jaSną z opcji koSowania, zaś tarminal gwiaźSzisty (14- eawiara co najmniaj jaSan SamoSulator (86- aliminujący rozpraszania Sla każSaj sakwancji roepraseającaj i wiala SakoSarów (90-, przy ceym tarminal gwiaźSzisty (14- jast przystosowany So SamoSulowania i SakoSowania sygnałów oSbiaranych z satality, która są transmitowana w pokrywających się preaSziałach czasu i każSy z tych sygnałów wykorzystuja jaSną e opcji koSowania i jaSną ea związanych z nią sakwancji rozpraszających, a SakoSary (90- są skonfigurowana Sla każSago oSbiaranago sygnału w oparciu o sakwancję rozpraszającą ziSantyfikowaną przae SamoSulator (86- aliminujący rozpraszania.
12. UrząSzania waSług eastre. 2, znamianna tym, ża zawiara co najmniaj jaSan tarminal gwiaźSzisty (14- zapawniający połąceania gwiaźSeista.
13. UrząSzania waSług zastrz. 2, znamianna tym, ża koSar (28- ma funkcję kasującą (140- So usuwania bitów koSu ea skłaSowych słów koSu waSług uprzaSnio okraślonago wzoru kasowania, zaś SakoSar (48- złożony ma funkcję oSzyskiwania (142- Sla wprowaSzania nautralnych wartości So kasowanych bitów w złożonych słowach koSu.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/684,276 US5734962A (en) | 1996-07-17 | 1996-07-17 | Satellite communications system utilizing parallel concatenated coding |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| PL321011A1 PL321011A1 (en) | 1998-01-19 |
| PL184615B1 true PL184615B1 (pl) | 2002-11-29 |
Family
ID=24747407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PL97321011A PL184615B1 (pl) | 1996-07-17 | 1997-07-08 | Sposób i system do łączności satelitarnej |
Country Status (21)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5734962A (pl) |
| EP (1) | EP0820159B1 (pl) |
| JP (1) | JP3833783B2 (pl) |
| KR (1) | KR100496232B1 (pl) |
| CN (1) | CN1113486C (pl) |
| AR (1) | AR008403A1 (pl) |
| AU (1) | AU718266B2 (pl) |
| BR (1) | BR9704012A (pl) |
| CA (1) | CA2208413C (pl) |
| CZ (1) | CZ290425B6 (pl) |
| DE (1) | DE69735979T2 (pl) |
| ES (1) | ES2264153T3 (pl) |
| HU (1) | HUP9701215A3 (pl) |
| ID (1) | ID17541A (pl) |
| IL (1) | IL121232A (pl) |
| MX (1) | MX9705401A (pl) |
| NO (1) | NO320121B1 (pl) |
| PL (1) | PL184615B1 (pl) |
| RU (1) | RU2191471C2 (pl) |
| UA (1) | UA44752C2 (pl) |
| ZA (1) | ZA975952B (pl) |
Families Citing this family (129)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6023783A (en) * | 1996-05-15 | 2000-02-08 | California Institute Of Technology | Hybrid concatenated codes and iterative decoding |
| US6189123B1 (en) * | 1997-03-26 | 2001-02-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for communicating a block of digital information between a sending and a receiving station |
| US5983384A (en) * | 1997-04-21 | 1999-11-09 | General Electric Company | Turbo-coding with staged data transmission and processing |
| CA2262894C (en) * | 1997-06-19 | 2004-08-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Information data multiplexing transmission system, multiplexer and demultiplexer used therefor, and error correcting encoder and decoder |
| KR19990003242A (ko) | 1997-06-25 | 1999-01-15 | 윤종용 | 구조적 펀처드 길쌈부호 부호와 및 복호기 |
| KR100387078B1 (ko) * | 1997-07-30 | 2003-10-22 | 삼성전자주식회사 | 대역확산통신시스템의심볼천공및복구장치및방법 |
| US6192503B1 (en) * | 1997-08-14 | 2001-02-20 | Ericsson Inc. | Communications system and methods employing selective recursive decording |
| JP4033245B2 (ja) * | 1997-09-02 | 2008-01-16 | ソニー株式会社 | ターボ符号化装置およびターボ符号化方法 |
| US6031874A (en) * | 1997-09-26 | 2000-02-29 | Ericsson Inc. | Unequal error protection in coded modulation schemes |
| US6157642A (en) * | 1997-10-14 | 2000-12-05 | Teledesic Llc | Coding system and method for low-earth orbit satellite data communication |
| US6000054A (en) * | 1997-11-03 | 1999-12-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for encoding and decoding binary information using restricted coded modulation and parallel concatenated convolution codes |
| US6643331B1 (en) * | 1997-12-24 | 2003-11-04 | Inmarsat Ltd. | Coding method and apparatus |
| US6263466B1 (en) | 1998-03-05 | 2001-07-17 | Teledesic Llc | System and method of separately coding the header and payload of a data packet for use in satellite data communication |
| KR100557177B1 (ko) * | 1998-04-04 | 2006-07-21 | 삼성전자주식회사 | 적응 채널 부호/복호화 방법 및 그 부호/복호 장치 |
| CA2234006C (en) * | 1998-04-06 | 2004-10-19 | Wen Tong | Encoding and decoding methods and apparatus |
| FR2778040B1 (fr) * | 1998-04-28 | 2000-05-26 | Alsthom Cge Alcatel | Procede et dispositif de codage correcteur d'erreur pour des transmissions de donnees numeriques a debit eleve, et procede et dispositif de decodage correspondant |
| US6324159B1 (en) * | 1998-05-06 | 2001-11-27 | Sirius Communications N.V. | Method and apparatus for code division multiple access communication with increased capacity through self-noise reduction |
| CA2273608C (en) * | 1998-06-01 | 2007-08-07 | Stewart N. Crozier | Reduced-complexity max-log app decoders and related turbo decoders |
| AU4981499A (en) * | 1998-07-09 | 2000-02-01 | Act Wireless | Satellite network terminal |
| WO2000007323A1 (en) * | 1998-07-30 | 2000-02-10 | Vocal Technologies, Ltd. | Forward error correcting system with encoders configured in parallel and/or series |
| US6043788A (en) * | 1998-07-31 | 2000-03-28 | Seavey; John M. | Low earth orbit earth station antenna |
| JP2000068863A (ja) | 1998-08-19 | 2000-03-03 | Fujitsu Ltd | 符号化装置及びその方法 |
| JP2000068862A (ja) | 1998-08-19 | 2000-03-03 | Fujitsu Ltd | 誤り訂正符号化装置 |
| US6223319B1 (en) | 1998-08-20 | 2001-04-24 | General Electric Company | Turbo code decoder with controlled probability estimate feedback |
| US6192501B1 (en) | 1998-08-20 | 2001-02-20 | General Electric Company | High data rate maximum a posteriori decoder for segmented trellis code words |
| US6128765A (en) * | 1998-08-20 | 2000-10-03 | General Electric Company | Maximum A posterior estimator with fast sigma calculator |
| US6263467B1 (en) | 1998-08-20 | 2001-07-17 | General Electric Company | Turbo code decoder with modified systematic symbol transition probabilities |
| KR100377939B1 (ko) * | 1998-09-01 | 2003-06-12 | 삼성전자주식회사 | 이동통신시스템에서서브프레임전송을위한프레임구성장치및방법 |
| US6279132B1 (en) * | 1998-09-28 | 2001-08-21 | Trw Inc. | Concatenated error control method and system for a processing satellite uplink |
| US6292918B1 (en) * | 1998-11-05 | 2001-09-18 | Qualcomm Incorporated | Efficient iterative decoding |
| IL143049A0 (en) | 1998-11-24 | 2002-04-21 | Niksun Inc | Apparatus and method for collecting and analyzing communications data |
| US6247158B1 (en) * | 1998-11-30 | 2001-06-12 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Digital broadcasting system and method |
| US6175940B1 (en) * | 1998-12-03 | 2001-01-16 | Trw Inc. | In-flight programmable spacecraft error correction encoder |
| US6233709B1 (en) | 1998-12-07 | 2001-05-15 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Dynamic iterative decoding for balancing quality of service parameters |
| US6374382B1 (en) * | 1998-12-15 | 2002-04-16 | Hughes Electronics Corporation | Short block code for concatenated coding system |
| US6584102B1 (en) * | 1998-12-21 | 2003-06-24 | At&T Corp. | Communication network apparatus and method |
| EP1017176B1 (en) * | 1998-12-30 | 2011-02-16 | Canon Kabushiki Kaisha | Coding device and method, decoding device and method and systems using them |
| US6484283B2 (en) * | 1998-12-30 | 2002-11-19 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for encoding and decoding a turbo code in an integrated modem system |
| KR100321978B1 (ko) | 1998-12-31 | 2002-07-02 | 윤종용 | 통신시스템에서반복복호장치및방법 |
| KR100315708B1 (ko) * | 1998-12-31 | 2002-02-28 | 윤종용 | 이동통신시스템에서터보인코더의펑처링장치및방법 |
| WO2000042767A1 (en) * | 1999-01-12 | 2000-07-20 | Sony Corporation | Signal processing device and signal processing method |
| US6947500B1 (en) * | 1999-01-29 | 2005-09-20 | Northrop Grumman Corporation | Buffering and sequencing of soft decisions of multiple channels into a single shared biorthogonal decoder |
| FR2789824B1 (fr) | 1999-02-12 | 2001-05-11 | Canon Kk | Procede de correction d'erreurs residuelles a la sortie d'un turbo-decodeur |
| US6304996B1 (en) * | 1999-03-08 | 2001-10-16 | General Electric Company | High-speed turbo decoder |
| US20020196843A1 (en) * | 1999-03-23 | 2002-12-26 | Itzik Ben-Bassat | Satellite communication card |
| FR2792476B1 (fr) * | 1999-04-13 | 2001-06-08 | Canon Kk | Procede de type arq pour procede de transmission utilisant des turbo-codes, et dispositif associe |
| US6715120B1 (en) | 1999-04-30 | 2004-03-30 | General Electric Company | Turbo decoder with modified input for increased code word length and data rate |
| US6594792B1 (en) | 1999-04-30 | 2003-07-15 | General Electric Company | Modular turbo decoder for expanded code word length |
| EP1175734A1 (en) * | 1999-05-10 | 2002-01-30 | Sirius Communications N.V. | Method and apparatus for high-speed software reconfigurable code division multiple access communication |
| US7372888B1 (en) | 1999-05-10 | 2008-05-13 | Agilent Technologies Inc. | Method and apparatus for software reconfigurable communication transmission/reception and navigation signal reception |
| DE19924211A1 (de) * | 1999-05-27 | 2000-12-21 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur flexiblen Kanalkodierung |
| US7327779B1 (en) | 1999-07-23 | 2008-02-05 | Agilent Technologies, Inc. | Method and apparatus for high-speed software reconfigurable code division multiple access communication |
| DE19946721A1 (de) | 1999-09-29 | 2001-05-03 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Kanalkodierung in einem Nachrichtenübertragungssystem |
| US6466569B1 (en) * | 1999-09-29 | 2002-10-15 | Trw Inc. | Uplink transmission and reception techniques for a processing satelliteation satellite |
| EP1098451A3 (en) * | 1999-11-02 | 2003-02-19 | Sirius Communications N.V. | Non-synchronous access scheme using CDMA and turbo coding |
| US6400290B1 (en) | 1999-11-29 | 2002-06-04 | Altera Corporation | Normalization implementation for a logmap decoder |
| EP1254544B1 (en) * | 1999-12-03 | 2015-04-29 | Broadcom Corporation | Embedded training sequences for carrier acquisition and tracking |
| AU4515801A (en) * | 1999-12-03 | 2001-06-18 | Broadcom Corporation | Viterbi slicer for turbo codes |
| JP3587110B2 (ja) * | 1999-12-07 | 2004-11-10 | 日本電気株式会社 | Ｖｓａｔ局 |
| US20020080885A1 (en) * | 1999-12-08 | 2002-06-27 | Digital Cinema Systems Corporation | Combined turbo coding and trellis coded modulation |
| AU3076301A (en) * | 1999-12-24 | 2001-07-09 | Ensemble Communications, Inc. | Method and apparatus for concatenated channel coding |
| FR2804260B1 (fr) * | 2000-01-21 | 2002-10-18 | Mitsubishi Electric Inf Tech | Procede de transmission numerique de type a codage correcteur d'erreurs |
| US6606724B1 (en) * | 2000-01-28 | 2003-08-12 | Conexant Systems, Inc. | Method and apparatus for decoding of a serially concatenated block and convolutional code |
| US6810502B2 (en) | 2000-01-28 | 2004-10-26 | Conexant Systems, Inc. | Iteractive decoder employing multiple external code error checks to lower the error floor |
| US6516437B1 (en) | 2000-03-07 | 2003-02-04 | General Electric Company | Turbo decoder control for use with a programmable interleaver, variable block length, and multiple code rates |
| GB2360858B (en) * | 2000-03-20 | 2004-08-18 | Motorola Inc | High-speed maximum a posteriori (MAP) architecture with optimized memory size and power consumption |
| US6606725B1 (en) | 2000-04-25 | 2003-08-12 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | MAP decoding for turbo codes by parallel matrix processing |
| EP2018018B1 (en) | 2000-05-12 | 2011-02-09 | Niksun, Inc. | Security camera for a network |
| US6542559B1 (en) * | 2000-05-15 | 2003-04-01 | Qualcomm, Incorporated | Decoding method and apparatus |
| US6738942B1 (en) * | 2000-06-02 | 2004-05-18 | Vitesse Semiconductor Corporation | Product code based forward error correction system |
| DE60141982D1 (de) * | 2000-09-01 | 2010-06-10 | Broadcom Corp | Satellitenempfänger und entsprechendes verfahren |
| EP1329025A1 (en) * | 2000-09-05 | 2003-07-23 | Broadcom Corporation | Quasi error free (qef) communication using turbo codes |
| US7242726B2 (en) * | 2000-09-12 | 2007-07-10 | Broadcom Corporation | Parallel concatenated code with soft-in soft-out interactive turbo decoder |
| US20020058477A1 (en) * | 2000-09-28 | 2002-05-16 | Chapelle Michael De La | Return link design for PSD limited mobile satellite communication systems |
| US7054593B2 (en) * | 2000-09-28 | 2006-05-30 | The Boeing Company | Return link design for PSD limited mobile satellite communication systems |
| US6604220B1 (en) * | 2000-09-28 | 2003-08-05 | Western Digital Technologies, Inc. | Disk drive comprising a multiple-input sequence detector selectively biased by bits of a decoded ECC codedword |
| US6518892B2 (en) * | 2000-11-06 | 2003-02-11 | Broadcom Corporation | Stopping criteria for iterative decoding |
| US7072971B2 (en) | 2000-11-13 | 2006-07-04 | Digital Foundation, Inc. | Scheduling of multiple files for serving on a server |
| EP1410513A4 (en) | 2000-12-29 | 2005-06-29 | Infineon Technologies Ag | CHANNEL CODEC PROCESSOR CONFIGURABLE FOR MULTIPLE WIRELESS COMMUNICATION STANDARDS |
| US6990624B2 (en) * | 2001-10-12 | 2006-01-24 | Agere Systems Inc. | High speed syndrome-based FEC encoder and decoder and system using same |
| JP2003203435A (ja) * | 2002-01-09 | 2003-07-18 | Fujitsu Ltd | データ再生装置 |
| JP3735579B2 (ja) * | 2002-02-26 | 2006-01-18 | 株式会社東芝 | ディスク記憶装置及びデータ記録再生方法 |
| US7177658B2 (en) | 2002-05-06 | 2007-02-13 | Qualcomm, Incorporated | Multi-media broadcast and multicast service (MBMS) in a wireless communications system |
| JP3898574B2 (ja) * | 2002-06-05 | 2007-03-28 | 富士通株式会社 | ターボ復号方法及びターボ復号装置 |
| US7020109B2 (en) * | 2002-08-21 | 2006-03-28 | Qualcomm Incorporated | Method and system for communicating content on a broadcast services communication system |
| US7016327B2 (en) * | 2002-08-21 | 2006-03-21 | Qualcomm Incorporated | Method and system for communicating content on a broadcast services communication system |
| EP2442592A3 (en) * | 2002-08-21 | 2014-01-22 | Qualcomm Incorporated | Method and system for communicating content on a broadcast services communication system |
| US7346833B2 (en) * | 2002-11-05 | 2008-03-18 | Analog Devices, Inc. | Reduced complexity turbo decoding scheme |
| EP1618730A4 (en) * | 2003-05-01 | 2010-08-25 | Atc Tech Llc | AGGREGATE RADIATION CONTROL FOR MULTI-BAND / MULTIMODUS SATELLITE RADIO INTERFACE COMMUNICATION SYSTEMS AND METHODS |
| US8694869B2 (en) | 2003-08-21 | 2014-04-08 | QUALCIMM Incorporated | Methods for forward error correction coding above a radio link control layer and related apparatus |
| US8804761B2 (en) * | 2003-08-21 | 2014-08-12 | Qualcomm Incorporated | Methods for seamless delivery of broadcast and multicast content across cell borders and/or between different transmission schemes and related apparatus |
| US7318187B2 (en) * | 2003-08-21 | 2008-01-08 | Qualcomm Incorporated | Outer coding methods for broadcast/multicast content and related apparatus |
| FR2880219B1 (fr) * | 2004-12-23 | 2007-02-23 | Thales Sa | Procede et systeme de radiocommunication numerique, notamment pour les stations sol mobiles |
| US7970345B2 (en) * | 2005-06-22 | 2011-06-28 | Atc Technologies, Llc | Systems and methods of waveform and/or information splitting for wireless transmission of information to one or more radioterminals over a plurality of transmission paths and/or system elements |
| US7499490B2 (en) * | 2005-06-24 | 2009-03-03 | California Institute Of Technology | Encoders for block-circulant LDPC codes |
| US7343539B2 (en) * | 2005-06-24 | 2008-03-11 | The United States Of America As Represented By The United States National Aeronautics And Space Administration | ARA type protograph codes |
| US7797615B2 (en) * | 2005-07-07 | 2010-09-14 | Acer Incorporated | Utilizing variable-length inputs in an inter-sequence permutation turbo code system |
| US20070011557A1 (en) * | 2005-07-07 | 2007-01-11 | Highdimension Ltd. | Inter-sequence permutation turbo code system and operation methods thereof |
| US7856579B2 (en) | 2006-04-28 | 2010-12-21 | Industrial Technology Research Institute | Network for permutation or de-permutation utilized by channel coding algorithm |
| KR100740209B1 (ko) * | 2005-10-21 | 2007-07-18 | 삼성전자주식회사 | 디지털 방송 수신 시스템 및 그 신호 처리 방법 |
| US7831894B2 (en) * | 2006-10-10 | 2010-11-09 | Broadcom Corporation | Address generation for contention-free memory mappings of turbo codes with ARP (almost regular permutation) interleaves |
| US7827473B2 (en) * | 2006-10-10 | 2010-11-02 | Broadcom Corporation | Turbo decoder employing ARP (almost regular permutation) interleave and arbitrary number of decoding processors |
| US8117523B2 (en) * | 2007-05-23 | 2012-02-14 | California Institute Of Technology | Rate-compatible protograph LDPC code families with linear minimum distance |
| GB0712376D0 (en) * | 2007-06-26 | 2007-08-01 | Nxp Bv | Processing of satellite navigation system signals |
| US8719670B1 (en) * | 2008-05-07 | 2014-05-06 | Sk Hynix Memory Solutions Inc. | Coding architecture for multi-level NAND flash memory with stuck cells |
| US8035537B2 (en) * | 2008-06-13 | 2011-10-11 | Lsi Corporation | Methods and apparatus for programmable decoding of a plurality of code types |
| CN101803206B (zh) * | 2008-08-15 | 2013-09-04 | Lsi公司 | 近码字的rom列表解码 |
| US8254304B2 (en) * | 2008-12-14 | 2012-08-28 | Qualcomm Incorporated | Channel capacity adaptive repeater |
| US10022468B2 (en) * | 2009-02-02 | 2018-07-17 | Kimberly-Clark Worldwide, Inc. | Absorbent articles containing a multifunctional gel |
| EP2307960B1 (en) | 2009-04-21 | 2018-01-10 | Avago Technologies General IP (Singapore) Pte. Ltd. | Error-floor mitigation of codes using write verification |
| US8924811B1 (en) * | 2010-01-12 | 2014-12-30 | Lockheed Martin Corporation | Fast, efficient architectures for inner and outer decoders for serial concatenated convolutional codes |
| CN102195760A (zh) * | 2010-03-16 | 2011-09-21 | 松下电器产业株式会社 | 无线通信系统、基站、终端及码本生成方法 |
| US8464142B2 (en) | 2010-04-23 | 2013-06-11 | Lsi Corporation | Error-correction decoder employing extrinsic message averaging |
| US8499226B2 (en) * | 2010-06-29 | 2013-07-30 | Lsi Corporation | Multi-mode layered decoding |
| US8458555B2 (en) | 2010-06-30 | 2013-06-04 | Lsi Corporation | Breaking trapping sets using targeted bit adjustment |
| US8504900B2 (en) | 2010-07-02 | 2013-08-06 | Lsi Corporation | On-line discovery and filtering of trapping sets |
| US9116826B2 (en) * | 2010-09-10 | 2015-08-25 | Trellis Phase Communications, Lp | Encoding and decoding using constrained interleaving |
| US8737925B2 (en) * | 2011-03-10 | 2014-05-27 | Comtech Ef Data Corp. | Method for the control of a wireless communications link for mitigating adjacent satellite interference |
| US9184958B2 (en) | 2011-11-07 | 2015-11-10 | Blackberry Limited | System and method of encoding and transmitting codewords |
| EP2777196B1 (en) * | 2011-11-07 | 2018-04-18 | BlackBerry Limited | System and method of encoding and transmitting codewords |
| US8768990B2 (en) | 2011-11-11 | 2014-07-01 | Lsi Corporation | Reconfigurable cyclic shifter arrangement |
| US9047203B1 (en) * | 2011-12-21 | 2015-06-02 | Altera Corporation | Systems and methods for encoding and decoding data |
| RU2012146685A (ru) | 2012-11-01 | 2014-05-10 | ЭлЭсАй Корпорейшн | База данных наборов-ловушек для декодера на основе разреженного контроля четности |
| CN105262558B (zh) * | 2014-06-26 | 2019-07-09 | 深圳市中兴微电子技术有限公司 | 一种多级编码装置及其实现方法 |
| US10320481B2 (en) * | 2016-07-13 | 2019-06-11 | Space Systems/Loral, Llc | Flexible high throughput satellite system using optical gateways |
| WO2018092132A1 (en) * | 2016-11-17 | 2018-05-24 | Satixfy Israel Ltd. | A method and system for satellite communication |
| US10944432B2 (en) * | 2018-09-18 | 2021-03-09 | Avago Technologies International Sales Pte. Limited | Methods and systems for transcoder, FEC and interleaver optimization |
| CN109450534B (zh) * | 2018-09-29 | 2021-05-25 | 吉林大学 | 基于图像传感器的可见光无线局域网 |
| CN110278055B (zh) * | 2019-06-03 | 2021-11-23 | 京信网络系统股份有限公司 | 咬尾卷积编码处理方法、装置和通信设备 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4032886A (en) * | 1975-12-01 | 1977-06-28 | Motorola, Inc. | Concatenation technique for burst-error correction and synchronization |
| USRE32905F1 (en) * | 1980-10-20 | 1992-11-10 | Satellite communications system and apparatus | |
| JPH01106639A (ja) * | 1987-10-20 | 1989-04-24 | Nec Corp | 衛星通信地球局用送受装置 |
| US5081703A (en) * | 1990-06-27 | 1992-01-14 | Pactel Corporation | Satellite mobile communication system for rural service areas |
| JP2702303B2 (ja) * | 1991-03-20 | 1998-01-21 | 日本電気株式会社 | データ通信方式 |
| US5134407A (en) * | 1991-04-10 | 1992-07-28 | Ashtech Telesis, Inc. | Global positioning system receiver digital processing technique |
| FR2675971B1 (fr) * | 1991-04-23 | 1993-08-06 | France Telecom | Procede de codage correcteur d'erreurs a au moins deux codages convolutifs systematiques en parallele, procede de decodage iteratif, module de decodage et decodeur correspondants. |
| US5148179A (en) * | 1991-06-27 | 1992-09-15 | Trimble Navigation | Differential position determination using satellites |
| US5416804A (en) * | 1991-08-21 | 1995-05-16 | U.S. Philips Corporation | Digital signal decoder using concatenated codes |
| KR100200801B1 (ko) * | 1991-08-31 | 1999-06-15 | 윤종용 | 오류정정장치 |
| US5511079A (en) * | 1993-05-26 | 1996-04-23 | Hughes Aircraft Company | Apparatus and method for controlling forward error correction encoding in a very small aperture terminal |
| US5625624A (en) * | 1993-10-21 | 1997-04-29 | Hughes Aircraft Company | High data rate satellite communication system |
| KR960015852B1 (ko) * | 1993-12-27 | 1996-11-22 | 현대전자산업 주식회사 | 피트 신호 추출에 의한 초소형 단말 지구국 동기 검출방법 |
| KR960014677B1 (ko) * | 1993-12-29 | 1996-10-19 | 양승택 | 위성통신용 저속 데이타 전용 지구국(vsat)의 링크설계방법 |
| KR950022253A (ko) * | 1993-12-29 | 1995-07-28 | 정장호 | 위성통신 시스템의 초소형 지구국(vsat)및 데이타 전송방법 |
| US5675628A (en) * | 1994-08-01 | 1997-10-07 | Nokia Telecommunications Oy | Method and apparatus for enabling roaming of subscriber among plural mobile radio systems, using mobile equipment accepting removable subscriber identity module |
-
1996
- 1996-07-17 US US08/684,276 patent/US5734962A/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-06-20 CA CA002208413A patent/CA2208413C/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-06-27 UA UA97063380A patent/UA44752C2/uk unknown
- 1997-06-30 KR KR1019970029015A patent/KR100496232B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1997-07-03 ZA ZA9705952A patent/ZA975952B/xx unknown
- 1997-07-04 IL IL12123297A patent/IL121232A/xx not_active IP Right Cessation
- 1997-07-08 PL PL97321011A patent/PL184615B1/pl not_active IP Right Cessation
- 1997-07-09 AU AU28544/97A patent/AU718266B2/en not_active Ceased
- 1997-07-10 CZ CZ19972197A patent/CZ290425B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1997-07-14 ID IDP972436A patent/ID17541A/id unknown
- 1997-07-15 DE DE69735979T patent/DE69735979T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-07-15 EP EP97305229A patent/EP0820159B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-07-15 JP JP18883697A patent/JP3833783B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-07-15 ES ES97305229T patent/ES2264153T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1997-07-16 MX MX9705401A patent/MX9705401A/es not_active IP Right Cessation
- 1997-07-16 RU RU97112743/09A patent/RU2191471C2/ru not_active IP Right Cessation
- 1997-07-16 NO NO19973289A patent/NO320121B1/no unknown
- 1997-07-16 HU HU9701215A patent/HUP9701215A3/hu unknown
- 1997-07-17 CN CN97114592A patent/CN1113486C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1997-07-17 BR BR9704012A patent/BR9704012A/pt not_active Application Discontinuation
- 1997-07-17 AR ARP970103212A patent/AR008403A1/es active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10135888A (ja) | 1998-05-22 |
| AU2854497A (en) | 1998-01-29 |
| JP3833783B2 (ja) | 2006-10-18 |
| CZ219797A3 (cs) | 1998-02-18 |
| NO320121B1 (no) | 2005-10-31 |
| HU9701215D0 (en) | 1997-08-28 |
| MX9705401A (es) | 1998-04-30 |
| EP0820159B1 (en) | 2006-05-31 |
| EP0820159A3 (en) | 2003-07-09 |
| ID17541A (id) | 1998-01-08 |
| HUP9701215A2 (hu) | 1998-03-30 |
| AR008403A1 (es) | 2000-01-19 |
| KR980013022A (ko) | 1998-04-30 |
| CN1113486C (zh) | 2003-07-02 |
| IL121232A (en) | 2000-07-16 |
| ZA975952B (en) | 1998-01-30 |
| AU718266B2 (en) | 2000-04-13 |
| DE69735979D1 (de) | 2006-07-06 |
| RU2191471C2 (ru) | 2002-10-20 |
| NO973289L (no) | 1998-01-19 |
| CA2208413A1 (en) | 1998-01-17 |
| ES2264153T3 (es) | 2006-12-16 |
| UA44752C2 (uk) | 2002-03-15 |
| US5734962A (en) | 1998-03-31 |
| EP0820159A2 (en) | 1998-01-21 |
| IL121232A0 (en) | 1998-01-04 |
| NO973289D0 (no) | 1997-07-16 |
| KR100496232B1 (ko) | 2005-09-30 |
| PL321011A1 (en) | 1998-01-19 |
| HUP9701215A3 (en) | 2002-09-30 |
| CN1173085A (zh) | 1998-02-11 |
| BR9704012A (pt) | 1998-11-10 |
| DE69735979T2 (de) | 2007-01-04 |
| CZ290425B6 (cs) | 2002-07-17 |
| CA2208413C (en) | 2006-11-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| PL184615B1 (pl) | Sposób i system do łączności satelitarnej | |
| JP4194015B2 (ja) | 通信システムおよび方法 | |
| US6381728B1 (en) | Partitioned interleaver memory for map decoder | |
| EP0931383B1 (en) | Error correction with two block codes | |
| US6167552A (en) | Apparatus for convolutional self-doubly orthogonal encoding and decoding | |
| US6085349A (en) | Method for selecting cyclic redundancy check polynomials for linear coded systems | |
| US20030112879A1 (en) | System and method for performing combined multi-rate convolutional coding | |
| KR20000070288A (ko) | 연결 코드 데이터를 전송하고 수신하기 위한 방법 및 장치 | |
| US10630512B2 (en) | Optimal forward error correction for non-orthogonal multiple access (NOMA) communications systems | |
| JP3794500B2 (ja) | 信号を符号化するためのデータ伝送方法及び機器 | |
| Pillet et al. | On list decoding of 5G-NR polar codes | |
| EP2249501A2 (en) | Method and apparatus for transmitting/receiving data using satellite channel | |
| US4293951A (en) | Method and apparatus for encoding/decoding a convolutional code to a periodic convolutional code block | |
| Zaitsev et al. | Structural adaptation of the turbo code coder and decoder for generating the transmission repeat request under conditions of uncertainty | |
| US7249307B2 (en) | Flexible rate and punctured zigzag codes | |
| Martinelli et al. | Robustness of satellite telecommand links to jamming attacks | |
| US7225392B2 (en) | Error correction trellis coding with periodically inserted known symbols | |
| US20050110286A1 (en) | System and method of generating an optimally-repeated turbo code stream | |
| KR100407328B1 (ko) | 이동통신시스템의채널부호화장치및방법 | |
| Baumert et al. | A Golay-Viterbi concatenated coding scheme for MJS'77 | |
| Soyjaudah et al. | Comparative study of partitioned and parallel concatenated convolutional codes with puncturing | |
| Han | Coded throughput performance simulations for the time-varying satellite channel |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Decisions on the lapse of the protection rights |
Effective date: 20070708 |