PL249868B1 - Wielopoziomowy przekształtnik kaskadowy o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt i sposób sterowania wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt - Google Patents

Abstract

Przedmiotem zgłoszenia jest wielopoziomowy przekształtnik kaskadowy o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt i sposób jego sterowania. Każda gałąź przekształtnika (GP) zawiera obwód rezonansowy (LrCr) składający się z dławika rezonansowego (Lr) oraz kondensatora rezonansowego (Cr), przy czym wejście dławika rezonansowego (Lr) jest połączone z zaciskiem wyjściowym pierwszej gałęzi tranzystorowej (GT1) pierwszego mostka tranzystorowego (H1), a wyjście dławika rezonansowego (Lr) jest połączone z wyjściem przekształtnika (WY), a kondensator rezonansowy (Cr) jest z jednej strony połączony z zaciskiem wyjściowym drugiej gałęzi tranzystorowej (GT2) ostatniego mostka tranzystorowego (Hn), a z drugiej strony jest połączony z wyjściem dławika rezonansowego (Lr).

Description

Opis wynalazku

Przedmiotem wynalazku jest wielopoziomowy przekształtnik kaskadowy o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt i sposób sterowania wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt. Znajduje on zastosowanie w napędach elektrycznych i układach kondycjonowania energii w sieciach przemysłowych.

Przekształtniki napięcia DC-DC oraz DC-AC konstruowane są z gałęzi tranzystorowych. Pojedyncza gałąź tranzystorowa składa się z dwóch tranzystorów: tranzystora górnego połączonego z biegunem dodatnim obwodu DC oraz tranzystora dolnego połączonego z biegunem ujem nym obwodu DC. Punkt połączenia tranzystora górnego i tranzystora dolnego stanowi wyjście gałęzi tranzystorowej. Sterowanie czasami załączenia i wyłączenia tranzystora górnego i tranzystora dolnego prowadzi do wygenerowania impulsów napięcia o modulowanej szerokości na wyjściu gałęzi. Metoda nosi nazwę metody modulacji szerokości impulsów, z ang. PWM - Pulse Width Modulation i pozwala uzyskać na wyjściu gałęzi tranzystorowej zadaną średnią wartość napięcia wyjściowego. Współpraca dwóch bądź więcej gałęzi tranzystorowych, przyłączonych równolegle do tego samego obwodu DC, pozwala zrealizować układy przekształtników DC-AC w postaci jednofazowych bądź wielofazowych falowników napięcia.

Współcześnie produkowane przemysłowe falowniki napięcia, stosowane m.in. w napędach elektrycznych o regulowanej prędkości obrotowej i układach kondycjonowania energii, zazwyczaj wykorzystują tranzystory krzemowe (Si) IGBT na napięcie blokowania 1200 V wraz z antyrównoległymi diodami zwrotnymi, co skutkuje dużą ogólną powierzchnią chipów półprzewodnikowych i stosunkowo wysokimi stratami podczas przełączania. Relatywnie duże straty przełączania tranzystorów krzemowych IGBT powodują ograniczenie maksymalnej częstotliwości przełączania tranzystorów, a tym samym konieczność stosowania dużych filtrów pasywnych w przekształtnikach. Poza tym, tranzystory IGBT charakteryzują się relatywnie dużym spadkiem napięcia w stanie przewodzenia, co w połączeniu ze stratami energii w filtrach pasywnych wpływa na ograniczenie sprawności energetycznej przekształtników, zarówno przy szczytowym obciążeniu, jak i przy częściowym obciążeniu przekształtnika.

Nowej generacji tranzystory z materiału półprzewodnikowego węglika krzemu SiC MOSFET są obecnie postrzegane jako naturalne zamienniki tranzystorów Si IGBT, ponieważ umożliwiają bardzo szybkie przełączanie i uzyskiwanie wysokich częstotliwości przełączania, co prowadzi do zmniejszenia gabarytu i kosztów filtrów pasywnych. Tranzystory SiC mają niską rezystancję w stanie włączenia. Wszystko to w sposób bardzo istotny wpływa na zmniejszenie strat przełączania i strat przewodzenia oraz na zwiększenie sprawności przekształtników. Jednakże duże stromości napięć du/dt rzędu 60...80 V/ns podczas przełączania tranzystorów SiC, w przypadku zastosowania w napędach elektrycznych, powodują niekorzystne dla uzwojeń silników naprężenia, które mogą powodować zjawiska wyładowań niezupełnych i towarzyszące temu postępujące starzenie się izolacji. Tradycyjnym sposobem przeciwdziałania negatywnym zjawiskom wynikającym z dużych stromości napięć du/dt jest stosowanie dużych wyjściowych filtrów sinusoidalnych typu LC, co pozwala na uzyskanie sinusoidalnej fali napięcia na wyjściu przekształtnika DC/AC. Zastosowanie wyjściowego filtra sinusoidalnego typu LC powoduje jednakże dodatkowe straty energii na elementach filtra, pogarsza gęstość mocy całego układu przekształtnikowego, zwiększa koszty realizacji i może istotnie zmniejszyć korzyści jakie przynosi zastosowanie technologii SiC.

Inną możliwością uzyskania niższych stromości narastania napięcia wyjściowego du/dt przekształtników jest wymuszenie spowolnienia działania tranzystorów SiC, np. za pomocą określonego kształtowania sygnałów sterujących bramkami tranzystorów. Przy spowolnieniu przełączania tranzystorów SiC falownika przy zasilaniu silnika nie jest wymagane zastosowanie dodatkowego filtru LC na wyjściu falownika. Jednakże zmniejszenie stromości zmian napięcia du/dt na tranzystorze powoduje wydłużenie procesu przełączania tranzystora, wzrost strat na przełączanie i obniżenie sprawności przekształtnika.

W związku z powyższym, w centrum zainteresowania znajdują się obecnie układy i rozwiązania umożliwiające ograniczenie stromości narastania napięcia du/dt na wyjściu przekształtnika bez koniczności spowalniania działania tranzystorów SiC i bez konieczności stosowania dużych filtrów sinusoidalnych typu LC na wyjściu przekształtnika.

Znany jest z publikacji Haider M., Guacci M, Bortis D., Kolar J. W., Ono Y., Analysis and Evaluation of Active/Hybrid/Passive dv/dt-Filter Concepts for Next Generation SiC-Based Variable Speed Drive Inverter Systems. IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE) 2020 ss. 4923-4930 sposób ograniczania stromości zmian napięcia du/dt na wyjściu gałęzi tranzystorowych dwupoziomowych przekształtników napięcia. Sposób polega na zastosowaniu dodatkowych obwodów rezonansowych LrCr na wyjściu każdej gałęzi tranzystorowej oraz zastosowaniu w algorytmie modulacji szerokości impulsów napięcia wyjściowego dodatkowego cyklu przełączania wyłącz-załącz tranzystor przy włączaniu tranzystorów w gałęzi tranzystorowej oraz dodatkowego cyklu załącz-wyłącz przy wyłączaniu tranzystorów w gałęzi tranzystorowej. Wejście dławika Lr obwodu rezonansowego jest połączone szeregowo z wyjściem gałęzi tranzystorowej, a kondensator Cr obwodu rezonansowego jest połączony z wyjściem dławika Lr z jednej strony oraz biegunem ujemnym lub biegunem dodatnim obwodu DC przekształtnika z drugiej. Punkt połączenia dławika Lr i kondensatora Cr obwodu rezonansowego tworzy nowe wyjście gałęzi tranzystorowej o obniżonej stromości zmian napięcia du/dt. Istota sposobu według publikacji zawiera się w tym, że w każdym procesie przełączenia napięcia na wyjściu każdej gałęzi tranzystorowej, gdy napięcie wyjściowe zmienia się ze stanu niskiego na stan wysoki, zmiana napięcia jest inicjowana przez dodatkowe włączenie tranzystora górnego i wymuszenie krótkiego impulsu napięciowego o czasie trwania tP na dławiku Lr obwodu rezonansowego LrCr, który to impuls wzbudza swobodne oscylacje w obwodzie rezonansowym. Kiedy do dławika Lr jest przyłożone napięcie dodatnie, prąd dławika Lr wzrasta, a kondensator Cr jest ładowany prądem o wartości równej różnicy między prądem dławika Lr a aktualnym prądem obciążenia przekształtnika. Po czasie tP, napięcie kondensatora osiąga połowę napięcia obwodu DC, a impuls napięciowy przyłożony do dławika Lr jest zakończony stanem przejściowym przełączenia, w którym prąd wyjściowy gałęzi tranzystorowej komutuje z tranzystora górnego, który jest wówczas wyłączany, do tranzystora dolnego, który jest załączany. W konsekwencji, do dławika Lr obwodu rezonansowego LrCr przykładane jest ujemny impuls napięcia i prąd dławika zmniejsza się z powrotem aż do osiągnięcia aktualnej wartości prądu obciążenia przekształtnika. Ponieważ prąd ładowania płynący do kondensatora Cr poprzez dławik Lr jest przez ten czas nadal dodatni, napięcie wyjściowe na kondensatorze Cr dalej rośnie aż do pełnego napięcia obwodu DC. Ze względu na symetrię kształtu przebiegu prądu dławika Lr, po czasie równym dwukrotności czasu tP następuje trzeci stan przejściowy przełączenia, po którym tranzystor górny jest ostatecznie załączany i na wyjściu przekształtnika osiągany jest stan ustalony, w którym napięcie na kondensatorze Cr jest równe wartości napięcia obwodu pośredniczącego DC, a prąd dławika Lr jest równy aktualnemu prądowi obciążenia. Przy zmianie napięcia wyjściowego gałęzi tranzystorowej ze stanu wysokiego do stanu niskiego stosuje się ten sam schemat przełączania, z tym, że tranzystory górny i dolny zamieniają się rolami.

W przeciwieństwie do stosowanego w falownikach wyjściowego filtra sinusoidalnego LC, energia zgromadzona w kondensatorze Cr obwodu rezonansowego LrCr nie jest rozpraszana, ale może być odzyskana dzięki działaniu rezonansowemu przy kolejnej zmianie napięcia na wyjściu gałęzi tranzystorowej. Dzięki temu obwód rezonansowy LrCr nie generuje żadnych dodatkowych strat.

Innym podejściem umożliwiające ograniczenie stromości narastania napięcia du/dt na wyjściu przekształtnika jest zastosowanie topologii przekształtnika wielopoziomowego. Znany jest z patentu Peng F. Z, Jih-Sheng L, Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources, Pat. No. US RE37126, 2002 układ trójfazowego wielopoziomowego, kaskadowego falownika napięcia, składającego się w każdej fazie z wielu połączonych szeregowo mostków tranzystorowych typu H. Przy czym układ mostka typu H jest tworzony poprzez połączenie równoległe dwóch gałęzi tranzystorowych z własnym oddzielnym obwodem DC, a wyjście mostka typu H tworzą zaciski wyjściowe tych gałęzi tranzystorowych. Zaletą wielopoziomowych przekształtników kaskadowych DC-AC jest przełączanie przez mostki typu H napięcia o ułamkowej wartości całkowitego napięcia przekształtnika, co umożliwia uzyskanie stromości narastania napięcia du/dt na wyjściu przekształtnika mniejszych niż w przypadku dwupoziomowych przekształtników napięcia.

Metody sterowania wielopoziomowych przekształtników kaskadowych DC-AC różnią się od powszechnie znanych algorytmów modulacji wektorowej, stosowanych w klasycznych dwupoziomowych falownikach napięcia. W każdym mostku H przepływ energii z kondensatora obwodu DC do wyjścia mostka powoduje zmniejszenie napięcia na tym kondensatorze. Algorytmy modulacji wektorowej stosowane w przekształtnikach dwupoziomowych nie zapewniają utrzymania takich samych napięć na kondensatorach obwodów DC poszczególnych mostków H przekształtnika wielopoziomowego - co jest wymagane do poprawnej pracy kaskadowego przekształtnika wielopoziomowego. Metody sterowania przekształtnikami kaskadowymi można syntetyzować z przyjęciem określonego kryterium. Znany jest z publikacji Lewicki A., Szewczyk J., Krzemiński Z., Morawiec M., Redukcja liczby przełączeń tranzystorów w falowniku kaskadowym z wektorową modulacją szerokości impulsów, Przegląd Elektrotechniczny, R. 96 Nr 7/2020, ss. 47-53, sposób sterowania kaskadowego przekształtnika wielopoziomowego zapewniający spełnienie kryterium jednakowego obciążenia wszystkich mostków typu H. Rozwiązanie przedstawione w publikacji uwzględnia konstrukcję mechaniczną i sposób chłodzenia przekształtnika i umożliwi sterowanie temperaturą poszczególnych mostków H przekształtnika, w którym ten sam strumień powietrza jest wykorzystany do chłodzenia wielu mostków typu H. Ponieważ przez gałęzie tranzystorowe poszczególnych mostków typu H przepływa prąd o tej samej amplitudzie, wynikającej z obciążenia, to w przypadku identycznych czasów załączenia i wyłączenia straty mocy wydzielane w postaci ciepła na tranzystorach gałęzi tranzystorowych różnych mostków typu H są takie same. Zgodnie ze sposobem przedstawionym w publikacji, zadaniem nadrzędnym sterowania przekształtnikiem kaskadowym DC-AC jest realizacja zadanego napięcia wyjściowego przy utrzymaniu zbliżonych wartości napięć na kondensatorach obwodów DC wszystkich mostków H. W poszczególnych fazach przekształtnika uzyskuje się to poprzez sterowanie modulacją szerokości impulsów napięcia wybranego mostka typu H przy pozostawieniu napięcia pozostałych mostków typu H w stanie wysokim bądź w stanie niskim. Kryterium do spełnienia jest utrzymanie jednakowego obciążenia termicznego wszystkich mostków typu H z czym wiąże się wybór, na podstawie pomiaru temperatur, mostka H który ma mieć aktualnie modulowane impulsy napięcia wyjściowego.

Stosowanie w wielopoziomowych przekształtnikach kaskadowych szybkich tranzystorów SiC powoduje, że znane z przekształtników dwupoziomowych problemy związane z negatywnym wpływem stromości narastania napięcia du/dt na wyjściu gałęzi tranzystorowych na obciążenie, zwłaszcza uzwojenia silników, dotyczą obecnie również wielopoziomowych przekształtników kaskadowych.

Wielopoziomowy przekształtnik kaskadowy o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt składający się z jednej lub więcej gałęzi przekształtnika, a każda gałąź przekształtnika składa się określonej liczby mostków tranzystorowych z własnymi niezależnymi obwodami DC, stosownie do liczby poziomów przekształtnika, a każdy mostek tranzystorowy składa się z dwóch gałęzi tranzystorowych, przy czym w każdej gałęzi przekształtnikowej zacisk wyjściowy pierwszej gałęzi tranzystorowej pierwszego mostka tranzystorowego i zacisk drugiej gałęzi tranzystorowej ostatniego mostka tranzystorowego tworzą zaciski wyjściowe tej gałęzi przekształtnika, a w przekształtniku o liczbie gałęzi większej od jeden zaciski wyjściowe drugiej gałęzi tranzystorowej każdego ostatniego mostka tranzystorowego każdej gałęzi przekształtnikowej są połączone ze sobą we wspólnym punkcie gwiazdowym, a zaciski wyjściowe każdej pierwszej gałęzi tranzystorowej pierwszego mostka tranzystorowego w każdej gałęzi przekształtnikowej są zaciskami wyjściowymi gałęzi przekształtnika charakteryzuje się według wynalazku tym, że każda gałąź przekształtnika GP zawiera obwód rezonansowy LrCr składający się z dławika rezonansowego Lr oraz kondensatora rezonansowego Cr, przy czym wejście dławika rezonansowego Lr jest połączone z zaciskiem wyjściowym pierwszej gałęzi tranzystorowej GT1 pierwszego mostka tranzystorowego H1, a wyjście dławika rezonansowego Lr jest połączone z wyjściem przekształtnika WY, a kondensator rezonansowy Cr jest z jednej strony połączony z zaciskiem wyjściowym drugiej gałęzi tranzystorowej GT2 ostatniego mostka tranzystorowego Hn, a z drugiej strony jest połączony z wyjściem dławika rezonansowego Lr.

Sposób sterowania wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt polegający na sterowaniu tranzystorów gałęzi tranzystorowych przekształtnika sygnałem PWM polegający na wygenerowaniu w każdym cyklu sterowania PWM gałęzi tranzystorowej mostka tranzystorowego dodatkowego cyklu przełączania wyłącz-załącz tranzystora przy każdorazowym włączaniu tego tranzystora wynikającym z zadanego sygnału modulacji impulsów napięcia wyjściowego tego mostka tranzystorowego oraz dodatkowego cyklu załącz-wyłącz tranzystora przy każdorazowym wyłączaniu tego tranzystora wynikającym z zadanego sygnału modulacji impulsów napięcia wyjściowego tego mostka tranzystorowego charakteryzuje się tym, że w aktualnym przedziale czasowym T, równym okresowi wykonania zadania sterowania, w gałęzi przekształtnikowej GP o liczbie mostków tranzystorowych równej n w tylko jednym mostku tranzystorowym spośród wszystkich mostków tranzystorowych od H1 do Hn tylko jedna gałąź tranzystorowa spośród dwóch gałęzi GT1 i GT2 jest sterowana sygnałem modulacji szerokości impulsów PWM, a wszystkie pozostałe mostki tranzystorowe w tej gałęzi przekształtnikowej GP mogą być przełączane aby zmienić stan napięcia na wyjściach tych mostków tylko w taki sposób, że każdej dyskretnej zmianie stanu napięcia na wyjściu jednego z tych pozostałych mostków tranzystorowych gałęzi przekształtnikowej GP musi dokładnie w tej samej chwili towarzyszyć dyskretna zmiana stanu napięcia z aktualnego na przeciwny na wyjśc iu jeszcze jednego z tych pozostałych mostków tranzystorowych w tej gałęzi przekształtnikowej GP.

Dzięki układowi według wynalazku uzyskuje się korzystnie prostą konstrukcję wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt, w którym dla obniżenia stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt wszystkie gałęzie tranzystorowe wszystkich mostków typu H każdej gałęzi przekształtnikowej wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego mogą korzystać z pojedynczego wspólnego dla całej gałęzi przekształtnika obwodu rezonansowego LrCr. Daje to korzyści w postaci niższych kosztów wytworzenia całego przekształtnika oraz mniejszego stopnia skomplikowania i wyższej niezawodności konstrukcji przekształtnika w porównaniu z rozwiązaniem, w którym każda gałąź tranzystorowa posiadał swój własny obwód rezonansowy LrCr - jak to ma miejsce w przypadku przekształtników dwupoziomowych.

Dzięki sposobowi przełączania tranzystorów wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego według wynalazku uzyskuje się mniejszą liczbę dodatkowych przełączeń tranzystorów wymaganych do wygenerowania impulsów wzbudzających swobodne oscylacje w obwodzie rezonansowym LrCr, a tym samym mniejsze straty na przełączanie i wyższą sprawność przekształtnika w porównaniu z rozwiązaniem, w którym każdej zmianie stanu napięcia na wyjściu gałęzi tranzystorowej towarzyszą dodatkowe przełączenia tranzystorów w celu wygenerowania impulsów wzbudzających rezonans w obwodzie LrCr jak to ma miejsce w przypadku przekształtników dwupoziomowych.

Przedmiot wynalazku objaśniony jest bliżej w przykładach wykonania i na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia w sposób schematyczny konstrukcję gałęzi przekształtnika z wyjściowym obwodem rezonansowym LrCr zapewniającym obniżanie stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego, a fig. 2 - w sposób schematyczny przedstawia sposób kształtowania napięcia wyjściowego o obniżonej stromości zmian du/dt wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego.

Przykład I

Wielopoziomowy przekształtnik kaskadowy o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt składa się z jednej gałęzi przekształtnika GP, która składa się z liczby n = 3 mostków tranzystorowych H1, H2, H3 z własnymi niezależnymi obwodami napięcia stałego uDC. Każdy mostek tranzystorowy H1, H2, H3 składa się z dwóch gałęzi tranzystorowych GT1, GT2, przy czym pierwsza gałąź tranzystorowa GT1 składa się z dwóch tranzystorów TR1, TR2, a druga gałąź tranzystorowa GT2 składa się z dwóch tranzystorów TR3, TR4, W gałęzi przekształtnikowej GP zacisk wyjściowy pierwszej gałęzi tranzystorowej GT 1 pierwszego mostka tranzystorowego H1 i zacisk drugiej gałęzi tranzystorowej ostatniego mostka tranzystorowego H3 tworzą zaciski wyjściowe gałęzi przekształtnika GP o napięciu uGP. Gałąź przekształtnika GP zawiera obwód rezonansowy LrCr składający się z dławika rezonansowego Lr oraz kondensatora rezonansowego Cr, przy czym wejście dławika rezonansowego Lr jest połączone z zaciskiem wyjściowym pierwszej gałęzi tranzystorowej GT1 pierwszego mostka tranzystorowego H1, a wyjście dławika rezonansowego Lr jest połączone z wyjściem przekształtnika WY o napięciu uWY, a kondensator rezonansowy Cr jest z jednej strony połączony z zaciskiem wyjściowym drugiej gałęzi tranzystorowej GT2 ostatniego mostka tranzystorowego H3, a z drugiej strony jest połączony z wyjściem dławika rezonansowego Lr.

P rz y k ła d I I

W układzie wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego, zawierającego dodatkowy obwód rezonansowy LrCr na wyjściu gałęzi przekształtnika GP, w aktualnym przedziale czasowym T, równym okresowi wykonywania zadania sterowania, w pierwszym mostku H1 pierwsza gałąź tranzystorowa GT1 jest sterowana sygnałem PWM o modulowanej szerokości, który to sygnał początkowo ma wartość 0, co oznacza, że tranzystor TR1 ma być wyłączony, a tranzystor TR2 ma być załączony sygnałem bramkowym GTR2 równym jeden. Następnie sygnał PWM ma wartość 1, co oznacza że tranzystor TR1 ma być załączony sygnałem bramkowym GTR1 równym jeden, a sygnał bramkowy GTR2 sterujący tranzystorem TR2 ma być równy zero, a tranzystor TR2 wyłączony. Następnie, aż do końca przedziału czasowego T, sygnał modulacji szerokości impulsów PWM ponownie ma wartość 0, co oznacza, że sygnał bramkowy GTR1 sterujący tranzystorem TR1 ma być równy zero, a tranzystor TR1 wyłączony, a tranzystor TR2 ma być załączony sygnałem bramkowym GTR2 równym jeden. Przez cały przedział czasowy T druga gałąź tranzystorowa GT2 w pierwszym mostku nie jest sterowana sygnałem PWM, tranzystor TR3 pozostaje na stałe wyłączony, a tranzystor TR4 na stałe załączony. Podobnie przez cały przedział czasowy gałęzie tranzystorowe pozostałych mostków H2 i H3 nie są sterowane sygnałem PWM. Na początku przedziału napięcie wyjściowe mostka H2 zmienia stan z niskiego na wysoki, równy napięciu obwodu pośredniczącego uDC ale równocześnie w tej samej chwili napięcie wyjściowe mostka H3 zmienia swój stan ze stanu wysokiego, równego napięciu obwodu pośredniczącego uDC na stan niski równy 0. Powyższa, jednoczesna zmiana napięć wyjściowych uH2 i uH3 mostków H2 oraz

H3 na początku przedziału T nie powoduje żadnych zmian napięcia du/dt w napięciu wyjściowym uGP gałęzi przekształtnika GP.

Przy włączaniu i wyłączaniu, zgodnie z sygnałem PWM, tranzystora TR1 w gałęzi tranzystorowej GT1, w chwili włączania tranzystora TR1 w sygnale bramkowym gateTRI wygenerowany jest dodatkowy cykl przełączania wyłącz-załącz tranzystor TR1 oraz dodatkowego cykl załącz-wyłącz przy wyłączaniu tranzystora TR1 w gałęzi tranzystorowej GT1. W wyniku tego, gdy napięcie wyjściowe mostka H1 zmienia się ze stanu niskiego na stan wysoki, zmiana napięcia jest inicjowana przez dodatkowe włączenie tranzystora górnego TR1 i wymuszenie krótkiego impulsu napięciowego o czasie trwania tP na dławiku Lr obwodu rezonansowego LrCr, który to imp uls wzbudza swobodne oscylacje w obwodzie rezonansowym. Kiedy do dławika Lr jest przyłożone napięcie dodatnie, prąd dławika iLr wzrasta, a kondensator Cr jest ładowany prądem o wartości równej różnicy między prądem dławika iLr a aktualnym prądem obciążenia przekształtnika iobc. Po czasie tP, napięcie kondensatora osiąga napięcie równe sumie połowy napięcia uDC mostka H1 oraz napięć wyjściowych mostków H2 oraz H3, a impuls napięciowy przyłożony do dławika Lr jest zakończony stanem przejściowym przełączenia, w którym prąd wyjściowy gałęzi tranzystorowej GT1 komutuje z tranzystora górnego TR1, który jest wówczas wyłączany, do tranzystora dolnego TR2, który jest załączany. W konsekwencji, do dławika Lr obwodu rezonansowego LrCr przykładane jest ujemny impuls napięcia i prąd dławika iLr zmniejsza się z powrotem aż do osiągnięcia aktualnej wartości prądu obciążenia iobc przekształtnika. Prąd ładowania iLr płynący do kondensatora Cr poprzez dławik Lr jest przez ten czas dodatni i napięcie wyjściowe na kondensatorze Cr dalej rośnie aż do wartości równej sumie pełnego napięcia uDC mostka H1 oraz napięć wyjściowych mostków H2 oraz H3. Ze względu na symetrię kształtu przebiegu prądu dławika Lr, po czasie równym dwukrotności czasu tP następuje trzeci stan przejściowy przełączenia, po którym tranzystor górny TR1 gałęzi GT1 jest ostatecznie załączany i na wyjściu WY przekształtnika napięcie uWY osiąga jest stan ustalony, w którym napięcie na kondensatorze Cr jest równe sumie napięć wyjściowych uDC wszystkich mostków H1, H2, H3, a prąd dławika iLr jest równy aktualnemu prądowi obciążenia iobc. Przy zmianie napięcia wyjściowego gałęzi tranzystorowej GT1 ze stanu wysokiego do stanu niskiego stosuje się ten sam schemat przełączania, z tym że tranzystory górny TR1 i dolny TR2 zamieniają się rolami.

Claims (2)

1. Wielopoziomowy przekształtnik kaskadowy o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt składający się z jednej lub więcej gałęzi przekształtnika, a każda gałąź przekształtnika składa się określonej liczby mostków tranzystorowych z własnymi niezależnymi obwodami DC, stosownie do liczby poziomów przekształtnika, a każdy mostek tranzystorowy składa się z dwóch gałęzi tranzystorowych, przy czym w każdej gałęzi przekształtnikowej zacisk wyjściowy pierwszej gałęzi tranzystorowej pierwszego mostka tranzystorowego i zacisk drugiej gałęzi tranzystorowej ostatniego mostka tranzystorowego tworzą zaciski wyjściowe tej gałęzi przekształtnika, a w przekształtniku o liczbie gałęzi większej od jeden zaciski wyjściowe drugiej gałęzi tranzystorowej każdego ostatniego mostka tranzystorowego każdej gałęzi przekształtnikowej są połączone ze sobą we wspólnym punkcie gwiazdowym, a zaciski wyjściowe każdej pierwszej gałęzi tranzystorowej pierwszego mostka tranzystorowego w każdej gałęzi przekształtnikowej są zaciskami wyjściowymi gałęzi przekształtnika znamienny tym, że każda gałąź przekształtnika (GP) zawiera obwód rezonansowy (LrCr) składający się z dławika rezonansowego (Lr) oraz kondensatora rezonansowego (Cr), przy czym wejście dławika rezonansowego (Lr) jest połączone z zaciskiem wyjściowym pierwszej gałęzi tranzystorowej (GT1) pierwszego mostka tranzystorowego (H1), a wyjście dławika rezonansowego (Lr) jest połączone z wyjściem przekształtnika (WY), a kondensator rezonansowy (Cr) jest z jednej strony połączony z zaciskiem wyjściowym drugiej gałęzi tranzystorowej (GT2) ostatniego mostka tranzystorowego (Hn), a z drugiej strony jest połączony z wyjściem dławika rezonansowego (Lr).

2. Sposób sterowania wielopoziomowego przekształtnika kaskadowego o obniżonej stromości zmian napięcia wyjściowego du/dt polegający na sterowaniu tranzystorów gałęzi tranzystorowych przekształtnika sygnałem PWM, polegający na wygenerowaniu w każdym cyklu sterowania PWM gałęzi tranzystorowej mostka tranzystorowego dodatkowego cyklu przełączania

PL 249868 Β1 wyłącz-załącz tranzystora przy każdorazowym włączaniu tego tranzystora wynikającym z zadanego sygnału modulacji impulsów napięcia wyjściowego tego mostka tranzystorowego oraz dodatkowego cyklu załącz-wyłącz tranzystora przy każdorazowym wyłączaniu tego tranzystora wynikającym z zadanego sygnału modulacji impulsów napięcia wyjściowego tego mostka tranzystorowego znamienny tym, że w aktualnym przedziale czasowym (T), równym okresowi wykonania zadania sterowania, w gałęzi przekształtnikowej (GP) o liczbie mostków tranzystorowych równej (n) w tylko jednym mostku tranzystorowym spośród wszystkich mostków tranzystorowych od (H1) do (Hn) tylko jedna gałąź tranzystorowa spośród dwóch gałęzi (GT1) i (GT2) jest sterowana sygnałem modulacji szerokości impulsów (PWM), a wszystkie pozostałe mostki tranzystorowe w tej gałęzi przekształtnikowej (GP) mogą być przełączane aby zmienić stan napięcia na wyjściach tych mostków tylko w taki sposób, że każdej dyskretnej zmianie stanu napięcia na wyjściu jednego z tych pozostałych mostków tranzystorowych gałęzi przekształtnikowej (GP) musi dokładnie w tej samej chwili towarzyszyć dyskretna zmiana stanu napięcia z aktualnego na przeciwny na wyjściu jeszcze jednego z tych pozostałych mostków tranzystorowych w tej gałęzi przekształtnikowej (GP).