Uklad do generacji napiecia trójkatnego i prostokatnego wedlug wynalazku posiada dwa, sprzezone ze soba, zródla pradowe, sterowane z rezystora nastawnego przez symetryzator. Pierwsze zródlo pradowe jest polaczone z anoda diody, której katoda jest polaczona z wezlem sumacyjnym wzmacniacza calkujacego. Drugie zródlo pradowe jest polaczone z katoda diody a jej anoda jest polaczona z wezlem sumacyjnym wzmacniacza calkujacego.Pierwsze zródlo pradowe zawiera tranzystor, którego kolektor jest polaczony z emiterem tranzystora pracujacego w ukladzie wtórnika emiterowego, oraz przez rezystor z baza tranzystora drugiego zródla pradowe¬ go. Baza tranzystora pierwszego zródla pradowego jest polaczona przez rezystor z kolektorem tranzystora drugiego zródla pradowego, który jest równiez polaczony z emiterem tranzystora pracujacego w ukladzie wtórnika emiterowego. Emitery tranzystorów pierwszego i drugiego zródla sa polaczone przez rezystor ze zródlem zasilania.Glówna zaleta ukladu wedlug wynalazku jest zastosowanie zródel stalopradowych wspólpracujacych ze wzmacniaczem calkujacym. Pozwala to uzyskac duza liniowosc przebiegu trójkatnego oraz równe i stabilne jego nachylenie. Multiwibrator bistabilny w ukladzie wedlug wynalazku sluzy jedynie do elektronicznego przelacza¬ nia zródel pradowych do wezla sumacyjnego integratora. Wielkosc napiecia wyjsciowego multiwibratora nie wplywa na wartosc pradu ladowania i rozladowania. Dziekj temu w ukladzie wedlug wynalazku mozna regulowac próg przerzutu multiwibratora a wice amplitude przebiegu trójkatnego z zachowaniem stalej czesto¬ tliwosci i nachylenia przebiegu. Zastosowanie zródel pradowych, których prad jest regulowany prostym dzielnikiem rezystorowym, pozwala zmieniac czestotliwosc napiecia trójkatnego w szerokim zakresie z zachowa¬ niem duzej liniowosci oraz równych nachylen tego napiecia. Zachowanie tych parametrów w szerokim zakresie czestotliwosci pozwala na proste przeksztalcenie napiecia trójkatnego dodatkowo na przebieg sinusoidalny.Uzyskuje sie wówczas uniwersalne zródlo napiecia o róznych ksztaltach, które ma zastosowanie w kazdym laboratorium elektronicznym, w pomiarach produkcyjnych czy tez w systemach sterowania automatycznego.Przyklad. Uklad do generacji napiecia trójkatnego i prostokatnego wedlug wynalazku jest przedstawiony w przykladzie wykonania na rys. na którym fig. 1 przedstawia schemat blokowy ukladu, a fig. 2 przedstawia schemat jednego z mozliwych wykonan ukladu.Zgodnie z wynalazkiem uklad przedstawiony na fig. 1 zawiera wzmacniacz calkujacy 1 z pojemnoscia calkujaca 2, którego wyjscie F jest podlaczone do wejscia C multiwibratora bistabilnego 3. Wyjscie D multiwibratora bistabilnego 3 jest podlaczone do wezla sumacyjnego E wzmacniacza calkujacego 1. Do wezla sumacyjnego E wzmacniacza calkujacego 1 sa równiez podlaczone dwa, sprzezone ze soba, zródla pradowe 6 i 7, sterowane z rezystora nastawnego 9 przez symetryzator 8.Wyjscie A pierwszego zródla pradowego 6 jest polaczone z anoda diody 4 której katoda jest polaczona z wezlem sumacyjnym E wzmacniacza calkujacego 1. Wyjscie B drugiego zródla pradowego 7 jest polaczone z katoda diody 5, której anoda jest polaczona z wezlem sumacyjnym E wzmacniacza calkujacego 1.Pierwsze zródlo pradowe 6, przedstawione na fig. 2, zawiera tranzystor 17, którego kolektor jest polaczony z emiterem tranzystora 13, pracujacego w ukladzie wtórnika emiterowego z rezystorem emiterowym 11, oraz przez rezystor 15 z baza tranzystora 16 drugiego zródla pradowego 7. Baza tranzystora 17 pierwszego zródla pradowego 6 jest polaczona przez rezystor 14 z kolektorem tranzystora 16 drugiego zródla pradowego 7, który jest równiez polaczony z emiterem tranzystora 12, pracujacym w ukladzie wtórnika emiterowego z rezystorem emiterowym 10. Emitery tranzystorów 16 i 17 sa polaczone przez rezystor 18 ze zródlem zasilania.Baza tranzystora 13 pierwszego zródla pradowego 6 jest polaczona z emiterem tranzystora 20 symetryza- tora 8, natomiast baza tranzystora 12, drugiego zródla pradowego 7, jest polaczona z emiterem tranzystora 19 symetryzatora 8, przy czym baza tranzystora 20 jest polaczona z suwakiem rezystora nastawnego 9.W przypadku, gdy napiecie na wyjsciu D multiwibratora bistabilneyo 3 jest dodatnie, dioda 4 jest polaryzowana zaporowo a dioda 5 przewodzi prad. W ten sposób do wezla sumacyjnego E wzmacniacza calkujacego 1 jest podlaczone wyjscie B drugiego zródla pradowego 7. Nastepuje ladowanie pojemnosci 2 stalym pradem. Na wyjsciu F wzmacniacza calkujacego 1 napiecie narasta liniowo. Kiedy wielkosc tego napiecia przekroczy pierwszy poziom wyzwalania multiwibratora bistabilnego 3, na jego wyjsciu D pojawi sie napiecie ujemne. Dioda 5 zostaje spolaryzowana zaporowo a dioda 4 przewodzi prad. W ten sposób do wezla sumacyjnego E wzmacniacza calkujacego 1 jest teraz podlaczone wyjscie A pierwszego zródla pradowego 6. Nastepuje rozladowanie pojemnosci 2 stalym pradem z pierwszego zródla pradowego 6. Napiecie na wyjsciu F wzmacnia¬ cza calkujacego 1 maleje liniowo do momentu, kiedy przekroczy drugi poziom wyzwalania multiwibratora bistabilnego 3, wtedy rozpocznie sie nastepny cykl generacji.Wartosc pradu zródel 6 i 7 jest ustalona przez symetryzator 8, uwidoczniony na fig. 2 a zbudowany na tranzystorach 19 i 20 pracujacych w ukladach OC i OE. Symetryzator 8 pozwala sterowac bazy tranzystorów 12i 83 119 3 i 13 pradem, o tej samej wartosci, w przeciwnej fazie. Zwiekszenie pradu bazy tranzystora 20, przez zmiane rezystora 9 powoduje zwiekszenie pradu bazy tranzystora 13 oraz zmniejszenie, o taka sama wielkosc, pradu bazy tranzystora 12. Prad plynacy przez rezystor 11 jest róznica miedzy pradem emitera tranzystora 13 a pradem kolektora tranzystora 17. Baza tranzystora 17 jest zasilana przez rezystor 14 z wyjscia B drugiego zródla pradowego 7 a zatem tranzystory 13 i 14 sa sterowane w przeciwnej fazie. Wzrost pradu emitera tranzystora 13 powoduje zmalenie pradu kolektora tranzystora 17 a zatem rosnie prad plynacy z wyjscia A pierwszego zródla pradowego 6. Ze wzgledu na sterowanie obydwu zródel 6 i 7 w przeciwnej fazie, prad wplywajacy do wejscia B drugiego zródla pradowego 7 wzrosnie o taka sama wartosc jak prad pierwszego zródla pradowego 6.W ten sposób, przez zmiane pradu zródel 6 i 7, uzyskuje sie zmiane czestotliwosci przebiegu trójkatnego na wyjsciu F wzmacniacza calkujacego 1 oraz przebiegu trójkatnego na wyjsciu D mu It iwibratora bistabilnego 3. PL PLThe system for generating a triangular and rectangular voltage according to the invention has two, interconnected, current sources, controlled by a variable resistor through a balun. The first current source is connected to the anode of the diode, the cathode of which is connected to the summation node of the integrating amplifier. The second current source is connected to the cathode of the diode and its anode is connected to the summation node of the calibrating amplifier. The first current source comprises a transistor, the collector of which is connected to the emitter of the transistor operating in the emitter follower circuit, and through a resistor to the base of the transistor of the second current source. The base of the first current source transistor is connected via a resistor to the collector of the second current source transistor, which is also connected to the emitter of the transistor in the emitter follower circuit. The emitters of the first and second source transistors are connected via a resistor to the power source. The main advantage of the circuit according to the invention is the use of DC sources cooperating with the integrating amplifier. This allows for a high linearity of the triangular waveform and an even and stable slope. The bistable multivibrator in the system according to the invention serves only to electronically switch the current sources to the summation node of the integrator. The magnitude of the output voltage of the multivibrator does not affect the value of the charge and discharge currents. Thus, in the system according to the invention, it is possible to adjust the metering threshold of the multivibrator, and hence the amplitude of the triangular waveform, maintaining a constant frequency and slope of the waveform. The use of current sources, the current of which is regulated by a simple resistor divider, makes it possible to vary the frequency of the triangular voltage in a wide range, while maintaining high linearity and equal inclination of this voltage. Maintaining these parameters in a wide range of frequencies allows for a simple transformation of the triangular voltage additionally into a sinusoidal waveform. A universal voltage source of various shapes is then obtained, which can be used in any electronic laboratory, in production measurements or in automatic control systems. The circuit for generating the triangular and rectangular voltage according to the invention is shown in the embodiment in Fig. 1, in which Fig. 1 shows a block diagram of the circuit, and Fig. 2 shows a diagram of one of the possible embodiments of the circuit. In accordance with the invention, the circuit shown in Fig. 1 comprises an amplifier integrating 1 with integrating capacity 2, whose output F is connected to the C input of the bistable multivibrator 3. The output D of the bistable multivibrator 3 is connected to the summation node E of the integrating amplifier 1. Two interconnected interconnected terminals are also connected to the summation node E of the integrating amplifier 1, current sources 6 and 7, controlled from a variable resistor 9 through a balun 8. Output A of the first current source 6 is connected to the anode of diode 4, the cathode of which is connected to the summation node E of the integrating amplifier 1. Output B of the second current source 7 is connected to the cathode of the diode 5, the anode of which is connected to the summation node E of the integrating amplifier 1. The first current source 6, shown in Fig. 2, comprises a transistor 17, the collector of which is connected to the emitter of the transistor 13, operating in the emitter follower circuit with the emitter resistor 11, and through the resistor 15 to the base of the transistor 16 of the second current source 7. The base of the transistor 17 of the first current source 6 is connected via a resistor 14 to the collector of the transistor 16 of the second current source 7, which is also connected to the emitter of the transistor 12, operating in an emitter follower circuit with an emitter resistor 10. The emitters of transistors 16 and 17 are connected by a resistor 18 The base of the transistor 13 of the first current source 6 is connected to the emitter of the transistor 20 of the symmetrizer 8, while the base of the transistor 12 of the second current source 7 is connected to the emitter of the transistor 19 of the symmetrizer 8, the base of the transistor 20 is connected to the slider variable resistor 9. In the case when the voltage at the output D of the multivibrator is bistabi lneyo 3 is positive, diode 4 is reverse biased and diode 5 conducts the current. In this way, the output B of the second current source 7 is connected to the summation node E of the integrator 1. The capacitance 2 is charged with constant current. At output F of the integrating amplifier 1 the voltage increases linearly. When the magnitude of this voltage exceeds the first trigger level of the bistable multivibrator 3, a negative voltage will appear at its D output. Diode 5 becomes reverse biased and diode 4 conducts the current. Thus, the output A of the first current source 6 is now connected to the summation node E of the integrator 1. The capacity 2 is discharged with a constant current from the first current source 6. The voltage at the output F of the integrator amplifier 1 decreases linearly until it exceeds the second level triggering bistable multivibrator 3, then the next generation cycle will start. The current value of sources 6 and 7 is determined by the balun 8, shown in Fig. 2, and built on transistors 19 and 20 operating in OC and OE systems. The balun 8 allows to control the bases of transistors 12 and 83 119 3 and 13 with the same current value in the opposite phase. Increasing the base current of the transistor 20, by changing the resistor 9, increases the base current of the transistor 13 and decreases the base current of the transistor by the same amount 12. The current flowing through the resistor 11 is the difference between the emitter current of the transistor 13 and the collector current of the transistor 17. The base of the transistor 17 it is powered by a resistor 14 from the output B of the second current source 7 and therefore the transistors 13 and 14 are driven in the opposite phase. An increase in the emitter current of transistor 13 decreases the collector current of transistor 17 and therefore increases the current flowing from the A output of the first current source 6. Due to the control of both sources 6 and 7 in the opposite phase, the current flowing to the B input of the second current source 7 will increase by the same value as the current of the first current source 6. In this way, by changing the current of sources 6 and 7, the change of the frequency of the triangular waveform at the output F of the integrating amplifier 1 and the triangular waveform at the output D mu It and bistable vibrator 3 is obtained.